JP2005229402A - High pressure output circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、CRT(陰極線管)などに用いられる高圧出力回路に関する。 The present invention relates to a high-voltage output circuit used for a CRT (cathode ray tube) or the like.
従来の高圧出力回路として、特許文献1に記載のものが知られている。図3に示すように、この高圧出力回路10は、フライバックトランス12の一次コイルにダイオード14のアノードが接続され、ダイオード14のカソードはスイッチ素子としてのFET16のドレインに接続されている。そして、ダイオード14とFET16の直列回路に対して並列にダイオード20が接続されている。
As a conventional high-voltage output circuit, the one described in
さらに、このダイオード20と並列に、共振用コンデンサ22とダイオード24の直列回路が接続されている。共振用コンデンサ22とダイオード24との中間部は、ダイオード26のアノードが接続され、ダイオード26のカソードはダンピング回路28を介してフライバックトランス12の一次コイルに接続されている。ダンピング回路28は、コンデンサ30とダンピング抵抗32とコイル34によって構成されている。ダンピング回路28には電源Vが接続されている。
Further, a series circuit of a
また、フライバックトランス12の2次コイルには整流ダイオード23や分圧抵抗36,37が接続されている。
The secondary coil of the
次に、高圧出力回路10の動作を説明する。FET16のゲートには、PWM(パルス幅変調)制御回路40からオン・オフを制御するための信号が与えられる。PWM制御回路40には、フライバックトランス12の2次側出力電圧を分圧抵抗36,37で分圧した電圧が入力される。この電圧と別に入力された水平ドライブ信号とから、FET16を制御するための制御信号HDが得られる。
Next, the operation of the high
この高圧出力回路10の各部の波形が、図4に示されている。図4において、(a)は図3に示すA点の電圧波形であり、(b)はフライバックトランス12の1次コイルの電流波形であり、(c)はFET16を制御するための信号波形であり、(d)は図3に示すB点の電圧波形である。
The waveform of each part of the high
t(0)において、FET16がオンになると、電源Vからフライバックトランス12の1次コイル、ダイオード14およびFET16を経由して電流が流れる。この電流によって、フライバックトランス12の1次コイルに電磁エネルギが蓄えられる。
When the FET 16 is turned on at t (0), a current flows from the power source V via the primary coil of the
t(1)でFET16がオフになると、フライバックトランス12の1次コイルから共振用コンデンサ22およびダイオード26を経由して、フライバックトランス12の1次コイルと共振用コンデンサ22とで共振が始まり、フライバックパルスが発生する。このフライバックパルスは、フライバックトランス12に蓄えられた電磁エネルギが全て共振用コンデンサ22の静電エネルギに変換されたとき最大になる。
When the
フライバックトランス12の1次コイルに蓄えられた電磁エネルギが全て共振用コンデンサ22に移った後、ダイオード24,共振用コンデンサ22およびフライバックトランス12の1次コイルを経由して逆電流が流れ、共振用コンデンサ22の静電エネルギがフライバックトランス12の1次コイルの電磁エネルギに逆変換される。このとき、FET16の寄生容量に蓄積された電荷は、ダイオード14に妨げられてフライバックトランス12の1次コイル側へ流出しない。
After all the electromagnetic energy stored in the primary coil of the
フライバックパルスが終わったt(2)で、A点の電位が0になる。このとき、ダイオード20がオンとなり、グランド側からフライバックトランス12の1次コイルに電流が流れる。この電流によりA点の電圧が上昇してt(3)で電源Vの電圧と同電位になると、ダイオード20がオフとなって電流が0になる。このとき、電源Vから共振用コンデンサ22に電流が流れようとするが、ダイオード24,26からなる電流阻止用クランプ回路により、共振用コンデンサ22の両端の電位が電源Vの電圧にクランプされ、フライバックトランス12の1次コイルから共振用コンデンサ22に電流が流れることはない。
At t (2) when the flyback pulse ends, the potential at point A becomes zero. At this time, the
次に、t(4)でFET16がオンになると、電源Vからフライバックトランス12の1次コイルに向かって電流が流れ、最初のt(0)の状態に一致する。このような動作が繰り返されることにより、回路動作が継続される。そして、フライバックパルスがフライバックトランス12で昇圧されて、フライバックトランス12の2次コイルから高電圧が出力される。
Next, when the FET 16 is turned on at t (4), a current flows from the power source V toward the primary coil of the
ここで、PWM制御は、スイッチングポイントP1〜P4が多いため、t(3)からt(4)の間においてリンギング(不要振動電流)の発生が避けられず、リンギングによるフライバックトランス12の温度上昇が無視できない。その対策として、フライバックトランス12の1次コイルと直列にダンピング回路28を接続し、リンギングを抑えることでフライバックトランス12の発熱を抑えている。ダンピング回路28としては、コイル34とコンデンサ30と抵抗32にて構成される共振回路が一般的である。
Here, in PWM control, since there are many switching points P1 to P4, occurrence of ringing (unnecessary vibration current) is inevitable between t (3) and t (4), and the temperature of the
しかしその結果、図4(a)に示すように、スイッチングポイントP1で急峻なリンギングパルス(跳ね上がり)Rが発生してしまう。その電圧レベルは、ダンピング回路28を設けない場合には100V程度であるのに対して、ダンピング回路28を設けた場合には2〜300Vにまで増える。そして、この急峻なリンギングパルス電圧とフライバックトランスパルス電圧が合算した電圧が、FET16のドレイン電圧の最大定格をオーバーしてしまうという問題があった。
However, as a result, as shown in FIG. 4A, a sharp ringing pulse (bounce) R occurs at the switching point P1. The voltage level is about 100 V when the
その解決策として、耐電圧の高いFET16を用いる方法がある。あるいは、フライバックトランス12の2次コイルの巻回数を多くしたり、コア断面積を大きくしたりして1次巻回数を減らし、フライバックトランス12の昇圧比を大きくし、フライバックトランス12のパルス電圧のレベルを下げる方法がある。しかしながら、いずれの場合もコストアップやフライバックトランス12が大型になることが避けられなかった。
そこで、本発明の目的は、安価で小型の高圧出力回路を提供することにある。 Therefore, an object of the present invention is to provide an inexpensive and small high-voltage output circuit.
前記目的を達成するため、本発明に係る高圧出力回路は、
(a)フライバックトランスと、
(b)フライバックトランスの1次コイル側に接続され、1次コイルに流れる電流をオン・オフ制御するスイッチ素子と、
(c)フライバックトランスの1次コイル側に接続され、1次側電流の不要振動電流を除去するためのダンピング回路と、
(d)ダンピング回路と電気的に並列に接続され、フライバックパルス期間がオン期間であるスイッチ回路とを備え、
(e)スイッチ回路が、フライバックパルス期間においてダンピング回路を短絡するように構成されていること、
を特徴とする。
In order to achieve the above object, a high voltage output circuit according to the present invention comprises:
(A) a flyback transformer;
(B) a switch element that is connected to the primary coil side of the flyback transformer and controls on / off of the current flowing through the primary coil;
(C) a damping circuit connected to the primary coil side of the flyback transformer for removing unnecessary oscillation current of the primary side current;
(D) a switch circuit electrically connected in parallel with the damping circuit and having a flyback pulse period being an on period;
(E) the switch circuit is configured to short-circuit the damping circuit during the flyback pulse period;
It is characterized by.
ダンピング回路は、例えば不要振動電流の周波数に共振するコイルとコンデンサとダンピング抵抗とから構成されている。そして、スイッチ回路のオン期間の信号として、たとえばフライバックトランスの3次コイル側に発生した出力を用いている。 The damping circuit is composed of, for example, a coil, a capacitor, and a damping resistor that resonate with the frequency of the unnecessary vibration current. For example, an output generated on the tertiary coil side of the flyback transformer is used as a signal during the ON period of the switch circuit.
本発明によれば、温度上昇の原因となっていたスイッチ素子のオン電流が流れている期間のリンギングをダンピング回路によって抑えることができるため、フライバックトランスの発熱を抑えることができる。一方、フライバックパルス期間においてはダンピング回路を短絡させているため、見掛け上この期間はダンピング回路が設けられていない状態となり、フライバックパルスのリンギング(跳ね上がり)を小さくすることができる。この結果、耐電圧定格の低いスイッチ素子を使うことができ、一方、昇圧比が小さくてよいので、小型のフライバックトランスを使うことができる。 According to the present invention, ringing during a period in which the on-current of the switch element is flowing, which has caused the temperature rise, can be suppressed by the damping circuit, and thus heat generation of the flyback transformer can be suppressed. On the other hand, since the damping circuit is short-circuited during the flyback pulse period, the damping circuit is apparently not provided during this period, and the ringing (bounce) of the flyback pulse can be reduced. As a result, a switch element having a low withstand voltage rating can be used, and on the other hand, since the step-up ratio may be small, a small flyback transformer can be used.
以下、本発明に係る高圧出力回路の実施例について添付の図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of a high-voltage output circuit according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
図1に示すように、この高圧出力回路50は、図3に示した従来の高圧出力回路10において、ダンピング回路28と並列にスイッチ回路55を接続したものである。スイッチ回路55は、フライバックパルス期間がオン期間であり、フライバックパルス期間においてダンピング回路28を短絡するように構成されている。
As shown in FIG. 1, the high-
より詳細に説明する。フライバックトランス12の一次コイルにダイオード14のアノードが接続され、ダイオード14のカソードはスイッチ素子としてのFET16のドレインに接続されている。そして、ダイオード14とFET16の直列回路に対して並列にダイオード20が接続されている。
This will be described in more detail. The anode of the
さらに、このダイオード20と並列に、共振用コンデンサ22とダイオード24の直列回路が接続されている。共振用コンデンサ22とダイオード24との中間部は、ダイオード26のアノードが接続され、ダイオード26のカソードはFET51のソースに接続されている。FET51はダンピング回路28に並列に接続され、ダンピング回路28とともにフライバックトランス12の一次コイルに接続されている。ダンピング回路28は、不要振動電流の周波数に共振するコンデンサ30とダンピング抵抗32とコイル34によって構成されている。FET51のソースとダンピング回路28には電源Vが接続されている。
Further, a series circuit of a
さらに、FET51のゲート−ソース間には抵抗52およびツェナーダイオード53が接続されている。FET51のゲートは、スピードアップコンデンサ54を介してフライバックトランス12の3次コイルに接続している。また、フライバックトランス12の2次コイルには整流ダイオード23や分圧抵抗36,37が接続されている。
Further, a
次に、高圧出力回路50の動作を説明する。FET16のゲートには、PWM(パルス幅変調)制御回路40からオン・オフを制御するための信号HDが与えられる。PWM制御回路40には、フライバックトランス12の2次側出力電圧を分圧抵抗36,37で分圧した電圧が入力される。この電圧と別に入力された水平ドライブ信号とから、FET16を制御するための制御信号HDが得られる。
Next, the operation of the high
この高圧出力回路50の各部の波形が、図2に示されている。図2において、(a)は図1に示すA点の電圧波形であり、(b)はフライバックトランス12の1次コイルの電流波形であり、(c)はFET16を制御するための信号波形であり、(d)は図1に示すB点の電圧波形であり、(e)は図1に示すD点の電圧波形であり、(f)は図1に示すC点の電圧波形である。
The waveform of each part of the high
t(0)において、FET16がオンになると、電源Vからフライバックトランス12の1次コイル、ダイオード14およびFET16を経由して電流が流れる。この電流によって、フライバックトランス12の1次コイルに電磁エネルギが蓄えられる。
When the
t(1)でFET16がオフになると、フライバックトランス12の1次コイルから共振用コンデンサ22およびダイオード26を経由して、フライバックトランス12の1次コイルと共振用コンデンサ22とで共振が始まり、フライバックパルスが発生する。同時に、フライバックトランス12の3次コイルに出力電圧が発生する(図2(e)参照)。この出力電圧はFET51のゲートに印加され、FET51をオンする。これにより、FET51はダンピング回路28を短絡した状態にする。
When the
フライバックトランス12の1次コイルに蓄えられた電磁エネルギが共振用コンデンサ22に移った後、ダイオード24,共振用コンデンサ22およびフライバックトランス12の1次コイルを経由して逆電流が流れ、共振用コンデンサ22の静電エネルギがフライバックトランス12の1次コイルの電磁エネルギに逆変換される。このとき、FET16の寄生容量に蓄積された電荷は、ダイオード14に妨げられてフライバックトランス12の1次コイル側へ流出しない。
After the electromagnetic energy stored in the primary coil of the
フライバックパルスが終わったt(2)で、A点の電位が0になる。同時に、フライバックトランス12の3次コイルからの出力がなくなり(図2(e)参照)、FET51をオフする。これにより、ダンピング回路28の短絡状態は解除される。
At t (2) when the flyback pulse ends, the potential at point A becomes zero. At the same time, the output from the tertiary coil of the
ダイオード20はオンとなり、グランド側からフライバックトランス12の1次コイルに電流が流れる。この電流によりA点の電圧が上昇してt(3)で電源Vの電圧と同電位になると、ダイオード20がオフとなって電流が0になる。このとき、電源Vから共振用コンデンサ22に電流が流れようとするが、ダイオード24,26からなる電流阻止用クランプ回路により、共振用コンデンサ22の両端の電位が電源Vの電圧にクランプされ、フライバックトランス12の1次コイルから共振用コンデンサ22に電流が流れることはない。
The
次に、t(4)でFET16がオンになると、電源Vからフライバックトランス12の1次コイルに向かって電流が流れ、最初のt(0)の状態に一致する。このような動作が繰り返されることにより、回路動作が継続される。そして、フライバックパルスがフライバックトランス12で昇圧されて、フライバックトランス12の2次コイルから高電圧が出力される。
Next, when the
以上の構成からなる高圧出力回路50は、温度上昇の原因となっていたFET16のオン電流が流れている期間のリンギングをダンピング回路28によって抑えることができるため、フライバックトランス12の発熱を抑えることができる。一方、フライバックパルス期間(t(1)〜t(2))においてはダンピング回路28を短絡させているため、見掛け上この期間はダンピング回路28が設けられていない状態となり、フライバックパルスのリンギング(跳ね上がり)を小さくすることができる。この結果、耐電圧定格の低いFET16を使うことができ、一方、昇圧比が小さくてよいので、小型のフライバックトランス12を使うことができる。
The high
なお、本発明は、前記実施例に限定されるものではなく、その要旨の範囲内で種々に変更することができる。 In addition, this invention is not limited to the said Example, It can change variously within the range of the summary.
12…フライバックトランス
16…FET
28…ダンピング回路
30…コンデンサ
32…ダンピング抵抗
34…コイル
50…高圧出力回路
55…スイッチ回路
12 ...
28 ... Damping
Claims (3)
前記フライバックトランスの1次コイル側に接続され、前記1次コイルに流れる電流をオン・オフ制御するスイッチ素子と、
前記フライバックトランスの1次コイル側に接続され、1次側電流の不要振動電流を除去するためのダンピング回路と、
前記ダンピング回路と電気的に並列に接続され、フライバックパルス期間がオン期間であるスイッチ回路とを備え、
前記スイッチ回路が、フライバックパルス期間において前記ダンピング回路を短絡するように構成されていること、
を特徴とする高圧出力回路。 A flyback transformer,
A switch element connected to the primary coil side of the flyback transformer and for controlling on / off of a current flowing through the primary coil;
A damping circuit connected to the primary coil side of the flyback transformer for removing unnecessary oscillation current of the primary side current;
A switch circuit electrically connected in parallel with the damping circuit, and a flyback pulse period is an on period;
The switch circuit is configured to short-circuit the damping circuit during a flyback pulse period;
High voltage output circuit characterized by
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004036872A JP2005229402A (en) | 2004-02-13 | 2004-02-13 | High pressure output circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004036872A JP2005229402A (en) | 2004-02-13 | 2004-02-13 | High pressure output circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JP2005229402A true JP2005229402A (en) | 2005-08-25 |
Family
ID=35003769
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2004036872A Pending JP2005229402A (en) | 2004-02-13 | 2004-02-13 | High pressure output circuit |
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Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2005229402A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8310750B2 (en) | 2008-06-30 | 2012-11-13 | Fujitsu Limited | Waveform shaping circuit and optical switching device |
-
2004
- 2004-02-13 JP JP2004036872A patent/JP2005229402A/en active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US8310750B2 (en) | 2008-06-30 | 2012-11-13 | Fujitsu Limited | Waveform shaping circuit and optical switching device |
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