JP2007116414A - Radio communication apparatus and radio communication method - Google Patents
Radio communication apparatus and radio communication method Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007116414A JP2007116414A JP2005305505A JP2005305505A JP2007116414A JP 2007116414 A JP2007116414 A JP 2007116414A JP 2005305505 A JP2005305505 A JP 2005305505A JP 2005305505 A JP2005305505 A JP 2005305505A JP 2007116414 A JP2007116414 A JP 2007116414A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- weight
- generation error
- weight generation
- matrix
- reception
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Abstract
Description
本発明は複数のアンテナ素子を用いてビームフォーミング通信を行う無線通信装置などに関するものである。 The present invention relates to a wireless communication apparatus that performs beamforming communication using a plurality of antenna elements.
近年、複数のアンテナ素子を有する無線通信装置を用いて、それぞれのアンテナ素子から送信する信号に複素ウェイトを乗算し、振幅・位相を個別に制御し、指向性ビームを作り、通信を行うビームフォーミング技術に注目が集まっている。ビームフォーミング技術においては、送信側の無線通信装置のみがビームを形成して通信を行う送信ビームフォーミングと、送信側、受信側双方の無線通信装置がビームを形成して通信を行う送受信ビームフォーミングとがある。ビームフォーミング技術を用いることで、信号受信時の信号対雑音電力比(SNR:Signal−to−Noise power Ratio)や信号対干渉雑音電力比(SINR:Signal−to−Interference and Noise power Ratio)を改善して、通信品質や伝送速度の向上、通信可能距離の拡大などを実現できる。 In recent years, using a wireless communication device having a plurality of antenna elements, a signal transmitted from each antenna element is multiplied by a complex weight, the amplitude and phase are individually controlled, a directional beam is created, and communication is performed. Attention is focused on technology. In the beamforming technology, transmission beamforming in which only a transmission-side wireless communication device forms a beam and performs communication, and transmission / reception beamforming in which both transmission and reception-side wireless communication devices form a beam and perform communication There is. Improve signal-to-noise power ratio (SNR) and signal-to-interference noise ratio (SINR: Signal-to-Interference and Noise power Ratio) during signal reception by using beamforming technology As a result, it is possible to improve communication quality and transmission speed, and expand the communicable distance.
ビームフォーミング技術において、希望通りのビームパターンを得るには、複数あるアンテナ素子間の振幅・位相分布が計算通りでなければならない。しかし、現実の無線通信装置には、送信側における周波数変換機、高出力増幅器(HPA:High Power
Amplifier)、フィルタなど、受信側における周波数変換機、低雑音増幅器(LNA:Low Noise Amplifier)、フィルタなどの各種のアナログ素子の特性に不完全性があり、各アンテナ素子で異なる振幅・位相偏差を持ってしまう。
In the beam forming technique, in order to obtain a desired beam pattern, the amplitude / phase distribution between a plurality of antenna elements must be as calculated. However, an actual wireless communication device includes a frequency converter and a high power amplifier (HPA) on the transmission side.
There are imperfections in the characteristics of various analog elements such as frequency converters on the receiving side, low noise amplifiers (LNA), filters, etc. I have it.
よって、これらの影響を考慮せずに複素ウェイト乗算を行い、ビーム形成をしても、希望通りのビームパターンが得られない。受信側の無線通信装置でビームを形成する場合には、振幅・位相偏差があっても、それを含んだ最適なウェイトを受信時、送信時にかけることができるので大きな問題とはならないが、送信側の無線通信装置でビームを形成する場合には、このような最適なウェイトを送信時にかけることができないので、各アンテナブランチ間の振幅・位相偏差を補正する必要がある。 Therefore, even if complex weight multiplication is performed without considering these effects and beam formation is performed, a desired beam pattern cannot be obtained. When a beam is formed by a radio communication device on the receiving side, even if there is an amplitude / phase deviation, it is not a big problem because the optimum weight including it can be applied at the time of reception and transmission. When a beam is formed by the wireless communication apparatus on the side, such an optimum weight cannot be applied at the time of transmission, so it is necessary to correct the amplitude / phase deviation between the antenna branches.
さらに、MIMO(Multi−Input Multi−Output)システムにおける特異値分解を用いた送受信ビームフォーミングのように、送受信を行う無線通信装置間の伝搬路応答の相対性を利用してビーム形成を行う場合に、逆方向のリンクで得られる伝搬路応答を用いてビームパターンを決定する際に、前述した振幅・位相変動があると、第1の無線通信装置から第2の無線通信装置への伝搬路応答と、第2の無線通信装置から第1の無線通信装置への伝搬路応答の相対性が保たれなくなってしまうため、効率の良いビームパターンを形成できなくなる。そのため、第1の無線通信装置と第2の無線通信装置との間で振幅・位相偏差の補正を行う必要がある(例えば、非特許文献1参照)。 Furthermore, when beam forming is performed using the relativity of propagation path responses between wireless communication apparatuses that perform transmission and reception, such as transmission and reception beam forming using singular value decomposition in a MIMO (Multi-Input Multi-Output) system. When determining the beam pattern using the propagation path response obtained in the reverse link, if there is the amplitude / phase fluctuation described above, the propagation path response from the first wireless communication apparatus to the second wireless communication apparatus Then, since the relativity of the propagation path response from the second wireless communication apparatus to the first wireless communication apparatus is not maintained, an efficient beam pattern cannot be formed. Therefore, it is necessary to correct the amplitude / phase deviation between the first wireless communication device and the second wireless communication device (see, for example, Non-Patent Document 1).
このような場合に、各無線通信装置のアナログ素子の特性を各々測定、記憶し、その特性の偏差分を打ち消すようなウェイトを求め、このウェイトを送信信号に掛けて、振幅・位相偏差を補正することが一般的に行われている。このような補正方法を「キャリブレーション」という。以下では、キャリブレーションの結果として得られた振幅・位相偏差を補正するウェイトをキャリブレーションウェイトという。 In such a case, the characteristics of each analog element of each wireless communication device are measured and stored, and a weight that cancels the deviation of the characteristic is obtained, and this weight is multiplied by the transmission signal to correct the amplitude / phase deviation. It is generally done. Such a correction method is called “calibration”. Hereinafter, the weight for correcting the amplitude / phase deviation obtained as a result of the calibration is referred to as a calibration weight.
また、通信開始時またはデータ送信開始時に通信を行う二つの無線通信装置間で伝搬路推定のための既知信号を含むトレーニング信号を送受信し、キャリブレーションを行うこ
とが知られている(例えば、特許文献1参照)。
Also, it is known to perform calibration by transmitting and receiving a training signal including a known signal for propagation path estimation between two wireless communication devices that perform communication at the start of communication or data transmission (for example, patents) Reference 1).
図11は、従来の無線通信装置におけるキャリブレーションの手順の例を示す図である。このキャリブレーションは第1の無線通信装置と第2の無線通信装置との間で行われる。図11において、第1の無線通信装置から第2の無線通信装置への通信を順方向リンク、第2の無線通信装置から第1の無線通信装置への通信を逆方向リンクという。 FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a calibration procedure in a conventional wireless communication apparatus. This calibration is performed between the first wireless communication device and the second wireless communication device. In FIG. 11, communication from the first wireless communication device to the second wireless communication device is referred to as a forward link, and communication from the second wireless communication device to the first wireless communication device is referred to as a reverse link.
第1の無線通信装置はキャリブレーション要求信号を送信する(ステップS1101)。キャリブレーション要求信号を受信した第2の無線通信装置は、第1のトレーニング信号を送信する(ステップS1102)。第1のトレーニング信号には、逆方向リンクの伝搬路応答を推定するための既知信号が含まれている。第1のトレーニング信号を受信した第1の無線通信装置は、逆方向リンクの伝搬路応答を推定する(ステップS1103)。 The first wireless communication apparatus transmits a calibration request signal (step S1101). The second wireless communication apparatus that has received the calibration request signal transmits the first training signal (step S1102). The first training signal includes a known signal for estimating the reverse link propagation path response. The first wireless communication apparatus that has received the first training signal estimates the propagation path response of the reverse link (step S1103).
次に、第1の無線通信装置は、第2のトレーニング信号を送信する(ステップS1104)。第2のトレーニング信号には、順方向リンクの伝搬路応答を推定するための既知信号が含まれている。第2の無線通信装置は、第2のトレーニング信号を受信したら、順方向リンクの伝搬路応答を推定する(ステップS1105)。第2の無線通信装置は、推定した順方向リンクの伝搬路応答を順方向リンク応答推定値通知信号に含めて第1の無線通信装置に送信する(ステップS1106)。 Next, the first wireless communication apparatus transmits a second training signal (step S1104). The second training signal includes a known signal for estimating the forward link propagation path response. When the second wireless communication apparatus receives the second training signal, the second wireless communication apparatus estimates the forward link propagation path response (step S1105). The second wireless communication apparatus includes the estimated forward link propagation path response in the forward link response estimated value notification signal and transmits it to the first wireless communication apparatus (step S1106).
この時点で、第1の無線通信装置は、順方向リンク、逆方向リンク双方の伝搬路応答の推定値を持つので、これらが相対性を満たすようにキャリブレーションウェイトを計算する(ステップS1107)。第1の無線通信装置は、第2の無線通信装置が逆方向リンク送信時に用いるキャリブレーションウェイトを、キャリブレーションウェイト通知信号として、第2の無線通信装置に送信する(ステップS1108)。 At this time, since the first wireless communication apparatus has the estimated values of the propagation path responses of both the forward link and the reverse link, the calibration weight is calculated so that these satisfy the relativity (step S1107). The first wireless communication apparatus transmits a calibration weight used by the second wireless communication apparatus when transmitting the reverse link as a calibration weight notification signal to the second wireless communication apparatus (step S1108).
このようにすることで、アナログ素子による振幅・位相偏差は補正される。しかし、アナログ素子の振幅・位相偏差量が時間の経過とともに変わる場合には、通信開始時またはデータ送信開始時に作成したキャリブレーション行列では、キャリブレーションの精度が悪くなり、伝搬路応答の相対性が保たれなくなるので、無線通信装置の性能が劣化してしまう。 In this way, the amplitude / phase deviation due to the analog element is corrected. However, if the amplitude / phase deviation of the analog element changes over time, the calibration matrix created at the start of communication or data transmission will have poor calibration accuracy, and the relativity of the channel response will be low. Since it cannot be maintained, the performance of the wireless communication device is deteriorated.
このような場合には、通信開始時だけではなく一定期間ごとにキャリブレーションを行い、振幅・位相偏差を補正するウェイトを更新し、振幅・位相偏差の変動に対応することができる。また、無線通信装置内部の温度をモニタして、ある期間の温度変化量があらかじめ定めておいた閾値を超えた場合にキャリブレーションを行い、アナログ素子の温度変化による振幅・位相偏差量の変化に対応することが知られている(例えば、特許文献2参照)。
しかしながら、複数のアンテナ素子を有する無線通信装置で信号の送受信を行う場合に、複数のアンテナ素子間には、アンテナ素子の相互結合が発生する。これにより、あるアンテナ素子で送信または受信される信号成分が、他のアンテナ素子に漏れ込んでしまい、振幅・位相偏差を生むことになる。 However, when signals are transmitted / received by a wireless communication apparatus having a plurality of antenna elements, mutual coupling of the antenna elements occurs between the plurality of antenna elements. As a result, a signal component transmitted or received by a certain antenna element leaks into another antenna element, thereby generating an amplitude / phase deviation.
また、他のアンテナ素子に漏れ込む信号成分は、アンテナ素子固有の指向性や、アンテナ素子の配置、無線信号の入射角度などにより変わり、アンテナ素子間結合による振幅・位相偏差も、その影響を受ける。そのため、移動や周辺環境の変化により電波の到来方向が変化したり、無線通信装置を使用する際のアンテナの角度が変わったりすると、アンテナ素子間結合量が変わり、振幅・位相偏差量が変化する。また、アンテナの近傍に人体や金属などの導電体がある場合には、アンテナ素子間だけではなく、アンテナ素子とその導電体との間にも結合が生じるため、振幅・位相偏差量は変化する。 In addition, signal components that leak into other antenna elements vary depending on the directivity inherent to the antenna elements, the arrangement of the antenna elements, the incident angle of the radio signal, etc., and the amplitude / phase deviation due to coupling between the antenna elements is also affected by this. . Therefore, if the direction of arrival of radio waves changes due to movement or changes in the surrounding environment, or if the angle of the antenna when using a wireless communication device changes, the amount of coupling between antenna elements changes, and the amount of amplitude and phase deviation changes. . In addition, when there is a conductor such as a human body or metal near the antenna, coupling occurs not only between the antenna elements but also between the antenna element and the conductor, so the amplitude / phase deviation amount changes. .
その結果、通信中にアナログ素子での振幅・位相偏差量が通信開始時から変わり、通信開始時に求めたキャリブレーションウェイトでは振幅・位相偏差を補正できなくなり、伝搬路応答の相対性が保たれなくなってしまう。そして、このような状態で通信を継続すると無線通信装置における誤り率の増加や他の無線通信装置に与える干渉の増大が発生してしまうという課題があった。 As a result, the amplitude / phase deviation amount at the analog element changes from the start of communication during communication, and the calibration weight obtained at the start of communication cannot correct the amplitude / phase deviation, and the relativity of the propagation path response cannot be maintained. End up. When communication is continued in such a state, there is a problem that an increase in error rate in the wireless communication device and an increase in interference given to other wireless communication devices occur.
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、通信中に振幅・位相偏差によるウェイトのずれを検出し、補正することで伝搬路応答の相対性を保ち、効率の良いビームパターンで無線信号を受信することができる無線通信装置を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described conventional problems, and detects and corrects weight deviations due to amplitude and phase deviations during communication, thereby maintaining the relativity of propagation path responses and providing a radio signal with an efficient beam pattern. It is an object of the present invention to provide a wireless communication apparatus that can receive a message.
前記従来の課題を解決するために、本発明の無線通信装置は、無線信号を受信する複数のアンテナ素子と、無線信号を受信ベースバンド信号に変換するRF受信部と、受信ベースバンド信号から伝搬路応答行列を推定する伝搬路推定部と、伝搬路応答行列から受信ウェイトを作成し、受信ベースバンド信号に受信ウェイトを乗算する受信ウェイト乗算部と、受信ウェイト乗算後の受信ベースバンド信号からウェイト生成誤差を検出するウェイト生成誤差検出部と、を備える。 In order to solve the above-described conventional problems, a wireless communication apparatus according to the present invention includes a plurality of antenna elements that receive wireless signals, an RF receiver that converts wireless signals into received baseband signals, and propagation from the received baseband signals. A propagation path estimator for estimating a path response matrix, a reception weight multiplier for creating a reception weight from the propagation path response matrix and multiplying the reception baseband signal by the reception weight, and a weight from the reception baseband signal after reception weight multiplication. A weight generation error detection unit that detects a generation error.
この構成によれば、ビームフォーミング技術を用いた通信中に振幅・位相偏差量が変化したことを、受信ベースバンド信号より求めたウェイト生成誤差として検出することができる。このようにすることで、振幅・位相偏差量の変化をデータ受信中に随時検出できるので、精度の良いビームフォーミング通信を実現することができる。 According to this configuration, it is possible to detect that the amplitude / phase deviation amount has changed during communication using the beamforming technique as a weight generation error obtained from the received baseband signal. In this way, changes in the amplitude and phase deviation amount can be detected at any time during data reception, so that accurate beamforming communication can be realized.
また、本発明の無線通信装置では、ウェイト生成誤差検出部は、受信ウェイト乗算後の受信ベースバンド信号の虚数成分を観測してウェイト生成誤差を検出することが好ましい。 In the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable that the weight generation error detection unit detects a weight generation error by observing an imaginary component of the reception baseband signal after reception weight multiplication.
この構成によれば、ウェイト生成誤差がない場合には、受信ウェイト乗算後の受信ベースバンド信号に虚数成分の項がかからないため、この虚数成分を観測することで、ウェイト生成誤差があるかどうかを検出することができる。 According to this configuration, when there is no weight generation error, the received baseband signal after reception weight multiplication does not have an imaginary component term, so by observing this imaginary component, it is determined whether there is a weight generation error. Can be detected.
また、本発明の無線通信装置では、ウェイト生成誤差検出部は、受信ウェイト乗算後の受信ベースバンド信号の位相回転を観測してウェイト生成誤差を検出することが好ましい。 In the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable that the weight generation error detection unit detects the weight generation error by observing the phase rotation of the reception baseband signal after reception weight multiplication.
この構成によれば、ウェイト生成誤差がない場合には、受信ウェイト乗算後の受信ベースバンド信号に位相回転がないため、この位相回転を観測することで、ウェイト生成誤差があるかどうかを検出することができる。 According to this configuration, when there is no weight generation error, there is no phase rotation in the received baseband signal after reception weight multiplication, and therefore, it is detected whether there is a weight generation error by observing this phase rotation. be able to.
また、本発明の無線通信装置では、ウェイト生成誤差検出部は、受信ウェイト乗算後の複数の受信ベースバンド信号を平均して得られた信号からウェイト生成誤差を検出するこ
とが好ましい。
In the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable that the weight generation error detection unit detects a weight generation error from a signal obtained by averaging a plurality of reception baseband signals after reception weight multiplication.
この構成によれば、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルに含まれる雑音成分が平均化され、ウェイト生成誤差検出時の雑音成分による影響を低減することができる。その結果、ウェイト生成誤差検出における精度を向上することができる。 According to this configuration, the noise component included in the signal vector after reception weight multiplication is averaged, and the influence of the noise component when detecting the weight generation error can be reduced. As a result, accuracy in weight generation error detection can be improved.
また、本発明の無線通信装置では、ウェイト生成誤差検出部は、ウェイト生成誤差が所定値以上である場合にウェイト生成誤差があると判断することが好ましい。 In the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable that the weight generation error detection unit determines that there is a weight generation error when the weight generation error is a predetermined value or more.
この構成によれば、雑音成分などによるウェイト生成誤差についての誤判断を防ぐことができる。その結果、ウェイト生成誤差検出における精度を向上することができる。 According to this configuration, it is possible to prevent erroneous determination of a weight generation error due to a noise component or the like. As a result, accuracy in weight generation error detection can be improved.
本発明の無線通信装置は、無線信号を受信する複数のアンテナ素子と、無線信号を受信ベースバンド信号に変換するRF受信部と、受信ベースバンド信号から伝搬路応答行列を推定する伝搬路推定部と、伝搬路応答行列に伝搬路応答行列のエルミート転置行列を乗算して誤差検出行列を取得し、前記誤差検出行列よりウェイト生成誤差を検出するウェイト生成誤差検出部と、を備える。 A wireless communication device of the present invention includes a plurality of antenna elements that receive a radio signal, an RF receiver that converts a radio signal into a received baseband signal, and a propagation path estimator that estimates a propagation path response matrix from the received baseband signal And a weight generation error detector for acquiring an error detection matrix by multiplying the channel response matrix by a Hermitian transpose matrix of the channel response matrix and detecting a weight generation error from the error detection matrix.
この構成によれば、データ受信中に伝搬路応答行列から求めた誤差検出行列より、振幅・位相偏差量の変化によるウェイト生成誤差を検出することができる。このようにすることで、振幅・位相偏差量の変化をデータ受信中に随時検出できるので、精度の良いビームフォーミング通信を実現することができる。 According to this configuration, it is possible to detect a weight generation error due to a change in the amplitude / phase deviation amount from the error detection matrix obtained from the propagation path response matrix during data reception. In this way, changes in the amplitude and phase deviation amount can be detected at any time during data reception, so that accurate beamforming communication can be realized.
また、本発明の無線通信装置では、ウェイト生成誤差検出部は、誤差検出行列の非対角項成分が所定値以上である場合に、ウェイト生成誤差があると判断することが好ましい。 In the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable that the weight generation error detection unit determines that there is a weight generation error when the off-diagonal term component of the error detection matrix is a predetermined value or more.
この構成によれば、ウェイト生成誤差がない場合に、誤差検出行列の非対角項成分に値が現れないため、この非対角項成分を観測することで、ウェイト生成誤差があるかどうかを検出することができる。 According to this configuration, when there is no weight generation error, no value appears in the off-diagonal term component of the error detection matrix, so by observing this off-diagonal term component, it is determined whether there is a weight generation error. Can be detected.
また、本発明の無線通信装置は、ウェイト生成誤差検出部は、誤差検出行列の対角項成分の虚数成分が所定値以上である場合に、ウェイト生成誤差があると判断することが好ましい。 In the wireless communication device of the present invention, it is preferable that the weight generation error detection unit determines that there is a weight generation error when the imaginary component of the diagonal term component of the error detection matrix is equal to or greater than a predetermined value.
この構成によれば、ウェイト生成誤差がない場合に、誤差検出行列の対角項に虚数成分が現れないため、この虚数成分を観測することで、ウェイト生成誤差があるかどうかを検出することができる。 According to this configuration, when there is no weight generation error, an imaginary number component does not appear in the diagonal term of the error detection matrix, so it is possible to detect whether there is a weight generation error by observing this imaginary number component. it can.
また、本発明の無線通信装置は、ウェイト生成誤差検出部は、誤差検出行列の対角項成分の位相回転が所定値以上である場合に、ウェイト生成誤差があると判断することが好ましい。 In the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable that the weight generation error detection unit determines that there is a weight generation error when the phase rotation of the diagonal term component of the error detection matrix is equal to or greater than a predetermined value.
この構成によれば、ウェイト生成誤差がない場合に、誤差検出行列の対角項に位相回転が現れないため、この位相回転を観測することで、ウェイト生成誤差があるかどうかを検出できる。 According to this configuration, when there is no weight generation error, phase rotation does not appear in the diagonal term of the error detection matrix, so it is possible to detect whether there is a weight generation error by observing this phase rotation.
また、本発明の無線通信装置では、ウェイト生成誤差検出部は、複数の誤差検出行列を平均して得られた行列を用いてウェイト生成誤差を検出することが好ましい。 In the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable that the weight generation error detection unit detects a weight generation error using a matrix obtained by averaging a plurality of error detection matrices.
この構成によれば、伝搬路推定部で伝搬路応答行列を推定した際に、その行列に含まれ
る誤差成分が平均化され、ウェイト生成誤差の検出における誤差成分の影響を低減することができる。その結果、ウェイト生成誤差検出における精度を向上できる。
According to this configuration, when the propagation path response matrix is estimated by the propagation path estimation unit, the error component included in the matrix is averaged, and the influence of the error component in detecting the weight generation error can be reduced. As a result, accuracy in weight generation error detection can be improved.
また、本発明の無線通信装置では、ウェイトを生成または更新するためのトレーニング信号を生成するトレーニング生成部を更に備え、ウェイト生成誤差検出部はウェイト生成誤差をトレーニング生成部に通知することが好ましい。 The radio communication apparatus of the present invention preferably further includes a training generation unit that generates a training signal for generating or updating weights, and the weight generation error detection unit notifies the weight generation error to the training generation unit.
この構成によれば、ウェイト生成誤差の検出に応じて、キャリブレーションを行うことができる。このようにすることで、従来、通信開始時や一定期間ごとに行っていたキャリブレーションをウェイト生成誤差の発生に応じて実施できるので、ビームフォーミング通信の精度を向上することができる。 According to this configuration, calibration can be performed according to detection of a weight generation error. By doing in this way, the calibration that has been conventionally performed at the start of communication or at regular intervals can be performed according to the occurrence of a weight generation error, so that the accuracy of beamforming communication can be improved.
また、本発明の無線通信装置では、トレーニング生成部は、ウェイト生成誤差を用いて、伝搬路応答行列を推定するトレーニング信号を生成することが好ましい。 In the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable that the training generation unit generates a training signal for estimating a channel response matrix using a weight generation error.
この構成によれば、トレーニング信号を受け取った送信側の無線通信装置は、振幅・位相偏差量変化後の伝搬路応答行列を推定することができ、送信ウェイト行列を精度よく生成することができる。 According to this configuration, the transmitting-side wireless communication device that has received the training signal can estimate the propagation path response matrix after the amplitude / phase deviation amount change, and can generate the transmission weight matrix with high accuracy.
また、本発明の無線通信装置では、トレーニング生成部は、ウェイト生成誤差を用いて、伝搬路応答行列の相対性をキャリブレーションするトレーニング信号を生成することが好ましい。 In the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable that the training generation unit generate a training signal for calibrating the relativity of the channel response matrix using the weight generation error.
この構成によれば、トレーニング信号を受け取った送信側の無線通信装置は、振幅・位相偏差量変化後の順方向リンク及び逆方向リンクの伝搬路の双対性を保つためのキャリブレーションを行うことができる。 According to this configuration, the wireless communication device on the transmission side that has received the training signal can perform calibration to maintain the duality of the propagation path of the forward link and the reverse link after the amplitude / phase deviation amount change. it can.
また、本発明の無線通信装置では、トレーニング生成部は、ウェイト生成誤差を用いて、伝搬路推定部が推定した伝搬路応答行列の推定値を含むトレーニング信号を生成することが好ましい。 In the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable that the training generation unit generates a training signal including an estimated value of the propagation path response matrix estimated by the propagation path estimation unit using the weight generation error.
この構成によれば、トレーニング信号を受け取った送信側の無線通信装置は、トレーニング信号により推定した逆方向リンクの伝搬路推定値と、トレーニング信号に含まれている順方向リンクの伝搬路推定値を用いて振幅・位相偏差量変化後のキャリブレーションウェイトを求めることができる。 According to this configuration, the wireless communication device on the transmission side that has received the training signal uses the channel estimation value of the reverse link estimated from the training signal and the channel estimation value of the forward link included in the training signal. It is possible to obtain the calibration weight after the amplitude / phase deviation amount change.
また、本発明の無線通信装置では、トレーニング生成部は、ウェイト生成誤差を用いて、キャリブレーション行列を含むトレーニング信号を生成することが好ましい。 In the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable that the training generation unit generates a training signal including a calibration matrix using a weight generation error.
この構成によれば、トレーニング信号を受け取った送信側の無線通信装置は、トレーニング信号に含まれるキャリブレーション行列を用いて、振幅・位相偏差を補正することができる。 According to this configuration, the transmitting-side wireless communication apparatus that has received the training signal can correct the amplitude / phase deviation using the calibration matrix included in the training signal.
また、本発明の無線通信装置では、RF受信部と伝搬路推定部との間にキャリブレーション行列乗算部を更に備え、ウェイト生成誤差検出部はウェイト生成誤差を検出した場合に、ウェイト生成誤差をキャリブレーション行列乗算部に通知し、キャリブレーション行列乗算部は、受信ベースバンド信号にキャリブレーションウェイトを乗算することが好ましい。 The wireless communication apparatus of the present invention further includes a calibration matrix multiplier between the RF receiver and the propagation path estimator, and the weight generation error detector detects the weight generation error when detecting the weight generation error. It is preferable to notify the calibration matrix multiplier, and the calibration matrix multiplier preferably multiplies the received baseband signal by a calibration weight.
この構成によれば、受信側の無線通信装置は、ウェイト生成誤差を検出した場合に、受
信ベースバンド信号に、ウェイト生成誤差が最小になるようなキャリブレーションウェイトを乗算することで、変化した振幅・位相偏差を補正することができる。このようにすることで、振幅・位相偏差の変化が起きたのが受信側の無線通信装置のアナログ素子であった場合に、送信側の無線通信装置との信号交換を行うことなく、振幅・位相偏差を補正できる。
According to this configuration, when detecting a weight generation error, the radio communication device on the reception side multiplies the received baseband signal by a calibration weight that minimizes the weight generation error, thereby changing the changed amplitude. -Phase deviation can be corrected. In this way, when the amplitude / phase deviation change occurs in the analog element of the reception-side wireless communication device, the amplitude / phase deviation can be changed without performing signal exchange with the transmission-side wireless communication device. Phase deviation can be corrected.
また、本発明の無線通信装置では、キャリブレーション行列乗算部でキャリブレーションウェイトを乗算した後もウェイト生成誤差検出部でウェイト生成誤差を検出した場合に、ウェイト生成誤差検出部はウェイト生成誤差をトレーニング生成部に通知することが好ましい。 In the wireless communication device of the present invention, the weight generation error detection unit trains the weight generation error when the weight generation error detection unit detects the weight generation error even after the calibration matrix multiplication unit multiplies the calibration weight. It is preferable to notify the generation unit.
この構成によれば、受信側、送信側それぞれの無線通信装置の振幅・位相偏差を補正することができる。 According to this configuration, it is possible to correct the amplitude / phase deviation of the wireless communication devices on the reception side and the transmission side.
本発明の無線通信方法は、複数のアンテナ素子で無線信号を受信するステップと、無線信号を受信ベースバンド信号に変換するステップと、受信ベースバンド信号から伝搬路応答行列を推定するステップと、伝搬路応答行列から受信ウェイトを作成し、受信ベースバンド信号に受信ウェイトを乗算するステップと、受信ウェイト乗算後の受信ベースバンド信号からウェイト生成誤差を検出するステップと、を有する。 The wireless communication method of the present invention includes a step of receiving a wireless signal with a plurality of antenna elements, a step of converting the wireless signal into a received baseband signal, a step of estimating a propagation path response matrix from the received baseband signal, and a propagation A step of generating a reception weight from the path response matrix, multiplying the reception baseband signal by the reception weight, and a step of detecting a weight generation error from the reception baseband signal after reception weight multiplication.
この構成によれば、ビームフォーミング技術を用いた通信中に振幅・位相偏差量が変化したことを、受信ベースバンド信号より求めたウェイト生成誤差として検出することができる。このようにすることで、データ受信中に振幅・位相偏差量の変化を随時検出できるので、精度の良いビームフォーミング通信を実現することができる。 According to this configuration, it is possible to detect that the amplitude / phase deviation amount has changed during communication using the beamforming technique as a weight generation error obtained from the received baseband signal. In this way, changes in the amplitude and phase deviation amount can be detected at any time during data reception, so that accurate beamforming communication can be realized.
本発明の無線通信装置によれば、ビームフォーミング通信中に、送受信を行っている無線通信装置における送受信アンテナブランチ間の振幅・位相偏差が変わって無線伝搬路の相対性が保たれなくなり、ウェイト生成誤差が発生しても、誤差検出部により相対性のずれを検出できる。さらに、相対性のずれを検出した場合、そのずれを補正することで、送受信のアンテナブランチ間の振幅・位相偏差を補正し、効率の良いビームパターンで無線信号を送受信することができる。 According to the wireless communication device of the present invention, during beamforming communication, the amplitude / phase deviation between transmission / reception antenna branches in the wireless communication device performing transmission / reception changes, and the relativity of the wireless propagation path cannot be maintained, and weight generation is performed. Even if an error occurs, the error detection unit can detect a relative shift. Furthermore, when a relative shift is detected, by correcting the shift, it is possible to correct an amplitude / phase deviation between transmission / reception antenna branches and transmit / receive a radio signal with an efficient beam pattern.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(実施の形態1)
図1は、本実施の形態1の無線通信装置に対して、ビーム形成を行って無線信号を送信する送信側の無線通信装置の構成を示すブロック図である。この無線通信装置は、符号化器101、分配器102、1以上の整数SS個のベースバンド変調器103−1〜SS、プリアンブル信号生成部104、プリアンブル信号多重部105、送信ウェイト乗算部106、キャリブレーション行列乗算部107、1以上の整数M個のRF送信部108−1〜M、M個のアンテナ素子109−1〜Mを有している。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmitting-side radio communication apparatus that performs beam forming and transmits a radio signal to the radio communication apparatus according to the first embodiment. The wireless communication apparatus includes an
図2は、本実施の形態1の無線通信装置の構成を示すブロック図である。図2に示す無線通信装置は、図1に示した送信側の無線通信装置からビームフォーミングされた無線信号を受信中に、ウェイト生成誤差の検出を行い、ウェイト生成誤差がある場合には、キャリブレーションを行う。 FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the wireless communication apparatus according to the first embodiment. The radio communication apparatus shown in FIG. 2 detects a weight generation error while receiving a beamformed radio signal from the transmission-side radio communication apparatus shown in FIG. 1, and performs calibration if there is a weight generation error. Perform
図2に示す無線通信装置は、1以上の整数N個のアンテナ素子201−1〜N、N個の
送受切替スイッチ202−1〜N、N個のRF受信部203−1〜N、伝搬路推定部204、受信ウェイト乗算部205、SS個のベースバンド復調器206−1〜SS、結合器207、復号器208、ウェイト生成誤差検出部209、トレーニング生成部210、N個のRF送信部211−1〜Nを有している。
The wireless communication apparatus shown in FIG. 2 includes one or more integer N antenna elements 201-1 to 201-N, N transmission / reception changeover switches 202-1 to N, N RF receiving units 203-1 to N, and propagation paths.
また、図2に示す無線通信装置において、送信ウェイトを乗算しないで受信ウェイトだけを乗算する場合には、送受切替スイッチ202−1〜N、トレーニング生成部210、RF送信部211−1〜Nは必須の構成ではない。
In the wireless communication apparatus shown in FIG. 2, when only the reception weight is multiplied without multiplying the transmission weight, the transmission / reception changeover switches 202-1 to N, the
また、図2に示す無線通信装置は、一般的には図1に示す無線通信装置の構成を併せて有するものであるが、もちろん図2に示す構成だけを有するものであってもよい。逆に、図1に示す無線通信装置も、一般的には受信のための構成として図2に示したRF受信部203−1〜N、伝搬路推定部204などを有するものである。
The wireless communication apparatus shown in FIG. 2 generally has the configuration of the wireless communication apparatus shown in FIG. 1 as a matter of course. However, the wireless communication apparatus may have only the configuration shown in FIG. On the other hand, the wireless communication apparatus shown in FIG. 1 generally includes the RF receiving units 203-1 to 203-N and the propagation
以下、本実施の形態1では、図1に示した送信側の無線通信装置を送信端末A、図2に示した受信側の無線通信装置を受信端末Bという。また、以下の説明で用いる行列を次のように定義する。 Hereinafter, in the first embodiment, the transmitting-side wireless communication apparatus shown in FIG. 1 is referred to as a transmitting terminal A, and the receiving-side wireless communication apparatus illustrated in FIG. In addition, the matrix used in the following description is defined as follows.
ここでは、各アナログ素子で受ける振幅・位相偏差を行列で表現したものを振幅・位相偏差行列、キャリブレーションウェイトを行列で表現したものをキャリブレーション行列、送信側の無線通信装置のRF変調前から受信側の無線通信装置のRF復調後までの伝搬路応答を行列で表現したものをB−B(Baseband−to−Baseband)伝搬路応答行列、キャリブレーションウェイト乗算後のB−B伝搬路応答行列を補正伝搬路応答行列という。 Here, the amplitude / phase deviation received by each analog element is expressed in a matrix as an amplitude / phase deviation matrix, the calibration weight is expressed in a matrix as a calibration matrix, and before RF modulation of the radio communication device on the transmission side A BB (Baseband-to-Baseband) propagation path response matrix, a BB propagation path response matrix after calibration weight multiplication, representing the propagation path response of the receiving-side radio communication apparatus until after RF demodulation as a matrix. Is called a corrected propagation path response matrix.
図3、図4は、本実施の形態1における上記行列の関係を示す図である。さらに、上記行列は次式(1)を満たす。 3 and 4 are diagrams showing the relationship of the matrix in the first embodiment. Further, the matrix satisfies the following equation (1).
図1に示した送信端末Aにおいて、送信データである情報ビット系列b(i)は符号化器101で符号化される。ここで、i=1〜Iは情報ビット系列のインデックスを表し、Iは1以上の整数である。符号化されたビット系列c(j)は分配器102でSS個に分配される。ここで、j=1〜Jは符号化ビット系列のインデックスを表し、Jは1以上の整数である。分配器102の出力をSS×1のビットストリームベクトルを式(2)で表す。
In transmission terminal A shown in FIG. 1, information bit sequence b (i) that is transmission data is encoded by
ここで、k=1〜Kは各ストリームのビットインデックスであり、Kは1以上の整数である。SS個のビットストリームはベースバンド変調器103−1〜SSでベースバンド変調され、変調シンボルとなる。 Here, k = 1 to K is a bit index of each stream, and K is an integer of 1 or more. The SS bit streams are baseband modulated by the baseband modulators 103-1 to 103-3 and become modulation symbols.
次に、プリアンブル信号生成部104で生成されたプリアンブル信号を、プリアンブル信号多重部105で変調シンボルに多重する。
Next, the preamble signal generated by preamble
図5は、本実施の形態1におけるプリアンブル信号を変調シンボルの前に多重した場合のフレーム構成を示す図である。図5に示すSS個のプリアンブル信号部501−1〜SSは時間、周波数、空間、固有ベクトル空間、符号、偏波のいずれかの領域で互いに直交するように構成される。 FIG. 5 is a diagram showing a frame configuration when the preamble signal in the first embodiment is multiplexed before the modulation symbol. The SS preamble signal units 501-1 to SS shown in FIG. 5 are configured to be orthogonal to each other in any one of time, frequency, space, eigenvector space, code, and polarization.
プリアンブル多重された後のSS×1の変調シンボルベクトルを式(3)で表す。 The SS × 1 modulation symbol vector after preamble multiplexing is expressed by Equation (3).
ここで、p=1〜Pは変調シンボルのインデックスを表す。 Here, p = 1 to P represents modulation symbol indexes.
送信ウェイト乗算部106はプリアンブル多重された変調シンボルベクトルに送信ウェイト行列を乗算する。キャリブレーション行列乗算部107は、送信ウェイト乗算後の信号ベクトルにキャリブレーション行列KA,txを乗算する。キャリブレーション行列乗算後の信号は、RF送信部108−1〜Mにおいて、RF変調される。このとき、振幅・位相偏差行列CA,txで表される振幅・位相偏差を受ける。RF変調後の信号はアンテナ素子109−1〜Mから送信される。
Transmission
ここで、送信信号ベクトルSを式(4)で表す。 Here, the transmission signal vector S is expressed by Expression (4).
また、送信信号ベクトルSは式(5)で表すことができる。 Further, the transmission signal vector S can be expressed by Expression (5).
ここで、Wtxは送信ウェイト乗算部106で乗算される送信ウェイト行列(M×SS次元)を表す。
Here, W tx represents a transmission weight matrix (M × SS dimension) multiplied by the
一方、図2に示した受信端末Bは、送信端末Aから送信された無線信号をアンテナ素子201−1〜Nで受信する。 On the other hand, the receiving terminal B shown in FIG. 2 receives the radio signal transmitted from the transmitting terminal A by the antenna elements 201-1 to 201-N.
受信された無線信号は送受切替スイッチ202−1〜Nを経て、RF受信部203−1〜Nで受信ベースバンド信号r1〜rNに変換される。このとき、N個の受信ベースバンド信号系列から構成される受信ベースバンド信号ベクトルrを式(6)とする。 The received radio signal is converted into reception baseband signals r 1 to r N by RF reception units 203-1 to 203-1 through transmission / reception changeover switches 202-1 to 202- N . At this time, a received baseband signal vector r composed of N received baseband signal sequences is expressed by Equation (6).
また、受信ベースバンド信号ベクトルrは、次式(7)で表すことができる。 The received baseband signal vector r can be expressed by the following equation (7).
ここで、zは加法性ガウス雑音ベクトルを表す。 Here, z represents an additive Gaussian noise vector.
伝搬路推定部204は受信ベースバンド信号ベクトルに含まれるプリアンブル信号部より、行列
The propagation
の推定を行う。以下では、この行列をビーム形成後伝搬路応答行列という。 Estimate Hereinafter, this matrix is referred to as a post-beamforming propagation path response matrix.
受信ウェイト乗算部205は、伝搬路推定部204で推定したビーム形成後伝搬路応答行列より受信ウェイト行列Wrx(SS×N次元)を作成し、受信ベースバンド信号ベクトルrに乗算する。受信ウェイト乗算後の信号ベクトルyを式(8)とする。
The reception
また、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルyは式(9)で表すことができる。 Further, the signal vector y after reception weight multiplication can be expressed by Equation (9).
受信ウェイト乗算後の信号ベクトルyの各要素はそれぞれベースバンド復調器206−1〜SSでベースバンド復調された後、結合器207で一つの系列に結合され、復号器208で復号される。
The elements of the signal vector y after reception weight multiplication are respectively baseband demodulated by the baseband demodulators 206-1 to 206-1, combined by the
ここで、本実施の形態1では送信ウェイト行列Wtxとして、送信端末Aと受信端末Bとの間の伝搬路応答の特異値分解(SVD:Singular Value Decomposition)に基づいた送信ウェイト行列を用いる。送信ウェイト行列Wtxは以下の手順で求める。 Here, in the first embodiment, a transmission weight matrix based on singular value decomposition (SVD) of the propagation path response between the transmission terminal A and the reception terminal B is used as the transmission weight matrix W tx . The transmission weight matrix W tx is obtained by the following procedure.
1)送信端末Aは受信端末Bから送信端末Aへの補正伝搬路応答 1) The transmitting terminal A sends a corrected propagation path response from the receiving terminal B to the transmitting terminal A.
を推定する。 Is estimated.
2)前出の式(1)の関係を使うことで、送信端末Aから受信端末Bへの補正伝搬路応答 2) Corrected channel response from the transmitting terminal A to the receiving terminal B by using the relationship of the above formula (1)
を推定する。 Is estimated.
3)次式(10)で与えられる補正伝搬路応答 3) Corrected propagation path response given by the following equation (10)
の特異値分解を行う。 Perform singular value decomposition of.
ここで、N×M行列Σの対角要素は Here, the diagonal elements of the N × M matrix Σ are
の特異値であり、次式(11)で表される。 This singular value is expressed by the following equation (11).
λiは λ i is
のi番目(値の大きい順にi=1、2、・・・、Ne)の固有値を表す。NeはMかNのどちらか小さい方の値に等しい。また、Σの対角以外の要素はすべて0である。式(10)において、UはN×Nのユニタリ行列で各列は Represents the i-th eigenvalue (i = 1, 2,..., N e in descending order). N e is equal to the smaller of M or N. All elements other than the diagonal of Σ are zero. In Equation (10), U is an N × N unitary matrix and each column is
の固有ベクトル、VはM×Mのユニタリ行列で、各列は Eigenvector, V is an M × M unitary matrix, and each column is
の固有ベクトルを表す。 Represents the eigenvector of.
4)ユニタリ行列Vのうち、 4) Of the unitary matrix V,
のSS番目までの固有ベクトルから構成されるM×SS行列VSSを求める。 The M × SS matrix V SS composed of the eigenvectors up to the SSth of the.
5)M×SS行列VSSを送信ウェイト行列Wtxとする。 5) Let the M × SS matrix V SS be the transmission weight matrix W tx .
このとき、式(7)は次式(12)のように展開できる。 At this time, Expression (7) can be expanded as the following Expression (12).
ここで、ΣMXSSはΣの1番目からSS番目の列で構成されるN×SS次元の行列、I0は次式(13)で表される(M×SS)行列である。 Here, ΣMXSS is an N × SS dimensional matrix composed of the first to SSth columns of Σ, and I 0 is an (M × SS) matrix expressed by the following equation (13).
また、本実施の形態1では、受信ウェイト行列Wrxとして、ビーム形成後伝搬路応答行列のエルミート転置行列 In the first embodiment, the Hermitian transpose matrix of the post-beamforming propagation path response matrix is used as the reception weight matrix W rx.
を用いる。このようにした場合、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルyは、次式(14)で表される。 Is used. In this case, the signal vector y after reception weight multiplication is expressed by the following equation (14).
ここで、ΣSSはΣMXSSの1番目からSS番目の行で構成されるSS×SSの対角行列で、その対角要素は Here, Σ SS is an SS × SS diagonal matrix composed of the first to SS-th rows of Σ MXSS , and its diagonal elements are
の1番目からSS番目の特異値をとる。 The first to SSth singular values are taken.
式(14)より、ΣSS 2は対角行列であるため、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルyの各要素は変調シンボルベクトルxの各要素を実数倍したものとなる。 From Equation (14), since Σ SS 2 is a diagonal matrix, each element of the signal vector y after reception weight multiplication is obtained by multiplying each element of the modulation symbol vector x by a real number.
ここで、通信中に受信端末Bの受信RF部203−1〜Nで受ける振幅・位相偏差行列CB,rxが Here, the amplitude / phase deviation matrix C B, rx received by the reception RF units 203-1 to 203-N of the reception terminal B during communication is
に変化した場合を考える。このとき、式(7)は次式(15)で表される。 Consider the case where At this time, Expression (7) is expressed by the following Expression (15).
ここで、式(16)を用いると、受信ウェイト乗算後の信号ベクトル Here, using equation (16), the signal vector after reception weight multiplication
は次式(17)で表される。 Is represented by the following equation (17).
式(17)より、変調シンボルベクトルxにかかっているすべての行列の積は対角化されず、受信ウェイト乗算後の信号ベクトル From equation (17), the product of all the matrices applied to the modulation symbol vector x is not diagonalized, and the signal vector after reception weight multiplication
の各要素にはストリーム間干渉成分が含まれる。 Each element includes an inter-stream interference component.
ウェイト生成誤差検出部209は、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルのストリーム間干渉成分を観測することで、ウェイト生成誤差を検出する。具体的には、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分を観測する。SNRが十分高い場合には、ウェイト生成誤差がないとき、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分は無視できるほど小さい。
しかし、ウェイト生成誤差があり、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルにストリーム間干渉成分が含まれると、虚数成分が現れる。
The weight generation
However, when there is a weight generation error and the inter-stream interference component is included in the signal vector after reception weight multiplication, an imaginary component appears.
したがって、ウェイト生成誤差検出部209は受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分が所定値より大きい場合に、ウェイト生成誤差があると判断して、トレーニング生成部210にウェイト生成誤差の存在を通知する信号を出力する。
Therefore, the weight generation
また、式(15)、式(17)であげた例では、受信端末Bのアンテナ素子間結合の量が変わり、受信端末BのRF受信部203−1〜Nで受ける振幅・位相偏差行列が変化した場合を例として説明したが、この場合だけでなく、送信端末AのRF送信部108−1〜Mで受ける振幅・位相偏差行列、送信端末AのRF受信部で受ける振幅・位相偏差行列、受信端末BのRF送信部211−1〜Nで受ける振幅・位相偏差行列の4種類の振幅・位相偏差行列のいずれか、または任意の組み合わせか、またはすべてが変化した場合においても、ウェイト生成誤差検出部209はウェイト生成誤差を検出できる。
Further, in the examples given in Expression (15) and Expression (17), the amount of coupling between the antenna elements of the receiving terminal B is changed, and the amplitude / phase deviation matrix received by the RF receivers 203-1 to 203-N of the receiving terminal B is changed. Although the case where it changed is demonstrated as an example, not only in this case, but also the amplitude / phase deviation matrix received by the RF transmitting units 108-1 to M of the transmitting terminal A, and the amplitude / phase deviation matrix received by the RF receiving unit of the transmitting terminal A , Weight generation even when any one or any combination of four types of amplitude / phase deviation matrices of the amplitude / phase deviation matrix received by the RF transmitters 211-1 to 211 -N of the receiving terminal B, or any combination thereof is changed The
トレーニング生成部210は、ウェイト生成誤差検出部209からウェイト生成誤差の存在を通知する信号が送られてきた場合に、キャリブレーションを行い、ウェイトを更新するためのトレーニング信号を生成する。生成されたトレーニング信号はRF変調部211−1〜NでRF変調された後、送受切替スイッチ202−1〜Nを通って、アンテナ素子201−1〜Nから送信される。この後は、前述のキャリブレーション手順のステップS1002以降に従って、キャリブレーションが行われる。
The
図6は本実施の形態1におけるウェイト生成誤差の検出処理の手順を示す図である。受信端末Bは、ウェイト生成誤差検出部209で受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分を観測する(ステップS601)。次に、ウェイト生成誤差検出部209で受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分と所定値との大小比較を行う。受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分が所定値よりも小さい場合(ステップS602、No)にはステップS601にもどり、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分の観測を続ける。一方、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分が所定値よりも大きい場合(ステップS602、Yes)には、ウェイト生成誤差検出部209はウェイト生成誤差があると判断し、トレーニング生成部210にウェイト生成誤差の存在を通知する(ステップS603)。トレーニング生成部210は通知を受け取ったら、トレーニング信号を作成し、送信端末Aに送信する(ステップS604)。
FIG. 6 is a diagram showing the procedure of the weight generation error detection process in the first embodiment. Receiving terminal B observes the imaginary component of the signal vector after reception weight multiplication by weight generation error detection section 209 (step S601). Next, the weight generation
かかる構成によれば、送信端末Aから送信された無線信号を受信中にウェイト生成誤差を検出でき、ウェイト生成誤差がある場合には、トレーニング信号を送信端末Aに送信してキャリブレーションを実行し、アンテナ素子間結合により変化した送受信アンテナブランチ間の振幅・位相偏差を補正できる。 According to such a configuration, the weight generation error can be detected during reception of the radio signal transmitted from the transmission terminal A. If there is a weight generation error, the training signal is transmitted to the transmission terminal A and the calibration is performed. The amplitude / phase deviation between the transmitting and receiving antenna branches changed by the coupling between the antenna elements can be corrected.
なお、本実施の形態1において、受信ウェイトWrxとして In the first embodiment, the reception weight W rx is
を用いたが、式(10)に示されているユニタリ行列Uのうち、 Of the unitary matrix U shown in Equation (10),
のSS番目までの固有ベクトルから構成されるM×SS行列USSのエルミート転置行列 Hermite transposed matrix of M × SS matrix U SS composed of up to SS-th eigenvectors
を用いても良い。 May be used.
このとき、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルyは次式(18)で表される。 At this time, the signal vector y after reception weight multiplication is expressed by the following equation (18).
この式では、ΣSSは対角行列であるため、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルyの各要素は変調シンボルベクトルxの各要素を実数倍したものとなる。また、 In this equation, since Σ SS is a diagonal matrix, each element of the signal vector y after reception weight multiplication is obtained by multiplying each element of the modulation symbol vector x by a real number. Also,
のノルムは1であるため、 Since the norm of is 1,
は加法性ガウス雑音ベクトルzを回転させたベクトルである。 Is a vector obtained by rotating the additive Gaussian noise vector z.
なお、受信ウェイトWrxとして As reception weight W rx
を用いたが、最小平均二乗誤差規範により求めた受信ウェイトを用いてもよい。このようにすることで、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルと送信ウェイト乗算前の信号ベクトルとの平均二乗誤差を最小化できる。この場合に、受信ウェイトWrxは次式(19)で表される。 However, the reception weight obtained by the minimum mean square error criterion may be used. In this way, the mean square error between the signal vector after reception weight multiplication and the signal vector before transmission weight multiplication can be minimized. In this case, the reception weight W rx is expressed by the following equation (19).
このとき、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルyは次式(20)で表される。 At this time, the signal vector y after reception weight multiplication is expressed by the following equation (20).
は対角成分のみを持つ行列であるため、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルyの各要素は変調シンボルベクトルxの各要素を実数倍したものとなり、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分を観測することで、ウェイト生成誤差を検出できる。 Is a matrix with only diagonal components, so each element of the signal vector y after multiplication of the reception weight is a real multiple of each element of the modulation symbol vector x, and the imaginary number component of the signal vector after reception weight multiplication is observed Thus, a weight generation error can be detected.
また、本実施の形態1において、送信ウェイト行列Wtxとして、M×SS行列VSSを用いたが、M×SS行列VSSの平均値 Further, in the first embodiment, as the transmission weight matrix W tx, it was used M × SS matrix V SS, the average value of M × SS matrix V SS
を用い、受信ウェイト行列として最小平均二乗誤差規範により与えられる式(21)を用いてもよい。 And the equation (21) given by the minimum mean square error criterion may be used as the reception weight matrix.
このようにすることで、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルと送信ウェイト乗算前の信号ベクトルとの平均二乗誤差を最小にすることができる。また、この場合もストリーム間干渉成分が最小化されるため、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分を観測することで、ウェイト生成誤差を検出できる。 In this way, the mean square error between the signal vector after reception weight multiplication and the signal vector before transmission weight multiplication can be minimized. Also in this case, since the inter-stream interference component is minimized, the weight generation error can be detected by observing the imaginary component of the signal vector after reception weight multiplication.
また、本実施の形態1において、ウェイト生成誤差検出部209は受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分を観測したが、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの位相回転を観測してもよい。ストリーム間干渉成分は、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルに位相
回転として現れるため、このようにすることで、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの位相回転が所定値より大きい場合、ウェイト生成誤差を検出できる。もちろん、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルの虚数成分と位相回転との両方を観測してもよい。こうすることにより、更にウェイト生成誤差検出の精度を向上することができる。
In the first embodiment, weight generation
また、本実施の形態1において、ウェイト生成誤差検出部209は受信ウェイト乗算後の信号ベクトルを用いてウェイト生成誤差を検出したが、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルを平均化したものを用いてもよい。このようにすることで、受信ウェイト乗算後の信号ベクトルに含まれる雑音成分も平均化され、ウェイト生成誤差検出時の雑音成分による影響を低減できる。
In the first embodiment, the weight generation
また、本実施の形態1において、送信端末Aはプリアンブル信号多重部105で、図5に示したデータ信号部502―1〜SSにプリアンブル信号部501―1〜SSを多重した後に、送信ウェイト乗算部106で送信ウェイトWtxを乗算したが、送信ウェイト乗算部106でデータ信号部502―1〜SSに送信ウェイトWtxを乗算した後に、プリアンブル信号多重部105でプリアンブル信号部501―1〜SSを多重してもよい。このようにすることで、受信端末Bの伝搬路推定部204で伝搬路応答を推定する際、プリアンブル部501―1〜SSには送信ウェイトWtxがかかっていないため、補正伝搬路応答行列
Further, in the first embodiment, transmitting terminal A uses preamble
を推定できる。 Can be estimated.
また、本実施の形態1において、図5に示されるように、データ信号部502―1〜SSの前にプリアンブル信号部501―1〜SSを多重したが、データ信号部502―1〜SSの後方やデータ信号部502―1〜SSの中の任意の位置に多重してもよい。 In the first embodiment, as shown in FIG. 5, the preamble signal units 501-1 to SS are multiplexed before the data signal units 502-1 to SS. You may multiplex in the back and arbitrary positions in the data signal part 502-1 to SS.
また、本実施の形態1において、送信端末Aは伝搬路推定部で受信端末Bから送信端末Aへの補正伝搬路応答 Further, in the first embodiment, the transmission terminal A is a propagation path estimator and the corrected propagation path response from the reception terminal B to the transmission terminal A
を推定する構成としたが、まず、送信端末Aは受信端末Bから送信端末AへのB−B伝搬路応答 However, first, the transmitting terminal A transmits the BB propagation path response from the receiving terminal B to the transmitting terminal A.
を推定し、その後、これに送信端末Aがあらかじめ持っているKB,txをかけて補正伝搬路応答 , And then multiply this by KB, tx that the transmitting terminal A has in advance, and the corrected channel response
を推定する構成としてもよい。このようにすることで、キャリブレーションを行わずに送信された信号から、補正伝搬路応答を推定できる。 It is good also as a structure which estimates. By doing in this way, a correction | amendment propagation path response can be estimated from the signal transmitted without performing calibration.
図7は、本実施の形態1の無線通信装置の別の構成を示すブロック図である。この無線通信装置は、1以上の整数N個のアンテナ素子201−1〜N、N個の送受切替スイッチ202−1〜N、N個のRF受信部203−1〜N、伝搬路推定部204、受信ウェイト乗算部205、SS個のベースバンド復調器206−1〜SS、結合器207、復号器208、ウェイト生成誤差検出部209、トレーニング生成部210、N個のRF送信部211−1〜N、スイッチ701、キャリブレーション行列乗算部702を有している。
FIG. 7 is a block diagram showing another configuration of the wireless communication apparatus according to the first embodiment. This wireless communication apparatus includes one or more integer N antenna elements 201-1 to 201-N, N transmission / reception changeover switches 202-1 to N, N RF reception units 203-1 to N, and a propagation
以下、本実施の形態1では、図7に示す受信側の無線通信装置を受信端末Cという。 Hereinafter, in the first embodiment, the receiving-side wireless communication apparatus shown in FIG.
受信端末Bでは、ウェイト生成誤差検出部209はウェイト生成誤差を検出した場合に、ウェイト生成誤差の存在を通知する信号をトレーニング生成部210に通知し、トレーニング生成部210がトレーニング信号を送信端末Aに送信したが、受信端末Cでは、ウェイト生成誤差検出部209がウェイト生成誤差を検出した場合に、ウェイト生成誤差の存在を通知する信号をスイッチ701に送る。
In the receiving terminal B, when the weight generation
スイッチ701は通知信号をキャリブレーション行列乗算部702に送る。キャリブレーション行列乗算部702はキャリブレーション行列の乗算を行う。キャリブレーション行列乗算部702でキャリブレーション行列乗算した後の信号受信の際にも、ウェイト生成誤差検出部209がウェイト生成誤差を検出した場合は、スイッチ701は通知信号をトレーニング生成部201に送る。トレーニング生成部201でトレーニング信号を生成し、送信端末Aに送信する。
The
このようにすることで、ウェイト生成誤差が、受信端末CのRF受信部203−1〜Nで受ける振幅・位相偏差行列の変化によるものであった場合に、その変化を補正できる。さらに、キャリブレーション行列乗算後もウェイト生成誤差が検出された場合は、トレーニング信号を送信端末Aに送信することで、送信端末AのRF送信部108−1〜Mの振幅・位相偏差の変化を補正できる。つまり、送信端末A、受信端末Cのそれぞれで振幅・位相偏差の変化を精度よく補正することができるようになる。 In this way, when the weight generation error is caused by a change in the amplitude / phase deviation matrix received by the RF receivers 203-1 to 203-N of the receiving terminal C, the change can be corrected. Further, when a weight generation error is detected even after the calibration matrix multiplication, the training signal is transmitted to the transmission terminal A, thereby changing the amplitude / phase deviation of the RF transmission units 108-1 to M of the transmission terminal A. Can be corrected. That is, changes in amplitude and phase deviation can be accurately corrected at each of the transmission terminal A and the reception terminal C.
(実施の形態2)
図8は本実施の形態2の無線通信装置の構成を示すブロック図である。この無線通信装置は、1以上の整数N個のアンテナ素子201−1〜N、N個の送受切替スイッチ202−1〜N、N個のRF受信部203−1〜N、受信ウェイト乗算部205、SS個のベースバンド復調器206−1〜SS、結合器207、復号器208、ウェイト生成誤差検出部209、トレーニング生成部210、N個のRF送信部211−1〜N、伝搬路推定部801を有している。この無線通信装置は、伝搬路推定部801を受信ウェイト乗算部205とウェイト生成誤差検出部209との間に有している。
(Embodiment 2)
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the wireless communication apparatus according to the second embodiment. This wireless communication apparatus includes one or more integer N antenna elements 201-1 to 201-N, N transmission / reception changeover switches 202-1 to N, N RF reception units 203-1 to N, and a reception
本実施の形態2における送信側の無線通信装置の構成は図1に示したものと同様なので省略する。以下、本実施の形態2では、図1に示した送信側の無線通信装置を送信端末A、図8に示す受信側の無線通信装置を受信端末Dという。なお、行列などの記号には、実施の形態1で用いたものをそのまま用いるものとする。 The configuration of the wireless communication apparatus on the transmission side in the second embodiment is the same as that shown in FIG. Hereinafter, in the second embodiment, the transmitting-side wireless communication apparatus shown in FIG. 1 is referred to as a transmitting terminal A, and the receiving-side wireless communication apparatus illustrated in FIG. Note that the symbols used in Embodiment 1 are used as they are for symbols such as matrices.
本実施の形態2において、受信ベースバンド信号ベクトルrは次式(22)で表される。 In the second embodiment, the received baseband signal vector r is expressed by the following equation (22).
伝搬路推定部801は受信ベースバンド信号ベクトルに含まれるプリアンブル信号部より、ビーム形成後伝搬路応答行列
The propagation
の推定を行い、推定したビーム形成後伝搬路応答行列をウェイト生成誤差検出部209に送る。
And the estimated post-beamforming propagation path response matrix is sent to the weight
ウェイト生成誤差検出部209は、ビーム形成後伝搬路応答行列より、ビーム形成後伝搬路応答行列のエルミート転置行列
The weight generation
を求め、ビーム形成後伝搬路応答行列に乗算する。また、送信端末Aは送信ウェイト行列WtxとしてVSSを用いている。エルミート転置行列乗算後の誤差検出行列Ecalは次式(23)で表される。 Is multiplied by the propagation path response matrix after beam formation. Further, the transmitting terminal A uses V SS as the transmission weight matrix W tx . The error detection matrix E cal after Hermitian transpose matrix multiplication is expressed by the following equation (23).
ΣSS 2は対角行列であるため、誤差検出行列Ecalに非対角項は現れない。 Since Σ SS 2 is a diagonal matrix, no off-diagonal terms appear in the error detection matrix E cal .
ここで、受信端末Dのアンテナ素子間結合の量が変わり、受信端末DのRF受信部203−1〜Nで受ける振幅・位相偏差行列CB,rxが Here, the amount of coupling between the antenna elements of the receiving terminal D changes, and the amplitude / phase deviation matrix C B, rx received by the RF receivers 203-1 to 203-N of the receiving terminal D is
に変化した場合を考える。このとき、伝搬路推定部801で得られるビーム形成後伝搬路
応答行列は
Consider the case where At this time, the post-beamforming propagation path response matrix obtained by the propagation
で表され、 Represented by
の特異値分解を次式(24)で表す。 The singular value decomposition of is expressed by the following equation (24).
その結果、誤差検出行列Ecalは次式(25)で表される。 As a result, the error detection matrix E cal is expressed by the following equation (25).
このとき、誤差検出行列Ecalは対角行列にならず、非対角項に成分(数値)が現れる。 At this time, the error detection matrix E cal is not a diagonal matrix, and a component (numerical value) appears in the off-diagonal term.
ウェイト生成誤差検出部209は誤差検出行列Ecalの対角項成分が所定値より大きい場合、ウェイト生成誤差があると判断して、トレーニング生成部210にウェイト生成誤差の存在を通知する信号を送る。
When the diagonal term component of the error detection matrix E cal is larger than a predetermined value, the weight generation
つまり、実施の形態1では式(17)の That is, in the first embodiment, the equation (17)
を観測していたのに対し、本実施の形態2では式(17)のxに掛かる係数部分、すなわち式(25)のEcalを観測するので、その分ウェイト生成誤差の検出精度を上げることができる。 In the second embodiment, the coefficient portion multiplied by x in Equation (17), that is, E cal in Equation (25) is observed, so that the weight generation error detection accuracy is increased accordingly. Can do.
また、式(25)であげた例では、受信端末Dのアンテナ素子間結合の量が変わり、受信端末Dの受信RF回路203−1〜Nで受ける振幅・位相偏差行列が変化した場合を例
として説明したが、この場合だけでなく、送信端末Aの送信RF回路108−1〜Nで受ける振幅・位相偏差行列、送信端末Aの受信RF回路で受ける振幅・位相偏差行列、受信端末Dの送信RF回路で受ける振幅・位相偏差行列の4種類の振幅・位相偏差行列のいずれか、または任意の組み合わせか、またはすべてが変化した場合においても、ウェイト生成誤差検出部209はウェイト生成誤差を検出できる。
Further, in the example given by Expression (25), the amount of coupling between antenna elements of the receiving terminal D is changed, and the amplitude / phase deviation matrix received by the receiving RF circuits 203-1 to 203-N of the receiving terminal D is changed as an example. As described above, not only in this case, the amplitude / phase deviation matrix received by the transmission RF circuits 108-1 to N of the transmission terminal A, the amplitude / phase deviation matrix received by the reception RF circuit of the transmission terminal A, The weight generation
トレーニング生成部210は、ウェイト生成誤差検出部209よりウェイト生成誤差の存在を通知する信号が送られてきた場合、キャリブレーションを行うためのトレーニング信号を生成する。生成されたトレーニング信号はRF変調部211−1〜NでRF変調された後、送受切替スイッチ202−1〜Nを通って、アンテナ素子201−1〜Nから送信される。
When a signal notifying the presence of a weight generation error is sent from the weight generation
図9は本実施の形態2におけるウェイト生成誤差の検出処理の手順を示す図である。受信端末Dは、伝搬路推定部801でビーム形成後伝搬路応答行列を推定する(ステップS901)。次に、ウェイト生成誤差検出部209は、ビーム形成後伝搬路応答行列のエルミート転置行列を計算し、ビーム形成後伝搬路応答行列に乗算することで、誤差検出行列を取得する(ステップS902)。次に、ウェイト生成誤差検出部209は、誤差検出行列の非対角項成分と所定値との大小比較を行う。誤差検出行列の非対角項成分が所定値より小さい場合(ステップS903、No)にはステップS901に戻る。一方、誤差検出行列の非対角項成分が所定値より大きい場合(ステップS903、Yes)には、ウェイト生成誤差があると判断し、ウェイト生成誤差検出部209はトレーニング生成部210にウェイト生成誤差の存在を通知する(ステップS904)。トレーニング生成部210は通知を受け取ったら、トレーニング信号を作成し、送信端末Aに送信する(ステップS905)。
FIG. 9 is a diagram illustrating a procedure of weight generation error detection processing according to the second embodiment. In the receiving terminal D, the propagation
かかる構成によれば、送信端末Aから送信された無線信号を受信中に伝搬路推定部801で推定したビーム形成後伝搬路応答行列によりウェイト生成誤差を検出でき、ウェイト生成誤差がある場合には、トレーニング信号を送信端末Aに送信してキャリブレーションを実行し、通信中に変化した送受信アンテナブランチ間の振幅・位相偏差を補正できる。
According to such a configuration, the weight generation error can be detected from the post-beamforming propagation path response matrix estimated by the propagation
なお、本実施の形態2において、ウェイト生成誤差検出部209は誤差検出行列Ecalの非対角項の成分を観測してウェイト生成誤差を検出したが、複数の時刻で観測した誤差検出行列Ecalを平均化したものの非対角項の成分を観測しても良い。このようにすることで、伝搬路推定部801でビーム形成後伝搬路応答行列を推定した際に、その行列に含まれる誤差成分が平均化され、ウェイト生成誤差の検出における誤差成分の影響を低減できる。
In the second embodiment, the weight generation
また、本実施の形態2において、ウェイト生成誤差検出部209は誤差検出行列Ecalの非対角項の成分を観測したが、誤差検出行列Ecalの対角項の虚数成分を観測してもよい。ウェイト生成誤差がない場合に、Ecalの対角項は実数のみをとるため、このようにすることで、ウェイト生成誤差を検出できる。
Further, in Embodiment 2, although the weight generation
また、本実施の形態2において、ウェイト生成誤差検出部209は誤差検出行列Ecalの非対角項の成分を観測したが、誤差検出行列Ecalの対角項の位相回転を観測してもよい。ウェイト生成誤差がない場合に、Ecalの対角項は位相回転しないため、このようにすることで、ウェイト生成誤差を検出できる。
Further, in Embodiment 2, although the weight generation
また、本実施の形態2において、ウェイト生成誤差検出部209は誤差検出行列Ecalの非対角項の成分、対角項の虚数成分、対角項の位相回転の2つ以上を観測して、ウェイト生成誤差を検出してもよい。このようにすることでウェイト生成誤差検出の精度を向上
することができる。
In the second embodiment, the weight generation
また、本実施の形態2において、受信端末Dは図7に示した受信端末Cの構成を併せて有してもよい。 In the second embodiment, receiving terminal D may also have the configuration of receiving terminal C shown in FIG.
また、本実施の形態2において、伝搬路推定部801とウェイト生成誤差検出部209との間に誤差検出行列取得部を設けて、この誤差検出行列取得部で伝搬路応答行列にそのエルミート転置行列を乗算して誤差検出行列を取得し、ウェイト生成誤差検出部209で誤差検出行列よりウェイト生成誤差を検出するようにしてもよい。
Further, in the second embodiment, an error detection matrix acquisition unit is provided between the propagation
なお、本発明の無線通信装置において、トレーニング生成部210は、ウェイト生成誤差検出部209からウェイト生成誤差の存在を通知する信号を受けた場合に、伝搬路応答推定用の既知信号を含んだトレーニング信号を生成し、送信端末Aに送信する信号、例えば、ACKパケット、NACKパケット、再送要求パケット、データ送信パケット、伝搬路推定パケット、キャリブレーション制御パケットなどに、このトレーニング信号を含めて送信するようにしてもよい。このようにすることで、トレーニング信号を含んだ信号を受信した送信端末Aは伝搬路応答を推定でき、送信ウェイト行列の生成精度を向上できる。さらに、トレーニング信号を送信することで、キャリブレーション手順に従って、キャリブレーションを実行できる。
In the wireless communication apparatus of the present invention, when the
また、本発明の無線通信装置において、ウェイト生成誤差検出部209でウェイト生成誤差が検出された場合に、トレーニング生成部210はキャリブレーション要求信号を生成し、送信端末Aに送信するようにしても良い。このようにすることで、ウェイト生成誤差が検出された場合に、キャリブレーション手順をステップS1001から順に実行できる。
In the wireless communication apparatus of the present invention, when the weight generation
また、本発明の無線通信装置において、ウェイト生成誤差検出部209でウェイト生成誤差が検出された場合に、伝搬路推定部801で推定した伝搬路応答を含めてトレーニング信号を生成しても良い。このようにすることで、トレーニング信号を受け取った送信端末Aは、キャリブレーション手順をステップS1007から実行できる。
In the wireless communication apparatus of the present invention, when a weight generation error is detected by the weight generation
また、本発明の無線通信装置において、ウェイト生成誤差検出部209でウェイト生成誤差が検出された場合に、前述のキャリブレーション手順に従ってキャリブレーションを行うようにしているが、本実施の形態2はこれに限定されるものではなく、通信を行う二つの無線通信装置間でトレーニング信号を送受信するタイプの他のキャリブレーション手順を用いることも可能である。
Also, in the wireless communication apparatus of the present invention, when a weight generation error is detected by the weight generation
図10は本実施の形態2におけるキャリブレーションの別の手順の例を示す図である。例えば、図10に示す手順に従ってキャリブレーションを行っても良い。図10の例では、第1の無線通信装置はキャリブレーション要求信号とトレーニング信号とを兼ねたキャリブレーション要求・トレーニング信号を送信する(ステップS1001)。キャリブレーション要求・トレーニング信号には、順方向リンクの伝搬路応答を推定するための既知信号が含まれている。キャリブレーション要求・トレーニング信号を受信した第2の無線通信装置は、順方向リンクの伝搬路応答を推定する(ステップS1002)。 FIG. 10 is a diagram showing an example of another procedure of calibration in the second embodiment. For example, calibration may be performed according to the procedure shown in FIG. In the example of FIG. 10, the first wireless communication apparatus transmits a calibration request / training signal that serves as both a calibration request signal and a training signal (step S1001). The calibration request / training signal includes a known signal for estimating the forward link propagation path response. The second wireless communication apparatus that has received the calibration request / training signal estimates the propagation path response of the forward link (step S1002).
次に、第2の無線通信装置は、トレーニング・順方向リンク応答推定値通知信号を送信する(ステップS1003)。トレーニング・順方向リンク応答推定値通知信号には、逆方向リンクの伝搬路応答を推定するための既知信号および推定した順方向リンクの伝搬路応答が含まれている。第1の無線通信装置は、トレーニング・順方向リンク応答推定値通知信号を受信したら、逆方向リンクの伝搬路応答を推定する(ステップS1004)。 Next, the second wireless communication apparatus transmits a training / forward link response estimated value notification signal (step S1003). The training / forward link response estimated value notification signal includes a known signal for estimating the reverse link propagation path response and the estimated forward link propagation path response. Upon receiving the training / forward link response estimated value notification signal, the first wireless communication apparatus estimates a reverse link propagation path response (step S1004).
この時点で、第1の無線通信装置は、順方向リンク、逆方向リンク双方の伝搬路応答の推定値を持つので、これらが相対性を満たすようにキャリブレーションウェイトを計算する(ステップS1005)。第1の無線通信装置は第2の無線通信装置が逆方向リンク送信時に用いるキャリブレーションウェイトをキャリブレーションウェイト通知信号として第2の無線通信装置に送信する(ステップS1006)。 At this time, since the first wireless communication apparatus has the estimated values of the propagation path responses of both the forward link and the reverse link, it calculates the calibration weight so that these satisfy the relativity (step S1005). The first wireless communication apparatus transmits a calibration weight used by the second wireless communication apparatus at the time of reverse link transmission to the second wireless communication apparatus as a calibration weight notification signal (step S1006).
このように、本発明の無線通信装置においては、送信側と受信側の無線通信装置が同一周波数チャネルでトレーニング信号を交換するタイプのキャリブレーション手順を用いることが好ましい。 As described above, in the wireless communication apparatus of the present invention, it is preferable to use a calibration procedure of a type in which the transmitting and receiving wireless communication apparatuses exchange training signals on the same frequency channel.
また、本発明の無線通信装置において、無線信号としてマルチキャリア信号を用いてもよい。このようにすることで、ウェイト生成誤差の検出をサブキャリアごとに行うことができ、周波数選択制フェージング環境下でのビームフォーミング通信を効果的に実現できる。また、この場合、すべてのサブキャリアでなく、一部のサブキャリアのみを用いてウェイト生成誤差の検出を行っても良い。また、ウェイト生成誤差の検出を行う一部のサブキャリアとして、受信レベルの高いサブキャリアを選択して利用しても良い。このようにすることで、ウェイト生成誤差検出時の雑音の影響を軽減することができ、ウェイト生成誤差検出の精度を向上することができる。 In the wireless communication apparatus of the present invention, a multicarrier signal may be used as a wireless signal. In this way, detection of weight generation errors can be performed for each subcarrier, and beamforming communication can be effectively realized in a frequency selective fading environment. In this case, the weight generation error may be detected using only some of the subcarriers instead of all of the subcarriers. Further, subcarriers with a high reception level may be selected and used as some subcarriers for detecting the weight generation error. By doing in this way, the influence of the noise at the time of weight generation error detection can be reduced, and the accuracy of weight generation error detection can be improved.
また、本発明の無線通信装置は、さらに無線信号の到来方向推定手段を備え、到来方向の変化があった場合に、ウェイト生成誤差の検出を行っても良い。このようにすることで、特定の方向から一つまたは複数の強勢な電波が到来する場合では、その到来方向の変化により、方向依存性を持つアンテナ素子間の結合が変化する。これにより振幅・位相偏差量が変化しても、その変化に対応してウェイト生成誤差の検出を行うことができる。 In addition, the wireless communication apparatus of the present invention may further include wireless signal arrival direction estimation means, and may detect a weight generation error when the arrival direction changes. In this way, when one or a plurality of strong radio waves arrive from a specific direction, the coupling between the direction-dependent antenna elements changes due to the change in the arrival direction. Thereby, even if the amplitude / phase deviation amount changes, the weight generation error can be detected in accordance with the change.
また、本発明の無線通信装置において、音声通話とデータ通信が切り替わった場合にウェイト生成誤差の検出を行っても良い。このようにすることで、音声通話とデータ通信時の端末と人体との距離の違いによって、アンテナと人体との結合(人体近接効果)の量が変わることによる振幅・位相偏差の変化に対応して、ウェイト生成誤差の検出を行うことができる。 In the wireless communication apparatus of the present invention, the weight generation error may be detected when the voice call and the data communication are switched. By doing so, it is possible to cope with changes in the amplitude and phase deviation caused by the amount of coupling between the antenna and the human body (human body proximity effect) due to the difference in the distance between the terminal and the human body during voice communication and data communication. Thus, the weight generation error can be detected.
本発明の無線通信装置は、送受信アンテナブランチ間の振幅・位相偏差が変わり、伝搬路応答の相対性が保たれなくなり、ウェイト生成誤差が発生しても、ウェイト生成誤差検出部により、ウェイト生成誤差を検出し、補正することで、効率のよいビームパターンで無線信号を送受信することができる。本発明の無線通信装置は、複数のアンテナ素子を有する無線通信装置間でビームフォーミングを行って通信するシステムにおいて有用である。具体的には、無線LANシステムにおける移動端末やアクセスポイント、またセルラー移動通信システムにおける移動端末や基地局などに適用することができる。 In the wireless communication device of the present invention, the weight generation error detection unit causes the weight generation error detection unit to change the amplitude / phase deviation between the transmission / reception antenna branches and maintain the relativity of the propagation path response. Can be transmitted and received with an efficient beam pattern. The wireless communication apparatus of the present invention is useful in a system that performs beam forming to communicate between wireless communication apparatuses having a plurality of antenna elements. Specifically, the present invention can be applied to mobile terminals and access points in a wireless LAN system, and mobile terminals and base stations in a cellular mobile communication system.
201 アンテナ素子
202 送受切替スイッチ
203 RF受信部
204、801 伝搬路推定部
205 受信ウェイト乗算部
206 ベースバンド復調器
207 結合器
208 復号器
209 ウェイト生成誤差検出部
210 トレーニング生成部
211 RF送信部
701 スイッチ
702 キャリブレーション行列乗算部
DESCRIPTION OF
Claims (18)
前記無線信号を受信ベースバンド信号に変換するRF受信部と、
前記受信ベースバンド信号から伝搬路応答行列を推定する伝搬路推定部と、
前記伝搬路応答行列から受信ウェイトを作成し、前記受信ベースバンド信号に前記受信ウェイトを乗算する受信ウェイト乗算部と、
受信ウェイト乗算後の前記受信ベースバンド信号からウェイト生成誤差を検出するウェイト生成誤差検出部と、
を備えた無線通信装置。 A plurality of antenna elements for receiving radio signals;
An RF receiver that converts the radio signal into a received baseband signal;
A channel estimator for estimating a channel response matrix from the received baseband signal;
A reception weight multiplier that creates a reception weight from the propagation path response matrix and multiplies the reception baseband signal by the reception weight; and
A weight generation error detector for detecting a weight generation error from the reception baseband signal after reception weight multiplication;
A wireless communication device comprising:
前記無線信号を受信ベースバンド信号に変換するRF受信部と、
前記受信ベースバンド信号から伝搬路応答行列を推定する伝搬路推定部と、
前記伝搬路応答行列に前記伝搬路応答行列のエルミート転置行列を乗算して誤差検出行列を取得し、前記誤差検出行列よりウェイト生成誤差を検出するウェイト生成誤差検出部と、
を備えた無線通信装置。 A plurality of antenna elements for receiving radio signals;
An RF receiver that converts the radio signal into a received baseband signal;
A channel estimator for estimating a channel response matrix from the received baseband signal;
A weight generation error detector for multiplying the propagation path response matrix by a Hermitian transpose matrix of the propagation path response matrix to obtain an error detection matrix, and detecting a weight generation error from the error detection matrix;
A wireless communication device comprising:
前記ウェイト生成誤差検出部は、前記ウェイト生成誤差を前記トレーニング生成部に通知する請求項1または請求項6に記載の無線通信装置。 A training generator for generating a training signal for generating or updating weights;
The radio communication apparatus according to claim 1, wherein the weight generation error detection unit notifies the weight generation error to the training generation unit.
前記キャリブレーション行列乗算部は、前記受信ベースバンド信号にキャリブレーションウェイトを乗算する請求項1、請求項6、請求項11のいずれかに記載の無線通信装置。 A calibration matrix multiplication unit is further provided between the RF receiving unit and the propagation path estimation unit, and the weight generation error detection unit converts the weight generation error into the calibration matrix when the weight generation error is detected. Notify the multiplier,
The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein the calibration matrix multiplication unit multiplies the reception baseband signal by a calibration weight.
前記無線信号を受信ベースバンド信号に変換するステップと、
前記受信ベースバンド信号から伝搬路応答行列を推定するステップと、
前記伝搬路応答行列から受信ウェイトを作成し、前記受信ベースバンド信号に前記受信ウェイトを乗算するステップと、
受信ウェイト乗算後の前記受信ベースバンド信号からウェイト生成誤差を検出するステップと、
を有する無線通信方法。 Receiving wireless signals with a plurality of antenna elements;
Converting the radio signal into a received baseband signal;
Estimating a channel response matrix from the received baseband signal;
Creating a reception weight from the propagation path response matrix and multiplying the reception baseband signal by the reception weight;
Detecting a weight generation error from the reception baseband signal after reception weight multiplication;
A wireless communication method.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005305505A JP2007116414A (en) | 2005-10-20 | 2005-10-20 | Radio communication apparatus and radio communication method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005305505A JP2007116414A (en) | 2005-10-20 | 2005-10-20 | Radio communication apparatus and radio communication method |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007116414A true JP2007116414A (en) | 2007-05-10 |
Family
ID=38098207
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005305505A Pending JP2007116414A (en) | 2005-10-20 | 2005-10-20 | Radio communication apparatus and radio communication method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2007116414A (en) |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2009096316A1 (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-06 | Kyocera Corporation | Radio communication system, radio communication device, and radio communication method |
WO2009096306A1 (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-06 | Kyocera Corporation | Radio communication system, radio communication device, and communication control method |
WO2009096317A1 (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-06 | Kyocera Corporation | Radio communication system, radio communication device, and radio communication method |
JP2009182636A (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Kyocera Corp | Radio communication system, radio communication device, and communication control method |
JP2009182633A (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Kyocera Corp | Radio communication system, radio communication device, and communication control method |
JP2010021941A (en) * | 2008-07-14 | 2010-01-28 | Sony Corp | Wireless communication apparatus and wireless communication method, and computer program |
JP2014532366A (en) * | 2011-10-06 | 2014-12-04 | マサチューセッツ インスティテュート オブ テクノロジー | Coherent transmission from distributed wireless transmitters |
JP2015162755A (en) * | 2014-02-26 | 2015-09-07 | パナソニック株式会社 | Radio communication method and radio communication device |
-
2005
- 2005-10-20 JP JP2005305505A patent/JP2007116414A/en active Pending
Cited By (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009182633A (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Kyocera Corp | Radio communication system, radio communication device, and communication control method |
US8175536B2 (en) | 2008-01-30 | 2012-05-08 | Kyocera Corporation | Wireless communication system, wireless communication apparatus and communication control method |
WO2009096317A1 (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-06 | Kyocera Corporation | Radio communication system, radio communication device, and radio communication method |
JP2009182679A (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Kyocera Corp | Wireless communication system, wireless communication apparatus and wireless communicating method |
JP2009182634A (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Kyocera Corp | Radio communication system, radio communication device, and communication control method |
JP2009182636A (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Kyocera Corp | Radio communication system, radio communication device, and communication control method |
WO2009096306A1 (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-06 | Kyocera Corporation | Radio communication system, radio communication device, and communication control method |
US8483299B2 (en) | 2008-01-30 | 2013-07-09 | Kyocera Corporation | Wireless communication system, wireless communication apparatus and wireless communication method |
WO2009096316A1 (en) * | 2008-01-30 | 2009-08-06 | Kyocera Corporation | Radio communication system, radio communication device, and radio communication method |
US8331867B2 (en) | 2008-01-30 | 2012-12-11 | Kyocera Corporation | Wireless communication system, wireless communication apparatus and communication control method |
JP2010021941A (en) * | 2008-07-14 | 2010-01-28 | Sony Corp | Wireless communication apparatus and wireless communication method, and computer program |
US8064502B2 (en) | 2008-07-14 | 2011-11-22 | Sony Corporation | Wireless communication apparatus, wireless communication method, and computer program |
JP4544349B2 (en) * | 2008-07-14 | 2010-09-15 | ソニー株式会社 | Wireless communication apparatus, wireless communication method, and computer program |
JP2014532366A (en) * | 2011-10-06 | 2014-12-04 | マサチューセッツ インスティテュート オブ テクノロジー | Coherent transmission from distributed wireless transmitters |
JP2015162755A (en) * | 2014-02-26 | 2015-09-07 | パナソニック株式会社 | Radio communication method and radio communication device |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7096041B2 (en) | Beam forming method | |
JP4734210B2 (en) | Wireless communication method | |
RU2404511C2 (en) | Ofdm mimo system with controlled low-complexity directional diagram | |
US7072693B2 (en) | Wireless communications structures and methods utilizing frequency domain spatial processing | |
CN107046435B (en) | Wireless communication method and wireless communication device | |
US7099630B2 (en) | Beam forming method | |
KR100923913B1 (en) | Apparatus and method for canceling multi user interference | |
JP4343694B2 (en) | How to determine the gain offset between transmission channels | |
US7664200B2 (en) | Method and system for minimizing effects of transmitter impairments in multiple input multiple output (MIMO) beamforming communication systems | |
US8116698B2 (en) | Generalized MIMO-beamforming weight estimation | |
EP2425545B1 (en) | Method and apparatus for multi-antenna uplink transmission | |
US7831232B2 (en) | Multiple input multiple output communication apparatus | |
EP3588797A1 (en) | Electronic device, communication apparatus, and signal processing method | |
JP2007116414A (en) | Radio communication apparatus and radio communication method | |
US20110249588A1 (en) | System For Wireless Communication and a Method For Providing Wireless Communication | |
JP2008541497A (en) | Method for transmitting training frame in MIMO system and MIMO system | |
CN106470064B (en) | Transmission diversity method and apparatus | |
US8472381B1 (en) | Methods and apparatus for antenna spoofing | |
KR100963333B1 (en) | BeanForming Method using Multiple Antenna | |
CN105745893A (en) | Large-scale fading coefficient estimation in wireless massive MIMO systems | |
KR100869070B1 (en) | Apparatus and method for beamforming in multi input multi output system | |
KR101020242B1 (en) | Mobile terminal and base station in MIMO system and method for combining receive signals | |
JP2004328761A (en) | Apparatus and method for correcting reception signal in mobile communication system | |
JP2007074318A (en) | Radio transmission system, base station and radio transmission method | |
JP2014060616A (en) | Communication device and signal detection method |