JP2005258478A

JP2005258478A - 符号化装置

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Publication number: JP2005258478A
Application number: JP2005166279A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Oshikiri; 正浩押切
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-06-06
Filing date: 2005-06-06
Publication date: 2005-09-22
Anticipated expiration: 2022-04-26
Also published as: JP4287840B2

Abstract

【課題】低ビットレートで高品質に符号化すること。
【解決手段】ダウンサンプリング器１０１は、入力信号のサンプリングレートをサンプリングレートＦＨからサンプリングレートＦＬにダウンサンプリングする。基本レイヤ符号化器１０２は、サンプリングレートＦＬの音響信号を符号化する。局所復号化器１０３は、基本レイヤ符号化器１０２から出力された符号化コードを復号する。アップサンプリング器１０４は、復号信号のサンプリングレートをFHに上げる。減算器１０６は、サンプリングレートＦＨの音響信号から復号信号を減算する。拡張レイヤ符号化器１０７は、減算器１０６から出力された信号を局所復号化器１０３から出力された復号結果のパラメータを用いて符号化する。
【選択図】図１

Description

本発明は、楽音信号または音声信号などの音響信号を高能率に圧縮符号化する符号化装置に関し、特に符号化コードの一部からでも楽音や音声を復号することができるスケーラブル符号化に好適な符号化装置に関する。

楽音信号または音声信号を低ビットレートで圧縮する音響符号化技術は、移動体通信における電波等の伝送路容量及び記録媒体の有効利用のために重要である。音声信号を符号化する音声符号化に、ITU(International Telecommunication Union)で規格化されているG726、G729などの方式が存在する。これらの方式は、狭帯域信号(300Hz〜3.4kHz)を対象とし、8kbit/s〜32kbit/sのビットレートで高品質に符号化が行うことができる。

また、広帯域信号(50Hz〜7kHz)を対象とする標準方式としてITUのG722、G722.1や、3GPP(The 3rd Generation Partnership Project)のAMR-WBなどが存在する。これらの方式は、ビットレートが6.6kbit/s〜64kbit/sで広帯域音声信号を高品質に符号化が行うことができる。

ここで、音声信号を低ビットレートで高能率に符号化を行う有効な方法に、ＣＥＬＰ(Code Excited Linear Prediction)がある。ＣＥＬＰは、人間の音声生成モデルを工学的に模擬したモデルに基づき符号化を行う方法である。具体的には、ＣＥＬＰは、乱数で表される励振信号を周期性の強さに対応するピッチフィルタと声道特性に対応する合成フィルタに通し、その出力信号と入力信号の二乗誤差が聴覚特性の重み付けの下で最小になるよう符号化パラメータを決定する。

そして、最近の標準音声符号化方式の多くがＣＥＬＰに基づいた符号化を行っている。例えば、G729は、8kbit/sで狭帯域信号の符号化を行うことができ、AMR-WBは6.6kbit/s〜23.85kbit/sで広帯域信号を符号化を行うことができる。

一方で、楽音信号を符号化する楽音符号化の場合は、ＭＰＥＧ(Moving Picture Expert Group)で規格化されているレイヤIII方式やＡＡＣ方式のように、楽音信号を周波数領域に変換し、聴覚心理モデルを利用して符号化を行う方法が一般的である。これら方式は、サンプリングレートが44.1kHzの信号に対しチャネル当たり64kbit/s〜96kbit/sでほとんど劣化が生じないことが知られている。

この楽音符号化は、音楽に対して高品質に符号化を行う方式である。楽音符号化は、前述の説明にある背景に音楽や環境音がある音声信号についても高品質に符号化を行うことができる。そして、対象となる信号の帯域もＣＤ品質である22kHz程度まで対応可能である。

しかしながら、音声信号が主体で、背景に音楽や環境音が重畳している信号に音声符号化方式を用いて符号化する場合、背景部の音楽や環境音の影響で、背景部の信号のみならず音声信号も劣化してしまい全体的な品質が低下するという問題がある。

この問題は、音声符号化方式が、ＣＥＬＰという音声モデルに特化した方式を基本にしているために生じる。また、音声符号化方式が対応できる信号帯域は7kHzまでであり、それ以上の帯域の成分を持つ信号に対しては構成上十分に対応しきれないという問題があった。

また、楽音符号化方式では、高品質な符号化を実現するためにはビットレートを高くして使用する必要がある。楽音符号化方式では、仮にビットレートを32kbit/s程度まで低く抑えて符号化した場合、復号信号の品質が大きく低下するという問題がある。そのため、伝送レートの低い通信網で使用できないという問題がある。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、音声が主体で背景に音楽や環境音が重畳しているような信号であっても低ビットレートで高品質に符号化できる符号化装置を提供することを目的とする。

本発明の符号化装置は、入力信号のサンプリングレートを下げるダウンサンプリング手段と、サンプリングレートを下げた入力信号を符号化して第１符号化コードを得る基本レイヤ符号化手段と、前記第１符号化コードに基づいて復号信号を生成する復号化手段と、前記復号信号のサンプリングレートを前記入力信号と同一のレートに上げるアップサンプリング手段と、前記復号化手段の復号処理の中で生成されたパラメータを利用し、前記入力信号と前記サンプリングレートを上げた復号信号との差分値を符号化して第２符号化コードを得る拡張レイヤ符号化手段と、前記第１符号化コードと前記第２符号化コードとを多重する多重手段と、を具備し、前記拡張レイヤ符号化手段は、前記復号化手段の復号処理の中で生成されたピッチ周期およびピッチゲインを利用して符号化処理を行う構成を採る。

本発明によれば、低ビットレートで高品質に符号化を行うことができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る信号処理装置の構成を示すブロック図である。図１の信号処理装置１００は、ダウンサンプリング器１０１と、基本レイヤ符号化器１０２と、局所復号化器１０３と、アップサンプリング器１０４と、遅延器１０５と、減算器１０６と、拡張レイヤ符号化器１０７と、マルチプレクサ１０８とから主に構成される。

ダウンサンプリング器１０１は、入力信号のサンプリングレートをサンプリングレートＦＨからサンプリングレートＦＬにダウンサンプリングし、サンプリングレートＦＬの音響信号を基本レイヤ符号化器１０２に出力する。ここで、サンプリングレートＦＬは、サンプリングレートＦＨより低い周波数である。

基本レイヤ符号化器１０２は、サンプリングレートＦＬの音響信号を符号化し、符号化コードを局所復号化器１０３とマルチプレクサ１０８に出力する。

局所復号化器１０３は、基本レイヤ符号化器１０２から出力された符号化コードを復号し、復号信号をアップサンプリング器１０４と拡張レイヤ符号化器１０７に出力する。

アップサンプリング器１０４は、復号信号のサンプリングレートをＦＨに上げて減算器１０６に出力する。

遅延器１０５は、入力されたサンプリングレートＦＨの音響信号を所定の時間の遅延した後、減算器１０６する。この遅延時間をダウンサンプリング器１０１と基本レイヤ符号化器１０２とアップサンプリング器１０４で生じる時間遅れと同値とすることにより、次の減算処理での位相のずれを防ぐ。

減算器１０６は、サンプリングレートＦＨの音響信号から復号信号を減算し、減算結果を拡張レイヤ符号化器１０７に出力する。

拡張レイヤ符号化器１０７は、減算器１０６から出力された信号を局所復号化器１０３から出力された復号結果のパラメータを用いて符号化し、マルチプレクサ１０８に出力する。マルチプレクサ１０８は、基本レイヤ符号化器１０２と拡張レイヤ符号化器１０７とにおいて符号化された信号を多重化して出力する。

次に、基本レイヤ符号化と拡張レイヤ符号化について説明する。図２は、入力信号の成分の一例を示す図である。図２において、縦軸は、信号の成分の情報量を示し、横軸は、周波数を示す。図２では、入力信号に含まれる音声情報と、背景音楽/背景雑音情報がどの周波数帯に存在しているかを表している。

音声情報は、周波数の低い領域に情報が多く存在し、高域に向かうほど情報量は減少する。それに対し、背景音楽・背景雑音情報は、音声情報と比べると相対的に低域の情報は少なく、高域に含まれる情報が大きい。

そこで、本発明の信号処理装置は、複数の符号化方式を用い、それぞれの符号化方式が適する領域毎に異なる符号化を行う。

図３は、本実施の形態に係る信号処理装置の信号処理方法の一例を示す図である。図３において、縦軸は、信号の成分の情報量を示し、横軸は、周波数を示す。

基本レイヤ符号化器１０２は、０〜ＦＬ間の周波数帯の音声情報を効率よく表すように設計されており、この領域での音声情報は品質良く符号化することができる。しかし、０〜ＦＬ間の周波数帯の背景音楽・背景雑音情報の符号化品質は高くない。拡張レイヤ符号化器１０７は、基本レイヤ符号化器１０２で符号化できない部分と、ＦＬ〜ＦＨ間の周波数帯の信号を符号化する。

よって、基本レイヤ符号化器１０２と拡張レイヤ符号化器１０７とを組み合わせることで広い帯域で高品質な符号化が実現できる。さらに、少なくとも基本レイヤ符号化手段の符号化コードだけでも音声情報が復号できるというスケーラブルな機能が実現できる。

このように、局所復号化器１０３における符号化で生成されたパラメータのうち有用なものを拡張レイヤ符号化器１０７に与え、拡張レイヤ符号化器１０７は、このパラメータを利用して符号化を行う。

このパラメータは符号化コードから生成されるため、本実施の形態の信号処理装置により符号化された信号を復号する場合に、音響復号化の過程で同じパラメータを得ることができ、このパラメータを付加して復号側に伝送する必要がない。このために、拡張レイヤ符号化手段は付加情報の増加を伴うことなしに、符号化処理の効率化を図ることができる。

例えば、局所復号化器１０３において復号されるパラメータのうち、拡張レイヤ符号化器１０７で用いられるパラメータとして、入力信号が母音のように周期性の強い信号か子音のように雑音性の強い信号かを表す有声／無声フラグを使う構成がある。有声／無声フラグを用い、有声である区間において拡張レイヤでは高域よりも低域を重視してビット配分を行い、無声である区間では低域よりも高域を重視してビット配分を行う、などの適応化を図ることができる。

このように、本実施の形態の信号処理装置によれば、入力信号から所定の周波数以下の成分を取り出して音声符号化に適した符号化を行い、得られた符号化コードを復号した結果を用いて楽音符号化に適した符号化を行うことにより、低ビットレートで高品質に符号化を行うことができる。

また、サンプリングレートＦＨとＦＬには、ＦＨがＦＬより大きい値であれば良く、値は限定されない。例えば、サンプリングレートをＦＨ=24kHz、ＦＬ=16kHzとし、符号化することができる。

（実施の形態２）
本実施の形態では、実施の形態１の局所復号化器１０３で復号されるパラメータのうち、拡張レイヤ符号化器１０７で用いられるパラメータとして、入力信号のスペクトルを表すＬＰＣ係数を用いる例について説明する。

本実施の形態の信号処理装置は、図１の基本レイヤ符号化器１０２においてＣＥＬＰを用いた符号化を行い、拡張レイヤ符号化器１０７において入力信号のスペクトルを表すＬＰＣ係数を用いて符号化を行う。

ここでは最初に、基本レイヤ符号化器１０２の詳細な動作の説明を行った後に、拡張レイヤ符号化器１０７の基本構成の説明を行う。ここでいう基本構成とは、今後の実施の形態の説明を簡便にするためのもので、局所復号化器１０３の符号化パラメータを用いない構成を指す。その後に本実施の形態の特徴である局所復号化器１０３でＬＰＣ係数を復号し、このＬＰＣ係数を用いた拡張レイヤ符号化器１０７の説明を行う。

図４は、基本レイヤ符号化器１０２の構成の一例を示す図である。図４の基本レイヤ符号化器１０２は、ＬＰＣ分析器４０１と、聴感重み付け部４０２と、適応符号帳探索器４０３と、適応ゲイン量子化器４０４と、目標ベクトル生成器４０５と、雑音符号帳探索器４０６と、雑音ゲイン量子化器４０７と、マルチプレクサ４０８とから主に構成される。

ＬＰＣ分析器４０１は、ダウンサンプリング器１０１においてサンプリングレートＦＬでサンプリングされた入力信号からＬＰＣ係数を求め、聴感重み付け部４０２に出力する。

聴感重み付け部４０２は、ＬＰＣ分析器４０１で求められたＬＰＣ係数を基に入力信号に重み付けを行い、重み付けされた入力信号を適応符号帳探索器４０３、適応ゲイン量子化器４０４、及び目標ベクトル生成器４０５に出力する。

適応符号帳探索器４０３は、聴覚重み付けされた入力信号を目標信号として適応符号帳の探索を行い、探索した適応ベクトルを適応ゲイン量子化器４０４と目標ベクトル生成器４０５に出力する。そして、適応符号帳探索器４０３は、量子化歪みが最も少ないとされた適応ベクトルのコードをマルチプレクサ４０８に出力する。

適応ゲイン量子化器４０４は、適応符号帳探索器４０３から出力される適応ベクトルに乗算する適応ゲインを量子化し、目標ベクトル生成器４０５に出力する。そして、そのコードをマルチプレクサ４０８に出力する。

目標ベクトル生成器４０５は、聴感重み付け部４０２から出力された入力信号を適応ベクトルに適応ゲインを乗算した結果でベクトル減算し、減算結果を目標ベクトルとして雑音符号帳探索器４０６と雑音ゲイン量子化器４０７に出力する。

雑音符号帳探索器４０６は、目標ベクトル生成器４０５から出力された目標ベクトルとの歪が最小となる雑音ベクトルを雑音符号帳の中から探索する。そして、雑音符号帳探索器４０６は、探索した雑音ベクトルを雑音ゲイン量子化器４０７に与えるとともに、そのコードをマルチプレクサ４０８に出力する。

雑音ゲイン量子化器４０７は、雑音符号帳探索器４０６において探索された雑音ベクトルに乗算する雑音ゲインを量子化し、そのコードをマルチプレクサ４０８に出力する。

マルチプレクサ４０８は、ＬＰＣ係数、適応ベクトル、適応ゲイン、雑音ベクトル、雑音ゲインの符号化コードを多重化して局所復号化器１０３及びマルチプレクサ１０８に出力する。

次に、図４の基本レイヤ符号化器１０２の動作について説明する。最初に、ダウンサンプリング器１０１から出力されたサンプリングレートＦＬの信号が入力され、ＬＰＣ分析器４０１においてＬＰＣ係数が求められる。このＬＰＣ係数は、ＬＳＰ係数などの量子化に適したパラメータに変換され、量子化される。この量子化で得られる符号化コードがマルチプレクサ４０８に与えられ、かつ符号化コードから量子化後のＬＳＰ係数が算出されＬＰＣ係数に変換される。

この変換により、量子化後のＬＰＣ係数が求められる。この量子化後のＬＰＣ係数を利用して、適応符号帳、適応ゲイン、雑音符号帳および雑音ゲインの符号化を行う。

次に、聴感重み付け部４０２は、ＬＰＣ分析器４０１で求められたＬＰＣ係数に基づいて入力信号に重み付けを行う。この重み付けは、量子化歪のスペクトルを入力信号のスペクトル包絡にマスクされるようスペクトル整形を行うことを目的として成される。

次に、聴覚重み付けされた入力信号を目標信号とし、適応符号帳探索器４０３において適応符号帳が探索される。過去の音源系列をピッチ周期で繰り返した信号を適応ベクトルと呼び、あらかじめ定められた範囲のピッチ周期で生成された適応ベクトルによって適応符号帳は構成される。

聴覚重み付けされた入力信号をt(n)、ピッチ周期iの適応ベクトルにＬＰＣ係数で構成される合成フィルタのインパルス応答を畳み込んだ信号をpi(n)としたとき、次の式（１）の評価関数Ｄを最小とする適応ベクトルのピッチ周期iがパラメータとしてマルチプレクサ４０８に送られる。ここで、Nはベクトル長を示す。

次に、適応ベクトルに乗じられる適応ゲインの量子化を適応ゲイン量子化器４０４において行う。適応ゲインβは次の式（２）で表され、このβをスカラー量子化して、その符号がマルチプレクサ４０８に送られる。

次に、目標ベクトル生成器４０５において入力信号から適応ベクトルの影響を減算して、雑音符号帳探索器４０６と雑音ゲイン量子化器４０７で用いる目標ベクトルを生成する。ここで、pi(n)を式１で表される評価関数Ｄを最小とするときの適応ベクトルに合成フィルタを畳み込んだ信号、βqを式２で表される適応ベクトルβをスカラー量子化したときの量子化値としたとき、目標ベクトルt2(n)は次の式（３）に表される。

前記目標ベクトルt2(n)とＬＰＣ係数が、雑音符号帳探索器４０６に与えられ、雑音符号帳の探索が行われる。

ここで、雑音符号帳探索器４０６が備える雑音符号帳の代表的な構成に代数(Algebraic)符号帳がある。代数符号帳とは、振幅１のパルスをあらかじめ定められた非常に少ない数だけ有するベクトルで表される。さらに、代数符号帳は、パルスごとにとりうる位置は重複することなくあらかじめ決められている。そして、代数符号帳は、パルスの位置とパルスの符号(極性)の最適な組み合わせを少ない計算量で決定することができるという特徴がある。

目標ベクトルをt2(n)、コードjに対応する雑音ベクトルをcj(n)としたとき、次の式（４）の評価関数Ｄを最小とする雑音ベクトルのインデックスjがパラメータとしてマルチプレクサ４０８に送られる。

次に、雑音ベクトルに乗じられる雑音ゲインの量子化を雑音ゲイン量子化器４０７において行う。雑音ゲインγは次の式（５）で表され、このγをスカラー量子化して、その符号がマルチプレクサ４０８に送られる。

マルチプレクサ４０８は、送られてきたＬＰＣ係数、適応符号帳、適応ゲイン、雑音符号帳、雑音ゲインの符号化コードを多重化して局所復号化器１０３及びマルチプレクサ１０８に出力する。

そして、新しい入力信号が存在する間、上記処理を繰り返す。新しい入力信号が存在しない場合には、処理を終了する。

次に、拡張レイヤ符号化器１０７について説明する。図５は、拡張レイヤ符号化器１０７の構成の一例を示す図である。図５の拡張レイヤ符号化器１０７は、ＬＰＣ分析器５０１と、スペクトル包絡算出器５０２と、ＭＤＣＴ部５０３と、パワー算出器５０４と、パワー正規化器５０５と、スペクトル正規化器５０６と、Barkスケール正規化器５０８と、Barkスケール形状算出器５０７と、ベクトル量子化器５０９と、マルチプレクサ５１０とから主に構成される。

ＬＰＣ分析器５０１は、入力信号にＬＰＣ分析を行い、得られたＬＰＣ分析係数をスペクトル包絡算出器５０２及びマルチプレクサ５１０に出力する。スペクトル包絡算出器５０２は、ＬＰＣ係数からスペクトル包絡を算出してベクトル量子化器５０９に出力する。

ＭＤＣＴ部５０３は、入力信号にＭＤＣＴ変換（Modified Discrete Cosine Transform：変形離散コサイン変換）を行い、得られたＭＤＣＴ係数をパワー算出器５０４及びパワー正規化器５０５に出力する。パワー算出器５０４は、ＭＤＣＴ係数のパワーを求め、量子化した後、パワー正規化器５０５及びマルチプレクサ５１０に出力する。

パワー正規化器５０５は、量子化後のパワーにてＭＤＣＴ係数を正規化し、正規化後のパワーをスペクトル正規化器５０６に出力する。スペクトル正規化器５０６は、スペクトル包絡を用いてパワーにより正規化されたＭＤＣＴ係数を正規化し、Barkスケール形状算出器５０７及びBarkスケール正規化器５０８に出力する。

Barkスケール形状算出器５０７は、Barkスケールにて等間隔に帯域分割されたスペクトルの形状を算出した後に、前記スペクトル形状を量子化し、量子化したスペクトル形状をBarkスケール正規化器５０８、ベクトル量子化器５０９、及びマルチプレクサ５１０に出力する。

Barkスケール正規化器５０８は、各帯域のBarkスケール形状B(k)を量子化し、その符号化コードをマルチプレクサ５１０に出力する。そして、Barkスケール正規化器５０８は、Barkスケール形状を復号化して正規化ＭＤＣＴ係数を生成し、ベクトル量子化器５０９に出力する。

ベクトル量子化器５０９は、Barkスケール正規化器５０８から出力された正規化ＭＤＣＴ係数をベクトル量子化し、最も歪が小さい代表値を求め、このインデックスを符号化コードとしてマルチプレクサ５１０に出力する。

マルチプレクサ５１０は、符号化コードを多重化して、マルチプレクサ１０８に出力する。

次に、図５の拡張レイヤ符号化器１０７の動作について説明する。図１の減算器１０６で得られる減算信号が、ＬＰＣ分析器５０１においてＬＰＣ分析される。そして、ＬＰＣ分析によりＬＰＣ係数が算出される。このＬＰＣ係数をＬＳＰ係数などの量子化に適したパラメータに変換した後に量子化を行う。ここで得られたＬＰＣ係数に関する符号化コードはマルチプレクサ５１０に与えられる。

スペクトル包絡算出器５０２では、復号されたＬＰＣ係数を基に、次の式（６）に従いスペクトル包絡を算出する。ここでα_ｑは、復号されたＬＰＣ係数をしめし、ＮＰはＬＰＣ係数の次数、Mはスペクトル分解能を示す。

式（６）により得られたスペクトル包絡env(m)は、後に説明するスペクトル正規化器５０６およびベクトル量子化器５０９で利用される。

次に、入力信号は、ＭＤＣＴ部５０３においてＭＤＣＴ変換が行われ、ＭＤＣＴ係数が求められる。ＭＤＣＴ変換は、前後の隣接フレームと分析フレームを半分ずつ完全に重ね合わせ、かつ分析フレームの前半部は奇関数、後半部は偶関数という直交基底を用いるため、フレーム境界歪が発生しないという特徴がある。ＭＤＣＴを行う際には、sin窓などの窓関数を入力信号に乗ずる。ＭＤＣＴ係数をX(m)とすると、ＭＤＣＴ係数は次の式（７）に従い算出される。ここでx(n)は、入力信号に窓関数を乗算した信号を示す。

次に、パワー算出器５０４では、ＭＤＣＴ係数X(m)のパワーを求め量子化する。そして、パワー正規化器５０５が、式（８）を用い、当該量子化後のパワーにてＭＤＣＴ係数を正規化する。ここで、MはＭＤＣＴ係数の次数を示す。

ＭＤＣＴ係数のパワーpowを量子化した後に、この符号化コードをマルチプレクサ５１０に送る。符号化コードを使ってＭＤＣＴ係数のパワーを復号した後に、その値を用いてＭＤＣＴ係数を次の式（９）に従い正規化する。ここで、X1(m)はパワー正規化後のＭＤＣＴ係数を表し、powqは量子化後のＭＤＣＴ係数のパワーを示す。

次に、スペクトル正規化器５０６は、スペクトル包絡を用いてパワーにより正規化されたＭＤＣＴ係数を正規化する。スペクトル正規化器５０６では次の式（１０）に従い正規化を行う。

次に、Barkスケール形状算出器５０７は、Barkスケールにて等間隔に帯域分割されたスペクトルの形状を算出した後に、前記スペクトル形状を量子化する。Barkスケール形状算出器５０７は、この符号化コードをマルチプレクサ５１０に送ると共にその復号値を用いてスペクトル正規化器５０６の出力信号であるＭＤＣＴ係数X2(m)の正規化を行う。BarkスケールとHerzスケールは次の式（１１）で表される変換式にて対応付けされる。ここでBはBarkスケールを、ｆはHerzスケールを示す。

Barkスケール形状算出器５０７は、Barkスケールで等間隔に帯域分割されたサブバンドそれぞれに対し、次の式（１２）に従い形状を算出する。ここでfl(k)は第kサブバンドの最低周波数、fh(k)は第kサブバンドの最高周波数を示し、Kはサブバンド数を示す。

そして、Barkスケール正規化器５０８は、各帯域のBarkスケール形状B(k)を量子化し、その符号化コードをマルチプレクサ５１０に送ると共に、Barkスケール形状を復号化して正規化ＭＤＣＴ係数X3（ｍ）を次の式（１３）に従い生成する。ここでBq(k)は第kサブバンドの量子化後のBarkスケール形状を示す。

次に、ベクトル量子化器５０９では、Barkスケール正規化器５０８の出力X3(m)のベクトル量子化を行う。ベクトル量子化器５０９では、X3(m)を複数ベクトルに分割して各ベクトルに対応する符号帳を用いて最も歪が小さい代表値を求め、このインデックスを符号化コードとしてマルチプレクサ５１０に送る。

ベクトル量子化器５０９では、ベクトル量子化を行う際に２つの重要なパラメータを入力信号のスペクトル情報を用いて決定する。そのパラメータとは、1つは量子化ビット配分であり、もう一つは符号帳探索時の重み付けである。量子化ビット配分は、スペクトル包絡算出器５０２で求められたスペクトル包絡env(m)を用いて決定する。

また、スペクトル包絡env(m)を用いて量子化ビット配分を決定する際に、周波数０〜ＦＬに相当するスペクトルに配分するビット数を小さくするように設定することもできる。

その一つの実現例として、周波数０〜ＦＬに配分できる最大ビット数MAX_LOWBAND_BITを設定し、この帯域に配分されるビット数が最大ビット数MAX_LOWBAND_BITを超えないように制限を設ける方法がある。

この実現例では、周波数０〜ＦＬでは基本レイヤで符号化を既に行っているので、多くのビットを配分する必要がなく、この帯域での量子化を故意に粗くして、ビット配分を少なくし、そこで余分になるビットを周波数ＦＬ〜ＦＨに配分して量子化することにより全体的な品質を改善することができる。また、このビット配分は、スペクトル包絡env(m)と前述したBarkスケール形状Bq(k)とを組み合わせて決定する構成としても良い。

また、スペクトル包絡算出器５０２で求められたスペクトル包絡env(m)とBarkスケール形状算出器５０７で求められた量子化後のBarkスケール形状Bq(k)から算出される重み付けを利用した歪尺度を用いてベクトル量子化を行う。ベクトル量子化は次の式（１４）で規定される歪Dが最小となるコードベクトルCのインデックスjを求めることで実現される。ここで、w(m)は重み係数を示す。

また、重み関数w(m)はスペクトル包絡env(m)とBarkスケール形状Bq(k)を用いて次の式（１５）のように表すことができる。ここでpは0から1の間の定数、Herz_to_Bark()はHerzスケールをBarkスケールに変換する関数を示す。

また、重み関数ｗ（ｍ）を決定する際に、周波数０〜ＦＬに相当するスペクトルに配分する重み関数を小さくするように設定することも可能である。その一つの実現例として、周波数０〜ＦＬに対応する重み関数w(m)のとりうる最大値をMAX_LOWBAND_WGTとしてあらかじめ設定しておき、この帯域の重み関数w(m)の値がMAX_LOWBAND_WGTを超えないように制限を設ける方法がある。この実現例では、周波数０〜ＦＬでは基本レイヤで符号化を既に行っており、この帯域での量子化の精度を故意に下げて、相対的に周波数ＦＬ〜ＦＨの量子化の精度を上げることにより全体的な品質を改善することができる。

最後に、マルチプレクサ５１０では、符号化コードを多重化して、マルチプレクサ１０８に出力する。そして、新しい入力信号が存在する間、上記処理を繰り返す。新しい入力信号が存在しない場合には、処理を終了する。

このように、本実施の形態の信号処理装置によれば、入力信号から所定の周波数以下の成分を取り出して符号励振線形予測法を用いた符号化を行い、得られた符号化コードを復号した結果を用いてＭＤＣＴ変換で符号化を行うことにより、低ビットレートで高品質に符号化を行うことができる。

上記では、減算器１０６で得られる減算信号からＬＰＣ分析係数を分析している例について説明しているが、本発明の信号処理装置は、局所復号化器１０３において復号されたＬＰＣ係数を用いて符号化してもよい。

図６は、拡張レイヤ符号化器１０７の構成の一例を示す図である。但し、図５と同一の構成となるものについては、図５と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。

図６の拡張レイヤ符号化器１０７は、変換テーブル６０１と、ＬＰＣ係数マッピング部６０２と、スペクトル包絡算出器６０３と、変形部６０４とを具備し、局所復号化器１０３で復号されたＬＰＣ係数を用いて符号化する点が図５の拡張レイヤ符号化器１０７と異なる。

変換テーブル６０１は、基本レイヤのＬＰＣ係数と拡張レイヤのＬＰＣ係数とを対応づけて記憶する。

ＬＰＣ係数マッピング部６０２は、変換テーブル６０１を参照し、基本レイヤ符号化器１０２から入力された基本レイヤのＬＰＣ係数を拡張レイヤのＬＰＣ係数に変換し、スペクトル包絡算出器６０３に出力する。

スペクトル包絡算出器６０３は、拡張レイヤのＬＰＣ係数に基づいてスペクトル包絡を求め、変形部６０４に出力する。変形部６０４は、スペクトル包絡を変形し、スペクトル正規化器５０６及びベクトル量子化器５０９に出力する。

次に、図６の拡張レイヤ符号化器１０７の動作について説明する。基本レイヤのＬＰＣ係数は、信号帯域が０〜ＦＬの信号に対して求められたものであり、拡張レイヤの対象となる信号(信号帯域０〜ＦＨ)で使用するＬＰＣ係数とは一致しない。しかしながら、両者には強い相関がある。よってＬＰＣ係数マッピング部６０２では、この相関を利用してあらかじめ信号帯域０〜ＦＬの信号用のＬＰＣ係数と信号帯域０〜ＦＨの信号用のＬＰＣ係数との対応付けを表す変換テーブル６０１を別途設計しておく。この変換テーブル６０１を用いて、基本レイヤのＬＰＣ係数から拡張レイヤのＬＰＣ係数を求める。

図７は、拡張ＬＰＣ係数算出の一例を示す図である。変換テーブル６０１は、拡張レイヤのＬＰＣ係数(次数M)を表すJ個の候補｛Yj(ｍ)｝と、{Yj(m)}と対応付けられた基本レイヤのＬＰＣ係数と同じ次数(=K)をもつ候補｛yj(k)｝より構成される。｛Yｊ（ｍ）｝と｛ｙｊ｛ｋ｝｝は大規模な楽音、音声データなどからあらかじめ設計して用意しておく。基本レイヤのＬＰＣ係数ｘ(k)が入力されてきたとき、｛ｙｊ（ｋ）｝の中からｘ（ｋ）に最も類似しているＬＰＣ係数を求める。最も類似していると判定されたＬＰＣ係数のインデックスｊに対応する拡張レイヤのＬＰＣ係数Yj(m)を出力することにより、基本レイヤのＬＰＣ係数から拡張レイヤのＬＰＣ係数のマッピングを実現することができる。

次に、このようにしてもとめた拡張レイヤのＬＰＣ係数を基に、スペクトル包絡算出器６０３においてスペクトル包絡を求める。そして、このスペクトル包絡を変形部６０４において変形する。そして、この変形スペクトル包絡を前述した実施例のスペクトル包絡とみなして処理を行う。

スペクトル包絡を変形する変形部６０４の一つの実現例として、基本レイヤの符号化の対象となる信号帯域０〜ＦＬに対応するスペクトル包絡の影響を小さくする処理がある。スペクトル包絡をenv(m)としたとき、変形後のスペクトル包絡env’(m)は、以下の式（１６）で表される。ここでｐは０〜１の間の定数を示す。

周波数０〜ＦＬでは基本レイヤで符号化を既に行っており、拡張レイヤの符号化対象である減算信号の周波数０〜ＦＬのスペクトルはフラットに近くなる。それにも関わらず、本実施例で説明したようなＬＰＣ係数のマッピングではこのような作用は考慮されていない。そこで、式（１６）を用いてスペクトル包絡を修正する手法を用いることにより品質改善を図ることができる。

このように、本実施の形態の信号処理装置によれば、基本レイヤ符号化器で量子化したＬＰＣ係数を用いて拡張レイヤのＬＰＣ係数を求め、拡張レイヤのＬＰＣ分析からスペクトル包絡を算出することより、ＬＰＣ分析および量子化の必要がなくなり、量子化ビット数を削減することができる。

（実施の形態３）
図８は、本発明の実施の形態３に係る信号処理装置の拡張レイヤ符号化器の構成を示すブロック図である。但し、図５と同一の構成となるものについては、図５と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。

図８の拡張レイヤ符号化器１０７は、スペクトル微細構造算出器８０１を具備し、基本レイヤ符号化器１０２で符号化され局所復号化器１０３で復号されたピッチ周期を用いてスペクトル微細構造を算出し、当該スペクトル微細構造をスペクトルの正規化およびベクトル量子化に活用する点が図５の拡張レイヤ符号化器と異なる。

スペクトル微細構造算出器８０１は、基本レイヤで符号化されたピッチ周期Tとピッチゲインβからスペクトル微細構造を算出し、スペクトル正規化器５０６に出力する。

具体的には、これらピッチ周期Tとピッチゲインβは符号化コードの一部であり、ここでは図示されない音響復号器において同じ情報を得ることができる。よって、ピッチ周期Tとピッチゲインβを利用して符号化を行ったとしてもビットレートが増加することはない。

スペクトル微細構造算出器８０１では、ピッチ周期Tとピッチゲインβを用いて次の式（１７）に従いスペクトル微細構造har(m)を算出する。ここでMはスペクトル分解能を示す。

式（１７）は、βの絶対値が1以上となる場合に発振フィルタとなるため、βの絶対値がとりうる範囲をあらかじめ定められた1未満の設定値（例えば0.8）以下になるよう制限を設ける方法もある。

スペクトル正規化器５０６では、スペクトル包絡算出器５０２で求められるスペクトル包絡env(m)と、スペクトル微細構造算出器８０１で求められるスペクトル微細構造har(m)の両者を用いて次の式（１８）に従い正規化を行う。

また、ベクトル量子化器５０９での量子化ビットの配分は、スペクトル包絡算出器５０２で求められるスペクトル包絡env(m)とスペクトル微細構造算出器８０１で求められるスペクトル微細構造har(m)の両者を用いて決定する。また、ベクトル量子化の際の重み関数w(m)の決定に、スペクトル微細構造をも利用する。具体的には、重み関数w(m)は次の式（１９）に従い定義される。ここでpは0から1の間の定数、Herz_to_Bark()はHerzスケールをBarkスケールに変換する関数を示す。

このように、本実施の形態の信号処理装置は、基本レイヤ符号化器で符号化され局所復号化器で復号されたピッチ周期を用いてスペクトル微細構造を算出し、当該スペクトル微細構造をスペクトルの正規化およびベクトル量子化に活用することにより、量子化性能を向上することができる。

（実施の形態４）
図９は、本発明の実施の形態４に係る信号処理装置の拡張レイヤ符号化器の構成を示すブロック図である。但し、図５と同一の構成となるものについては、図５と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。

図９の拡張レイヤ符号化器１０７は、パワー推定器９０１と、パワー変動量量子化器９０２とを具備し、基本レイヤ符号化器１０２により得られる符号化コードを用いて局所復号化器１０３において復号信号を生成し、当該復号信号を利用基本レイヤの復号信号からＭＤＣＴ係数のパワーを予測し、その予測値からの変化量を符号化する点が図５の拡張レイヤ符号化器と異なる。

図５における局所復号化器１０３において復号化された信号sl(n)が、パワー推定器９０１に入力される。そして、パワー推定器９０１では、前記復号信号sl(n)からＭＤＣＴ係数のパワーを推定する。ＭＤＣＴ係数のパワーの推定値をpowpとすると、powpは次の式（２０）のように表される。ここで、Nは復号信号ｓｌ（n）の長さ、αはあらかじめ定められた補正のための定数を示す。

また、基本レイヤのＬＰＣ係数から求められるスペクトル傾きを利用した別の方法では、ＭＤＣＴ係数のパワーの推定値は次の式（２１）にて表される。

ここでβは、基本レイヤのＬＰＣ係数から求められるスペクトル傾きに依存した変数を表し、スペクトル傾きが大きい(相対的に低域にパワーがある)場合にβはゼロに近づき、スペクトル傾きが小さい (相対的に高域にパワーがある)場合にβは１に近づく性質を持つ。

次に、パワー変動量量子化器９０２では、MCDT部５０３で求めたＭＤＣＴ係数のパワーをパワー推定器９０１で求めたパワー推定値powpにて正規化し、その変動量を量子化する。変動量ｒは次の式（２２）で表される。

ここでpowはＭＤＣＴ係数のパワーを示し、式（２３）にて算出される。ここでX(m)はＭＤＣＴ係数、Mはフレーム長を示す。

パワー変動量量子化器９０２では、変動量ｒを量子化し、その符号化コードをマルチプレクサ５１０に送ると共に、量子化後の変動量ｒqを復号する。パワー正規化器５０５では、量子化後の変動量ｒｑを用いてＭＤＣＴ係数を次の式（２４）を用いて正規化する。ここで、X1(m)はパワー正規化後のＭＤＣＴ係数を示す。

このように、本実施の形態の信号処理装置は、基本レイヤの復号信号のパワーと拡張レイヤのＭＤＣＴ係数のパワーとの間の相関を利用し、基本レイヤの復号信号を利用してＭＤＣＴ係数のパワーを予測し、その予測値からの変動量を符号化することにより、ＭＤＣＴ係数のパワーの量子化に必要なビット数を削減することができる。

（実施の形態５）
図１０は、本発明の実施の形態５に係る信号処理装置の構成を示すブロック図である。図１０の信号処理装置１０００は、デマルチプレクサ１００１と、基本レイヤ復号化器１００２と、アップサンプリング器１００３と、拡張レイヤ復号化器１００４と、加算器１００５とから主に構成される。

デマルチプレクサ１００１は、符号化されたコードを分離して基本レイヤ用の符号化コードと拡張レイヤ用の符号化コードを生成する。そして、デマルチプレクサ１００１は、基本レイヤ用の符号化コードを基本レイヤ復号化器１００２に出力し、拡張レイヤ用の符号化コードを拡張レイヤ復号化器１００４に出力する。

基本レイヤ復号化器１００２は、デマルチプレクサ１００１で得られた基本レイヤ用の符号化コードを用いてサンプリングレートＦＬの復号信号を復号し、アップサンプリング器１００３に出力する。同時に、基本レイヤ復号化器１００２で復号されたパラメータを拡張レイヤ復号化器１００４に出力する。アップサンプリング器１００３は、復号信号のサンプリング周波数をFHに上げ、加算器１００５に出力する。

拡張レイヤ復号化器１００４は、デマルチプレクサ１００１で得られた拡張レイヤ用の符号化コードと基本レイヤ復号化器１００２において復号されたパラメータを用いてサンプリングレートＦＨの復号信号を復号し、加算器１００５に出力する。

加算器１００５は、アップサンプリング器１００３から出力された復号信号と、拡張レイヤ復号化器１００４から出力された復号信号をベクトル加算する。

次に、本実施の形態の信号処理装置の動作について説明する。最初に、実施の形態１から４のいずれかの信号処理装置において符号化されたコードが入力され、デマルチプレクサ１００１において前記コードを分離して基本レイヤ用の符号化コードと拡張レイヤ用の符号化コードを生成する。

次に、基本レイヤ復号化器１００２では、デマルチプレクサ１００１で得られた基本レイヤ用の符号化コードを用いてサンプリングレートＦＬの復号信号を復号する。そして、アップサンプリング器１００３は、当該復号信号をサンプリング周波数をFHに上げる。

拡張レイヤ復号化器１００４では、デマルチプレクサ１００１で得られた拡張レイヤ用の符号化コードと基本レイヤ復号化器１００２において復号されたパラメータを用いてサンプリングレートＦＨの復号信号が復号される。

前記アップサンプリング器１００３においてアップサンプリングされた基本レイヤの復号信号と当該拡張レイヤの復号信号とを加算器１００５において加算する。そして、新しい入力信号が存在する間、上記処理を繰り返す。新しい入力信号が存在しない場合には、処理を終了する。

このように、本実施の形態の信号処理装置は、基本レイヤ復号化器１００２で復号されたパラメータを用いて拡張レイヤ復号化器１００４の復号を行うことにより、基本レイヤ符号化における復号パラメータを使って拡張レイヤの符号化を行う音響符号化手段の符号化コードから復号信号を生成することができる。

次に、基本レイヤ復号化器１００２について説明する。図１１は、基本レイヤ復号化器１００２の一例を示すブロック図である。図１１の基本レイヤ復号化器１００２は、デマルチプレクサ１１０１と、音源生成器１１０２と、合成フィルタ１１０３とから主に構成され、ＣＥＬＰの復号化処理を行う。

デマルチプレクサ１１０１は、デマルチプレクサ１００１から出力された基本レイヤ用の符号化コードから各種パラメータを分離し、音源生成器１１０２及び合成フィルタ１１０３に出力する。

音源生成器１１０２は、適応ベクトル、適応ベクトルゲイン、雑音ベクトル、雑音ベクトルゲインを復号し、これらを用いて音源信号を生成し合成フィルタ１１０３に出力する。合成フィルタ１１０３は、復号されたＬＰＣ係数を用いて合成信号を生成する。

次に、図１１の基本レイヤ復号化器１００２の動作について説明する。最初に、デマルチプレクサ１１０１は、基本レイヤ用の符号化コードから、各種パラメータを分離する。

次に、音源生成器１１０２が、適応ベクトル、適応ベクトルゲイン、雑音ベクトル、雑音ベクトルゲインを復号する。そして、音源生成器１１０２は、次の式（２５）に従い音源ベクトルex(n)を生成する。ここで、q(n)は適応ベクトル、β_qは適応ベクトルゲイン、c(n)は雑音ベクトル、γ_qは雑音ベクトルゲインを示す。

次に、合成フィルタ１１０３が、復号されたＬＰＣ係数を用いて合成信号syn(n)を次の式（２６）に従い生成する。ここで、α_qは復号されたＬＰＣ係数、NPはＬＰＣ係数の次数を示す。

このように復号された復号信号syn(n)は、アップサンプリング器１００３及び拡張レイヤ復号化器１００４に出力される。そして、新しい入力信号が存在する間、上記処理を繰り返す。新しい入力信号が存在しない場合には、処理を終了する。CELPの構成によっては、合成信号をポストフィルタに通した後に出力する形態もありうる。ここでいうポストフィルタとは、符号化歪を知覚しにくくする後処理の機能を有するものである。

次に、拡張レイヤ復号化器１００４について説明する。図１２は、拡張レイヤ復号化器１００４の一例を示すブロック図である。図１２の拡張レイヤ復号化器１００４は、デマルチプレクサ１２０１と、ＬＰＣ係数復号化器１２０２と、スペクトル包絡算出器１２０３と、ベクトル復号化器１２０４と、Barkスケール形状復号化器１２０５と、乗算器１２０６と、乗算器１２０７と、パワー復号化器１２０８と、乗算器１２０９と、ＩＭＤＣＴ部１２１０とから主に構成される。

デマルチプレクサ１２０１は、デマルチプレクサ１００１から出力された拡張レイヤ用の符号化コードから各種パラメータを分離する。ＬＰＣ係数復号化器１２０２は、ＬＰＣ係数に関する符号化コードを用いてＬＰＣ係数を復号し、スペクトル包絡算出器１２０３に出力する。

スペクトル包絡算出器１２０３は、復号されたＬＰＣ係数を用いて式（６）に従いスペクトル包絡env(m)を算出し、ベクトル復号化器１２０４及び乗算器１２０７に出力する。

ベクトル復号化器１２０４は、スペクトル包絡算出器１２０３において求められたスペクトル包絡env(m)に基づいて量子化ビット配分を決定し、デマルチプレクサ１２０１から得られる符号化コードと前記量子化ビット配分とから正規化ＭＤＣＴ係数X3q(m)を復号する。なお、量子化ビット配分の方法は、実施の形態１から実施の形態４のいずれかの符号化法において拡張レイヤ符号化で用いたものと同じ方法とする。

Barkスケール形状復号化器１２０５は、デマルチプレクサ１２０１より得られる符号化コードを元にBarkスケール形状Bq(k)を復号し、乗算器１２０６に出力する。

乗算器１２０６は、次の式（２７）に従い、正規化ＭＤＣＴ係数X3q(m)とBarkスケール形状Bq(k)を乗算し、乗算結果を乗算器１２０７に出力する。ここでfl(k)は第kサブバンドの最低周波数、fh(k)は第kサブバンドの最高周波数を表し、Kはサブバンド数を示す。

乗算器１２０７は、次の式（２８）に従い、乗算器１２０６より得られる正規化ＭＤＣＴ係数X2(m)とスペクトル包絡算出器１２０３において求められたスペクトル包絡env(m)を乗算し、乗算結果を乗算器１２０９に出力する。

パワー復号化器１２０８は、デマルチプレクサ１２０１より得られる符号化コードを元にパワーpowqを復号し、復号結果を乗算器１２０９に出力する。

乗算器１２０９は、次の式（２９）に従い、正規化ＭＤＣＴ係数X1(m)と復号パワーpowqを乗算し、乗算結果をＩＭＤＣＴ部１２１０に出力する。

ＩＭＤＣＴ部１２１０は、このようにして求められた復号ＭＤＣＴ係数にＩＭＤＣＴ変換（Modified Discrete Cosine Transform：逆修正コサイン変換）を施し、前フレームで復号された信号と分析フレームの半分だけオーバーラップさせて加算して出力信号を生成し、この出力信号を加算器１００５に出力する。そして、新しい入力信号が存在する間、上記処理を繰り返す。新しい入力信号が存在しない場合には、処理を終了する。

このように、本実施の形態の信号処理装置によれば、基本レイヤ復号化器で復号されたパラメータを用いて拡張レイヤ復号化器の復号を行うことにより、基本レイヤ符号化における復号パラメータを使って拡張レイヤの符号化を行う音響符号化手段の符号化コードから復号信号を生成することができる。

（実施の形態６）
図１３は、拡張レイヤ復号化器１００４の構成の一例を示す図である。但し、図１２と同一の構成となるものについては、図１２と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。

図１３の拡張レイヤ復号化器１００４は、変換テーブル１３０１と、ＬＰＣ係数マッピング部１３０２と、スペクトル包絡算出器１３０３と、変形部１３０４とを具備し、局所復号化器１０３で復号されたＬＰＣ係数を用いて復号化する点が図１２の拡張レイヤ復号化器１００４と異なる。

変換テーブル１３０１は、基本レイヤのＬＰＣ係数と拡張レイヤのＬＰＣ係数とを対応づけて記憶する。

ＬＰＣ係数マッピング部１３０２は、変換テーブル１３０１を参照し、基本レイヤ復号化器１００２から入力された基本レイヤのＬＰＣ係数を拡張レイヤのＬＰＣ係数に変換し、スペクトル包絡算出器１３０３に出力する。

スペクトル包絡算出器１３０３は、拡張レイヤのＬＰＣ係数に基づいてスペクトル包絡を求め、変形部１３０４に出力する。変形部１３０４は、スペクトル包絡を変形し、乗算器１２０７及びベクトル復号器１２０４に出力する。例えば、変形の方法は、実施の形態２の式（１６）で示される方法がある。

次に、図１３の拡張レイヤ復号化器１００４の動作について説明する。基本レイヤのＬＰＣ係数は、信号帯域が０〜ＦＬの信号に対して求められたものであり、拡張レイヤの対象となる信号(信号帯域０〜ＦＨ)で使用するＬＰＣ係数とは一致しない。しかしながら、両者には強い相関がある。よってＬＰＣ係数マッピング部１３０２では、この相関を利用してあらかじめ信号帯域０〜ＦＬの信号用のＬＰＣ係数と信号帯域０〜ＦＨの信号用のＬＰＣ係数との対応付けを表す変換テーブル１３０１を別途設計しておく。この変換テーブル１３０１を用いて、基本レイヤのＬＰＣ係数から拡張レイヤのＬＰＣ係数を求める。

変換テーブル１３０１の詳細は、実施の形態２の変換テーブル６０１と同様である。

このように、本実施の形態の信号処理装置によれば、基本レイヤ復号化器で量子化したＬＰＣ係数を用いて拡張レイヤのＬＰＣ係数を求め、拡張レイヤのＬＰＣ分析からスペクトル包絡を算出することより、ＬＰＣ分析および量子化の必要がなくなり、量子化ビット数を削減することができる。

（実施の形態７）
図１４は、本発明の実施の形態７に係る信号処理装置の拡張レイヤ復号化器の構成を示すブロック図である。但し、図１２と同一の構成となるものについては、図１２と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。

図１４の拡張レイヤ復号化器１００４は、スペクトル微細構造算出器１４０１を具備し、基本レイヤ復号化器１００２で復号化されたピッチ周期を用いてスペクトル微細構造を算出し、当該スペクトル微細構造を復号化に活用し、量子化性能を向上させた音響符号化に対応した音響復号化を行う点が図１２の拡張レイヤ符号化器と異なる。

スペクトル微細構造算出器１４０１は、基本レイヤ復号化器１００２で復号化されたピッチ周期Tとピッチゲインβからスペクトル微細構造を算出し、ベクトル復号化器１２０４及び乗算器１２０７に出力する。

スペクトル微細構造算出器１４０１では、ピッチ周期Tとピッチゲインβを用いて上式（１７）に従いスペクトル微細構造har(m)を算出する。

そして、スペクトル包絡算出器１２０３で求められたスペクトル包絡env(m)とスペクトル微細構造算出器１４０１で求められたスペクトル微細構造har(m)を用いて、ベクトル復号化器１２０４での量子化ビット配分が決定される。そして、当該量子化ビット配分とデマルチプレクサ１２０１から得られる符号化コードから正規化ＭＤＣＴ係数X3(m)が復号される。さらに、乗算器１２０７において次の式（３０）に従い、正規化ＭＤＣＴ係数X2(m)にスペクトル包絡env(m)とスペクトル微細構造har(m)を乗じて正規化ＭＤＣＴ係数X1(m)が求められる。

このように、本実施の形態の信号処理装置は、基本レイヤ符号化器で符号化され局所復号化器で復号されたピッチ周期を用いてスペクトル微細構造を算出し、当該スペクトル微細構造をスペクトルの正規化およびベクトル量子化に活用することにより、量子化性能を向上させた音響符号化に対応した音響復号化を行うことができる。

（実施の形態８）
図１５は、本発明の実施の形態８に係る信号処理装置の拡張レイヤ復号化器の構成を示すブロック図である。但し、図１２と同一の構成となるものについては、図１２と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。

図１５の拡張レイヤ復号化器１００４は、パワー推定器１５０１と、パワー変化量復号化器１５０２と、パワー生成器１５０３とを具備し、基本レイヤの復号信号を利用してＭＤＣＴ係数のパワーを予測し、その予測値からの変化量を符号化する符号化器に対応する復号化器を構成している点が図１２の拡張レイヤ復号化器と異なる。

また、図１０において、基本レイヤ復号化器１００２から拡張レイヤ復号化器１００４に復号されたパラメータが出力されているが、本実施の形態では、さらに基本レイヤ復号化器１００２において得られる復号信号が拡張レイヤ復号化器１００４に出力される。

パワー推定器１５０１は、基本レイヤ復号化器１００２において復号化された復号信号sl(n)からＭＤＣＴ係数のパワーを式（２０）または式（２１）を用いて推定する。

パワー変化量復号化器１５０２では、デマルチプレクサ１２０１から得られる符号化コードからパワー変化量を復号し、パワー生成器１５０３に出力する。パワー生成器１５０３は、パワー変化量からパワーを算出する。

乗算器１２０９は、次の式（３１）に従いＭＤＣＴ係数を求める。ここで、rqはパワー変化量の復号値、powpはパワー推定値を示す。また、X1(m)は乗算器１２０７の出力信号を示す。

このように、本実施の形態の信号処理装置によれば、基本レイヤの復号信号を利用してＭＤＣＴ係数のパワーを予測し、その予測値からの変化量を符号化する符号化器に対応する復号化器を構成していることにより、ＭＤＣＴ係数のパワーの量子化に必要なビット数を削減することができる。

（実施の形態９）
次に、本発明の実施の形態９について、図面を参照して説明する。図１６は、本発明の実施の形態９に係る音響信号符号化装置の構成を示すブロック図である。図１６における信号処理装置１６０３は前述した実施の形態１から実施の形態４に示した信号処理装置の中の１つによって構成されている点に本実施の形態の特徴がある。

図１６に示すように、本発明の実施の形態９に係る通信装置１６００は、入力装置１６０１、Ａ／Ｄ変換装置１６０２及びネットワーク１６０４に接続されている信号処理装置１６０３を具備している。

Ａ／Ｄ変換装置１６０２は、入力装置１６０１の出力端子に接続されている。信号処理装置１６０３の入力端子は、Ａ／Ｄ変換装置１６０２の出力端子に接続されている。信号処理装置１６０３の出力端子はネットワーク１６０４に接続されている。

入力装置１６０１は、人間の耳に聞こえる音波を電気的信号であるアナログ信号に変換してＡ／Ｄ変換装置１６０２に与える。Ａ／Ｄ変換装置１６０２はアナログ信号をディジタル信号に変換して信号処理装置１６０３に与える。信号処理装置１６０３は入力されてくるディジタル信号を符号化してコードを生成し、ネットワーク１６０４に出力する。

このように、本発明の実施の形態の通信装置によれば、通信において前述した実施の形態１〜４に示したような効果を享受でき、少ないビット数で効率よく音響信号を符号化する音響符号化装置を提供することができる。

（実施の形態１０）
次に、本発明の実施の形態１０について、図面を参照して説明する。図１７は、本発明の実施の形態１０に係る音響信号復号化装置の構成を示すブロック図である。図１７における信号処理装置１７０３は前述した実施の形態５から実施の形態８に示した信号処理装置の中の１つによって構成されている点に本実施の形態の特徴がある。

図１７に示すように、本発明の実施の形態１０に係る通信装置１７００は、ネットワーク１７０１に接続されている受信装置１７０２、信号処理装置１７０３、及びＤ／Ａ変換装置１７０４及び出力装置１７０５を具備している。

受信装置１７０２の入力端子は、ネットワーク１７０１に接続されている。信号処理装置１７０３の入力端子は、受信装置１７０２の出力端子に接続されている。Ｄ／Ａ変換装置１７０４の入力端子は、信号処理装置１７０３の出力端子に接続されている。出力装置１７０５の入力端子は、Ｄ／Ａ変換装置１７０４の出力端子に接続されている。

受信装置１７０２は、ネットワーク１７０１からのディジタルの符号化音響信号を受けてディジタルの受信音響信号を生成して信号処理装置１７０３に与える。信号処理装置１７０３は、受信装置１７０２からの受信音響信号を受けてこの受信音響信号に復号化処理を行ってディジタルの復号化音響信号を生成してＤ／Ａ変換装置１７０４に与える。Ｄ／Ａ変換装置１７０４は、信号処理装置１７０３からのディジタルの復号化音声信号を変換してアナログの復号化音声信号を生成して出力装置１７０５に与える。出力装置１７０５は、電気的信号であるアナログの復号化音響信号を空気の振動に変換して音波として人間の耳に聴こえるように出力する。

このように、本実施の形態の通信装置によれば、通信において前述した実施の形態５〜８に示したような効果を享受でき、少ないビット数で効率よく符号化された音響信号を復号することができるので、良好な音響信号を出力することができる。

（実施の形態１１）
次に、本発明の実施の形態１１について、図面を参照して説明する。図１８は、本発明の実施の形態１１に係る音響信号送信符号化装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態１１において、図１８における信号処理装置１８０３は、前述した実施の形態１から実施の形態４に示した音響符号化手段の中の１つによって構成されている点に本実施の形態の特徴がある。

図１８に示すように、本発明の実施の形態１１に係る通信装置１８００は、入力装置１８０１、Ａ／Ｄ変換装置１８０２、信号処理装置１８０３、ＲＦ変調装置１８０４及びアンテナ１８０５を具備している。

入力装置１８０１は人間の耳に聞こえる音波を電気的信号であるアナログ信号に変換してＡ／Ｄ変換装置１８０２に与える。Ａ／Ｄ変換装置１８０２はアナログ信号をディジタル信号に変換して信号処理装置１８０３に与える。信号処理装置１８０３は入力されてくるディジタル信号を符号化して符号化音響信号を生成し、ＲＦ変調装置１８０４に与える。ＲＦ変調装置１８０４は、符号化音響信号を変調して変調符号化音響信号を生成し、アンテナ１８０５に与える。アンテナ１８０５は、変調符号化音響信号を電波として送信する。

このように、本実施の形態の通信装置によれば、無線通信において前述した実施の形態１〜４に示したような効果を享受でき、少ないビット数で効率よく音響信号を符号化することができる。

なお、本発明は、オーディオ信号を用いる送信装置、送信符号化装置又は音響信号符号化装置に適用することができる。また、本発明は、移動局装置又は基地局装置にも適用することができる。

（実施の形態１２）
次に、本発明の実施の形態１２について、図面を参照して説明する。図１９は、本発明の実施の形態１２に係る音響信号受信復号化装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態１２において、図１９における信号処理装置１９０３は、前述した実施の形態５から実施の形態８に示した音響復号化手段の中の１つによって構成されている点に本実施の形態の特徴がある。

図１９に示すように、本発明の実施の形態１２に係る通信装置１９００は、アンテナ１９０１、ＲＦ復調装置１９０２、信号処理装置１９０３、Ｄ／Ａ変換装置１９０４及び出力装置１９０５を具備している。

アンテナ１９０１は、電波としてのディジタルの符号化音響信号を受けて電気信号のディジタルの受信符号化音響信号を生成してＲＦ復調装置１９０２に与える。ＲＦ復調装置１９０２は、アンテナ１９０１からの受信符号化音響信号を復調して復調符号化音響信号を生成して信号処理装置１９０３に与える。

信号処理装置１９０３は、ＲＦ復調装置１９０２からのディジタルの復調符号化音響信号を受けて復号化処理を行ってディジタルの復号化音響信号を生成してＤ／Ａ変換装置１９０４に与える。Ｄ／Ａ変換装置１９０４は、信号処理装置１９０３からのディジタルの復号化音声信号を変換してアナログの復号化音声信号を生成して出力装置１９０５に与える。出力装置１９０５は、電気的信号であるアナログの復号化音声信号を空気の振動に変換して音波として人間の耳に聴こえるように出力する。

このように、本実施の形態の通信装置によれば、無線通信において前述した実施の形態５〜８に示したような効果を享受でき、少ないビット数で効率よく符号化された音響信号を復号することができるので、良好な音響信号を出力することができる。

なお、本発明は、オーディオ信号を用いる受信装置、受信復号化装置又は音声信号復号化装置に適用することができる。また、本発明は、移動局装置又は基地局装置にも適用することができる。

また、本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、信号処理装置として行う場合について説明しているが、これに限られるものではなく、この信号処理方法をソフトウェアとして行うことも可能である。

例えば、上記信号処理方法を実行するプログラムを予めＲＯＭ（Read Only Memory）に格納しておき、そのプログラムをＣＰＵ（Central Processor Unit）によって動作させるようにしても良い。

また、上記信号処理方法を実行するプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、記憶媒体に格納されたプログラムをコンピュータのＲＡＭ（Random Access memory）に記録して、コンピュータをそのプログラムにしたがって動作させるようにしても良い。

また、上記説明では、拡張レイヤ符号化にＭＤＣＴ変換を用い、拡張レイヤ復号化にＩＭＤＣＴ変換を用いているが、これに限定されず、直交変換方法であればいずれも適用できる。

本発明の実施の形態１に係る信号処理装置の構成を示すブロック図入力信号の成分の一例を示す図上記実施の形態に係る信号処理装置の信号処理方法の一例を示す図基本レイヤ符号化器の構成の一例を示す図拡張レイヤ符号化器の構成の一例を示す図拡張レイヤ符号化器の構成の一例を示す図拡張ＬＰＣ係数算出の一例を示す図本発明の実施の形態３に係る信号処理装置の拡張レイヤ符号化器の構成を示すブロック図本発明の実施の形態４に係る信号処理装置の拡張レイヤ符号化器の構成を示すブロック図本発明の実施の形態５に係る信号処理装置の構成を示すブロック図基本レイヤ復号化器の一例を示すブロック図拡張レイヤ復号化器の一例を示すブロック図拡張レイヤ復号化器の構成の一例を示す図本発明の実施の形態７に係る信号処理装置の拡張レイヤ復号化器の構成を示すブロック図本発明の実施の形態８に係る信号処理装置の拡張レイヤ復号化器の構成を示すブロック図本発明の実施の形態９に係る音響信号符号化装置の構成を示すブロック図本発明の実施の形態１０に係る音響信号復号化装置の構成を示すブロック図本発明の実施の形態１１に係る音響信号送信符号化装置の構成を示すブロック図本発明の実施の形態１２に係る音響信号受信復号化装置の構成を示すブロック図

符号の説明

１０１ダウンサンプリング器
１０２基本レイヤ符号化器
１０３局所復号化器
１０４、１００３アップサンプリング器
１０５遅延器
１０６減算器
１０７拡張レイヤ符号化器
１００２基本レイヤ復号化器
１００４拡張レイヤ復号化器
１００５加算器

Claims

入力信号のサンプリングレートを下げるダウンサンプリング手段と、
サンプリングレートを下げた入力信号を符号化して第１符号化コードを得る基本レイヤ符号化手段と、
前記第１符号化コードに基づいて復号信号を生成する復号化手段と、
前記復号信号のサンプリングレートを前記入力信号と同一のレートに上げるアップサンプリング手段と、
前記復号化手段の復号処理の中で生成されたパラメータを利用し、前記入力信号と前記サンプリングレートを上げた復号信号との差分値を符号化して第２符号化コードを得る拡張レイヤ符号化手段と、
前記第１符号化コードと前記第２符号化コードとを多重する多重手段と、を具備し、
前記拡張レイヤ符号化手段は、前記復号化手段の復号処理の中で生成されたピッチ周期およびピッチゲインを利用して符号化処理を行う、
符号化装置。
前記拡張レイヤ符号化手段は、ピッチ周期とピッチゲインを用いてスペクトル微細構造を算出し、符号化処理におけるスペクトル正規化およびベクトル量子化に前記スペクトル微細構造を活用する、
請求項１記載の符号化装置。