JP2005198033A

JP2005198033A - Antenna tuning circuit

Info

Publication number: JP2005198033A
Application number: JP2004002393A
Authority: JP
Inventors: Hideyuki Nakamura; 秀行中村
Original assignee: Seiko Clock Inc
Current assignee: Seiko Time Creation Inc
Priority date: 2004-01-07
Filing date: 2004-01-07
Publication date: 2005-07-21

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To correct tuning differences easily with precision. <P>SOLUTION: An amplification factor control circuit 17 generates control signals whose levels are opposed to one another on the basis of an output voltage of a demodulation circuit 16. When the output voltage of the demodulation circuit 16 becomes lower than a reference voltage of a reference voltage source 25, a current value of the control signal raises and a current value of the control signal lowers. When the current value of the control signal raises, a amplification rate of a variable amplifying circuit 13 raises and an apparent capacity value of the variable amplifying circuit 13 raises. On the other hand, when the current value of the control signal lowers, the rate of amplification of a tuning compensation circuit 12 lowers and an apparent capacity value of the tuning compensation circuit 12 lowers. Thus, compensation differences by the increase in the apparent capacity value of the variable amplifying circuit 13 is corrected. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、アンテナ同調回路に関するものである。 The present invention relates to an antenna tuning circuit.

電波修正時計は、長波標準電波を受信して、受信した長波標準電波のデータに基づいて時刻を修正する時計である。 The radio-controlled timepiece is a clock that receives a long-wave standard radio wave and corrects the time based on the received long-wave standard radio wave data.

長波標準電波とは、日本では、福島長波局より40kHzで、九州長波局より60kHzの搬送周波数で送られる1秒のパルス信号で振幅変調されている電波である。電波修正時計は、この１秒のパルス信号を正確に復調して、そのパルス信号のタイミング及びパルス巾より現在時刻を得る。尚、ドイツでは、電波修正時計用の周波数として、77.5kHz、アメリカでは、60kHzの周波数で振幅変調された電波が送信される。 The long wave standard radio wave is a radio wave that is amplitude-modulated with a 1-second pulse signal sent at a carrier frequency of 40 kHz from the Fukushima long wave station and 60 kHz from the Kyushu long wave station in Japan. The radio-controlled timepiece accurately demodulates this one-second pulse signal and obtains the current time from the timing and pulse width of the pulse signal. In Germany, a radio wave whose amplitude is modulated at a frequency of 77.5 kHz is transmitted as a frequency for a radio wave correction clock, and in the United States, it is 60 kHz.

この電波修正時計は、長波標準電波の周波数に同調させるアンテナ同調回路を備え、さらに、このアンテナ同調回路は、受信した電波から得られた受信信号の信号レベルに基づいて設定された増幅率で受信信号を増幅する可変増幅回路を備える。 This radio-controlled timepiece has an antenna tuning circuit that tunes to the frequency of a long-wave standard radio wave, and further, this antenna tuning circuit receives at a gain set based on the signal level of the received signal obtained from the received radio wave. A variable amplification circuit for amplifying the signal is provided.

従来の一般的なアンテナ同調回路の等価回路を図４に示す（例えば、特許文献１参照）。このアンテナ同調回路は、アンテナコイルＬ６１と、コンデンサＣ６１と、可変増幅回路６１と、バッファ回路６２と、を備える。 An equivalent circuit of a conventional general antenna tuning circuit is shown in FIG. 4 (see, for example, Patent Document 1). The antenna tuning circuit includes an antenna coil L61, a capacitor C61, a variable amplification circuit 61, and a buffer circuit 62.

コンデンサＣ６１とアンテナコイルＬ６１とが共振することにより、アンテナ同調回路は、電波の周波数に同調する。
特開平５−２７５９７６号公報（第２−４頁、第１図，第２図） As the capacitor C61 and the antenna coil L61 resonate, the antenna tuning circuit tunes to the frequency of the radio wave.
JP-A-5-275976 (page 2-4, FIGS. 1 and 2)

しかし、アンテナコイルＬ６１の受信信号の信号レベルを調整する際に、可変増幅回路６１の増幅率を可変すると、見かけ上の容量も変化する。 However, when the signal level of the reception signal of the antenna coil L61 is adjusted, if the amplification factor of the variable amplification circuit 61 is varied, the apparent capacity also changes.

即ち、可変増幅回路６１は、受信信号を増幅するためのトランジスタを備える。このトランジスタのベース−コレクタ間には、寄生コンデンサ（容量）が存在する。この寄生コンデンサの容量値は、最大で30fF程度になる。 That is, the variable amplifier circuit 61 includes a transistor for amplifying the received signal. A parasitic capacitor (capacitance) exists between the base and collector of this transistor. The capacitance value of this parasitic capacitor is about 30 fF at maximum.

そして、この寄生コンデンサの容量値は、その容量値と可変増幅回路６１の増幅率との積として、アンテナコイルＬ６１の出力に現れてくる。この見かけ上の容量が変化すると、電波の周波数との間で大きな同調ずれが生じる。 The capacitance value of the parasitic capacitor appears at the output of the antenna coil L61 as the product of the capacitance value and the amplification factor of the variable amplifier circuit 61. When this apparent capacity changes, a large synchronization deviation occurs with the frequency of the radio wave.

特に、電波修正時計では、容量のわずかな変動により、同調周波数が少しでもずれると、その影響は大きい。例えば、可変増幅回路６１が備えるトランジスタの寄生コンデンサの容量値が30fF程度とすると、アンテナコイルＬ６１の出力に現れる容量値は、ほぼ０から１pFの間で変化する。 In particular, in a radio-controlled timepiece, if the tuning frequency deviates even a little due to a slight change in capacity, the effect is great. For example, if the capacitance value of the parasitic capacitor of the transistor included in the variable amplifier circuit 61 is about 30 fF, the capacitance value appearing at the output of the antenna coil L61 varies between approximately 0 and 1 pF.

アンテナコイルＬ６１のインダクタンスを100mHとして、60kHzに同調した場合、本来、同調に必要な容量は70.4pFである。しかし、電波の最小入力時、容量値は70.9pFに増えてしまう。容量が70.9pFになると、アンテナ同調回路の同調周波数は59.8kHzになり、電波の同調周波数からずれてしまう。 When the antenna coil L61 has an inductance of 100 mH and is tuned to 60 kHz, the capacitance necessary for tuning is 70.4 pF. However, at the time of the minimum input of radio waves, the capacitance value increases to 70.9pF. When the capacitance is 70.9 pF, the tuning frequency of the antenna tuning circuit is 59.8 kHz, which is deviated from the tuning frequency of the radio wave.

このように同調周波数がずれると、電波修正時計の受信感度は大きく低下する。このため、電波修正時計では、長波標準電波の周波数40kHz又は60kHzに正確に同調させる必要がある。しかし、従来のアンテナ同調回路では、この容量の変化を自動的に補正することができない。 When the tuning frequency is shifted in this way, the reception sensitivity of the radio-controlled timepiece is greatly reduced. For this reason, the radio-controlled timepiece needs to be accurately tuned to the frequency of the long-wave standard radio wave of 40 kHz or 60 kHz. However, the conventional antenna tuning circuit cannot automatically correct this change in capacitance.

本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、容易に同調ずれを補正することが可能なアンテナ同調回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such a conventional problem, and an object of the present invention is to provide an antenna tuning circuit capable of easily correcting a tuning shift.

この目的を達成するため、本発明の第１の観点に係るアンテナ同調回路は、
電波を受信して受信信号に変換する受信アンテナと、
前記受信アンテナが受信する電波に同調させる同調部と、を備え、
前記同調部は、
電流路と制御端とを有し、前記受信アンテナの受信信号が制御端に供給され、前記制御端に供給された受信信号に基づいて、前記電流路に流れる電流を制御することにより、受信信号を増幅する増幅部と、
前記増幅部の電流路の出力端の電流の一部を前記制御端に帰還させるコンデンサと、
前記受信アンテナが変換した受信信号の信号レベルに基づいて電流値が設定された電流を、前記増幅部の電流路に供給する電流源と、
を備えたことを特徴とする。 In order to achieve this object, an antenna tuning circuit according to the first aspect of the present invention includes:
A receiving antenna that receives radio waves and converts them into received signals;
A tuning unit for tuning to radio waves received by the receiving antenna,
The tuning unit is
A reception signal by controlling a current flowing in the current path based on the reception signal supplied to the control end, and having a current path and a control end. An amplification unit for amplifying
A capacitor that feeds back a part of the current at the output end of the current path of the amplification unit to the control end;
A current source that supplies a current having a current value set based on the signal level of the received signal converted by the receiving antenna to the current path of the amplifying unit;
It is provided with.

前記受信アンテナの受信信号の信号レベルに基づいて前記電流源の電流値を設定することにより、前記同調部の増幅率を制御する増幅率制御部を備えたものであってもよい。 An amplification factor control unit that controls the amplification factor of the tuning unit by setting the current value of the current source based on the signal level of the reception signal of the reception antenna may be provided.

供給された第１の制御信号に従って制御された増幅率で前記同調部が増幅した受信信号を増幅する可変増幅部を備え、
前記増幅率制御部は、前記受信アンテナの受信信号の信号レベルの増減に従って前記可変増幅部の増幅率を減増させる第１の制御信号と前記同調部の増幅率を増減させる第２の制御信号とを生成して、それぞれ、前記可変増幅部、前記同調部の電流源に供給し、前記可変増幅部で発生する容量値の変化を相殺するように構成されたものであってもよい。 A variable amplifying unit for amplifying the reception signal amplified by the tuning unit with an amplification factor controlled according to the supplied first control signal;
The gain control unit includes a first control signal for increasing / decreasing the gain of the variable amplification unit and a second control signal for increasing / decreasing the gain of the tuning unit according to increase / decrease of the signal level of the reception signal of the reception antenna. May be generated and supplied to the current sources of the variable amplifying unit and the tuning unit, respectively, to cancel the change in capacitance value generated in the variable amplifying unit.

前記増幅部は、前記電流路がエミッタとコレクタとを結ぶ経路であり、前記制御端がベース端として前記受信アンテナの両端にそれぞれ接続された一対のバイポーラトランジスタによって構成され、
前記コンデンサは、前記一対のトランジスタのそれぞれのベースとコレクタとの間に接続された一対のものであってもよい。 The amplifying unit is a path connecting the emitter and the collector of the current path, and the control end is configured by a pair of bipolar transistors respectively connected to both ends of the receiving antenna as a base end,
The capacitor may be a pair of capacitors connected between a base and a collector of the pair of transistors.

前記増幅部は、
前記一対のトランジスタのベース−コレクタ間に存在する寄生コンデンサを、前記増幅部の容量値に対応する前記一対のコンデンサとして用いてもよい。 The amplification unit is
Parasitic capacitors existing between the base and collector of the pair of transistors may be used as the pair of capacitors corresponding to the capacitance value of the amplification unit.

本発明の第２の観点に係るアンテナ同調回路は、
電波を受信して受信信号に変換する受信アンテナと、
第１の制御信号が供給され、供給された第１の制御信号に基づいて設定された増幅率で、前記受信アンテナが変換した受信信号を増幅する増幅部と、
第２の制御信号が供給され、供給された第２の制御信号に基づいて設定された増幅率で、前記増幅部の増幅による同調ずれを補正するように前記受信アンテナが変換した受信信号を増幅する同調補正部と、
前記受信アンテナの受信信号のレベルの増減に従って前記可変増幅部の増幅率を減増させる第１の制御信号と前記同調部の増幅率を増減させる第２の制御信号とを生成して、それぞれ、前記可変増幅部、前記同調部に供給し、前記可変増幅部で発生する容量値の変化が相殺されるように前記増幅率を制御する増幅率制御部と、を備えたことを特徴とする。 An antenna tuning circuit according to a second aspect of the present invention is:
A receiving antenna that receives radio waves and converts them into received signals;
An amplifying unit that is supplied with a first control signal and amplifies the reception signal converted by the reception antenna at an amplification factor set based on the supplied first control signal;
A second control signal is supplied, and the reception signal converted by the reception antenna is amplified so as to correct the tuning deviation caused by amplification of the amplification unit at an amplification factor set based on the supplied second control signal. A tuning correction unit to
Generating a first control signal for increasing or decreasing the amplification factor of the variable amplification unit and a second control signal for increasing or decreasing the amplification factor of the tuning unit according to increase or decrease of the level of the reception signal of the reception antenna; An amplification factor control unit that supplies the variable amplification unit and the tuning unit and controls the amplification factor so that a change in capacitance value generated in the variable amplification unit is canceled out.

本発明によれば、容易に同調ずれを補正することができ、さらに受信感度の低下を抑えることができる。 According to the present invention, it is possible to easily correct the synchronization error, and to further suppress a decrease in reception sensitivity.

以下、本発明の実施の形態に係るアンテナ同調回路を図面を参照して説明する。
本実施形態に係るアンテナ同調回路の構成を図１に示す。
このアンテナ同調回路は、例えば、電波修正時計に用いられるものであり、日本の長波標準電波の周波数40kHz、60kHzと正確に同調させるための回路である。アンテナ同調回路は、アンテナ部１１と、同調補正回路１２と、可変増幅回路１３と、フィルタ１４と、増幅回路１５と、復調回路１６と、増幅率制御回路１７と、二値化回路１８と、を備える。 Hereinafter, an antenna tuning circuit according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
The configuration of the antenna tuning circuit according to this embodiment is shown in FIG.
This antenna tuning circuit is used for, for example, a radio-controlled timepiece, and is a circuit for accurately tuning to the Japanese long-wave standard radio wave frequencies of 40 kHz and 60 kHz. The antenna tuning circuit includes an antenna unit 11, a tuning correction circuit 12, a variable amplification circuit 13, a filter 14, an amplification circuit 15, a demodulation circuit 16, an amplification factor control circuit 17, a binarization circuit 18, Is provided.

アンテナ部１１は、長波標準電波を受信して、受信した電波を電気信号に変換するものである。アンテナ部１１は、図２に示すように、アンテナコイルＬ１１と、コンデンサＣ１１と、からなり、並列共振回路によって構成されている。 The antenna unit 11 receives a long wave standard radio wave and converts the received radio wave into an electric signal. As shown in FIG. 2, the antenna unit 11 includes an antenna coil L11 and a capacitor C11, and is configured by a parallel resonance circuit.

アンテナコイルＬ１１は、長波標準電波の磁界を検出するためのものであり、その磁界に基づくレベルの電気信号に変換する。アンテナコイルＬ１１は、一般的には、フェライト、アモルファス等のコアに、巻線を巻き回すことにより形成される。コンデンサＣ１１は、アンテナコイルＬ１１と共振させるためのものである。アンテナ部１１は、この信号を受信信号として同調補正回路１２に出力する。 The antenna coil L11 is for detecting the magnetic field of the long wave standard radio wave, and converts it into an electric signal of a level based on the magnetic field. The antenna coil L11 is generally formed by winding a winding around a core of ferrite, amorphous, or the like. The capacitor C11 is for resonating with the antenna coil L11. The antenna unit 11 outputs this signal as a reception signal to the tuning correction circuit 12.

同調補正回路１２は、可変増幅回路１３で発生する容量値の変化による同調ずれを補正して、アンテナ部１１が受信する電波の周波数、即ち、長波標準電波の搬送周波数40kHz、60kHzに正しく同調させるためのものである。同調補正回路１２は、図２に示すように、電流供給部２１と、トランジスタＱ２１，Ｑ２２と、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２と、コンデンサＣ２１，Ｃ２２と、を備える。 The tuning correction circuit 12 corrects the tuning deviation caused by the change in the capacitance value generated in the variable amplifier circuit 13, and correctly tunes to the frequency of the radio wave received by the antenna unit 11, that is, the carrier frequency of 40kHz and 60kHz of the long wave standard radio wave. Is for. As shown in FIG. 2, the tuning correction circuit 12 includes a current supply unit 21, transistors Q21 and Q22, resistors R21 and R22, and capacitors C21 and C22.

電流供給部２１は、増幅率制御回路１７から供給された制御信号CTRL2の信号レベルに基づいて、電流値が設定された電流を供給する電流源である。 The current supply unit 21 is a current source that supplies a current having a current value set based on the signal level of the control signal CTRL2 supplied from the amplification factor control circuit 17.

トランジスタＱ２１，Ｑ２２は、受信信号を増幅するものであり、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタからなる。トランジスタＱ２１のエミッタは、電流供給部２１の出力端に接続され、ベースは、アンテナ部１１のアンテナコイルＬ１１の一端に接続されている。 Transistors Q21 and Q22 amplify the received signal and are composed of PNP-type bipolar transistors. The emitter of the transistor Q 21 is connected to the output end of the current supply unit 21, and the base is connected to one end of the antenna coil L 11 of the antenna unit 11.

トランジスタＱ２２のエミッタは、電流供給部２１の出力端に接続され、ベースは、アンテナコイルＬ１１の他端に接続されている。 The emitter of the transistor Q22 is connected to the output end of the current supply unit 21, and the base is connected to the other end of the antenna coil L11.

抵抗Ｒ２１の一端は、トランジスタＱ２１のコレクタに接続され、他端は接地されている。抵抗Ｒ２２の一端は、トランジスタＱ２２のコレクタに接続され、他端は、接地されている。 One end of the resistor R21 is connected to the collector of the transistor Q21, and the other end is grounded. One end of the resistor R22 is connected to the collector of the transistor Q22, and the other end is grounded.

コンデンサＣ２１，Ｃ２２は、可変増幅回路１３の寄生コンデンサの容量値を補正するためのものである。コンデンサＣ２１の一端は、トランジスタＱ２１のベースに接続され、他端は、トランジスタＱ２１のコレクタに接続されている。コンデンサＣ２２の一端は、トランジスタＱ２２のベースに接続され、他端は、トランジスタＱ２２のコレクタに接続されている。 The capacitors C21 and C22 are for correcting the capacitance value of the parasitic capacitor of the variable amplifier circuit 13. One end of the capacitor C21 is connected to the base of the transistor Q21, and the other end is connected to the collector of the transistor Q21. One end of the capacitor C22 is connected to the base of the transistor Q22, and the other end is connected to the collector of the transistor Q22.

可変増幅回路１３は、同調補正回路１２が補正した信号を増幅するものであり、後述の増幅率制御回路の制御によって同調補正回路１２の増幅率が高くなれば、その増幅率が下がり、低くなれば、増幅率が上がるように構成されている。 The variable amplifier circuit 13 amplifies the signal corrected by the tuning correction circuit 12, and if the gain of the tuning correction circuit 12 increases under the control of the amplification control circuit described later, the gain decreases and can be lowered. In this case, the amplification factor is increased.

可変増幅回路１３は、図２に示すように、電流供給部２２と、トランジスタＱ３１，Ｑ３２と、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２と、抵抗Ｒ３３，Ｒ３４と、からなる。 As shown in FIG. 2, the variable amplifier circuit 13 includes a current supply unit 22, transistors Q31 and Q32, resistors R31 and R32, and resistors R33 and R34.

電流供給部２２は、増幅率制御回路１７から供給された制御信号CTRL1の信号レベルに基づいて、電流値が設定された電流を供給する電流源である。 The current supply unit 22 is a current source that supplies a current having a current value set based on the signal level of the control signal CTRL 1 supplied from the amplification factor control circuit 17.

トランジスタＱ３１，Ｑ３２は、同調補正回路１２が補正した信号を増幅するためのものであり、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタからなる。トランジスタＱ３１のエミッタは、電流供給部２２の出力端に接続され、ベースは、アンテナ部１１のアンテナコイルＬ１１の一端に接続される。トランジスタＱ３２のエミッタは、電流供給部２２の出力端に接続され、ベースは、アンテナコイルＬ１１の他端に接続される。 The transistors Q31 and Q32 are for amplifying the signal corrected by the tuning correction circuit 12, and are composed of PNP-type bipolar transistors. The emitter of the transistor Q31 is connected to the output end of the current supply unit 22, and the base is connected to one end of the antenna coil L11 of the antenna unit 11. The emitter of the transistor Q32 is connected to the output end of the current supply unit 22, and the base is connected to the other end of the antenna coil L11.

抵抗Ｒ３１の一端は、トランジスタＱ３１のコレクタに接続され、他端は、接地されている。抵抗Ｒ３２の一端は、トランジスタＱ３２のコレクタに接続され、他端は、接地されている。 One end of the resistor R31 is connected to the collector of the transistor Q31, and the other end is grounded. One end of the resistor R32 is connected to the collector of the transistor Q32, and the other end is grounded.

抵抗Ｒ３３，３４は、アンテナ部１１が出力した受信信号をバイアスするための抵抗である。抵抗Ｒ３３の一端は、トランジスタＱ３１のベースに接続され、他端は接地されている。抵抗Ｒ３４の一端は、トランジスタＱ３２のベースに接続され、他端は接地されている。 The resistors R33 and R34 are resistors for biasing the reception signal output from the antenna unit 11. One end of the resistor R33 is connected to the base of the transistor Q31, and the other end is grounded. One end of the resistor R34 is connected to the base of the transistor Q32, and the other end is grounded.

図１に戻り、フィルタ１４は、必要な搬送周波数信号のみを通過させるためのものである。増幅回路１５は、フィルタ１４を通過した周波数信号を増幅するものである。 Returning to FIG. 1, the filter 14 is for passing only the necessary carrier frequency signal. The amplifier circuit 15 amplifies the frequency signal that has passed through the filter 14.

復調回路１６は、増幅回路１５が増幅した周波数信号の振幅変調されている１秒のパルス信号を、元の信号に復調し、正確な１秒パルスを出力するものである。復調回路１６は、復調信号を二値化回路１８に出力するとともに、復調した信号の信号レベルに対応する信号電圧を増幅率制御回路１７に出力する。 The demodulating circuit 16 demodulates the 1-second pulse signal that is amplitude-modulated by the frequency signal amplified by the amplifying circuit 15 into the original signal, and outputs an accurate 1-second pulse. The demodulation circuit 16 outputs the demodulated signal to the binarization circuit 18 and outputs a signal voltage corresponding to the signal level of the demodulated signal to the amplification factor control circuit 17.

増幅率制御回路１７は、復調回路１６から出力された信号電圧に基づいて、同調補正回路１２の増幅率と可変増幅回路１３の増幅率とを制御するものである。増幅率制御回路１７は、図２に示すように、電流供給部２３，２４と、基準電圧源２５と、トランジスタＱ４１〜Ｑ４６と、抵抗Ｒ４１と、からなる。 The amplification factor control circuit 17 controls the amplification factor of the tuning correction circuit 12 and the amplification factor of the variable amplification circuit 13 based on the signal voltage output from the demodulation circuit 16. As shown in FIG. 2, the amplification factor control circuit 17 includes current supply units 23 and 24, a reference voltage source 25, transistors Q41 to Q46, and a resistor R41.

電流供給部２３，２４は、同じ電流値の電流を供給するものである。基準電圧源２５は、基準電圧を生成するものである。この基準電圧は、復調回路１６から出力された信号電圧と比較するための電圧である。基準電圧は、復調回路１６の復調信号のレベルが好ましいレベルとなるように予め設定される。 The current supply units 23 and 24 supply currents having the same current value. The reference voltage source 25 generates a reference voltage. This reference voltage is a voltage for comparison with the signal voltage output from the demodulation circuit 16. The reference voltage is set in advance so that the demodulated signal level of the demodulating circuit 16 becomes a preferable level.

トランジスタＱ４１，Ｑ４２は、ともにＰＮＰ型バイポーラトランジスタである。トランジスタＱ４１，Ｑ４２には、増幅率等の特性がほぼ同一のものが用いられる。 Transistors Q41 and Q42 are both PNP-type bipolar transistors. Transistors Q41 and Q42 having substantially the same characteristics such as amplification factor are used.

トランジスタＱ４１のエミッタは、電流供給部２３の出力端に接続され、ベースには、復調回路１６から、信号電圧が印加される。トランジスタＱ４２のエミッタは、電流供給部２４の出力端に接続され、ベースは基準電圧源２５に接続される。 The emitter of the transistor Q41 is connected to the output terminal of the current supply unit 23, and a signal voltage is applied to the base from the demodulation circuit 16. The emitter of the transistor Q42 is connected to the output terminal of the current supply unit 24, and the base is connected to the reference voltage source 25.

抵抗Ｒ４１は、トランジスタＱ４１のエミッタ電圧が、トランジスタＱ４２のエミッタ電圧よりも低下したときに、電流供給部２４が供給する電流の一部をトランジスタＱ４１に供給するための抵抗である。抵抗Ｒ４１の一端は、トランジスタＱ４１のエミッタに接続され、他端は、トランジスタＱ４２のエミッタに接続されている。 The resistor R41 is a resistor for supplying a part of the current supplied by the current supply unit 24 to the transistor Q41 when the emitter voltage of the transistor Q41 is lower than the emitter voltage of the transistor Q42. One end of the resistor R41 is connected to the emitter of the transistor Q41, and the other end is connected to the emitter of the transistor Q42.

トランジスタＱ４３，Ｑ４４は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、ミラー回路を構成する。トランジスタＱ４３のコレクタは、トランジスタＱ４１のコレクタに接続され、エミッタは接地されている。トランジスタＱ４３のベースとコレクタとは、接続されている。 Transistors Q43 and Q44 are NPN type bipolar transistors and constitute a mirror circuit. The collector of the transistor Q43 is connected to the collector of the transistor Q41, and the emitter is grounded. The base and collector of the transistor Q43 are connected.

トランジスタＱ４４のエミッタは、接地されている。トランジスタＱ４４のベースは、トランジスタＱ４３のベースに接続されている。このように、ミラー回路が構成されることにより、トランジスタＱ４３のコレクタ−エミッタ間に流れるコレクタ電流と等しい電流値のコレクタ電流がトランジスタＱ４４に流れる。増幅率制御回路１７は、トランジスタＱ４４のコレクタ端の信号を、制御信号CTRL1として、可変増幅回路１３に出力する。この制御信号CTRL1は、受信信号のレベルの増減に従って可変増幅回路１３の増幅率を減増させる信号になる。 The emitter of the transistor Q44 is grounded. The base of the transistor Q44 is connected to the base of the transistor Q43. By configuring the mirror circuit in this way, a collector current having a current value equal to the collector current flowing between the collector and emitter of the transistor Q43 flows through the transistor Q44. The amplification factor control circuit 17 outputs the signal at the collector terminal of the transistor Q44 to the variable amplification circuit 13 as the control signal CTRL1. This control signal CTRL1 is a signal that decreases or increases the amplification factor of the variable amplifier circuit 13 in accordance with the increase or decrease of the level of the received signal.

トランジスタＱ４５，Ｑ４６は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、ミラー回路を構成する。トランジスタＱ４５のコレクタは、トランジスタＱ４２のコレクタに接続され、エミッタは、接地されている。また、トランジスタＱ４５のベースとコレクタとが接続されている。 Transistors Q45 and Q46 are NPN type bipolar transistors and constitute a mirror circuit. The collector of the transistor Q45 is connected to the collector of the transistor Q42, and the emitter is grounded. The base and collector of the transistor Q45 are connected.

トランジスタＱ４６のエミッタは、接地され、ベースは、トランジスタＱ４５のベースに接続されている。このように、ミラー回路が構成されることにより、トランジスタＱ４５のコレクタ−エミッタ間に流れるコレクタ電流と等しい電流値のコレクタ電流がトランジスタＱ４６に流れる。増幅率制御回路１７は、トランジスタＱ４６のコレクタ端の信号を、制御信号CTRL2として、同調補正回路１２に出力する。この制制御信号CTRL2は、受信信号のレベルの増減に従って同調補正回路１２の増幅率を増減させる信号になる。また、この制御信号CTRL1と制御信号CTRL2とは、受信信号の信号レベルに基づいて互いに信号レベルが相反する信号になる。 The emitter of the transistor Q46 is grounded, and the base is connected to the base of the transistor Q45. By configuring the mirror circuit in this way, a collector current having a current value equal to the collector current flowing between the collector and emitter of the transistor Q45 flows through the transistor Q46. The amplification factor control circuit 17 outputs the signal at the collector terminal of the transistor Q46 to the tuning correction circuit 12 as the control signal CTRL2. The control signal CTRL2 is a signal that increases or decreases the amplification factor of the tuning correction circuit 12 according to the increase or decrease of the level of the received signal. Further, the control signal CTRL1 and the control signal CTRL2 are signals whose signal levels are opposite to each other based on the signal level of the received signal.

図１に戻り、二値化回路１８は、復調回路１６が復調した１秒パルスをデジタル信号化して出力するものである。 Returning to FIG. 1, the binarization circuit 18 converts the 1-second pulse demodulated by the demodulation circuit 16 into a digital signal and outputs it.

尚、このアンテナ同調回路には、時計制御回路（図示せず）と、表示部（図示せず）とが接続されている。
時計制御回路は、二値化回路１８が出力した１秒パルスのタイミング及びパルス巾より、現在時刻を得るものである。表示部は、時計制御回路が得た時刻に基づいて、表示時刻を制御するものである。 The antenna tuning circuit is connected to a clock control circuit (not shown) and a display unit (not shown).
The clock control circuit obtains the current time from the timing and pulse width of the 1-second pulse output from the binarization circuit 18. The display unit controls the display time based on the time obtained by the clock control circuit.

次に、本実施形態に係るアンテナ同調回路の動作を説明する。
アンテナ部１１は、アンテナコイルＬ１１とコンデンサＣ１１とで生成された信号の共振周波数を受信周波数に合わせて、長波標準電波の周波数との同調を取る。同調が取れている状態において、アンテナ部１１は、受信周波数以外の周波数成分のノイズに比べて、より大きな受信信号を得る。 Next, the operation of the antenna tuning circuit according to this embodiment will be described.
The antenna unit 11 adjusts the resonance frequency of the signal generated by the antenna coil L11 and the capacitor C11 to the reception frequency and tunes to the frequency of the long wave standard radio wave. In a state where tuning is achieved, the antenna unit 11 obtains a larger received signal than noise of frequency components other than the received frequency.

同調補正回路１２は、アンテナ部１１が受信した信号が正しく同調されるように、その受信周波数を補正する。可変増幅回路１３は、同調補正回路１２の出力信号を増幅し、フィルタ１４は、必要な搬送周波数信号のみを通過させる。増幅回路１５は、フィルタ１４を通過した搬送周波数信号の振幅を調整して、復調回路１６に供給する。 The tuning correction circuit 12 corrects the reception frequency so that the signal received by the antenna unit 11 is correctly tuned. The variable amplifier circuit 13 amplifies the output signal of the tuning correction circuit 12, and the filter 14 passes only the necessary carrier frequency signal. The amplifier circuit 15 adjusts the amplitude of the carrier frequency signal that has passed through the filter 14 and supplies the signal to the demodulation circuit 16.

復調回路１６は、供給された振幅変調されている１秒のパルス信号を、元の信号に復調し、正確な１秒パルスを二値化回路１８に供給する。二値化回路１８は、デジタル信号化して前記１秒パルスを出力信号OUTとして出力する。 The demodulation circuit 16 demodulates the supplied amplitude-modulated 1-second pulse signal into the original signal, and supplies an accurate 1-second pulse to the binarization circuit 18. The binarization circuit 18 converts it into a digital signal and outputs the 1 second pulse as an output signal OUT.

また、復調回路１６は、増幅回路１５によって供給された信号の信号レベルに対応する信号電圧を増幅率制御回路１７のトランジスタＱ４１のベースに印加する。 Further, the demodulating circuit 16 applies a signal voltage corresponding to the signal level of the signal supplied by the amplifier circuit 15 to the base of the transistor Q41 of the amplification factor control circuit 17.

このベースに印加された信号電圧が基準電圧源２５が生成する基準電圧と等しければ、トランジスタＱ４１のエミッタ電圧とトランジスタＱ４２のエミッタ電圧との差は０となるので、抵抗Ｒ４１に電流は流れない。 If the signal voltage applied to the base is equal to the reference voltage generated by the reference voltage source 25, the difference between the emitter voltage of the transistor Q41 and the emitter voltage of the transistor Q42 is zero, so that no current flows through the resistor R41.

電流供給部２３，２４が供給する電流の電流値は同じなので、抵抗Ｒ４１に電流が流れなければ、トランジスタＱ４１，Ｑ４２は、互いに等しい電流値の電流を流す。トランジスタＱ４１，Ｑ４２に流れる電流の電流値が等しければ、制御信号CTRL1の電流値と制御信号CTRL2の電流値とも等しくなる。 Since the current values of the currents supplied by the current supply units 23 and 24 are the same, if the current does not flow through the resistor R41, the transistors Q41 and Q42 flow the currents having the same current value. If the current values of the currents flowing through the transistors Q41 and Q42 are equal, the current value of the control signal CTRL1 is equal to the current value of the control signal CTRL2.

可変増幅回路１３の電流供給部２２は、制御信号CTRL1の電流値に基づいて流す電流を制御し、可変増幅回路１３は、この電流に基づいた適正な値の増幅率で同調補正回路１２の出力信号を増幅する。 The current supply unit 22 of the variable amplifier circuit 13 controls the current to flow based on the current value of the control signal CTRL1, and the variable amplifier circuit 13 outputs the output of the tuning correction circuit 12 with an amplification factor of an appropriate value based on this current. Amplify the signal.

次に、電波の受信レベルが低下した場合、復調回路１６に供給された信号レベルも低下する。信号レベルが低下して、トランジスタＱ４１のベース印加電圧が基準電圧よりも低くなると、トランジスタＱ４１のエミッタ電圧は、トランジスタＱ４２のエミッタ電圧よりも低くなる。このようになると、電流供給部２４から、抵抗Ｒ４１を介してトランジスタＱ４１に、電流供給部２４の電流の一部が流れる。このため、制御信号CTRL1の電流値は増え、制御信号CTRL2の電流値は減少する。なお、抵抗Ｒ４１は、トランジスタＱ４１のベース印加電圧に対して両制御信号が正しく変化する範囲を調整する役目があり、復調回路１６からの信号電圧に許容される電圧範囲が抵抗Ｒ４１によって決まる。 Next, when the radio wave reception level decreases, the signal level supplied to the demodulation circuit 16 also decreases. When the signal level decreases and the base applied voltage of the transistor Q41 becomes lower than the reference voltage, the emitter voltage of the transistor Q41 becomes lower than the emitter voltage of the transistor Q42. In this case, a part of the current of the current supply unit 24 flows from the current supply unit 24 to the transistor Q41 via the resistor R41. For this reason, the current value of the control signal CTRL1 increases and the current value of the control signal CTRL2 decreases. The resistor R41 serves to adjust the range in which both control signals change correctly with respect to the base applied voltage of the transistor Q41, and the voltage range allowed for the signal voltage from the demodulation circuit 16 is determined by the resistor R41.

可変増幅回路１３の電流供給部２２は、制御信号CTRL1の電流値に基づいてトランジスタＱ３１，Ｑ３２に供給する電流を増加させ、増幅率は増加する。可変増幅回路１３の増幅率が増加すると、復調回路１６に供給された信号の振幅も大きくなり、復調回路１６は、適正なレベルの信号を復調する。 The current supply unit 22 of the variable amplifier circuit 13 increases the current supplied to the transistors Q31 and Q32 based on the current value of the control signal CTRL1, and the amplification factor increases. When the amplification factor of the variable amplifier circuit 13 increases, the amplitude of the signal supplied to the demodulator circuit 16 also increases, and the demodulator circuit 16 demodulates the signal at an appropriate level.

しかし、トランジスタＱ３１，Ｑ３２のそれぞれのベース−コレクタ間には、寄生コンデンサが存在し、可変増幅回路１３の増幅率が増加すると、この寄生コンデンサの容量値が増加する。そして、アンテナ部１１側の容量値は、寄生コンデンサの容量値を増幅率倍した値になる。 However, a parasitic capacitor exists between the base and collector of each of the transistors Q31 and Q32, and when the gain of the variable amplifier circuit 13 increases, the capacitance value of the parasitic capacitor increases. The capacitance value on the antenna unit 11 side is a value obtained by multiplying the capacitance value of the parasitic capacitor by the amplification factor.

即ち、差動増幅器の増幅率Ａは、一般的には、次の数１によって表される。

That is, the amplification factor A of the differential amplifier is generally expressed by the following formula 1.

さらに、差動増幅器に容量値ｃのコンデンサを備えて負帰還させた場合、見かけ上の容量ｃ₀は、次の数２によって表される。

この数１、数２を本実施形態に係るアンテナ同調回路に適用すると、同調補正回路１２の見かけ上の容量値ｃ₁₂は、次の数３によって表される。

Further, when the differential amplifier is provided with a capacitor having a capacitance value c and negatively fed back, the apparent capacitance c ₀ is expressed by the following _equation 2.

When these formulas 1 and 2 are applied to the antenna tuning circuit according to the present embodiment, the apparent capacitance value c ₁₂ of the tuning correction circuit 12 is expressed by the following formula 3.

また、可変増幅回路１３の見かけ上の容量値ｃ₁₃は、次の数４によって表される。

The apparent capacitance value c ₁₃ of the variable amplifier circuit 13 is expressed by the following equation 4.

また、同調補正回路１２の見かけ上の容量値ｃ₁₂と可変増幅回路１３の見かけ上の容量値ｃ₁₃との和ｃ_totalは、次の数５によって表される。

Further, the sum c _total of the capacitance values c ₁₃ the apparent and the capacitance value c ₁₂ the apparent tuning correction circuit 12 variable amplifying circuit 13 is expressed by an equation 5.

同調補正回路１２の電流供給部２１に供給される制御信号CTRL2の電流値は、制御信号CTRL1の電流値が増加するに従って減少し、電流供給部２１が供給する電流の電流値も減少する。このため、トランジスタＱ３１の寄生コンデンサの容量値ｃ₃₁、コンデンサＣ２１の容量値ｃ₂₁も、それに伴って見かけ上、それぞれ、増加し、減少する。 The current value of the control signal CTRL2 supplied to the current supply unit 21 of the tuning correction circuit 12 decreases as the current value of the control signal CTRL1 increases, and the current value of the current supplied by the current supply unit 21 also decreases. Therefore, the capacitance value c ₃₁ of the parasitic capacitor of the transistor Q31 and the capacitance value c ₂₁ of the capacitor C21 also seem to increase and decrease accordingly.

ここで、ｃ₂₁＝ｃ₃₁、ｒ₂₁＝ｒ₃、ｉ＝（ｉ₂₁＋ｉ₂₂）とすると、容量値ｃ_totalは、次の数６によって表される。

従って、見かけ上の容量値ｃ_totalは、増幅率、即ち、可変増幅回路１３の電流供給部２２の供給電流の電流値に係わらず、一定になる。 Here, assuming that c ₂₁ = c ₃₁ , r ₂₁ = r ₃ , and i = (i ₂₁ + i ₂₂ ), the capacitance value c _total is expressed by the following equation (6).

Therefore, the apparent capacitance value c _total is constant regardless of the amplification factor, that is, the current value of the supply current of the current supply unit 22 of the variable amplifier circuit 13.

このため、可変増幅回路１３で発生する容量値の変化は打消されることになる。このようにして、同調補正回路１２は、可変増幅回路１３で発生する容量値の変化に起因する同調のずれが防止される。 For this reason, the change in the capacitance value generated in the variable amplifier circuit 13 is canceled out. In this way, the tuning correction circuit 12 is prevented from being out of tuning due to the change in the capacitance value generated in the variable amplifier circuit 13.

次に、ｃ₂₁＝１０×ｃ₃₁、ｒ₃₁＝１０×ｒ₂₁、ｉ＝ｉ₂₁＋ｉ₂₂とすれば、容量値ｃ_totalは、次の数７によって表される。

即ち、コンデンサＣ２１の容量値、抵抗Ｒ２１の抵抗値、電流供給部２１の供給電流の電流値を、適宜、選択することにより、見かけ上の容量値は最適化される。 Next, assuming that c ₂₁ = 10 × c ₃₁ , r ₃₁ = 10 × r ₂₁ , and i = i ₂₁ + i ₂₂ , the capacitance value c _total is expressed by the following formula 7.

That is, the apparent capacitance value is optimized by appropriately selecting the capacitance value of the capacitor C21, the resistance value of the resistor R21, and the current value of the supply current of the current supply unit 21.

以上説明したように、本実施形態によれば、増幅率制御回路１７は、受信信号の信号レベルの増減に従って増幅率を互いに相反して増減させる制御信号CTRL1,CTRL2を生成し、それぞれ、可変増幅回路１３，同調補正回路１２に出力するようにした。 As described above, according to the present embodiment, the amplification factor control circuit 17 generates the control signals CTRL1 and CTRL2 that increase and decrease the amplification factors in accordance with the increase and decrease of the signal level of the received signal, and each variable amplification The output is made to the circuit 13 and the tuning correction circuit 12.

従って、復調回路１６の出力電圧が基準電圧よりも低下すると、可変増幅回路１３の増幅率は増加し、同調補正回路１２の増幅率は減少するので、電波の強さの変化に従って変化する増幅率による見かけ上の容量変化を相殺することが出来る。 Therefore, when the output voltage of the demodulation circuit 16 is lower than the reference voltage, the amplification factor of the variable amplification circuit 13 increases and the amplification factor of the tuning correction circuit 12 decreases. Therefore, the amplification factor changes according to the change in radio wave strength. It is possible to cancel the apparent capacity change due to.

このため、アンテナ部１１の同調ずれを容易に、しかも精度良く補正することができ、より良好な受信感度を得ることが出来る。そして、電波の弱い場所でも、電波を、より良い状態で受信できる。 For this reason, it is possible to easily and accurately correct the tuning deviation of the antenna unit 11 and to obtain better reception sensitivity. And even in a place where radio waves are weak, radio waves can be received in a better state.

また、より小さい容量で見かけ上の容量を大きくすることが出来るので、同調補正回路１２のコンデンサＣ２１，Ｃ２２の容量値を小さくすることができ、受信回路を集積化することもでき、コストダウンにも有効になる。また、その容量値をアナログ信号で制御することが出来るので、容易に容量値を調整することができる。 Further, since the apparent capacitance can be increased with a smaller capacitance, the capacitance values of the capacitors C21 and C22 of the tuning correction circuit 12 can be reduced, the receiving circuit can be integrated, and the cost can be reduced. Is also effective. Further, since the capacitance value can be controlled by an analog signal, the capacitance value can be easily adjusted.

尚、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施の形態に限られるものではない。
例えば、フィルタ１４の出力信号の振幅が十分大きければ、増幅回路１５を省くこともでき、フィルタ１４と復調回路１６とが直接接続されるような構成にしてもよい。 In carrying out the present invention, various forms are conceivable and the present invention is not limited to the above embodiment.
For example, if the amplitude of the output signal of the filter 14 is sufficiently large, the amplifier circuit 15 can be omitted, and the filter 14 and the demodulation circuit 16 may be directly connected.

同調補正回路１２のコンデンサＣ２１，Ｃ２２を、それぞれ、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース−コレクタ間に接続する代わりに、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース−コレクタ間に形成される寄生コンデンサを用いることもできる。このようにすれば、コンデンサＣ２１，Ｃ２２を省くことができる。 Instead of connecting the capacitors C21 and C22 of the tuning correction circuit 12 between the bases and collectors of the transistors Q21 and Q22, parasitic capacitors formed between the bases and collectors of the transistors Q21 and Q22 can be used. In this way, the capacitors C21 and C22 can be omitted.

上記実施の形態では、可変増幅回路１３を１段とした。しかし、可変増幅回路１３を複数段設けることもできる。 In the embodiment described above, the variable amplifier circuit 13 has one stage. However, a plurality of variable amplifier circuits 13 can be provided.

上記実施の形態では、各トランジスタを１つとして説明した。しかし、複数のトランジスタを並列に設けてもよい。また、ミラー回路を構成するトランジスタＱ４３，Ｑ４４、ミラー回路を構成するトランジスタＱ４５，Ｑ４６のミラー比は、電流供給部２１，２２が供給する電流の値を最適に調整できれば、必ずしも１：１である必要はない。 In the above embodiment, each transistor is described as one. However, a plurality of transistors may be provided in parallel. Further, the mirror ratio of the transistors Q43 and Q44 constituting the mirror circuit and the transistors Q45 and Q46 constituting the mirror circuit is not necessarily 1: 1 if the current value supplied by the current supply units 21 and 22 can be optimally adjusted. There is no need.

可変増幅回路１３の抵抗Ｒ３３，Ｒ３４を備える代わりに、バイアス電圧源を備えて、このバイアス電圧源からバイアス電圧を供給するようにしてもよい。 Instead of providing the resistors R33 and R34 of the variable amplifier circuit 13, a bias voltage source may be provided and a bias voltage may be supplied from this bias voltage source.

また、同調補正回路１２を可変同調回路とすることもできる。
即ち、図３に示すように、このアンテナ同調回路は、同調補正回路１２の代わりに、可変同調回路１９を備える。 Further, the tuning correction circuit 12 can be a variable tuning circuit.
That is, as shown in FIG. 3, the antenna tuning circuit includes a variable tuning circuit 19 instead of the tuning correction circuit 12.

可変同調回路１９は、電流供給部５１と、トランジスタＱ５１，Ｑ５２と、コンデンサＣ５１，Ｃ５２と、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２と、を備える。 The variable tuning circuit 19 includes a current supply unit 51, transistors Q51 and Q52, capacitors C51 and C52, and resistors R51 and R52.

増幅率制御回路１７は、可変同調回路１９の電流供給部５１に制御信号CTRL3を供給し、電流供給部５１は、供給された制御信号CTRL3に基づいて電流値が設定された電流を、トランジスタＱ５１，Ｑ５２に供給する。 The amplification factor control circuit 17 supplies the control signal CTRL3 to the current supply unit 51 of the variable tuning circuit 19, and the current supply unit 51 converts the current whose current value is set based on the supplied control signal CTRL3 into the transistor Q51. , Q52.

トランジスタＱ５１，Ｑ５２は、それぞれ、トランジスタＱ２１，Ｑ２２と同様なものである。コンデンサＣ５１、Ｃ５２は、コンデンサＣ２１，Ｃ２２と同じように、それぞれ、トランジスタＱ５１，Ｑ５２のベース−コレクタ間に接続される。また、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２は、抵抗２１，２２と同じように、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のコレクタに接続され、接地される。 Transistors Q51 and Q52 are the same as transistors Q21 and Q22, respectively. Capacitors C51 and C52 are connected between the bases and collectors of transistors Q51 and Q52, respectively, similarly to capacitors C21 and C22. The resistors R51 and R52 are connected to the collectors of the transistors Q21 and Q22 and grounded, like the resistors 21 and 22.

そして、コンデンサＣ５１、Ｃ５２の容量をコンデンサＣ２１，Ｃ２２よりも大きくするか、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の抵抗値を、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２よりも大きくする。又は、電流供給部５１が供給する電流の電流値を大きくする、あるいはこれらの組み合わせにより、より大きな容量値を形成する。 Then, the capacitances of the capacitors C51 and C52 are made larger than those of the capacitors C21 and C22, or the resistance values of the resistors R51 and R52 are made larger than those of the resistors R21 and R22. Alternatively, a larger capacitance value is formed by increasing the current value of the current supplied by the current supply unit 51, or a combination thereof.

このように、アンテナコイルＬ１１と並列に、大きな容量値のコンデンサが存在することにより、アンテナコイルＬ１１と共振させるためのコンデンサＣ１１は不要となる。 Thus, the capacitor C11 for resonating with the antenna coil L11 becomes unnecessary because the capacitor having a large capacitance value exists in parallel with the antenna coil L11.

アンテナ同調回路がこのように構成されれば、同調に必要な容量値に対して、コンデンサＣ５１，Ｃ５２を容量値をさらに小さくすることができるので、ＩＣ化及び、そのコストダウンに有効である。 If the antenna tuning circuit is configured in this manner, the capacitance values of the capacitors C51 and C52 can be further reduced with respect to the capacitance value required for tuning, which is effective for the implementation of an IC and its cost reduction.

また、可変同調回路１９の制御信号CTRL3を、長波標準電波の周波数40kHz，60kHzに従って切り替え、電流供給部５１が供給する電流の電流値を切り替えることにより、長波標準電波の周波数40kHzと60kHzとの同調を容易に切替えることもできる。 Further, the control signal CTRL3 of the variable tuning circuit 19 is switched in accordance with the long wave standard radio wave frequencies of 40 kHz and 60 kHz, and the current value of the current supplied by the current supply unit 51 is switched, thereby tuning the long wave standard radio wave frequency between 40 kHz and 60 kHz. Can be easily switched.

また、この場合の制御もアナログ信号で行えるので、配線数を低減することができる。また、制御信号CTRL3に、前述の制御信号CTRL2の電流値を加算することにより、同調ずれの補正を、第１の実施形態と同様に行える。また、これらの実施形態では、電源の内低電位側を接地電位とし、これを基準電位として説明したが、高電位側を基準電位として、回路を逆にし、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタとＮＰＮ型バイポーラトランジスタとを互いに入れ換えても全く同様の効果を有するアンテナ同調回路を実現できる。 In addition, since the control in this case can be performed with an analog signal, the number of wirings can be reduced. Further, by adding the current value of the control signal CTRL2 to the control signal CTRL3, the tuning deviation can be corrected in the same manner as in the first embodiment. Further, in these embodiments, the low potential side of the power source is set as the ground potential and this is used as the reference potential. However, the circuit is reversed with the high potential side as the reference potential, and the PNP type bipolar transistor and the NPN type bipolar transistor are reversed. Even if they are interchanged with each other, an antenna tuning circuit having exactly the same effect can be realized.

本発明の実施形態に係るアンテナ同調回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the antenna tuning circuit which concerns on embodiment of this invention. 図１の同調補正回路、可変増幅回路、増幅率制御回路の詳細な構成を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a detailed configuration of a tuning correction circuit, a variable amplifier circuit, and an amplification factor control circuit in FIG. 1. アンテナ同調回路を応用した可変同調回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the variable tuning circuit which applied the antenna tuning circuit. 従来のアンテナ同調回路の等価回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the equivalent circuit of the conventional antenna tuning circuit.

Explanation of symbols

１１アンテナ部
１２同調補正回路
１３可変増幅回路
１６復調回路
１７増幅率制御回路
１９可変同調回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Antenna part 12 Tuning correction circuit 13 Variable amplifier circuit 16 Demodulator circuit 17 Gain control circuit 19 Variable tuning circuit

Claims

A receiving antenna that receives radio waves and converts them into received signals;
A tuning unit for tuning to radio waves received by the receiving antenna,
The tuning unit is
A reception signal by controlling a current flowing in the current path based on the reception signal supplied to the control end, and having a current path and a control end. An amplification unit for amplifying
A capacitor that feeds back a part of the current at the output end of the current path of the amplification unit to the control end;
A current source that supplies a current having a current value set based on the signal level of the received signal converted by the receiving antenna to the current path of the amplifying unit;
With
An antenna tuning circuit characterized by that.

An amplification factor control unit configured to control the amplification factor of the tuning unit by setting a current value of the current source based on a signal level of a reception signal of the reception antenna;
The antenna tuning circuit according to claim 1.

A variable amplifying unit for amplifying the reception signal amplified by the tuning unit with an amplification factor controlled according to the supplied first control signal;
The gain control unit includes a first control signal for increasing / decreasing the gain of the variable amplification unit and a second control signal for increasing / decreasing the gain of the tuning unit according to increase / decrease of the signal level of the reception signal of the reception antenna. And is supplied to the current source of the variable amplification unit and the tuning unit, respectively, and is configured to cancel the change in the capacitance value generated in the variable amplification unit,
The antenna tuning circuit according to claim 2.

The amplifying unit is a path connecting the emitter and the collector of the current path, and the control end is configured by a pair of bipolar transistors respectively connected to both ends of the receiving antenna as a base end,
The capacitor is a pair connected between a base and a collector of each of the pair of transistors.
The antenna tuning circuit according to claim 1, wherein the antenna tuning circuit is provided.

The amplification unit is
A parasitic capacitor that exists between the base and collector of the pair of transistors is used as the pair of capacitors corresponding to the capacitance value of the amplification unit.
The antenna tuning circuit according to claim 4.

A receiving antenna that receives radio waves and converts them into received signals;
An amplifying unit that is supplied with a first control signal and amplifies the reception signal converted by the reception antenna at an amplification factor set based on the supplied first control signal;
A second control signal is supplied, and the reception signal converted by the reception antenna is amplified so as to correct the tuning deviation caused by amplification of the amplification unit at an amplification factor set based on the supplied second control signal. A tuning correction unit to
Generating a first control signal for increasing or decreasing the amplification factor of the variable amplification unit and a second control signal for increasing or decreasing the amplification factor of the tuning unit according to increase or decrease of the level of the reception signal of the reception antenna; An amplification factor control unit that supplies the variable amplification unit and the tuning unit, and controls the amplification factor so that a change in capacitance value generated in the variable amplification unit is offset;
An antenna tuning circuit characterized by that.