JP2005257384A - Radar system and antenna installation - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、レーダ装置およびアンテナ装置に関するものであり、特に、自動車等の車両に搭載されるレーダ装置および該レーダ装置に適用されるアンテナ装置に関するものである。 The present invention relates to a radar device and an antenna device, and more particularly to a radar device mounted on a vehicle such as an automobile and an antenna device applied to the radar device.
近年、自動車等の車両に搭載され、走行車両との車間距離や走行車両の車速、方位などを測定する車載レーダ装置が注目されている。車載レーダ装置では、高速道路等の走行を想定した場合、１００ｍ程度前方での車線分離が要求される。この要求を実現するためには、アンテナの指向性として数度程度のビーム幅が必要である。また、そのときのアンテナ開口部の実寸法としては１５波長程度が必要とされ、加えて、±２０度程度のビームスキャン能力も必要とされる。 In recent years, an on-vehicle radar device that is mounted on a vehicle such as an automobile and measures the inter-vehicle distance from the traveling vehicle, the vehicle speed, the direction, and the like of the traveling vehicle has attracted attention. In the in-vehicle radar device, when traveling on an expressway or the like is assumed, lane separation ahead of about 100 m is required. In order to realize this requirement, a beam width of about several degrees is required as the directivity of the antenna. In addition, the actual size of the antenna opening at that time requires about 15 wavelengths, and in addition, a beam scanning capability of about ± 20 degrees is also required.
一方、車載レーダ装置は、車載という用途から、航空機や艦船などに搭載されるレーダ装置と異なり、低コスト化が求められる。近時のディジタル化の流れの中で、レーダ装置もその例外ではなく、ディジタルビームフォーミングと呼ばれるディジタル処理技術が主流となりつつある。 On the other hand, an in-vehicle radar device is required to be reduced in cost, unlike a radar device mounted on an aircraft, a ship, or the like, because of an on-vehicle use. In the recent trend of digitization, the radar apparatus is no exception, and a digital processing technique called digital beam forming is becoming mainstream.
一般的なディジタルビームフォーミング処理技術では、アンテナ素子の１つに対して１つのチャンネルが構成されるので、グレーティングローブの生じないアンテナ素子間隔である１／２波長以内を満たそうとすると、受信回路として３０チャンネル以上必要となり、コストの増大が避けられない。一方、アンテナの開口長を保持したまま単純にアンテナ素子数を低減すると、所定のビーム方向以外にグレーティングローブと呼ばれる、周期的で、かつ、大きなローブを生じる。グレーティングローブは、着目方位向以外の方向から到来する不要電波を受信することで方位検出のアンビギュイティ（曖昧さ）を発生させるとともに、受信信号のＳＮ比の劣化や、所定方向でのアンテナ利得を減少させる。したがって、アンテナ素子数を低減させつつ、このグレーティングローブを避けるための構成が求められている。 In a general digital beamforming processing technique, one channel is configured for one antenna element. Therefore, if it is attempted to satisfy within 1/2 wavelength that is an interval between antenna elements in which no grating lobe occurs, a receiving circuit As a result, more than 30 channels are required, and an increase in cost is inevitable. On the other hand, when the number of antenna elements is simply reduced while maintaining the aperture length of the antenna, a periodic and large lobe called a grating lobe other than the predetermined beam direction is generated. The grating lobe generates ambiguity for azimuth detection by receiving unnecessary radio waves coming from directions other than the direction of interest, and also degrades the S / N ratio of the received signal and antenna gain in a predetermined direction. Decrease. Therefore, there is a demand for a configuration for avoiding this grating lobe while reducing the number of antenna elements.
かかる状況において、受信アンテナの合成パターンにおけるグレーティングローブが生じている角度に、当該角度付近の送信アンテナの指向性パターンを相対電力が落ち込んだ形状になるような構成にすることで、グレーティングローブの発生を防止し、受信アンテナの素子数を低減する技術が開示されている（例えば、特許文献１、参照）。 In such a situation, the generation of the grating lobe can be achieved by configuring the directivity pattern of the transmitting antenna near the angle at the angle where the grating lobe is generated in the combined pattern of the receiving antenna so that the relative power is reduced. Has been disclosed (see, for example, Patent Document 1).
また、上記従来技術の他に、送信アンテナを構成する素子アンテナに移相器を接続し、受信アンテナのビーム走査で動くグレーティングローブの位置に追従して、送信アンテナの合成パターンを可変にしてグレーティングローブ抑圧する技術なども存在する（例えば、特許文献２、参照）。 In addition to the above prior art, a phase shifter is connected to the element antenna constituting the transmitting antenna, and the grating is made variable by changing the composite pattern of the transmitting antenna following the position of the grating lobe that moves by beam scanning of the receiving antenna. There is also a technique for suppressing lobes (for example, see Patent Document 2).
近時の車載レーダ装置では、直線走行時に加えてカーブ走行時での追従性能が求められるので、さらなる広角化が要求される。しかしながら、上記の特許文献１によれば、受信パターンをビームスキャンしたときに正面方向に移動するグレーティングローブを、サブアレーアンテナの指向性パターンと送信パターンの落ち込みで抑えているため、広角域におけるアンテナ利得（送受積）が低下し、広角化に問題があった。一方、上記特許文献２によれば、グレーティングローブの抑圧には効果があるが、送信アンテナに移相器を付加する必要があるとともに、移相器の制御も必要となり、低コスト化に問題を残していた。 In recent in-vehicle radar devices, a tracking performance at the time of curve traveling is required in addition to that at the time of straight traveling, and thus a wider angle is required. However, according to the above-mentioned Patent Document 1, since the grating lobe that moves in the front direction when the received pattern is beam-scanned is suppressed by the drop of the directivity pattern of the subarray antenna and the transmission pattern, the antenna gain in the wide-angle region is reduced. There was a problem in widening the angle. On the other hand, according to the above-mentioned Patent Document 2, although it is effective in suppressing the grating lobe, it is necessary to add a phase shifter to the transmitting antenna and to control the phase shifter. I left it.
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、方位検出域の広角化と、装置の低コスト化とが可能なレーダ装置およびアンテナ装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to provide a radar device and an antenna device capable of widening the azimuth detection area and reducing the cost of the device.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、１以上のアンテナ素子を具備する送信アンテナを含み、該送信アンテナを介して送信信号を電波として空間に放射する送信部と、前記電波が目標物体に到達して該目標物体から反射された電波を受信する複数のアンテナ素子を具備する受信アンテナを含み、該受信アンテナから出力されたアナログ信号をディジタル信号に変換して出力する受信部と、前記受信部から出力されたディジタル信号に基づいて前記目標物体までの距離、前記目標物体の速度および方位を検出する信号処理部とを備えたレーダ装置において、前記受信アンテナは、隣接する所定の選択数のアンテナ素子にて構成される単位をサブアレーとして相互に重複しないアンテナ素子で構成される複数組のサブアレー間のそれぞれの間隔が周期性を有さない異なる間隔に配列されたアレーアンテナを構成することを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, the present invention includes a transmission antenna including one or more antenna elements, and a transmission unit that radiates a transmission signal as a radio wave to the space via the transmission antenna; A receiving antenna having a plurality of antenna elements for receiving the radio wave reflected from the target object when the radio wave reaches the target object, and converts the analog signal output from the receiving antenna into a digital signal and outputs the digital signal A radar apparatus comprising: a receiving unit; and a signal processing unit that detects a distance to the target object, a speed and a direction of the target object based on a digital signal output from the receiving unit, wherein the receiving antenna is adjacent A plurality of sets of sub-arrays composed of antenna elements that do not overlap each other with a unit composed of a predetermined number of antenna elements selected as sub-arrays Each interval is characterized in that it constitutes an array antenna arranged in different intervals having no periodicity.
この発明によれば、レーダ装置に備えられる受信アンテナは、隣接する所定の選択数のアンテナ素子にてサブアレーが構成され、また、サブアレーを構成する各素子はサブアレー間で相互に重複しないように構成される。さらに、これらの複数組のサブアレー間同士のそれぞれの間隔が周期性を有さない異なる間隔となるように配列される。 According to the present invention, the receiving antenna provided in the radar apparatus is configured such that a subarray is configured by a predetermined number of adjacent antenna elements, and each element constituting the subarray is not overlapped between the subarrays. Is done. Furthermore, the plurality of sets of sub-arrays are arranged so that the intervals between the sub-arrays are different intervals that do not have periodicity.
本発明にかかるレーダ装置によれば、隣接する所定の選択数のアンテナ素子にて構成されたサブアレーの各素子が、サブアレー間で相互に重複しないように構成されるとともに、このように構成された複数組のサブアレー間同士の相互の間隔が周期性を有さない異なる間隔となるように配列されるので、方位検出域内でグレーティングローブを抑圧することができ、ディジタルビームフォーミング処理におけるビームスキャン幅を広角化できるという効果を奏する。 According to the radar apparatus of the present invention, each element of the subarray configured by the adjacent predetermined number of antenna elements is configured so as not to overlap each other between the subarrays. Since multiple sub-arrays are arranged so that their mutual intervals are different from each other without periodicity, grating lobes can be suppressed within the direction detection area, and the beam scan width in digital beam forming processing can be reduced. There is an effect of widening the angle.
以下に、本発明にかかるレーダ装置およびアンテナ装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。 Embodiments of a radar device and an antenna device according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
実施の形態１．
まず、実施の形態１にかかるレーダ装置の構成について説明する。図１は、本発明の実施の形態１にかかるレーダ装置の簡略構成を示すブロック図である。同図に示す車載レーダ装置は、送信部１１、受信部１２および信号処理部１３を備えている。送信部１１は、送信アンテナ２３と、方向性結合器２２と、電圧制御発振器２１を備えている。一方、受信部１２は、受信アンテナ２５と、切替スイッチ２６と、ミキサ２７と、ＡＤ変換器２８を備えている。なお、同図に示す装置の構成は簡略構成図であり、例えば、送信部１１では、変調器、逓倍器、増幅器等の構成要素を省略し、受信部１２では、フィルタや増幅器などの構成要素を省略している。
Embodiment 1 FIG.
First, the configuration of the radar apparatus according to the first embodiment will be described. FIG. 1 is a block diagram showing a simplified configuration of a radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. The in-vehicle radar device shown in the figure includes a transmission unit 11, a reception unit 12, and a
また、図１において、送信アンテナ２３は、１以上のアンテナ素子にて水平方向に指向性を有するアレーアンテナを構成している。一方、受信アンテナ２５は、複数のアンテナ素子にて水平方向に指向性を有するアレーアンテナを構成している。切替スイッチ２６は、入力端と出力端とを有し、入力端には複数のアンテナ素子が接続され、出力端ではミキサ２７に接続されている。受信部１２の出力であるＡＤ変換器２８の出力は信号処理部１３に接続されている。
Further, in FIG. 1, the transmission antenna 23 constitutes an array antenna having directivity in the horizontal direction by one or more antenna elements. On the other hand, the receiving antenna 25 constitutes an array antenna having directivity in the horizontal direction by a plurality of antenna elements. The
つぎに、図１を用いてこの実施の形態のレーダ装置の動作を説明する。同図において、図示しない変調器からの変調信号に基づいて電圧制御発振器２１にて生成された送信信号が、方向性結合器２２を介して送信アンテナ２３から空間に対して放射される。一方、目標などからの反射信号が受信アンテナ２５の複数のアンテナ素子で受信される。複数のアンテナ素子での受信信号は、切替スイッチ２６に出力され、切替スイッチ２６は、受信アンテナの各アンテナ素子の受信信号を順次切り替えてミキサ２７に出力する。ミキサ２２は、切替スイッチ２６から出力された受信信号を方向性結合器２２を介して電圧制御発振器２１から供給された信号（局発信号）に基づいてビート信号を生成する。ＡＤ変換器２８は、このビート信号をディジタルビート信号に変換して信号処理部１３に送出する。信号処理部１３は、ディジタルビート信号から、距離、速度を演算して出力し、また、受信アンテナの複数のアンテナ素子から得られたディジタルビート信号の振幅および位相から、ディジタルビームフォーミング処理と呼ばれる信号合成処理に基づいて受信信号の到来方位を演算して出力する。
Next, the operation of the radar apparatus of this embodiment will be described with reference to FIG. In the figure, a transmission signal generated by a voltage controlled
図２は、本発明の実施の形態１にかかる受信アンテナのアレー構成を示す図である。同図において、受信アンテナは、隣接するアンテナ素子にてサブアレーが構成されている。また、サブアレーを構成する各素子は、サブアレー間で相互に重複しないように構成されている。さらに、これらの複数組のサブアレー間同士のそれぞれの間隔は、周期性を有さない異なる間隔（ｄ1，ｄ2，ｄ3，・・・）となるように配列されている。また、各サブアレーを構成するアンテナ素子間の間隔は、各サブアレー間で相互に異なる間隔（ｗ1，ｗ2，ｗ3，ｗ4，・・・）となるように構成されている。 FIG. 2 is a diagram showing an array configuration of the receiving antenna according to the first exemplary embodiment of the present invention. In the figure, the receiving antenna has a subarray composed of adjacent antenna elements. In addition, each element constituting the subarray is configured so as not to overlap each other between the subarrays. Further, the intervals between the plurality of sets of subarrays are arranged so as to have different intervals (d 1 , d 2 , d 3 ,...) Having no periodicity. In addition, the spacing between the antenna elements constituting each subarray is configured to be different from each other (w 1 , w 2 , w 3 , w 4 ,...) Between the sub-arrays.
なお、サブアレー間相互の間隔（ｄ1，ｄ2，ｄ3，・・・）は、αを、α＜ｄ1を満たす正の実数とすれば、ｄk＝ｄ1±α（ｋ＝１，２，３，・・・）と表すことができる。同様に、各サブアレー内の間隔（ｗ1，ｗ2，ｗ3，ｗ4，・・・）も、βを、β＜ｗ1を満たす正の実数とすれば、ｗk＝ｗ1±β（ｋ＝１，２，３，・・・）と表すことができる。 Incidentally, the subarray mutual spacing (d 1, d 2, d 3, ···) , if the alpha, alpha <a positive real number satisfying d 1, d k = d 1 ± α (k = 1 , 2, 3,... Similarly, if the interval (w 1 , w 2 , w 3 , w 4 ,...) In each subarray is β as a positive real number satisfying β <w 1 , w k = w 1 ± β (K = 1, 2, 3,...)
図２のように構成された受信アンテナでは、上述のように複数組のサブアレー間同士のそれぞれの間隔が周期性を有さない異なる間隔（ｄ1，ｄ2，ｄ3，・・・）となるように配列されている。したがって、サブアレー間相互の規則性が失われるので、受信アンテナの指向性ではグレーティングローブが抑圧される。また、サブアレーを構成するアンテナ素子間の間隔（つまり、サブアレー内の素子間隔）は、各サブアレー間で相互に異なるように配列されている。この場合、サブアレーの指向性パターンはサブアレーごとに若干異なる。サブアレーを一つのアンテナ素子として見れば、受信アンテナは、アンテナパターンの異なる（若干異なる）複数のアンテナで構成されたアレーアンテナと考えることができる。したがって、このような配列によってもサブアレー間相互の規則性が失われることになり、受信アンテナの指向性におけるグレーティングローブが抑圧される。 In the receiving antenna configured as shown in FIG. 2, as described above, the intervals between the plurality of sub-arrays are different intervals (d 1 , d 2 , d 3 ,...) Having no periodicity. It is arranged to be. Therefore, since the regularity between subarrays is lost, the grating lobe is suppressed in the directivity of the receiving antenna. In addition, the spacing between the antenna elements constituting the subarray (that is, the spacing between the elements in the subarray) is arranged to be different between the subarrays. In this case, the directivity pattern of the subarray is slightly different for each subarray. If the subarray is viewed as one antenna element, the receiving antenna can be considered as an array antenna composed of a plurality of antennas having different (slightly different) antenna patterns. Therefore, even with such an arrangement, the mutual regularity between the sub-arrays is lost, and the grating lobe in the directivity of the receiving antenna is suppressed.
つぎに、この実施の形態にかかる受信アンテナのアレー構成による効果について説明する。図３および図４は、それぞれ受信アンテナの指向性合成の合成パターンを示しており、より詳細には、図３は、この実施の形態に示す受信アンテナ（不等間隔）の指向性合成の合成パターンの一例を示す図であり、図４は、従来技術での受信アンテナ（等間隔）の指向性合成の合成パターンの一例を示す図である。 Next, effects of the array configuration of the receiving antenna according to this embodiment will be described. FIG. 3 and FIG. 4 respectively show the synthesis pattern of the directivity synthesis of the reception antennas. More specifically, FIG. 3 shows the synthesis of the directivity synthesis of the reception antennas (unequally spaced) shown in this embodiment. FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a pattern, and FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a combined pattern of directivity synthesis of reception antennas (equal intervals) in the prior art.
図３では、全アンテナ素子数を１８、ビームスキャン角を＋２０°とし、受信アンテナの開口長は約１６波長、開口分布は均一とした。また、それぞれのサブアレーは、サブアレーの指向性パターンのメインローブが方位検出域内（この実施の形態では±２０°）に生じない素子間隔を選択している。一方、図４では、全アンテナ素子数、ビームスキャン角、受信アンテナの開口長、開口分布の条件については図３と同一とする一方で、サブアレー内の素子間隔は同一（ｗ1＝ｗ2＝ｗ3＝ｗ4＝・・・）とし、サブアレー間の間隔も同一（ｄ1＝ｄ2＝ｄ3＝・・・）とした。 In FIG. 3, the total number of antenna elements is 18, the beam scan angle is + 20 °, the aperture length of the receiving antenna is about 16 wavelengths, and the aperture distribution is uniform. In addition, each subarray selects an element interval at which the main lobe of the subarray directivity pattern does not occur in the azimuth detection area (± 20 ° in this embodiment). On the other hand, in FIG. 4, the total number of antenna elements, beam scan angle, receiving antenna aperture length, and aperture distribution conditions are the same as in FIG. 3, but the element spacing in the subarray is the same (w 1 = w 2 = w 3 = w 4 =... and the interval between the subarrays was also the same (d 1 = d 2 = d 3 =...).
図４に示す等間隔時の合成パターンでは、グレーティングローブが、−１０度付近に生じているが、図３に示す不等間隔時の合成パターンでは、−１０度付近のグレーティングローブは発生していない。これらの結果が示すように、サブアレー内の素子間隔の不等間隔化と、サブアレー間のアレー間隔の不等間隔化とにより方位検出域でのグレーティングローブを抑圧できるので、方位検出域の広角化を実現することができる。 In the synthesis pattern at equal intervals shown in FIG. 4, the grating lobe is generated around -10 degrees, but in the synthesis pattern at unequal intervals shown in FIG. 3, grating lobes are generated around -10 degrees. Absent. As these results show, it is possible to suppress the grating lobe in the azimuth detection area by making the element spacing in the subarray unequal and by making the array spacing between the subarrays unequal. Can be realized.
また、上記の背景技術のところで述べたように、一般的なディジタルビームフォーミング処理技術では、アレーアンテナの素子間隔をグレーティングローブの生じない１／２波長程度に設定するので、１５波長程度の開口長を満たすためには、約３０素子のアンテナ素子と、アンテナ素子と同数の受信チャンネルが必要となるが、この実施の形態の受信アンテナでは、同程度の開口長を１８個程度のアンテナ素子で実現するとともに、２素子のサブアレーをアンテナ系で構成することにより受信チャンネルの所要数をアンテナ素子数の半分の９個としているので、装置の低コスト化が可能となる。 In addition, as described in the background art above, in the general digital beam forming processing technique, the element spacing of the array antenna is set to about ½ wavelength where no grating lobe is generated. In order to satisfy the requirements, approximately 30 antenna elements and the same number of reception channels as the antenna elements are required. However, in the receiving antenna of this embodiment, the same opening length is achieved with approximately 18 antenna elements. In addition, since the required number of reception channels is nine, which is half the number of antenna elements, by configuring the two-element sub-array with an antenna system, the cost of the apparatus can be reduced.
なお、この実施の形態の受信アンテナでは、サブアレーを構成するアンテナ素子の数（上記でいうところの選択数）を２素子に設定しているが、２素子に限定されるものではない。例えば、３素子をサブアレーの単位として構成してもよい。この場合には、受信チャンネルの所要数をさらに低減させることができるという効果が生ずる。 In the receiving antenna of this embodiment, the number of antenna elements constituting the subarray (the number of selections as described above) is set to two elements, but is not limited to two elements. For example, three elements may be configured as a subarray unit. In this case, there is an effect that the required number of reception channels can be further reduced.
また、図５は、送信アンテナのアレー構成の一例（４素子）を示す図であり、図６は、図５に示す送信アンテナの指向性合成の合成パターンの一例を示す図である。図６に示すように、送信アンテナの合成パターンは、方位検出域内（±２０°）での指向性を確保するとともに、その領域以外ではサイドローブレベルを抑圧している。従来技術では、受信アンテナの合成パターンにおけるグレーティングローブが生じている角度に、送信アンテナの合成パターンの落ち込んだ部分を合わせるようにしてグレーティングローブの発生を防止していたが、この実施の形態のレーダ装置では、グレーティングローブの抑圧を受信アンテナの不等間隔化で実現しているので、送信アンテナとして所定の角度での合成パターンの落ち込みを作る必要がない。その結果、方位検出域内の送受積によるアンテナ利得の低下を改善することができる。また、このような送信アンテナの指向性合成に付随して、方位検出域外での誤検知も低減され、広角時の探知性能も向上させることができる。 FIG. 5 is a diagram showing an example (4 elements) of an array configuration of a transmission antenna, and FIG. 6 is a diagram showing an example of a synthesis pattern of directivity synthesis of the transmission antenna shown in FIG. As shown in FIG. 6, the combined pattern of the transmission antennas secures directivity within the azimuth detection area (± 20 °) and suppresses the side lobe level outside the area. In the prior art, the generation of the grating lobe is prevented by matching the portion where the combined pattern of the transmitting antenna is depressed with the angle at which the grating lobe is generated in the combined pattern of the receiving antenna. Since the apparatus realizes suppression of the grating lobe by making the receiving antennas non-uniformly spaced, it is not necessary to create a drop in the combined pattern at a predetermined angle as a transmitting antenna. As a result, a decrease in antenna gain due to transmission / reception within the azimuth detection area can be improved. Further, accompanying such directivity synthesis of the transmission antenna, erroneous detection outside the azimuth detection area is reduced, and detection performance at a wide angle can be improved.
以上説明したように、この実施の形態のレーダ装置に備えられる受信アンテナでは、隣接する所定の選択数のアンテナ素子にてサブアレーが構成され、サブアレーを構成する各素子はサブアレー間で相互に重複しないように構成されているので、方位検出域内でのグレーティングローブを抑圧することができる。さらに、これらの複数組のサブアレー間同士のそれぞれの間隔が周期性を有さない異なる間隔となるように配列されているので、グレーティングローブの抑圧効果を高めることができる。また、上記所定の選択数を２としているので、受信チャンネルの所要数を低減させることができ、装置の低コスト化が可能となる。さらに、サブアレーを構成するアンテナ素子間の間隔を方位検出域内にサブアレーの指向性パターンのメ０インローブが含まれるような間隔に設定しているので、所定の受信開口長を少ないアンテナ素子数で実現することができる。 As described above, in the receiving antenna provided in the radar apparatus of this embodiment, a subarray is configured by a predetermined number of adjacent antenna elements, and the elements constituting the subarray do not overlap each other between the subarrays. Thus, the grating lobe in the azimuth detection area can be suppressed. Furthermore, since the intervals between the plurality of sets of subarrays are arranged so as to have different intervals that do not have periodicity, the effect of suppressing grating lobes can be enhanced. Also, since the predetermined number of selections is 2, the required number of reception channels can be reduced, and the cost of the apparatus can be reduced. Furthermore, since the interval between antenna elements constituting the subarray is set such that the main array lobe of the subarray directivity pattern is included in the azimuth detection area, a predetermined reception aperture length is realized with a small number of antenna elements. can do.
また、この実施の形態のレーダ装置に備えられる送信アンテナでは、方位検出域内にヌル点が生じないような指向性パターンを有するように構成されるので、従来技術のように送信パターンの落ち込みを作る必要がなく、その結果、送信／受信アンテナによる送受積利得の低下を防止できるので、方位検出域の広角化を実現することができる。 In addition, the transmission antenna provided in the radar apparatus of this embodiment is configured to have a directivity pattern that does not cause a null point in the azimuth detection area, so that a drop in the transmission pattern is created as in the prior art. There is no need, and as a result, it is possible to prevent the transmission / reception product gain from being lowered by the transmission / reception antenna, so that the azimuth detection area can be widened.
なお、この実施の形態の受信アンテナでは、サブアレーを構成するアンテナ素子の数（上記でいうところの選択数）を２素子に設定しているが、２素子に限定されるものではない。例えば、３素子をサブアレーの単位として構成してもよい。この場合には、受信チャンネルの所要数がさらに低減されるという効果を生ずる。 In the receiving antenna of this embodiment, the number of antenna elements constituting the subarray (the number of selections as described above) is set to two elements, but is not limited to two elements. For example, three elements may be configured as a subarray unit. In this case, the required number of reception channels is further reduced.
また、この実施の形態の送信アンテナでは、アレーを構成するアンテナ素子の数を４素子に設定しているが、４素子に限定されるものではない。要は、受信アンテナの方位検出域をカバーできる指向性パターンを有するものであればよい。したがって、アレーアンテナでなく、単一のアンテナであっても構わない。 Further, in the transmission antenna of this embodiment, the number of antenna elements constituting the array is set to four elements, but is not limited to four elements. In short, it is sufficient if it has a directivity pattern that can cover the azimuth detection area of the receiving antenna. Therefore, a single antenna may be used instead of the array antenna.
実施の形態２．
図７は、本発明の実施の形態２にかかる受信アンテナのアレー構成を示す図である。なお、受信アンテナ以外の構成は実施の形態１と同一である。同図において、逆３角形の実線で示されるアンテナ素子２５1，２５2，２５3，２５9，２５17が、現実に配置されるアンテナ素子を表している。一方、逆３角形の破線で示されるアンテナ素子２５4，２５6〜２５8，２５10〜２５16は、現実に配置されないアンテナ素子を表している。なお、現実に配置されるアンテナ素子を「実アンテナ素子」とし、現実に配置されないアンテナ素子を「仮想アンテナ素子」として定義し、これ以後、これらの言葉を用いて説明する。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 7 is a diagram showing an array configuration of the receiving antenna according to the second exemplary embodiment of the present invention. The configuration other than the receiving antenna is the same as that of the first embodiment. In the figure, antenna elements 25 1 , 25 2 , 25 3 , 25 9 , and 25 17 indicated by solid lines of inverted triangles represent antenna elements that are actually arranged. On the other hand, antenna elements 25 4 , 25 6 to 25 8 , 25 10 to 25 16 indicated by inverted triangular broken lines represent antenna elements that are not actually arranged. The antenna elements actually arranged are defined as “real antenna elements”, and the antenna elements that are not actually arranged are defined as “virtual antenna elements”. Hereinafter, explanation will be made using these terms.
つぎに、アンテナ素子の配置をより詳細に説明する。図７において、実アンテナ素子２５2，２５3，２５9，２５17は、実アンテナ素子２５1を基準（基点）として、それぞれ、ｄ，２ｄ，４ｄ，８ｄ、１６ｄの位置に配置される。ここで、“ｄ”は受信アンテナの合成パターンが方位検出域内でグレーティングローブを生じさせない素子間隔として設定される。実際の“ｄ”の値としては、（λ／２）＜ｄ＜λ（λ：波長）を満たす任意の値に設定するのが好適である。 Next, the arrangement of the antenna elements will be described in more detail. In FIG. 7, real antenna elements 25 2 , 25 3 , 25 9 , and 25 17 are disposed at positions d, 2d, 4d, 8d, and 16d, respectively, with the real antenna element 25 1 as a reference (base point). Here, “d” is set as an element interval at which the combined pattern of the receiving antennas does not cause a grating lobe within the azimuth detection area. The actual value of “d” is preferably set to an arbitrary value satisfying (λ / 2) <d <λ (λ: wavelength).
一方、仮想アンテナ素子は、実アンテナ素子が存在しない位置に“ｄ”間隔で仮想的に配置されるものである。信号処理部１３は、“ｄ”間隔の実アンテナ素子の受信振幅／位相データおよび仮想アンテナ素子の位置のいずれかの側に存在する実アンテナ素子の受信振幅／位相データに基づいて仮想アンテナ素子位置における受信振幅／位相（以後「仮想振幅／位相」と呼称する）データの算出処理を行う。
On the other hand, the virtual antenna elements are virtually arranged at “d” intervals at positions where no real antenna elements exist. The
さらに、仮想アンテナ素子位置における仮想振幅／位相の算出要領の一例について図７を用いて説明する。まず、上述の“ｄ”間隔の実アンテナ素子の受信振幅／位相データは、アンテナ素子２５1，２５2の受信データに基づいて算出される。ここで、素子間隔“ｄ”は、上述のように方位検出域内でグレーティングローブを生じさせない間隔であり、アンテナ素子２５1，２５2の素子間隔も“ｄ”に設定しているので、これらのアンテナ素子で算出された振幅／位相データは、方位検出域内で曖昧さのない振幅／位相成分を有することになる。したがって、アンテナ素子２５1，２５2のアレーで算出された振幅／位相データを用いれば、他のすべての仮想アンテナ素子の曖昧さのない仮想振幅／位相データを算出することができる。 Furthermore, an example of the virtual amplitude / phase calculation procedure at the virtual antenna element position will be described with reference to FIG. First, the reception amplitude / phase data of the actual antenna element having the above-mentioned “d” interval is calculated based on the reception data of the antenna elements 25 1 and 25 2 . Here, the element interval “d” is an interval that does not cause a grating lobe in the azimuth detection area as described above, and the element interval of the antenna elements 25 1 and 25 2 is also set to “d”. The amplitude / phase data calculated by the antenna element has an unambiguous amplitude / phase component in the azimuth detection area. Therefore, by using the amplitude / phase data calculated by the array of the antenna elements 25 1 and 25 2 , it is possible to calculate virtual amplitude / phase data without ambiguity of all other virtual antenna elements.
例えば、仮想アンテナ素子２５4の仮想振幅／位相データは、実アンテナ素子２５2の振幅／位相データと、実アンテナ素子２５1，２５2のアレーで算出された振幅／位相データとに基づいて算出することができる。同様に、仮想アンテナ素子２５6，２５7，２５8などの仮想振幅／位相データも、実アンテナ素子２５5の振幅／位相データと、アンテナ素子２５1，２５2のアレーで算出された振幅／位相データとに基づいて算出することができる。 For example, the virtual amplitude / phase data of the virtual antenna element 25 4 is calculated based on the amplitude / phase data of the real antenna element 25 2 and the amplitude / phase data calculated by the arrays of the real antenna elements 25 1 , 25 2. can do. Similarly, the virtual amplitude / phase data of the virtual antenna elements 25 6 , 25 7 , 25 8, etc. is also calculated by the amplitude / phase data of the real antenna element 25 5 and the amplitude / phase data calculated by the array of the antenna elements 25 1 , 25 2. It can be calculated based on the phase data.
なお、上記の算出手法の中で、仮想アンテナ素子２５6，２５7，２５8の仮想振幅／位相データを、実アンテナ素子２５4の振幅／位相データを基準として算出（右方向への算出）したが、これとは逆に、実アンテナ素子２５9の振幅／位相データを基準とする算出（左方向への算出）を行ってもよい。 In the above calculation method, the virtual amplitude / phase data of the virtual antenna elements 25 6 , 25 7 , 25 8 is calculated based on the amplitude / phase data of the real antenna element 25 4 (calculation in the right direction). but it was, on the contrary, may be performed calculated relative to the amplitude / phase data of the actual antenna element 25 9 (calculated in the left direction).
ところで、上述してきたことから明らかなように、仮想アンテナ素子の仮想振幅／位相データは、実アンテナ素子２５1，２５2のアレーで算出された振幅／位相データが基本となっている。そこで、実アンテナ素子２５1，２５2のアレーを第１のサブアレーと定義し、第１のサブアレー以外の他の実アンテナ素子にて構成されるアレーを第２のサブアレーと定義する。例えば、図７の例では、第２のサブアレーは、アンテナ素子２５3，２５5，２５9，２５17にて構成されることになる。 As is apparent from the above description, the virtual amplitude / phase data of the virtual antenna element is based on the amplitude / phase data calculated by the array of the real antenna elements 25 1 and 25 2 . Therefore, the array of the actual antenna elements 25 1 and 25 2 is defined as a first subarray, and the array composed of other actual antenna elements other than the first subarray is defined as a second subarray. For example, in the example of FIG. 7, the second sub-array is composed of antenna elements 25 3 , 25 5 , 25 9 , and 25 17 .
図８は、仮想アンテナ素子を含めて１８素子のアンテナ素子で構成されたアレーアンテナの構成を示す図である。図７と比較すると、図８では、実アンテナ素子２５17の右側に仮想アンテナ素子２５18を配置している点が唯一の相違点である。仮想アンテナ素子２５18を配置したのは、実施の形態１で示したアンテナ構成とほぼ同一の条件とするためである。すなわち、図８に示すアレー構成は、仮想アンテナ素子を含む全アンテナ素子数を１８、ビームスキャン角を＋２０°とし、受信アンテナの開口長は約１６波長、開口分布は均一とした。 FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of an array antenna including 18 antenna elements including a virtual antenna element. Compared with FIG. 7, the only difference is that the virtual antenna element 25 18 is arranged on the right side of the real antenna element 25 17 in FIG. 8. The reason why the virtual antenna element 25 18 is arranged is to make the conditions almost the same as those of the antenna configuration shown in the first embodiment. That is, in the array configuration shown in FIG. 8, the total number of antenna elements including virtual antenna elements is 18, the beam scan angle is + 20 °, the aperture length of the receiving antenna is about 16 wavelengths, and the aperture distribution is uniform.
つぎに、この実施の形態にかかる受信アンテナのアレー構成による効果について説明する。図９および図１０は、それぞれ受信アンテナの指向性合成の合成パターンを示しており、より詳細には、図９は、仮想アンテナ素子を含む場合の合成パターン（１８素子）の一例を示す図であり、図１０は、仮想アンテナ素子を含まない場合の合成パターン（６素子）の合成パターンの一例を示す図である。 Next, effects of the array configuration of the receiving antenna according to this embodiment will be described. FIGS. 9 and 10 each show a combined pattern of directivity combining of receiving antennas. More specifically, FIG. 9 is a diagram showing an example of a combined pattern (18 elements) in the case of including virtual antenna elements. FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a composite pattern of composite patterns (six elements) when virtual antenna elements are not included.
図１０に示す仮想アンテナ素子を含まない場合の合成パターンでは、ビームスキャン角度（同図の例では＋２０°に設定）以外の方位角全体でサイドローブレベルが上昇しているが、ビームスキャン角度でのメインローブが得られているので誤検知しているかどうかの判断の基準として用いることができる。 In the combined pattern when the virtual antenna element shown in FIG. 10 is not included, the side lobe level is increased over the entire azimuth other than the beam scan angle (set to + 20 ° in the example in the figure). Since the main lobe is obtained, it can be used as a criterion for judging whether or not it is erroneously detected.
一方、図９に示す仮想アンテナ素子を含む場合の合成パターンでは、ビームスキャン角度（同図の例では＋２０°に設定）以外の方位検出域内（同図の例では±２０°に設定）サイドローブが抑圧されている。また、メインローブの位置、すなわちビームスキャン角度で尖鋭なビームが得られているので、アンテナ利得が増大し、方位分解能が向上できることが理解できる。 On the other hand, in the combined pattern when the virtual antenna element shown in FIG. 9 is included, the side lobe is within the azimuth detection area (set to ± 20 ° in the example of the figure) other than the beam scan angle (set to + 20 ° in the example of the figure). Is suppressed. It can also be understood that a sharp beam is obtained at the position of the main lobe, that is, the beam scan angle, so that the antenna gain increases and the azimuth resolution can be improved.
上述したように、図８に示す実アンテナ素子のアレー構成に仮想アンテナ素子を信号処理上加えることで、実アンテナ素子数が１／３程度で、広開口のアレーアンテナを模擬することができ、広角にビームスキャンしたときの利得低下が少なく、その一方で、サイドローブレベルを低く抑えることができる。なお、信号処理部での演算処理は増加するが、近年の演算処理装置の能力からすれば問題にならない程度の演算量である。 As described above, by adding a virtual antenna element to the array configuration of the real antenna elements shown in FIG. 8 in signal processing, the number of real antenna elements can be approximately 1/3, and a wide aperture array antenna can be simulated. There is little gain reduction when beam scanning is performed at a wide angle, while the side lobe level can be kept low. In addition, although the arithmetic processing in a signal processing part increases, it is the amount of calculation of the grade which does not become a problem if it considers the capability of the recent arithmetic processing apparatus.
ところで、図９に示す合成パターンでは、−４５°付近にグレーティングローブが生じているが、このグレーティングローブは方位検出域外に存在しており、実施の形態１と同様な整形ビームを用いることで、このグレーティングローブの影響を除去することができる。 By the way, in the composite pattern shown in FIG. 9, a grating lobe is generated in the vicinity of −45 °, but this grating lobe exists outside the azimuth detection area, and by using the same shaped beam as in the first embodiment, The influence of this grating lobe can be eliminated.
このように、この実施の形態のレーダ装置では、方位検出域内のグレーティングローブの充分な抑圧を仮想アンテナ素子による振幅／位相合成に基づいて実現しているので、実施の形態１と同様に、送信アンテナとして所定の角度での合成パターンの落ち込みを作る必要がない。その結果、方位検出域内の送受積によるアンテナ利得の低下を改善することができる。また、このような送信アンテナの指向性合成に付随して、方位検出域外での誤検知も低減され、広角時の探知性能も向上させることができる。 As described above, in the radar apparatus of this embodiment, sufficient suppression of the grating lobe in the azimuth detection area is realized based on the amplitude / phase synthesis by the virtual antenna element. As an antenna, it is not necessary to make a drop in the composite pattern at a predetermined angle. As a result, a decrease in antenna gain due to transmission / reception within the azimuth detection area can be improved. Further, accompanying such directivity synthesis of the transmission antenna, erroneous detection outside the azimuth detection area is reduced, and detection performance at a wide angle can be improved.
なお、図７および図８に示すアレー構成では、第１のサブアレーを構成するアンテナ素子２５1（第１のアンテナ素子）を基点としてアンテナ素子２５2（第２のアンテナ素子）側に第２のサブアレーの各素子を配置するように構成しているが、この配置に限定されるものではなく、例えば、アンテナ素子２５2（第２のアンテナ素子）を基点としてアンテナ素子２５1（第１のアンテナ素子）側に第２のサブアレーの各素子を配置するように構成してもよい。 In the array configuration shown in FIGS. 7 and 8, the antenna element 25 1 (first antenna element) constituting the first sub-array is used as a base point and the antenna element 25 2 (second antenna element) side is Although it configured to place each element of sub-array, but the invention is not limited to this arrangement, for example, the antenna element 25 first antenna element 25 2 (second antenna element) as a base point (first antenna You may comprise so that each element of a 2nd subarray may be arrange | positioned at the (element) side.
また、第２のサブアレーは単一のアンテナ素子であっても構わない。単一の素子であっても、上述した配置要領と同様に、アンテナ素子２５1を基点としてアンテナ素子２５2側に配置してもよいし、また、アンテナ素子２５2を基点としてアンテナ素子２５1側に配置してもよい。 In addition, the second subarray may be a single antenna element. Be a single element, similar to the arrangement manner described above, may be disposed on the antenna element 25 2 side antenna element 25 1 as a base point, also, the antenna elements 25 1 to the antenna element 25 2 as a base point It may be arranged on the side.
以上説明したように、この実施の形態のレーダ装置によれば、受信アンテナには、目標物体の方位検出域内にグレーティングローブが生じないような所定の素子間隔に設定された第１、第２のアンテナ素子で構成される第１のサブアレーと、第１のアンテナ素子と第２のアンテナ素子とを結ぶ直線上で第２のアンテナ素子側に第１のアンテナ素子を基準として所定の距離に配置された１以上のアンテナ素子で構成される第２のサブアレーとが備えられ、信号処理部は、第１のアンテナ素子または第２のアンテナ素子を基点として所定の素子間隔の整数倍の距離にある位置の中で、現実のアンテナ素子が存在しない位置を、仮想アンテナ素子が配置されている位置として取り扱うようにしているので、方位検出域内でのグレーティングローブを抑圧することができる。 As described above, according to the radar apparatus of this embodiment, the receiving antenna has the first and second elements set at predetermined element intervals so that no grating lobe is generated in the direction detection area of the target object. Arranged at a predetermined distance on the second antenna element side on the straight line connecting the first sub-array composed of antenna elements and the first antenna element and the second antenna element with reference to the first antenna element. A second sub-array composed of one or more antenna elements, and the signal processing unit is located at a distance that is an integer multiple of a predetermined element interval from the first antenna element or the second antenna element. Since the position where the actual antenna element does not exist is handled as the position where the virtual antenna element is placed, the grating lobe within the azimuth detection area is reduced. It can be pressed.
また、受信アンテナを上記のように構成することで、実アンテナ素子数を削減することができるので、受信チャンネル所要数を低減させることができ、装置の低コスト化が可能となる。 Moreover, since the number of actual antenna elements can be reduced by configuring the reception antenna as described above, the required number of reception channels can be reduced, and the cost of the apparatus can be reduced.
さらに、第２のサブアレーを単一のアンテナ素子とし、この単一のアンテナ素子を第１のサブレーを構成するアンテナ素子の素子間隔の２以上の整数倍の距離の所定の位置に配置させることもでき、方位検出域内でのグレーティングローブ抑圧効果を維持しつつ、受信チャンネルをさらに低減させることができ、装置のさらなる低コスト化を実現できる。 Further, the second sub-array may be a single antenna element, and the single antenna element may be disposed at a predetermined position at a distance that is an integer multiple of 2 or more of the element spacing of the antenna elements constituting the first sub-array. In addition, it is possible to further reduce the number of reception channels while maintaining the grating lobe suppression effect within the azimuth detection area, thereby realizing further cost reduction of the apparatus.
また、この実施の形態のレーダ装置に備えられる送信アンテナでは、方位検出域内にヌル点が生じないような指向性パターンを有するように構成されるので、従来技術のように送信パターンの落ち込みを作る必要がなく、その結果、送信／受信アンテナによる送受積利得の低下を防止できるので、方位検出域の広角化を実現することができる。 In addition, the transmission antenna provided in the radar apparatus of this embodiment is configured to have a directivity pattern that does not cause a null point in the azimuth detection area, so that a drop in the transmission pattern is created as in the prior art. There is no need, and as a result, it is possible to prevent the transmission / reception product gain from being lowered by the transmission / reception antenna, so that the azimuth detection area can be widened.
実施の形態３．
図１１は、本発明の実施の形態３にかかる受信アンテナのアレー構成を示す図である。実施の形態２の構成との相違は、実施の形態２では仮想アンテナ素子を含むアンテナ素子を等間隔に配置していたが、実施の形態３では、不等間隔に配置している点にある。なお、受信アンテナ以外の構成は実施の形態１と同一である。同図において、逆３角形の実線で示されるアンテナ素子２５1，２５2，２５3，２５9，２５17が、現実に配置されるアンテナ素子を表している。一方、逆３角形の破線で示されるアンテナ素子２５4，２５6〜２５8，２５10〜２５16は、現実に配置されないアンテナ素子を表している。
Embodiment 3 FIG.
FIG. 11 is a diagram showing an array configuration of a receiving antenna according to the third embodiment of the present invention. The difference from the configuration of the second embodiment is that the antenna elements including the virtual antenna elements are arranged at equal intervals in the second embodiment, but are arranged at unequal intervals in the third embodiment. . The configuration other than the receiving antenna is the same as that of the first embodiment. In the figure, antenna elements 25 1 , 25 2 , 25 3 , 25 9 , and 25 17 indicated by solid lines of inverted triangles represent antenna elements that are actually arranged. On the other hand, antenna elements 25 4 , 25 6 to 25 8 , 25 10 to 25 16 indicated by inverted triangular broken lines represent antenna elements that are not actually arranged.
つぎに、アンテナ素子の配置をより詳細に説明する。図１１において、実アンテナ素子２５2，２５3，２５9，２５17は、実アンテナ素子２５1を基準（基点）として、それぞれ、ｄ1，２ｄ2，４ｄ3，８ｄ4，１６ｄ5の各位置に配置される。ここで、“ｄ1”は受信アンテナの合成パターンが方位検出域内でグレーティングローブを生じさせない素子間隔として設定される。実際の“ｄ1”の値としては、（λ／２）＜ｄ＜λ（λ：波長）を満たす任意の値に設定するのが好適である。 Next, the arrangement of the antenna elements will be described in more detail. In FIG. 11, real antenna elements 25 2 , 25 3 , 25 9 , and 25 17 are d 1 , 2d 2 , 4d 3 , 8d 4 , and 16d 5 , respectively, with the real antenna element 25 1 as a reference (base point). Placed in position. Here, “d 1 ” is set as an element interval at which the combined pattern of the receiving antennas does not cause a grating lobe within the azimuth detection area. The actual value of “d 1 ” is preferably set to an arbitrary value satisfying (λ / 2) <d <λ (λ: wavelength).
なお、実施の形態１と同様に、ｄ2，ｄ3，ｄ4，ｄ5のそれぞれは、α＞ｄ1を満たす正の実数αを用いて、ｄk＝ｄ1±α（ｋ＝２，３，４，５）と表すことができる。 As in the first embodiment, each of d 2 , d 3 , d 4 , and d 5 is a positive real number α that satisfies α> d 1 , and d k = d 1 ± α (k = 2). , 3, 4, 5).
また、仮想アンテナ素子位置における仮想振幅／位相の算出要領は、実施の形態２と同一であるため、ここでの説明は省略する。 Further, the calculation procedure of the virtual amplitude / phase at the virtual antenna element position is the same as that of the second embodiment, and thus the description thereof is omitted here.
図１２は、仮想アンテナ素子を含めて１８素子のアンテナ素子で構成されたアレーアンテナの構成を示す図である。図１１と比較すると、図１２では、実アンテナ素子２５17の右側に仮想アンテナ素子２５18を配置している点が唯一の相違点である。仮想アンテナ素子２５18を配置したのは、実施の形態１、２で示したアンテナ構成とほぼ同一の条件とするためである。すなわち、図１２に示すアレー構成は、仮想アンテナ素子を含む全アンテナ素子数を１８、ビームスキャン角を＋２０°とし、受信アンテナの開口長は約１６波長、開口分布は均一とした。 FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of an array antenna including 18 antenna elements including a virtual antenna element. Compared to FIG. 11, the only difference is that the virtual antenna element 25 18 is arranged on the right side of the real antenna element 25 17 in FIG. It was placed a virtual antenna element 25 18, in order to substantially the same conditions as the antenna structure shown in the first and second embodiments. That is, in the array configuration shown in FIG. 12, the total number of antenna elements including virtual antenna elements is 18, the beam scan angle is + 20 °, the aperture length of the receiving antenna is about 16 wavelengths, and the aperture distribution is uniform.
つぎに、この実施の形態にかかる受信アンテナのアレー構成による効果について説明する。図１３および図１４は、それぞれ受信アンテナの指向性合成の合成パターンを示しており、より詳細には、図１３は、仮想アンテナ素子を含む場合の合成パターン（１８素子：不等間隔）の一例を示す図であり、図１４は、仮想アンテナ素子を含まない場合の合成パターン（６素子：不等間隔）の合成パターンの一例を示す図である。 Next, effects of the array configuration of the receiving antenna according to this embodiment will be described. FIG. 13 and FIG. 14 each show a combined pattern of directivity combining of receiving antennas. More specifically, FIG. 13 shows an example of a combined pattern (18 elements: unequal intervals) when virtual antenna elements are included. FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a combined pattern of combined patterns (6 elements: unequal intervals) when a virtual antenna element is not included.
図１４に示す仮想アンテナ素子を含まない場合の合成パターンでは、実施の形態２の等間隔配置のアレー構成のときと同様に、ビームスキャン角度（同図の例では＋２０°に設定）以外の方位角全体でサイドローブレベルが上昇しているが、ビームスキャン角度でのメインローブが得られているので誤検知しているかどうかの判断の基準として用いることができる。 In the combined pattern in the case of not including the virtual antenna element shown in FIG. 14, the orientation other than the beam scan angle (set to + 20 ° in the example of FIG. 14) is the same as in the case of the equally spaced array configuration of the second embodiment. Although the side lobe level is increased over the entire angle, the main lobe at the beam scan angle is obtained, so that it can be used as a criterion for determining whether or not a false detection has occurred.
一方、図１３に示す仮想アンテナ素子を含む場合の合成パターンでは、実施の形態２と同様に、ビームスキャン角度（同図の例では＋２０°に設定）以外の方位検出域内（同図の例では±２０°に設定）のサイドローブが抑圧されている。また、メインローブの位置、すなわちビームスキャン角度で尖鋭なビームが得られているので、アンテナ利得が増大し、方位分解能が向上できることが理解できる。 On the other hand, in the combined pattern when the virtual antenna element shown in FIG. 13 is included, as in the second embodiment, within the azimuth detection area other than the beam scan angle (set to + 20 ° in the example of FIG. 13) (in the example of FIG. 13) The side lobe (set to ± 20 °) is suppressed. It can also be understood that a sharp beam is obtained at the position of the main lobe, that is, the beam scan angle, so that the antenna gain increases and the azimuth resolution can be improved.
また、この実施の形態の受信アンテナでは、図１３の波形を、図９と比較してみれば明らかなように、−４５°付近に生じていたグレーティングローブのレベルが低下している。このレベル低下は、不等間隔に配置したことにより生じた効果である。実施の形態２の受信アンテナで生じたグレーティングローブは、方位検出域外に存在するものであり、特に、探知性能に影響を与えるものではない。しかしながら、方位検出域外のグレーティングローブをも抑圧することができれば、送信アンテナの指向性パターンの影響を受けにくくなるので、送信アンテナに関して設計の柔軟性が広がるといった利点が生ずる。 Further, in the receiving antenna of this embodiment, the level of the grating lobe generated in the vicinity of −45 ° is lowered as is apparent from the comparison of the waveform of FIG. 13 with FIG. This level reduction is an effect caused by the arrangement at unequal intervals. The grating lobe generated in the receiving antenna according to the second embodiment exists outside the azimuth detection area, and does not particularly affect the detection performance. However, if the grating lobe outside the azimuth detection area can be suppressed, it becomes difficult to be affected by the directivity pattern of the transmission antenna, and thus there is an advantage that the design flexibility of the transmission antenna is widened.
このように、この実施の形態のレーダ装置では、方位検出域内のグレーティングローブの充分な抑圧を仮想アンテナ素子による振幅／位相合成に基づいて実現しているので、実施の形態１、２と同様に、送信アンテナとして所定の角度での合成パターンの落ち込みを作る必要がない。その結果、方位検出域内の送受積によるアンテナ利得の低下を改善することができる。また、このような送信アンテナの指向性合成に付随して、方位検出域外での誤検知も低減され、広角時の探知性能も向上させることができる。 Thus, in the radar apparatus of this embodiment, sufficient suppression of the grating lobe in the azimuth detection area is realized based on the amplitude / phase synthesis by the virtual antenna element. As a transmitting antenna, it is not necessary to make a drop in the composite pattern at a predetermined angle. As a result, a decrease in antenna gain due to transmission / reception within the azimuth detection area can be improved. Further, accompanying such directivity synthesis of the transmission antenna, erroneous detection outside the azimuth detection area is reduced, and detection performance at a wide angle can be improved.
なお、図１１および図１２に示すアレー構成では、第１のサブアレーを構成するアンテナ素子２５1（第１のアンテナ素子）を基点としてアンテナ素子２５2（第２のアンテナ素子）側に第２のサブアレーの各素子を配置するように構成しているが、この配置に限定されるものではなく、例えば、アンテナ素子２５2（第２のアンテナ素子）を基点としてアンテナ素子２５1（第１のアンテナ素子）側に第２のサブアレーの各素子を配置するように構成してもよい。 In the array configuration shown in FIGS. 11 and 12, the antenna element 25 1 (first antenna element) constituting the first sub-array is used as a base point to the antenna element 25 2 (second antenna element) side. Although it configured to place each element of sub-array, but the invention is not limited to this arrangement, for example, the antenna element 25 first antenna element 25 2 (second antenna element) as a base point (first antenna You may comprise so that each element of a 2nd subarray may be arrange | positioned at the (element) side.
以上説明したように、この実施の形態のレーダ装置によれば、受信アンテナには、目標物体の方位検出域内にグレーティングローブが生じないような所定の素子間隔に設定された第１、第２のアンテナ素子で構成される第１のサブアレーと、第１のアンテナ素子と第２のアンテナ素子とを結ぶ直線上で第２のアンテナ素子側に第１のアンテナ素子を基準として不等間隔に配置された第２のサブアレーとが備えられ、信号処理部は、第１のアンテナ素子または第２のアンテナ素子を基点として所定の素子間隔の整数倍の距離にある位置の中で、現実のアンテナ素子が存在しない位置を、仮想アンテナ素子が配置されている位置として取り扱うようにしているので、方位検出域内でのグレーティングローブを抑圧することができる。また、受信アンテナを上記のように構成することで、実アンテナ素子数を削減することができるので、受信チャンネル所要数を低減させることができ、装置の低コスト化が可能となる。 As described above, according to the radar apparatus of this embodiment, the receiving antenna has the first and second elements set at predetermined element intervals so that no grating lobe is generated in the direction detection area of the target object. Arranged at unequal intervals on the second antenna element side with respect to the first antenna element on a straight line connecting the first sub-array composed of antenna elements and the first and second antenna elements. A second sub-array, and the signal processing unit is configured so that an actual antenna element is located at a position that is an integer multiple of a predetermined element interval from the first antenna element or the second antenna element. Since the position that does not exist is handled as the position where the virtual antenna element is disposed, the grating lobe in the azimuth detection area can be suppressed. Moreover, since the number of actual antenna elements can be reduced by configuring the reception antenna as described above, the required number of reception channels can be reduced, and the cost of the apparatus can be reduced.
以上のように、本発明にかかるレーダ装置は、特に、自動車等の車両に搭載されるレーダ装置として有用である。また、本発明にかかるアンテナ装置は、レーダ装置の他に、通信装置や、信号到来方位推定装置などにも適用できる。 As described above, the radar apparatus according to the present invention is particularly useful as a radar apparatus mounted on a vehicle such as an automobile. The antenna device according to the present invention can be applied to a communication device, a signal arrival direction estimation device, and the like in addition to a radar device.
１１ 送信部、
１２ 受信部、
１３ 信号処理部、
２１ 電圧制御発振器、
２２ ミキサ、
２２ 方向性結合器、
２３ 送信アンテナ、
２５ 受信アンテナ、
２５1〜２５17 アンテナ素子、
２６ 切替スイッチ、
２７ ミキサ、
２８ ＡＤ変換器。
11 Transmitter,
12 Receiver,
13 Signal processor,
21 Voltage controlled oscillator,
22 mixer,
22 directional coupler,
23 Transmitting antenna,
25 receiving antenna,
25 1 to 25 17 antenna elements,
26 changeover switch,
27 mixer,
28 AD converter.
Claims (19)
前記受信アンテナは、隣接する所定の選択数のアンテナ素子にて構成される一組をサブアレーとして相互に重複しないアンテナ素子で構成される複数組のサブアレー間のそれぞれの間隔が周期性を有さない異なる間隔に配列されたアレーアンテナを構成することを特徴とするレーダ装置。 A transmission unit including an antenna element, and a transmission unit that radiates a transmission signal as a radio wave to the space via the transmission antenna; and a plurality of radio waves that reach the target object and receive the radio wave reflected from the target object A receiving antenna including the antenna element, a receiving unit that converts an analog signal output from the receiving antenna into a digital signal and outputs the digital signal, and a target object based on the digital signal output from the receiving unit. In a radar apparatus comprising a signal processing unit for detecting a distance, a speed and a direction of the target object,
The reception antenna has a periodicity in each interval between a plurality of sets of sub-arrays configured with antenna elements that do not overlap each other with a set of adjacent selected antenna elements as a sub-array. A radar apparatus comprising array antennas arranged at different intervals.
前記受信アンテナは、
前記目標物体の方位検出域内にグレーティングローブが生じないような所定の素子間隔に設定された第１、第２のアンテナ素子で構成される第１のサブアレーと、
前記第１のアンテナ素子と前記第２のアンテナ素子とを結ぶ直線上で該第２のアンテナ素子側に該第１のアンテナ素子を基準として所定の距離に配置された１以上のアンテナ素子で構成される第２のサブアレーと、
を備え、
前記信号処理部は、
前記第１のアンテナ素子または前記第２のアンテナ素子を基点として前記所定の素子間隔の整数倍の距離にある位置の中で、現実のアンテナ素子が存在しない位置を、仮想アンテナ素子が配置されている位置として取り扱うことを特徴とするレーダ装置。 A transmission unit including an antenna element, and a transmission unit that radiates a transmission signal as a radio wave to the space via the transmission antenna; and a plurality of radio waves that reach the target object and receive the radio wave reflected from the target object A receiving antenna including the antenna element, a receiving unit that converts an analog signal output from the receiving antenna into a digital signal and outputs the digital signal, and a target object based on the digital signal output from the receiving unit. In a radar apparatus comprising a signal processing unit for detecting a distance, a speed and a direction of the target object,
The receiving antenna is
A first sub-array composed of first and second antenna elements set at a predetermined element interval such that no grating lobe is generated in the azimuth detection area of the target object;
Consists of one or more antenna elements arranged on a straight line connecting the first antenna element and the second antenna element on the second antenna element side at a predetermined distance with respect to the first antenna element. A second sub-array to be
With
The signal processing unit
A virtual antenna element is arranged at a position where an actual antenna element does not exist among positions at an integer multiple of the predetermined element interval from the first antenna element or the second antenna element. A radar device characterized by being handled as a position.
前記複数のアンテナ素子のうち、隣接する所定の選択数のアンテナ素子にて構成される単位をサブアレーとして相互に重複しないアンテナ素子で構成される複数組のサブアレー間のそれぞれの間隔が周期性を有さない異なる間隔に配列されたアレーアンテナを構成することを特徴とするアンテナ装置。 In an antenna apparatus applied to a processing apparatus in which digital beam forming processing is performed based on reception signals of a plurality of antenna elements arranged in a straight line,
Among the plurality of antenna elements, a unit composed of a predetermined number of adjacent antenna elements is a subarray, and each interval between a plurality of subarrays composed of antenna elements not overlapping each other has periodicity. An antenna device comprising array antennas arranged at different intervals.
方位検出域内にグレーティングローブが生じないような所定の素子間隔に設定された第１、第２のアンテナ素子で構成される第１のサブアレーと、
前記第１のアンテナ素子と前記第２のアンテナ素子とを結ぶ直線上で該第２のアンテナ素子側に該第２のアンテナ素子を基準として所定の距離に配置されたアンテナ素子で構成される第２のサブアレーと、
を備え、
前記第１のアンテナ素子または前記第２のアンテナ素子を基準とする前記所定の素子間隔の整数倍の距離の位置の中で、現実のアンテナ素子が存在しない位置を、仮想アンテナ素子が配置されている位置として取り扱うことを特徴とするアンテナ装置。 In an antenna apparatus applied to a processing apparatus in which digital beam forming processing is performed based on reception signals of a plurality of antenna elements arranged in a straight line,
A first sub-array composed of first and second antenna elements set at a predetermined element interval so that no grating lobe is generated in the azimuth detection area;
A first antenna element arranged on a straight line connecting the first antenna element and the second antenna element on the second antenna element side at a predetermined distance with respect to the second antenna element; Two subarrays,
With
A virtual antenna element is arranged at a position where an actual antenna element does not exist within a position that is an integral multiple of the predetermined element interval with respect to the first antenna element or the second antenna element. An antenna device characterized by being handled as a position.
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