JP2005217583A - Switching amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチングアンプに関し、特に、パルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）方式のスイッチングアンプにおいて、電源投入時の動作を安定化させるための技術に関する。 The present invention relates to a switching amplifier, and more particularly to a technique for stabilizing an operation at power-on in a pulse width modulation (PWM) type switching amplifier.
ＰＷＭ方式のスイッチングアンプにおいて、回路の電源を投入した直後から通常時の無信号状態を実現してしまうと、ＰＷＭパルスを平滑化させるためのフィルタにラッシュ電流が流れて、素子の破壊やノイズの発生を生じる場合がある。例えば、シングルエンドＤ級アンプとして使用する場合は、出力のＤＣ電位が急激に変化することで、ポップノイズが発生する場合がある。 In a PWM switching amplifier, if a normal no-signal state is realized immediately after the circuit power is turned on, a rush current flows through the filter for smoothing the PWM pulse, causing damage to elements and noise. Occurrence may occur. For example, when used as a single-ended class D amplifier, pop noise may occur due to a sudden change in the output DC potential.
これらの現象を防止するためには、パルス幅が徐々に大きくなるようにＰＷＭパルスを制御することにより、出力のＤＣ電位を徐々に上昇させることが有効である。本明細書において、かかる動作を「ソフトスターティング動作」と称する。 In order to prevent these phenomena, it is effective to gradually increase the DC potential of the output by controlling the PWM pulse so that the pulse width gradually increases. In this specification, such an operation is referred to as a “soft starting operation”.
スイッチング電源においては、ソフトスターティング動作を行うことによって上記のラッシュ電流を防止でき、素子の破壊や電源の能力オーバーを回避することができる。また、Ｄ級アンプにおいては、ソフトスターティング動作を行うことによって、アナログ出力の変化を可聴帯域（２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）外にすることができ、聴感上問題のない起動動作を実現することが可能となる。 In a switching power supply, the above-described rush current can be prevented by performing a soft starting operation, and element destruction and power supply capacity overrun can be avoided. In addition, in the class D amplifier, by performing the soft starting operation, the change in the analog output can be out of the audible band (20 Hz to 20 kHz), and it is possible to realize a start-up operation that does not cause a problem in audibility. Become.
従来のスイッチングアンプでは、電源投入直後におけるポップノイズの発生を防止するために、専用のアナログアンプや電流源が追加的に設けられている（例えば下記特許文献１，２参照）。 In the conventional switching amplifier, a dedicated analog amplifier and a current source are additionally provided in order to prevent occurrence of pop noise immediately after power-on (see, for example, Patent Documents 1 and 2 below).
従来のスイッチングアンプにおいてソフトスターティング動作を実現しようとすると、各出力段にアナログ回路を設けなければならない。また、ソフトスターティング動作の終了を厳密に判定するためには、各出力の充電状況をモニタしなければならない。これらのことに起因して、回路規模が増大するという問題がある。 In order to realize a soft starting operation in a conventional switching amplifier, an analog circuit must be provided at each output stage. In addition, in order to strictly determine the end of the soft starting operation, the charging status of each output must be monitored. Due to these reasons, there is a problem that the circuit scale increases.
また、アナログ動作とＰＷＭ動作とを切り換えるためのセレクタが必要となるが、このセレクタがアンプの出力に直列に接続されると、アンプの出力インピーダンスが増加することとなり、諸特性に悪影響を与えることになるという問題もある。 In addition, a selector is required to switch between analog operation and PWM operation. If this selector is connected in series to the output of the amplifier, the output impedance of the amplifier will increase, which will adversely affect various characteristics. There is also the problem of becoming.
本発明はかかる問題を解決するために成されたものであり、最終出力ではなくＰＷＭパルス発生器の部分でソフトスターティング動作を可能にし得るスイッチングアンプを得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to obtain a switching amplifier capable of enabling a soft starting operation not in the final output but in the PWM pulse generator.
第１の発明によれば、スイッチングアンプは、第１の基準電圧を発生する第１の基準電圧発生回路と、一定値の第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生回路と、第２の基準電圧に基づいて搬送波を生成する搬送波生成回路と、第１の基準電圧又は入力信号と、搬送波との比較の結果に基づいてパルス列を生成する第１の比較回路とを備え、回路の電源を投入した後、電圧値が徐々に上昇又は下降する第１の基準電圧を第１の基準電圧発生回路が発生し、第１の比較回路が第１の基準電圧と搬送波とに基づいてパルス列を生成することにより、パルス列を構成するパルスの幅を徐々に大きくさせることを特徴とする。 According to the first invention, the switching amplifier includes a first reference voltage generating circuit that generates the first reference voltage, a second reference voltage generating circuit that generates the second reference voltage having a constant value, A carrier generation circuit that generates a carrier wave based on two reference voltages; a first comparison circuit that generates a pulse train based on a comparison result between the first reference voltage or the input signal and the carrier wave; After the power is turned on, the first reference voltage generation circuit generates a first reference voltage whose voltage value gradually increases or decreases, and the first comparison circuit generates a pulse train based on the first reference voltage and the carrier wave. By generating the pulse width, the width of the pulses constituting the pulse train is gradually increased.
第２の発明によれば、スイッチングアンプは、一定値の第１の基準電圧を発生する第１の基準電圧発生回路と、第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生回路と、第２の基準電圧に基づいて搬送波を生成する搬送波生成回路と、第１の基準電圧又は入力信号と、搬送波との比較の結果に基づいてパルス列を生成する第１の比較回路とを備え、回路の電源を投入した後、電圧値が徐々に上昇又は下降する第２の基準電圧を第２の基準電圧発生回路が発生し、第１の比較回路が第１の基準電圧と搬送波とに基づいてパルス列を生成することにより、パルス列を構成するパルスの幅を徐々に大きくさせることを特徴とする。 According to the second invention, the switching amplifier includes a first reference voltage generation circuit that generates a first reference voltage having a constant value, a second reference voltage generation circuit that generates a second reference voltage, A carrier generation circuit that generates a carrier wave based on two reference voltages; a first comparison circuit that generates a pulse train based on a comparison result between the first reference voltage or the input signal and the carrier wave; After the power is turned on, the second reference voltage generation circuit generates a second reference voltage whose voltage value gradually increases or decreases, and the first comparison circuit generates a pulse train based on the first reference voltage and the carrier wave. By generating the pulse width, the width of the pulses constituting the pulse train is gradually increased.
第１の発明によれば、電圧値が徐々に上昇又は下降する第１の基準電圧を第１の基準電圧発生回路が発生することによって、ソフトスターティング動作を実現することができる。その結果、回路の電源を投入した直後において、素子の破壊やノイズの発生を回避することができる。 According to the first invention, the soft reference operation can be realized by the first reference voltage generation circuit generating the first reference voltage whose voltage value gradually increases or decreases. As a result, it is possible to avoid the destruction of elements and the generation of noise immediately after the circuit power is turned on.
第２の発明によれば、電圧値が徐々に上昇又は下降する第２の基準電圧を第２の基準電圧発生回路が発生することによって、ソフトスターティング動作を実現することができる。その結果、回路の電源を投入した直後において、素子の破壊やノイズの発生を回避することができる。 According to the second aspect of the invention, the soft reference operation can be realized by the second reference voltage generation circuit generating the second reference voltage whose voltage value gradually increases or decreases. As a result, it is possible to avoid the destruction of elements and the generation of noise immediately after the circuit power is turned on.
実施の形態１．
図１は、本発明の実施１の形態に係るスイッチングアンプの構成を示す回路図である。図１に示すように本実施の形態１に係るスイッチングアンプは、基準電圧Ｖ１を発生する基準電圧発生回路１と、基準電圧Ｖ２を発生する基準電圧発生回路２と、基準電圧Ｖ２に基づいて搬送波（本実施の形態１では三角波Ｃとする）を生成する三角波発生器３と、基準電圧Ｖ１又は入力信号ＳＩと、三角波Ｃとの比較の結果に基づいてＰＷＭパルス列Ｐを生成する比較器４とを備えている。
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching amplifier according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 1, the switching amplifier according to the first embodiment includes a reference voltage generating circuit 1 that generates a reference voltage V1, a reference voltage generating circuit 2 that generates a reference voltage V2, and a carrier wave based on the reference voltage V2. A
後述するように、基準電圧発生回路１は、回路の電源を投入した後、電圧値が徐々に上昇又は下降する基準電圧Ｖ１を発生する。また、基準電圧発生回路２は、一定値の基準電圧Ｖ２を発生する。そして、比較器４は、基準電圧Ｖ１と三角波Ｃとに基づいてＰＷＭパルス列Ｐを生成することにより、ＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスの幅を徐々に大きくさせる。 As will be described later, the reference voltage generation circuit 1 generates a reference voltage V1 whose voltage value gradually increases or decreases after the circuit is turned on. The reference voltage generation circuit 2 generates a constant reference voltage V2. Then, the comparator 4 generates the PWM pulse train P based on the reference voltage V1 and the triangular wave C, thereby gradually increasing the width of the pulse constituting the PWM pulse train P.
また、本実施の形態１に係るスイッチングアンプは、入力信号ＳＩをバッファするアンプ８と、入力信号ＳＩを電圧信号としてアンプ８に入力するための抵抗７と、比較器４の出力を増幅する一又は複数の増幅器９と、増幅器９の出力をアンプ８に帰還するための抵抗１０と、アンプ８の帰還形式を決定するための抵抗又はコンデンサ等の素子（インピーダンスＺ）１１と、増幅器９の出力を平滑化するためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２とを備えている。シングルエンドＤ級アンプとして使用される場合、ＬＰＦ１２の出力は、図示しないスピーカーに接続されている。
The switching amplifier according to the first embodiment amplifies the
さらに、本実施の形態１に係るスイッチングアンプは、回路の電源を投入してからＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスのデューティー比が所定の値（本実施の形態１では１／２（５０％）とする）となるまでの間は、基準電圧Ｖ１を比較器４へ入力し、パルスのデューティー比が所定の値となった以降は、入力信号ＳＩを比較器４へ入力する、入力切り換え回路を備えている。具体的に入力切り換え回路は、基準電圧Ｖ１と基準電圧Ｖ２とを比較する比較器５と、比較器５による比較の結果（信号Ｒ）に基づいてオン・オフされるミュートスイッチ６とを有している。比較器５は、ヒステリシス付きの比較器であることが望ましい。
Furthermore, in the switching amplifier according to the first embodiment, the duty ratio of the pulses constituting the PWM pulse train P after the circuit power is turned on is a predetermined value (1/2 (50%) in the first embodiment). Is provided with an input switching circuit that inputs the reference voltage V1 to the comparator 4 and inputs the input signal SI to the comparator 4 after the pulse duty ratio reaches a predetermined value. ing. Specifically, the input switching circuit includes a
抵抗７は、アンプ８の一方入力端子（反転入力端子）に接続されている。基準電圧発生回路１は、アンプ８の他方入力端子（非反転入力端子）に接続されている。アンプ８の出力端子は、素子１１を介してアンプ８の一方入力端子に接続されている。また、アンプ８の出力端子は、ミュートスイッチ６を介してアンプ８の一方入力端子に接続されている。さらに、アンプ８の出力端子は、比較器４の一方入力端子に接続されている。
The resistor 7 is connected to one input terminal (inverting input terminal) of the
基準電圧発生回路２は三角波発生器３に接続されており、三角波発生器３は比較器４の他方入力端子に接続されている。比較器４の出力端子は、増幅器９の入力端子に接続されている。増幅器９の出力端子は、ＬＰＦ１２に接続されている。また、増幅器９の出力端子は、抵抗１０を介してアンプ８の一方入力端子に接続されている。
The reference voltage generation circuit 2 is connected to a
比較器５の一方入力端子は、基準電圧発生回路２に接続されている。比較器５の他方入力端子は、基準電圧発生回路１に接続されている。比較器５の出力端子は、ミュートスイッチ６に接続されている。
One input terminal of the
図２〜５は、基準電圧発生回路１の構成例をそれぞれ示す回路図である。図２に示した例では、基準電圧発生回路１は、電源電位（ＶＣＣ）２０に接続された電流源２２と、グランド電位２１に接続されたコンデンサ２３とを有している。電流源２２とコンデンサ２３との直列接続点の電位Ｖｘが、基準電圧Ｖ１として得られる。
2 to 5 are circuit diagrams each showing a configuration example of the reference voltage generation circuit 1. In the example shown in FIG. 2, the reference voltage generation circuit 1 has a
図３に示した例では、基準電圧発生回路１は、電源電位２０に接続された抵抗２４と、グランド電位２１に接続された抵抗２５と、抵抗２５に並列に接続されたコンデンサ２６とを有している。抵抗２４と抵抗２５との直列接続点の電位Ｖｘが、基準電圧Ｖ１として得られる。
In the example shown in FIG. 3, the reference voltage generation circuit 1 has a
図４に示した例では、基準電圧発生回路１は、電源電位２０に接続されたコンデンサ２３と、グランド電位２１に接続された電流源２２とを有している。コンデンサ２３と電流源２２との直列接続点の電位Ｖｘが、基準電圧Ｖ１として得られる。
In the example shown in FIG. 4, the reference voltage generation circuit 1 includes a
図５に示した例では、基準電圧発生回路１は、電源電位２０に接続された抵抗２４と、グランド電位２１に接続された抵抗２５と、抵抗２４に並列に接続されたコンデンサ２６とを有している。抵抗２４と抵抗２５との直列接続点の電位Ｖｘが、基準電圧Ｖ１として得られる。
In the example shown in FIG. 5, the reference voltage generation circuit 1 has a
図２，３に示した例によると、コンデンサ２３，２６の充電作用によって、電源を投入した後に電圧値が徐々に上昇する基準電圧Ｖ１を得ることができる。また、図４，５に示した例によると、コンデンサ２３，２６の充電作用によって、電源を投入した後に電圧値が徐々に下降する基準電圧Ｖ１を得ることができる。
According to the example shown in FIGS. 2 and 3, the reference voltage V <b> 1 whose voltage value gradually increases after the power is turned on can be obtained by charging the
図６は、基準電圧発生回路２の構成例を示す回路図である。基準電圧発生回路２は、電源電位２０に接続された抵抗２７と、グランド電位２１に接続された抵抗２８とを有している。抵抗２７と抵抗２８との直列接続点の電位Ｖｙ（一定値）が、基準電圧Ｖ２として得られる。抵抗２７，２８の各抵抗値が同一である場合は、基準電圧Ｖ２は１／２ＶＣＣとなる。
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the reference voltage generation circuit 2. The reference voltage generation circuit 2 has a
図１を参照して、ミュートスイッチ６がオンである場合、アンプ８は、ミュートスイッチ６及び素子１１の並列インピーダンスと、抵抗７のインピーダンスとによって増幅度が定まる、反転増幅回路の形式となる。本実施の形態１において、ミュートスイッチ６のインピーダンスは、素子１１及び抵抗７の各インピーダンスよりも十分小さく設定されている。そのため、ミュートスイッチ６がオンである場合、アンプ８は、基準電圧Ｖ１のボルテージフォロアとして動作することになる。つまり、ミュートスイッチ６がオンである場合は、入力信号Ｓ１ではなく基準電圧Ｖ１が、アンプ８の出力として比較器４の一方入力端子に入力されることになる。
Referring to FIG. 1, when the
一方、ミュートスイッチ６がオフである場合、アンプ８は、素子１１のインピーダンスＺと抵抗７のインピーダンスとによって増幅度が定まる、反転増幅回路の形式となる。そのため、ミュートスイッチ６がオフである場合は、入力信号Ｓ１が比較器４の一方入力端子に入力されることになる。
On the other hand, when the
以下、基準電圧発生回路１の構成として図２又は図３に示した例が採用されている場合について、本実施の形態１に係るスイッチングアンプの動作について説明する。スイッチングアンプの電源を投入すると、基準電圧発生回路２の出力は、グランド電位から基準電圧Ｖ２に即座に立ち上がる。一方、基準電圧発生回路１はコンデンサ２３又はコンデンサ２６を有しているため、コンデンサの充電作用によって、基準電圧発生回路１の出力（基準電圧Ｖ１）は、グランド電位から徐々に上昇する。
Hereinafter, the operation of the switching amplifier according to the first embodiment will be described in the case where the example shown in FIG. 2 or FIG. 3 is adopted as the configuration of the reference voltage generation circuit 1. When the power of the switching amplifier is turned on, the output of the reference voltage generation circuit 2 immediately rises from the ground potential to the reference voltage V2. On the other hand, since the reference voltage generating circuit 1 includes the
比較器５は、基準電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２よりも小さい期間は、Lowレベルの信号Ｒを出力する。信号ＲがLowレベルである場合、ミュートスイッチ６はオンされている。つまり、アンプ８は基準電圧Ｖ１のボルテージフォロアとして動作し、比較器４の一方入力端子には基準電圧Ｖ１が入力される。一方、比較器４の他方入力端子には、三角波発生器３によって生成された三角波Ｃが入力されている。三角波発生器３は、基準電圧Ｖ２を振幅中心とする三角波Ｃを生成する。比較器４は、基準電圧Ｖ１と三角波Ｃとに基づいて、ＰＷＭパルス列Ｐを生成する。
The
図７は、基準電圧Ｖ１及び三角波Ｃに基づいてＰＷＭパルス列Ｐが生成される状況を示す図である。また、図８は、図７に示した例に対応した比較器４の入力極性を示す図である。図８を参照して、比較器４の一方入力端子の極性は「＋」であり、他方入力端子の極性は「−」である。図７を参照して、定常状態になった三角波Ｃが比較器４の他方入力端子に入力されている状態で、電圧値が徐々に上昇する基準電圧Ｖ１を比較器４の一方入力端子に入力する。これにより、基準電圧Ｖ１の値が三角波Ｃの電圧値よりも大きい場合にはHighレベルとなり、基準電圧Ｖ１の値が三角波Ｃの電圧値以下の場合にはLowレベルとなる複数のパルスから成るＰＷＭパルス列Ｐが得られる。図７に示すように、基準電圧Ｖ１が徐々に上昇することに起因して、パルス幅が徐々に大きくなるＰＷＭパルス列Ｐが得られる。 FIG. 7 is a diagram illustrating a situation in which the PWM pulse train P is generated based on the reference voltage V1 and the triangular wave C. FIG. 8 is a diagram showing the input polarity of the comparator 4 corresponding to the example shown in FIG. Referring to FIG. 8, the polarity of one input terminal of comparator 4 is “+”, and the polarity of the other input terminal is “−”. Referring to FIG. 7, reference voltage V <b> 1 whose voltage value gradually increases is input to one input terminal of comparator 4 in a state where triangular wave C in a steady state is input to the other input terminal of comparator 4. To do. Accordingly, when the value of the reference voltage V1 is larger than the voltage value of the triangular wave C, the PWM level is a high level, and when the value of the reference voltage V1 is equal to or lower than the voltage value of the triangular wave C, the PWM is composed of a plurality of pulses. A pulse train P is obtained. As shown in FIG. 7, a PWM pulse train P with a gradually increasing pulse width due to the gradual increase of the reference voltage V1 is obtained.
図１を参照して、ＰＷＭパルス列Ｐは増幅器９によって増幅された後、ＬＰＦ１２によって平滑化される。ＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスの幅が徐々に大きくなることに起因して、ＬＰＦ１２の出力である出力信号ＳＯのＤＣ電位は、徐々に上昇する。つまりソフトスターティング動作を実現することができる。
Referring to FIG. 1, PWM pulse train P is amplified by amplifier 9 and then smoothed by
ＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスの幅が徐々に大きくなり、デューティー比が１／２（５０％）になると、起動動作を終了して通常動作（起動動作ではない動作）に移行する必要がある。これを実現するために、基準電圧Ｖ１が徐々に上昇して基準電圧Ｖ２以上になると、比較器５は、Highレベルの信号Ｒを出力する。信号ＲがHighレベルである場合、ミュートスイッチ６はオフされる。つまり、アンプ８は、素子１１のインピーダンスＺと抵抗７のインピーダンスとによって増幅度が定まる反転増幅回路として機能し、これにより回路全体が通常動作を始める。
When the width of the pulses constituting the PWM pulse train P gradually increases and the duty ratio becomes 1/2 (50%), it is necessary to end the start-up operation and shift to a normal operation (an operation other than the start-up operation). In order to realize this, when the reference voltage V1 gradually increases and becomes equal to or higher than the reference voltage V2, the
次に、基準電圧発生回路１の構成として図４又は図５に示した例が採用されている場合について、本実施の形態１に係るスイッチングアンプの動作について説明する。スイッチングアンプの電源を投入すると、基準電圧発生回路２の出力は、グランド電位から基準電圧Ｖ２に即座に立ち上がる。一方、基準電圧発生回路１はコンデンサ２３又はコンデンサ２６を有しているため、コンデンサの充電作用によって、基準電圧発生回路１の出力（基準電圧Ｖ１）は、電源電位から徐々に下降する。
Next, the operation of the switching amplifier according to the first embodiment will be described in the case where the example shown in FIG. 4 or FIG. 5 is adopted as the configuration of the reference voltage generation circuit 1. When the power of the switching amplifier is turned on, the output of the reference voltage generation circuit 2 immediately rises from the ground potential to the reference voltage V2. On the other hand, since the reference voltage generation circuit 1 includes the
比較器５は、基準電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ２よりも大きい期間は、Lowレベルの信号Ｒを出力する。信号ＲがLowレベルである場合、ミュートスイッチ６はオンされている。つまり、アンプ８は基準電圧Ｖ１のボルテージフォロアとして動作し、比較器４の一方入力端子には基準電圧Ｖ１が入力される。一方、比較器４の他方入力端子には、三角波発生器３によって生成された三角波Ｃが入力されている。三角波発生器３は、基準電圧Ｖ２を振幅中心とする三角波Ｃを生成する。比較器４は、基準電圧Ｖ１と三角波Ｃとに基づいて、ＰＷＭパルス列Ｐを生成する。
The
図９は、基準電圧Ｖ１及び三角波Ｃに基づいてＰＷＭパルス列Ｐが生成される状況を示す図である。また、図１０は、図９に示した例に対応した比較器４の入力極性を示す図である。図１０を参照して、比較器４の一方入力端子の極性は「−」であり、他方入力端子の極性は「＋」である。図９を参照して、定常状態になった三角波Ｃが比較器４の他方入力端子に入力されている状態で、電圧値が徐々に下降する基準電圧Ｖ１を比較器４の一方入力端子に入力する。これにより、基準電圧Ｖ１の値が三角波Ｃの電圧値よりも小さい場合にはHighレベルとなり、基準電圧Ｖ１の値が三角波Ｃの電圧値以上の場合にはLowレベルとなる複数のパルスから成るＰＷＭパルス列Ｐが得られる。図９に示すように、基準電圧Ｖ１が徐々に下降することに起因して、パルス幅が徐々に大きくなるＰＷＭパルス列Ｐが得られる。 FIG. 9 is a diagram illustrating a situation in which the PWM pulse train P is generated based on the reference voltage V1 and the triangular wave C. FIG. 10 is a diagram showing the input polarity of the comparator 4 corresponding to the example shown in FIG. Referring to FIG. 10, the polarity of one input terminal of comparator 4 is “−”, and the polarity of the other input terminal is “+”. Referring to FIG. 9, reference voltage V <b> 1 whose voltage value gradually decreases is input to one input terminal of comparator 4 in a state where triangular wave C in a steady state is input to the other input terminal of comparator 4. To do. As a result, when the value of the reference voltage V1 is smaller than the voltage value of the triangular wave C, the PWM level is a high level, and when the value of the reference voltage V1 is equal to or higher than the voltage value of the triangular wave C, the PWM is composed of a plurality of pulses. A pulse train P is obtained. As shown in FIG. 9, a PWM pulse train P with a gradually increasing pulse width due to the gradual decrease of the reference voltage V1 is obtained.
図１を参照して、ＰＷＭパルス列Ｐは増幅器９によって増幅された後、ＬＰＦ１２によって平滑化される。ＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスの幅が徐々に大きくなることに起因して、ＬＰＦ１２の出力である出力信号ＳＯのＤＣ電位は、徐々に上昇する。つまりソフトスターティング動作を実現することができる。
Referring to FIG. 1, PWM pulse train P is amplified by amplifier 9 and then smoothed by
ＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスの幅が徐々に大きくなり、デューティー比が１／２（５０％）になると、起動動作を終了して通常動作に移行する必要がある。これを実現するために、基準電圧Ｖ１が徐々に下降して基準電圧Ｖ２以下になると、比較器５は、Highレベルの信号Ｒを出力する。信号ＲがHighレベルである場合、ミュートスイッチ６はオフされる。つまり、アンプ８は、素子１１のインピーダンスＺと抵抗７のインピーダンスとによって増幅度が定まる反転増幅回路として機能し、これにより回路全体が通常動作を始める。
When the width of the pulses constituting the PWM pulse train P gradually increases and the duty ratio becomes 1/2 (50%), it is necessary to end the start-up operation and shift to the normal operation. In order to realize this, when the reference voltage V1 gradually decreases and becomes equal to or lower than the reference voltage V2, the
このように本実施の形態１に係るスイッチングアンプによると、回路の電源を投入した後、電圧値が徐々に上昇又は下降する基準電圧Ｖ１を基準電圧発生回路１が発生し、比較器４が基準電圧Ｖ１と三角波Ｃとに基づいてＰＷＭパルス列Ｐを生成することにより、ＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスの幅を徐々に大きくさせることができる。その結果、電源投入時のソフトスターティング動作を実現でき、回路の電源を投入した直後において、素子の破壊やノイズの発生を回避することができる。つまり、スイッチング電源においては、ソフトスターティング動作を行うことによって上記のラッシュ電流を防止でき、素子の破壊や電源の能力オーバーを回避することができる。また、Ｄ級アンプにおいては、ソフトスターティング動作を行うことによって、アナログ出力の変化を可聴帯域（２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）外にすることができ、ポップノイズの発生を回避して聴感上問題のない起動動作を実現することが可能となる。 As described above, according to the switching amplifier according to the first embodiment, after the circuit power is turned on, the reference voltage generation circuit 1 generates the reference voltage V1 whose voltage value gradually increases or decreases, and the comparator 4 By generating the PWM pulse train P based on the voltage V1 and the triangular wave C, the width of the pulses constituting the PWM pulse train P can be gradually increased. As a result, it is possible to realize a soft starting operation when the power is turned on, and it is possible to avoid element destruction and noise generation immediately after the circuit is turned on. That is, in the switching power supply, the rush current can be prevented by performing the soft starting operation, and the destruction of the element and the overpower capacity can be avoided. Also, in class D amplifiers, by performing a soft starting operation, the change in analog output can be made outside the audible band (20 Hz to 20 kHz), avoiding the occurrence of pop noise and starting without any problems in hearing The operation can be realized.
また、コンデンサ２３，２６を用いた比較的簡単な構成によって、電圧値が徐々に上昇又は下降する基準電圧Ｖ１を生成できるため、回路規模の増大を最小限に抑えることができる。
Further, since the reference voltage V1 whose voltage value gradually increases or decreases can be generated by a relatively simple configuration using the
また、本実施の形態１に係るスイッチングアンプは、回路の電源を投入してからＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスのデューティー比が１／２（５０％）となるまでの間は、基準電圧Ｖ１を比較器４へ入力し、パルスのデューティー比が１／２（５０％）となった以降は、入力信号ＳＩを比較器４へ入力する、入力切り換え回路を備えている。そのため、起動動作が確実に完了した後に入力信号ＳＩを比較器４へ入力して通常動作に移行することができ、安定した通常動作を実現することが可能となる。 In addition, the switching amplifier according to the first exemplary embodiment uses the reference voltage V1 until the duty ratio of the pulses constituting the PWM pulse train P becomes 1/2 (50%) after the circuit power is turned on. An input switching circuit for inputting the input signal SI to the comparator 4 after the duty ratio of the pulse is input to the comparator 4 and becomes 1/2 (50%) is provided. Therefore, the input signal SI can be input to the comparator 4 after the start-up operation is completed with certainty, and the normal operation can be performed, and a stable normal operation can be realized.
しかも、比較器５とミュートスイッチ６とを用いた比較的簡単な構成によって入力切り換え回路が構成されているため、回路規模の増大を最小限に抑えることができる。
In addition, since the input switching circuit is configured with a relatively simple configuration using the
実施の形態２．
上記実施の形態１に係るスイッチングアンプでは、基準電圧発生回路１は電圧値が徐々に上昇又は下降する基準電圧Ｖ１を発生し、基準電圧発生回路２は一定値の基準電圧Ｖ２を発生した。これとは逆に本実施の形態２では、基準電圧発生回路１が一定値の基準電圧Ｖ１を発生し、基準電圧発生回路２が電圧値が徐々に上昇又は下降する基準電圧Ｖ２を発生する場合の例について説明する。
Embodiment 2. FIG.
In the switching amplifier according to the first embodiment, the reference voltage generation circuit 1 generates the reference voltage V1 whose voltage value gradually increases or decreases, and the reference voltage generation circuit 2 generates the reference voltage V2 having a constant value. On the other hand, in the second embodiment, the reference voltage generation circuit 1 generates a constant reference voltage V1, and the reference voltage generation circuit 2 generates a reference voltage V2 whose voltage value gradually increases or decreases. An example will be described.
本実施の形態２に係るスイッチングアンプの全体構成は、図１に示した上記実施の形態１に係るスイッチングアンプの全体構成と同様である。本実施の形態２に係るスイッチングアンプでは、図１に示した基準電圧発生回路１として、図６に示した構成を採用する。つまり、図６に示した電位Ｖｙが基準電圧Ｖ１として得られる。また、図１に示した基準電圧発生回路２として、図２〜５に示した構成を採用する。つまり、図２〜５に示した電位Ｖｘが基準電圧Ｖ２として得られる。 The overall configuration of the switching amplifier according to the second embodiment is the same as the overall configuration of the switching amplifier according to the first embodiment shown in FIG. In the switching amplifier according to the second embodiment, the configuration shown in FIG. 6 is adopted as the reference voltage generation circuit 1 shown in FIG. That is, the potential Vy shown in FIG. 6 is obtained as the reference voltage V1. Further, the configuration shown in FIGS. 2 to 5 is adopted as the reference voltage generating circuit 2 shown in FIG. That is, the potential Vx shown in FIGS. 2 to 5 is obtained as the reference voltage V2.
以下、基準電圧発生回路２の構成として図２又は図３に示した例が採用されている場合について、本実施の形態２に係るスイッチングアンプの動作について説明する。スイッチングアンプの電源を投入すると、基準電圧発生回路１の出力は、グランド電位から基準電圧Ｖ１に即座に立ち上がる。一方、基準電圧発生回路２はコンデンサ２３又はコンデンサ２６を有しているため、コンデンサの充電作用によって、基準電圧発生回路２の出力（基準電圧Ｖ２）は、グランド電位から徐々に上昇する。
Hereinafter, the operation of the switching amplifier according to the second embodiment will be described in the case where the example shown in FIG. 2 or FIG. 3 is adopted as the configuration of the reference voltage generation circuit 2. When the power of the switching amplifier is turned on, the output of the reference voltage generation circuit 1 immediately rises from the ground potential to the reference voltage V1. On the other hand, since the reference voltage generation circuit 2 includes the
比較器５は、基準電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ１よりも小さい期間は、Lowレベルの信号Ｒを出力する。信号ＲがLowレベルである場合、ミュートスイッチ６はオンされている。つまり、アンプ８は基準電圧Ｖ１のボルテージフォロアとして動作し、比較器４の一方入力端子には基準電圧Ｖ１が入力される。一方、比較器４の他方入力端子には、三角波発生器３によって生成された三角波Ｃが入力されている。三角波発生器３は、基準電圧Ｖ２を振幅中心とする三角波Ｃを生成する。比較器４は、基準電圧Ｖ１と三角波Ｃとに基づいて、ＰＷＭパルス列Ｐを生成する。
The
図１１は、基準電圧Ｖ１及び三角波Ｃに基づいてＰＷＭパルス列Ｐが生成される状況を示す図である。この場合の比較器４の入力極性は、図１０に示したように、比較器４の一方入力端子の極性が「−」であり、他方入力端子の極性が「＋」である。図１１を参照して、一定値の基準電圧Ｖ１が比較器４の一方入力端子に入力されている状態で、電圧値が徐々に上昇する基準電圧Ｖ２に基づいて生成された三角波Ｃを、比較器４の他方入力端子に入力する。これにより、三角波Ｃの電圧値が基準電圧Ｖ１の値よりも大きい場合にはHighレベルとなり、三角波Ｃの電圧値が基準電圧Ｖ１の値以下の場合にはLowレベルとなる複数のパルスから成るＰＷＭパルス列Ｐが得られる。図１１に示すように、基準電圧Ｖ２（三角波Ｃの振幅中心）が徐々に上昇することに起因して、パルス幅が徐々に大きくなるＰＷＭパルス列Ｐが得られる。 FIG. 11 is a diagram illustrating a situation in which the PWM pulse train P is generated based on the reference voltage V1 and the triangular wave C. As shown in FIG. 10, the input polarity of the comparator 4 in this case is such that the polarity of one input terminal of the comparator 4 is “−” and the polarity of the other input terminal is “+”. Referring to FIG. 11, a triangular wave C generated based on a reference voltage V2 whose voltage value gradually increases in a state where a constant reference voltage V1 is input to one input terminal of the comparator 4 is compared. Input to the other input terminal of the device 4. As a result, when the voltage value of the triangular wave C is larger than the value of the reference voltage V1, the PWM level is a high level, and when the voltage value of the triangular wave C is equal to or less than the value of the reference voltage V1, the PWM is composed of a plurality of pulses. A pulse train P is obtained. As shown in FIG. 11, a PWM pulse train P with a gradually increasing pulse width is obtained due to the gradual increase of the reference voltage V2 (the amplitude center of the triangular wave C).
図１を参照して、ＰＷＭパルス列Ｐは増幅器９によって増幅された後、ＬＰＦ１２によって平滑化される。ＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスの幅が徐々に大きくなることに起因して、ＬＰＦ１２の出力である出力信号ＳＯのＤＣ電位は、徐々に上昇する。つまりソフトスターティング動作を実現することができる。
Referring to FIG. 1, PWM pulse train P is amplified by amplifier 9 and then smoothed by
ＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスの幅が徐々に大きくなり、デューティー比が１／２（５０％）になると、起動動作を終了して通常動作に移行する必要がある。これを実現するために、基準電圧Ｖ２が徐々に上昇して基準電圧Ｖ１以上になると、比較器５は、Highレベルの信号Ｒを出力する。信号ＲがHighレベルである場合、ミュートスイッチ６はオフされる。つまり、アンプ８は、素子１１のインピーダンスＺと抵抗７のインピーダンスとによって増幅度が定まる反転増幅回路として機能し、これにより回路全体が通常動作を始める。
When the width of the pulses constituting the PWM pulse train P gradually increases and the duty ratio becomes 1/2 (50%), it is necessary to end the start-up operation and shift to the normal operation. In order to realize this, when the reference voltage V2 gradually increases and becomes equal to or higher than the reference voltage V1, the
次に、基準電圧発生回路２の構成として図４又は図５に示した例が採用されている場合について、本実施の形態２に係るスイッチングアンプの動作について説明する。スイッチングアンプの電源を投入すると、基準電圧発生回路１の出力は、グランド電位から基準電圧Ｖ１に即座に立ち上がる。一方、基準電圧発生回路２はコンデンサ２３又はコンデンサ２６を有しているため、コンデンサの充電作用によって、基準電圧発生回路２の出力（基準電圧Ｖ２）は、電源電位から徐々に下降する。
Next, the operation of the switching amplifier according to the second embodiment will be described in the case where the example shown in FIG. 4 or 5 is adopted as the configuration of the reference voltage generation circuit 2. When the power of the switching amplifier is turned on, the output of the reference voltage generation circuit 1 immediately rises from the ground potential to the reference voltage V1. On the other hand, since the reference voltage generation circuit 2 includes the
比較器５は、基準電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ１よりも大きい期間は、Lowレベルの信号Ｒを出力する。信号ＲがLowレベルである場合、ミュートスイッチ６はオンされている。つまり、アンプ８は基準電圧Ｖ１のボルテージフォロアとして動作し、比較器４の一方入力端子には基準電圧Ｖ１が入力される。一方、比較器４の他方入力端子には、三角波発生器３によって生成された三角波Ｃが入力されている。三角波発生器３は、基準電圧Ｖ２を振幅中心とする三角波Ｃを生成する。比較器４は、基準電圧Ｖ１と三角波Ｃとに基づいて、ＰＷＭパルス列Ｐを生成する。
The
図１２は、基準電圧Ｖ１及び三角波Ｃに基づいてＰＷＭパルス列Ｐが生成される状況を示す図である。この場合の比較器４の入力極性は、図８に示したように、比較器４の一方入力端子の極性が「＋」であり、他方入力端子の極性が「−」である。図１２を参照して、一定値の基準電圧Ｖ１が比較器４の一方入力端子に入力されている状態で、電圧値が徐々に下降する基準電圧Ｖ２に基づいて生成された三角波Ｃを、比較器４の他方入力端子に入力する。これにより、三角波Ｃの電圧値が基準電圧Ｖ１の値よりも小さい場合にはHighレベルとなり、三角波Ｃの電圧値が基準電圧Ｖ１の値以上の場合にはLowレベルとなる複数のパルスから成るＰＷＭパルス列Ｐが得られる。図１２に示すように、基準電圧Ｖ２（三角波Ｃの振幅中心）が徐々に上昇することに起因して、パルス幅が徐々に大きくなるＰＷＭパルス列Ｐが得られる。 FIG. 12 is a diagram illustrating a situation in which the PWM pulse train P is generated based on the reference voltage V1 and the triangular wave C. As shown in FIG. 8, the input polarity of the comparator 4 in this case is that the polarity of one input terminal of the comparator 4 is “+” and the polarity of the other input terminal is “−”. Referring to FIG. 12, a triangular wave C generated based on a reference voltage V2 whose voltage value gradually decreases in a state where a constant reference voltage V1 is input to one input terminal of the comparator 4 is compared. Input to the other input terminal of the device 4. As a result, when the voltage value of the triangular wave C is smaller than the value of the reference voltage V1, the PWM level is a high level, and when the voltage value of the triangular wave C is equal to or higher than the reference voltage V1, the PWM is composed of a plurality of pulses. A pulse train P is obtained. As shown in FIG. 12, a PWM pulse train P whose pulse width gradually increases due to the gradual increase of the reference voltage V2 (the amplitude center of the triangular wave C) is obtained.
図１を参照して、ＰＷＭパルス列Ｐは増幅器９によって増幅された後、ＬＰＦ１２によって平滑化される。ＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスの幅が徐々に大きくなることに起因して、ＬＰＦ１２の出力である出力信号ＳＯのＤＣ電位は、徐々に上昇する。つまりソフトスターティング動作を実現することができる。
Referring to FIG. 1, PWM pulse train P is amplified by amplifier 9 and then smoothed by
ＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスの幅が徐々に大きくなり、デューティー比が１／２（５０％）になると、起動動作を終了して通常動作に移行する必要がある。これを実現するために、基準電圧Ｖ２が徐々に下降して基準電圧Ｖ１以下になると、比較器５は、Highレベルの信号Ｒを出力する。信号ＲがHighレベルである場合、ミュートスイッチ６はオフされる。つまり、アンプ８は、素子１１のインピーダンスＺと抵抗７のインピーダンスとによって増幅度が定まる反転増幅回路として機能し、これにより回路全体が通常動作を始める。
When the width of the pulses constituting the PWM pulse train P gradually increases and the duty ratio becomes 1/2 (50%), it is necessary to end the start-up operation and shift to the normal operation. In order to realize this, when the reference voltage V2 gradually decreases and becomes equal to or lower than the reference voltage V1, the
このように本実施の形態２に係るスイッチングアンプによると、回路の電源を投入した後、電圧値が徐々に上昇又は下降する基準電圧Ｖ２を基準電圧発生回路２が発生し、比較器４が基準電圧Ｖ１と三角波Ｃとに基づいてＰＷＭパルス列Ｐを生成することにより、ＰＷＭパルス列Ｐを構成するパルスの幅を徐々に大きくさせることができる。その結果、電源投入時のソフトスターティング動作を実現でき、回路の電源を投入した直後において、素子の破壊やノイズの発生を回避することができる。つまり、スイッチング電源回路においては、ソフトスターティング動作を行うことによって上記のラッシュ電流を防止でき、素子の破壊や電源の能力オーバーを回避することができる。また、Ｄ級アンプにおいては、ソフトスターティング動作を行うことによって、アナログ出力の変化を可聴帯域（２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）外にすることができ、ポップノイズの発生を回避して聴感上問題のない起動動作を実現することが可能となる。 As described above, according to the switching amplifier according to the second embodiment, after the circuit power is turned on, the reference voltage generation circuit 2 generates the reference voltage V2 whose voltage value gradually increases or decreases, and the comparator 4 By generating the PWM pulse train P based on the voltage V1 and the triangular wave C, the width of the pulses constituting the PWM pulse train P can be gradually increased. As a result, it is possible to realize a soft starting operation when the power is turned on, and it is possible to avoid element destruction and noise generation immediately after the circuit is turned on. That is, in the switching power supply circuit, the rush current can be prevented by performing the soft starting operation, and the destruction of the element and the overpower capacity can be avoided. Also, in class D amplifiers, by performing a soft starting operation, the change in analog output can be made outside the audible band (20 Hz to 20 kHz), avoiding the occurrence of pop noise and starting without any problems in hearing The operation can be realized.
また、コンデンサ２３，２６を用いた比較的簡単な構成によって、電圧値が徐々に上昇又は下降する基準電圧Ｖ２を生成できるため、回路規模の増大を最小限に抑えることができる。
Further, since the reference voltage V2 whose voltage value gradually increases or decreases can be generated with a relatively simple configuration using the
変形例．
図１３は、上記実施の形態１，２におけるアンプ８の形式に関する第１の変形例を示す回路図である。アンプ８の出力は、アンプ８の他方入力端子に接続されている。スイッチ３０は、入力信号ＳＩが入力される端子３０ａと、基準電圧発生回路１に接続された端子３０ｂと、アンプ８の一方入力端子に接続された端子３０ｃとを有している。また、スイッチ３０は、信号Ｒに基づき、端子３０ｃに対して、端子３０ａ及び端子３０ｂの一方を選択的に接続可能である。起動動作においては端子３０ｃと端子３０ｂとを接続し、通常動作においては端子３０ｃと端子３０ｂとを接続する。また、第１の変形例では、図１に示した抵抗１０、スイッチ６、及び素子１１が省略されている。
Modified example.
FIG. 13 is a circuit diagram showing a first modification regarding the type of
図１４は、上記実施の形態１，２におけるアンプ８の形式に関する第２の変形例を示す回路図である。第２の変形例は、図１に示した回路構成から、増幅器９の出力をアンプ８に帰還するための抵抗１０を省略したものである。
FIG. 14 is a circuit diagram showing a second modification regarding the form of
図１３，１４に示した回路によっても、上記実施の形態１，２と同様の効果が得られ、さらには部品点数の削減を図ることができる。 The same effects as those of the first and second embodiments can be obtained by the circuits shown in FIGS. 13 and 14 and the number of parts can be reduced.
１，２ 基準電圧発生回路、３ 三角波発生器、４，５比較器、６ ミュートスイッチ、２３，２６ コンデンサ。
1, 2 Reference voltage generation circuit, 3 Triangular wave generator, 4, 5 comparator, 6 Mute switch, 23, 26 Capacitor.
Claims (6)
一定値の第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生回路と、
前記第２の基準電圧に基づいて搬送波を生成する搬送波生成回路と、
前記第１の基準電圧又は入力信号と、前記搬送波との比較の結果に基づいてパルス列を生成する第１の比較回路と
を備え、
回路の電源を投入した後、電圧値が徐々に上昇又は下降する前記第１の基準電圧を前記第１の基準電圧発生回路が発生し、前記第１の比較回路が前記第１の基準電圧と前記搬送波とに基づいて前記パルス列を生成することにより、前記パルス列を構成するパルスの幅を徐々に大きくさせることを特徴とする、スイッチングアンプ。 A first reference voltage generating circuit for generating a first reference voltage;
A second reference voltage generation circuit for generating a constant second reference voltage;
A carrier wave generation circuit for generating a carrier wave based on the second reference voltage;
A first comparison circuit that generates a pulse train based on a result of comparison between the first reference voltage or input signal and the carrier wave;
After the circuit is turned on, the first reference voltage generation circuit generates the first reference voltage whose voltage value gradually increases or decreases, and the first comparison circuit and the first reference voltage A switching amplifier characterized by gradually increasing the width of a pulse constituting the pulse train by generating the pulse train based on the carrier wave.
第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生回路と、
前記第２の基準電圧に基づいて搬送波を生成する搬送波生成回路と、
前記第１の基準電圧又は入力信号と、前記搬送波との比較の結果に基づいてパルス列を生成する第１の比較回路と
を備え、
回路の電源を投入した後、電圧値が徐々に上昇又は下降する前記第２の基準電圧を前記第２の基準電圧発生回路が発生し、前記第１の比較回路が前記第１の基準電圧と前記搬送波とに基づいて前記パルス列を生成することにより、前記パルス列を構成するパルスの幅を徐々に大きくさせることを特徴とする、スイッチングアンプ。 A first reference voltage generating circuit for generating a constant first reference voltage;
A second reference voltage generating circuit for generating a second reference voltage;
A carrier wave generation circuit for generating a carrier wave based on the second reference voltage;
A first comparison circuit that generates a pulse train based on a result of comparison between the first reference voltage or input signal and the carrier wave;
After the circuit is turned on, the second reference voltage generation circuit generates the second reference voltage whose voltage value gradually increases or decreases, and the first comparison circuit and the first reference voltage A switching amplifier characterized by gradually increasing the width of a pulse constituting the pulse train by generating the pulse train based on the carrier wave.
The input switching circuit includes a second comparison circuit that compares the first reference voltage and the second reference voltage, and based on a result of the comparison by the second comparison circuit, The switching amplifier according to claim 5, wherein the input to the comparison circuit is switched.
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101183855B (en) * | 2006-11-15 | 2010-06-09 | 雅马哈株式会社 | D-type amplifier |
| US7940141B2 (en) | 2008-10-28 | 2011-05-10 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | PWM signal generation circuit, class-D amplifier and method for driving the same |
| US8022757B2 (en) | 2008-12-10 | 2011-09-20 | Rohm Co., Ltd. | Class D power amplifier |
-
2004
- 2004-01-28 JP JP2004019512A patent/JP2005217583A/en active Pending
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| US7940141B2 (en) | 2008-10-28 | 2011-05-10 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | PWM signal generation circuit, class-D amplifier and method for driving the same |
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