JP2005191649A - High frequency switching circuit with filtering function - Google Patents

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Inventor
Naonori Uda
尚典 宇田
Hiroaki Hayashi
宏明 林
Yoshiyuki Kago
義行 加後
Yukiomi Tanaka
幸臣 田中
Kazuhiko Endo
和彦 遠藤
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Denso Corp
Toyota Central R&D Labs Inc
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Denso Corp
Toyota Central R&D Labs Inc
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a high frequency switching circuit with a filtering function that is usable for an SPnT which is realized in a IC chip form. <P>SOLUTION: Two capacitors C<SB>f1</SB>, C<SB>f2</SB>are connected in series between two terminals Port-1, Port-2, one end of an inductor L<SB>f</SB>is connected to the connecting point of the capacitors and the other end is connected to ground, the anode of a varactor diode (variable capacitance element) D<SB>vcf</SB>is connected to the connecting point, and a control potential V<SB>ctrl</SB>is applied to the cathode. The control potential V<SB>ctrl</SB>is 3 V or 0 V. A λ/4 line equivalent circuit consisting of an open stub OS, a line Ln, and the varactor diode D<SB>vcf</SB>is configured by lines at the port-1 side on a mount board. Theλ/4 line equivalent circuit consisting of a varactor diode D<SB>vc2</SB>formed on the board, an inductor L<SB>2</SB>connected in series with the varactor diode, and a capacitor C<SB>2</SB>whose one end is connected to ground may be formed (Figure 13.A) or omitted (Figure 13.B). <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は所望の高周波信号を透過又は遮断するフィルタ機能付き高周波スイッチング回路に関する。本発明は移動体の自動識別装置、例えばスマートプレート等に特に有効である。   The present invention relates to a high-frequency switching circuit with a filter function that transmits or blocks a desired high-frequency signal. The present invention is particularly effective for a moving body automatic identification device such as a smart plate.

本発明者らは特に数GHz帯域でのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路を開発しており、次のような出願を行った。
特開２００３−１２４７０６号公報 特開２００３−１７９４０６号公報 特開２００３−２２４４０４号公報 The present inventors have developed a high-frequency switching circuit with a filter function particularly in the several GHz band, and filed the following application.
JP 2003-124706 A JP 2003-179406 A JP 2003-224404 A

特許文献１乃至３について簡単に説明する。図２３．Ｃの回路が当該特許文献の基本回路である。   Patent Documents 1 to 3 will be briefly described. FIG. The circuit C is the basic circuit of the patent document.

左右対称である図２３．Ｃの回路は２つの端子Ｐｏｒｔ１、２に線路Ａ１、Ａ２を接続し、他端を容量Ｃａ１、Ｃａ２を介して接地している。一方当該線路Ａ１、Ａ２とカップリングさせた線路Ｂ１、Ｂ２を直列接続し、その接続点に他端が接地されたインダクタンスＬ、線路Ｂ１、Ｂ２の各々の他端に他端が接地された容量Ｃｂ１、Ｃｂ２を接続したものである。   FIG. 23 is symmetrical. In the circuit C, the lines A1 and A2 are connected to the two terminals Port1 and 2, and the other end is grounded via the capacitors Ca1 and Ca2. On the other hand, the lines B1 and B2 coupled with the lines A1 and A2 are connected in series, and the other end of each of the lines B1 and B2 is connected to the connection point. Cb1 and Cb2 are connected.

ＰｏｒｔｍからＰｏｒｔｎへの伝送係数をＳmnとおき、ｍ行ｎ列がＳmnである特性行列Ｓを考えると、偶励振の固有ベクトルは（１，１）／√２、奇励振の固有ベクトルは（１，−１）／√２である。偶励振の固有ベクトル（１，１）／√２に対する行列Ｓの固有値をλ1、奇励振として固有ベクトル（１，−１）／√２に対する行列Ｓの固有値をλ2とおく。まず、固有ベクトル（１，１）／√２と固有ベクトル（１，−１）／√２を縦ベクトルとして並べた行列Ｐを考える。即ち式（１）のとおりである。

Figure 2005191649
Considering the characteristic matrix S in which the transmission coefficient from Portm to Portn is S mn and m rows and n columns are S mn , the eigenvector of even excitation is (1, 1) / √2, and the eigenvector of odd excitation is (1 , -1) / √2. The eigenvalue of the matrix S for the eigenvector (1, 1) / √2 of even excitation is λ 1 , and the eigenvalue of the matrix S for the eigenvector (1, −1) / √2 as odd excitation is λ 2 . First, consider a matrix P in which eigenvectors (1,1) / √2 and eigenvectors (1, −1) / √2 are arranged as vertical vectors. That is, it is as Formula (1).
Figure 2005191649

行列Ｓが次の式（２）ように展開できることは明らかである。

Figure 2005191649
It is clear that the matrix S can be expanded as the following equation (2).
Figure 2005191649

Ｓ11＝Ｓ22＝０、｜Ｓ12｜＝｜Ｓ21｜＝１が成立する場合、即ち伝送する場合を解くと、偶励振の固有値λ1と奇励振の固有値λ2は、大きさが等しく、且つ位相が１８０度ずれている必要がある。実際の回路では損失が有るため、λ1とλ2の大きさが１になることは無い。しかし、大きさが１に近いか略一致し、位相が１８０度ずれることが実際上の伝送条件である。 When S 11 = S 22 = 0 and | S 12 | = | S 21 | = 1, that is, when transmission is solved, the eigenvalue λ 1 of even excitation and the eigenvalue λ 2 of odd excitation have magnitudes. They must be equal and out of phase by 180 degrees. Since there is a loss in an actual circuit, the magnitudes of λ 1 and λ 2 never become 1. However, the actual transmission condition is that the size is close to or substantially coincides with 1 and the phase is shifted by 180 degrees.

これをインピーダンスマッチングの観点から解釈すると次のようになる。対称回路が効率よく信号を伝送するのは、その対称面で左右を見たインピーダンスがコンジュゲート・マッチ（インピーダンス整合）した場合である。検討対象としている高周波回路は左右対称であるので、この条件は図２３．Ａで、反射係数Ｓａが実数であることを意味する。即ち、ａ点から右及び左を見たインピーダンスが純抵抗を示す。図２３．ＡでもＳａを純抵抗にすることができ、この回路を利用してフィルタ特性を得ることができる。   This is interpreted as follows from the viewpoint of impedance matching. The symmetrical circuit efficiently transmits a signal when the impedance viewed from the left and right in the symmetry plane is a conjugate match (impedance matching). Since the high-frequency circuit under consideration is symmetrical, this condition is shown in FIG. A means that the reflection coefficient Sa is a real number. That is, the impedance when viewing the right and left from the point a indicates the pure resistance. FIG. Even in A, Sa can be a pure resistance, and filter characteristics can be obtained using this circuit.

しかし、より急峻なフィルタ特性を得るために、図２３．Ｂに示す様に、フィルタ回路の対称面にインダクタンス成分２Ｌ又は線路を加えた。この様に、インダクタンス成分の作用を利用して、反射係数Ｓａをスミス・チャートの横軸（実数軸）上に移動させることにより、左右対称のフィルタ回路の対称面で左右を見たインピーダンスをコンジュゲート・マッチさせることができる。即ち、この様な手段により、伝送効率の高いバンドパスフィルタを構成することができる。   However, in order to obtain a steeper filter characteristic, FIG. As shown in B, an inductance component 2L or a line was added to the plane of symmetry of the filter circuit. In this way, by using the action of the inductance component, the reflection coefficient Sa is moved on the horizontal axis (real number axis) of the Smith chart, so that the impedance seen from the left and right on the symmetry plane of the symmetrical filter circuit is conjugate. Can be gate matched. That is, a bandpass filter with high transmission efficiency can be configured by such means.

こうして図２３．Ｃの回路の偶励振時に対応する回路である図２４．Ａと、奇励振時に対応する回路である図２４．Ｂにつきシミュレーションを行い、フィルタとしての特性を開示したものが特許文献１乃至３である。   Thus, FIG. FIG. 24 shows a circuit corresponding to the even excitation of the circuit C. FIG. 24 is a circuit corresponding to the case of A and odd excitation. Patent Documents 1 to 3 disclose simulations for B and disclose characteristics as a filter.

図２３．Ｃの回路９００は結合線路を利用しており、実際に作製する際、小型化が困難であった。また、本願出願人は先に特願２００３−１１２４４８として、別の構成のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路を出願したが、特許文献２と同様、分布定数線路を用いて構成しており、小型化の課題を解決できていなかった。また、特願２００３−１１２４４８においては外づけ部品（ショットキーダイオード）を必要としていた。   FIG. The C circuit 900 uses a coupled line, and it has been difficult to reduce the size when actually manufacturing. In addition, the applicant of the present application previously filed a high-frequency switching circuit with a filter function having another configuration as Japanese Patent Application No. 2003-112448. However, similar to Patent Document 2, it is configured using a distributed constant line, and can be downsized. The problem was not solved. In Japanese Patent Application No. 2003-112448, an external component (Schottky diode) is required.

そこで本発明は、半導体基板上に形成可能なフィルタ機能付き高周波スイッチング回路を提案し、IC化、小型化、低価格化することを目的としている。更に、スイッチ機能のオフ時に高インピーダンスをつくることができるようにして、ＳＰＤＴ、ＳＰ３Ｔに適用可能なフィルタ機能付き高周波スイッチング回路を提案することを目的とする。また、実際に半導体基板、例えばシリコン基板上にIC化した場合、Si基板が高周波リークが大きい（ロスが大きい）ため、理想的なものから特性は大きく劣化することから、この特性劣化をできるだけ少なくする回路を提案することを目的とする。   Therefore, the present invention proposes a high-frequency switching circuit with a filter function that can be formed on a semiconductor substrate, and an object thereof is to make it an IC, miniaturize, and reduce the price. Another object of the present invention is to propose a high-frequency switching circuit with a filter function that can be applied to SPDT and SP3T so that a high impedance can be created when the switch function is off. In addition, when an IC is actually formed on a semiconductor substrate, for example, a silicon substrate, the Si substrate has a large high-frequency leak (a large loss), and the characteristics are greatly degraded from the ideal one. It aims at proposing the circuit which does.

上記の課題を解決するため請求項１に係る発明は、容量及び誘導により構成された所望の周波数帯域の高周波を透過するフィルタであって、当該容量の少なくとも１個を可変容量素子で形成し、当該可変容量素子に印加する電圧により所望の帯域の高周波を透過又は遮断することを特徴とする。   In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 is a filter that transmits a high frequency in a desired frequency band constituted by a capacitor and an induction, and at least one of the capacitors is formed by a variable capacitor, A high-frequency wave in a desired band is transmitted or blocked by a voltage applied to the variable capacitance element.

また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路において、所望の帯域の高周波を透過又は遮断する機能を有する構成の前段又は／及び後段に前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路であって、少なくとも１個の可変容量素子を有し、当該当該可変容量素子に印加する電圧により前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路として整合回路として作用させ、或いは当該電位によっては前記所望の高周波に対して高いインピーダンスを有する回路とすることを特徴とする。また、請求項３に係る発明は、容量、誘導及び可変容量素子が全て半導体基板上に形成されたことを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the high-frequency switching circuit with a filter function according to the first aspect, the desired high-frequency switching circuit has a function of transmitting or blocking high-frequency in a desired band. A circuit equivalent to a quarter-wave line, having at least one variable capacitance element, and equivalent to the desired high-frequency quarter-wave line by a voltage applied to the variable capacitance element. The circuit is characterized by acting as a matching circuit as a simple circuit or having a high impedance with respect to the desired high frequency depending on the potential. The invention according to claim 3 is characterized in that the capacitor, the inductive element and the variable capacitor are all formed on the semiconductor substrate.

また、請求項４に係る発明は、第１及び第２端子を結ぶスイッチング回路であって、前記第１及び第２の端子の間に第１及び第２の容量を直列接続し、前記第１の容量と前記第２の容量との接続点に他端が第１の電位に接続された誘導を接続し、当該接続点に、第１の可変容量素子を接続し、当該第１の可変容量素子の他端の電位を制御することにより所望の周波数帯域の高周波を透過又は遮断することを特徴とする。ここで第１の電位とは例えば接地電位としても良く、正負任意である。また、請求項５に係る発明は、前記第１の可変容量素子は逆方向電位を印加して容量として作動させるダイオードであることを特徴とする。   The invention according to claim 4 is a switching circuit connecting the first and second terminals, wherein the first and second capacitors are connected in series between the first and second terminals, and the first And a second variable capacitor connected to a first potential connected to a connection point between the first capacitor and the second capacitor. The first variable capacitor is connected to the connection point, and the first variable capacitor is connected to the connection point. By controlling the electric potential of the other end of the element, high frequency in a desired frequency band is transmitted or cut off. Here, the first potential may be, for example, a ground potential, and may be positive or negative. The invention according to claim 5 is characterized in that the first variable capacitance element is a diode that operates as a capacitance by applying a reverse potential.

また、請求項６に係る発明は、前記第１の端子と前記第１の容量との間、及び、前記第２の端子と前記第２の容量との間の少なくとも一方に設けられた前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路であって、前記第１の電位に接続された第３の容量と、第２の可変容量素子とを有し、当該第２の可変容量素子に印加する電位により前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路として整合回路として作用させ、或いは当該電位によっては前記所望の高周波に対して高い入力インピーダンスを有する回路とするスイッチ付き整合回路を有することを特徴とする。また、請求項７に係る発明は、前記第２の可変容量素子は逆方向電位を印加して容量として作動させるダイオードであることを特徴とする。また、請求項８に係る発明は、容量、誘導及び可変容量素子が全て半導体基板上に形成されたことを特徴とする。   According to a sixth aspect of the present invention, the desired device is provided between at least one of the first terminal and the first capacitor and between the second terminal and the second capacitor. The circuit is equivalent to a high-frequency quarter-wave line, and includes a third capacitor connected to the first potential and a second variable capacitor, and the second variable capacitor. A switch that acts as a matching circuit as a circuit equivalent to a line having a quarter wavelength of the desired high frequency depending on the potential applied to the element, or a circuit having a high input impedance with respect to the desired high frequency depending on the potential And a matching circuit. The invention according to claim 7 is characterized in that the second variable capacitance element is a diode that operates as a capacitance by applying a reverse potential. The invention according to claim 8 is characterized in that the capacitor, the induction and the variable capacitor are all formed on the semiconductor substrate.

また、請求項９に係る発明は、前記第３の容量は、一端が接続され他端が開放された第１の線路により形成され、当該第３の容量の接続点と第２の可変容量素子の接続点の間に直列接続された第２の線路を設けて、当該第１の線路、第２の可変容量素子、第２の線路により前記整合回路が構成され、第１の線路及び第２の線路以外の構成要素は半導体基板上に形成されたことを特徴とする。   According to a ninth aspect of the present invention, the third capacitor is formed by a first line having one end connected and the other end open, and the connection point of the third capacitor and the second variable capacitance element A second line connected in series is provided between the connection points, and the matching circuit is configured by the first line, the second variable capacitance element, and the second line, and the first line and the second line The constituent elements other than the line are formed on a semiconductor substrate.

また、請求項１０に係る発明は、第１及び第２の端子を結ぶスイッチング回路であって、容量及び誘導から成る帯域濾波器の構成から一端が接地された容量のうちの少なくとも１個を、当該一端の電位を制御可能な可変容量素子に置き換え、当該可変容量素子の当該一端の電位を制御することにより前記所望の周波数帯域の高周波を透過又は遮断することを特徴とする。   The invention according to claim 10 is a switching circuit connecting the first and second terminals, and at least one of the capacitors grounded at one end from the configuration of the bandpass filter composed of a capacitor and an induction, The potential of the one end is replaced with a controllable variable capacitance element, and the potential of the one end of the variable capacitance element is controlled to transmit or block the high frequency in the desired frequency band.

また、請求項１１に係る発明は、前記可変容量素子は逆方向電位を印加して容量として作動させるダイオードであることを特徴とする。また、請求項１２に係る発明は、容量、誘導及び可変容量素子が全て半導体基板上に形成されたことを特徴とする。   The invention according to claim 11 is characterized in that the variable capacitance element is a diode that operates as a capacitance by applying a reverse potential. The invention according to claim 12 is characterized in that the capacitor, the induction and the variable capacitor are all formed on the semiconductor substrate.

また、請求項１３に係る発明は、前記第１の端子とフィルタ機能付き高周波スイッチング回路の構成の間には、前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路であって、直列接続された第１の線路と、一端が接続され他端が開放された第２の線路と、第２の可変容量素子を有し、当該第２の可変容量素子に印加する電位により前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路として整合回路として作用させ、或いは当該電位によっては前記所望の高周波に対して高い入力インピーダンスを有する回路とするスイッチ付き線路整合回路を有し、第１の線路と、第２の線路以外の構成要素は半導体基板上に形成されたことを特徴とする。更に請求項１４に係る発明は、請求項１乃至１３のいずれか１項に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路を有することを特徴とする移動体の自動識別装置であるスマートプレートである。   According to a thirteenth aspect of the present invention, there is provided a circuit equivalent to the desired high-frequency quarter-wave line between the first terminal and the configuration of the high-frequency switching circuit with a filter function. A first line connected; a second line having one end connected and the other open; and a second variable capacitance element, wherein the desired variable is applied by the potential applied to the second variable capacitance element. A line matching circuit with a switch that acts as a matching circuit as a circuit equivalent to a high-frequency quarter-wave line, or a circuit having a high input impedance with respect to the desired high frequency depending on the potential; The components other than the first line and the second line are formed on a semiconductor substrate. Furthermore, an invention according to claim 14 is a smart plate which is an automatic identification device for a moving body, comprising the high frequency switching circuit with a filter function according to any one of claims 1 to 13.

いずれの請求項に係る発明も、基本的に集中定数回路素子を用いて構成できるので、容易にＩＣ化が可能である。これにより小形化、低価格化を実現することができる。例えばフレキシブル基板上にカップリングラインを用いて作製したＳＰ３Ｔ型（１端子−３端子の３分岐）のフィルタフィルタ機能付きスイッチは10mm角よりも小型化することが困難であったが、ＩＣ化により例えば2mm角以下の半導体チップ上に形成することができる。また、ショットキーダイオード等の外付きけ部品が不用となる。また、特にシリコン(Si)基板上で作製できるため、他のデバイスと一体化させることが容易であり、且つ、汎用のシリコンＩＣプロセスで作製できる。   Since the invention according to any of the claims can basically be configured using a lumped constant circuit element, it can be easily integrated into an IC. As a result, downsizing and cost reduction can be realized. For example, the SP3T type (1 terminal-3 terminal 3 branch) filter with a filter function produced on a flexible substrate using a coupling line was difficult to downsize than 10 mm square. For example, it can be formed on a semiconductor chip of 2 mm square or less. Also, external parts such as Schottky diodes are not required. In particular, since it can be manufactured on a silicon (Si) substrate, it can be easily integrated with other devices and can be manufactured by a general-purpose silicon IC process.

請求項５、７、１１に係る発明によれば、第１の可変容量素子、第２の可変容量素子、可変容量素子は逆方向電圧を印加されたダイオードで構成しているので電流が流れず、スイッチのオン、オフ時共に、電力を消費しないスイッチが形成できる。   According to the fifth, seventh, and eleventh aspects of the invention, since the first variable capacitance element, the second variable capacitance element, and the variable capacitance element are configured by diodes to which a reverse voltage is applied, no current flows. A switch that does not consume power can be formed both when the switch is on and off.

所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路を追加して形成し、当該回路も可変容量素子でオン／オフすることで、反射特性が向上し、適切なオフ状態を実現可能となる。また、当該回路をシリコン基板上のみに形成しない、即ち実装基板上の線路とから構成することで、より特性を向上させることが可能となる。   By forming a circuit equivalent to a desired high-frequency quarter-wave line and turning the circuit on / off with a variable capacitance element, the reflection characteristics can be improved and an appropriate off state can be realized. Become. In addition, it is possible to further improve the characteristics by forming the circuit only on the silicon substrate, that is, by configuring the circuit with a line on the mounting substrate.

以下具体的な回路図と、そのシミュレーションに基づいて本発明を説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。   Hereinafter, the present invention will be described based on a specific circuit diagram and a simulation thereof. In addition, this invention is not limited to a following example.

図１は本発明の具体的な第１の実施例に係るフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の構成を示す回路図である。フィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００は、２つの端子Ｐｏｒｔ−１及びＰｏｒｔ−２の間に、等しい２つの容量Ｃf1及びＣf2を直列接続し、当該２つの容量Ｃf1及びＣf2の接続点に誘導Ｌfの一端を接続してその他端を接地している。更に２つの容量Ｃf1及びＣf2の接続点に、バラクタダイオード（可変容量素子）Ｄvcfの陽極を接続し、陰極に制御電位Ｖcntrlを印加する。制御電位Ｖcntrlは３Ｖ又は０Ｖとする。尚、以下に説明する通り、ｐ型シリコンウエハに、ｎウエルを設けてｐ極を更にその中に形成する場合を想定し、ｐ型シリコンウエハとｎウエルの間に形成される寄生ダイオードＤwsfの存在も以下のシミュレーションで想定している。また、制御電位Ｖcntrlを印加するため、抵抗Ｒと他端が接地された制御電位用の容量Ｃcの直列接続回路も回路構成に含めた。この容量Ｃcは所望の高周波に対してショートする働きを持っている。尚、図１に示す回路素子は全て集中定数回路素子である。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a high-frequency switching circuit 100 with a filter function according to a specific first embodiment of the present invention. The high-frequency switching circuit 100 with a filter function connects two equal capacitors C f1 and C f2 in series between two terminals Port-1 and Port-2, and connects the two capacitors C f1 and C f2 to each other. It is grounded and other end connected to one end of the induction L f. Further, the anode of a varactor diode (variable capacitance element) D vcf is connected to the connection point of the two capacitors C f1 and C f2 , and the control potential V cntrl is applied to the cathode. The control potential V cntrl is 3V or 0V. As described below, a parasitic diode D wsf formed between the p-type silicon wafer and the n well is assumed on the assumption that a p-type silicon wafer is provided with an n well and a p-pole is further formed therein. The existence of is also assumed in the following simulation. Further , in order to apply the control potential V cntrl , a series connection circuit of a resistor R and a control potential capacitor C c with the other end grounded is also included in the circuit configuration. This capacitor Cc has a function of short-circuiting to a desired high frequency. The circuit elements shown in FIG. 1 are all lumped constant circuit elements.

図２３で示した特許文献２における分布定数線路で作製していたカップリングラインは、図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００では単純に容量Ｃf1及びＣf2で置き換えている。バラクターダイオード（可変容量素子）Ｄvcfは、逆バイアスにしており、制御電位Ｖcntrlが３Ｖ（high）の時（オン）、容量は小さく、０Ｖ(Low)の時（オフ）、大きくなる。ここで、０Ｖの場合でもバラクターダイオード（可変容量素子）Ｄvcfには電流は流れない。このため電力を消費ぜずに、オン／オフの切替えができる。 The coupling line produced with the distributed constant line in Patent Document 2 shown in FIG. 23 is simply replaced with the capacitors C f1 and C f2 in the high-frequency switching circuit 100 with a filter function in FIG. The varactor diode (variable capacitance element) D vcf is reverse-biased, and when the control potential V cntrl is 3 V (high) (on), the capacitance is small, and when the control potential V cntrl is 0 V (low) (off), it becomes large. Here, no current flows through the varactor diode (variable capacitance element) D vcf even at 0V. Therefore, on / off switching can be performed without consuming electric power.

図２は、図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００を２分割し、偶励振時と奇励振時の説明として用いるものである。尚、偶励振時の説明である図２．Ａでは、誘導の大きさを２Ｌとしている。また、図２．Ａ及び図２．Ｂ共に可変容量素子は半分の容量であって、これをＤvcf／２として示した。寄生ダイオードもＤwsf／２として示した。対称２ポート回路において、偶励振時および、奇励振時の反射係数が１に近く、かつ位相が180°ずれる場合に、その周波数で高率よく伝搬できることは上述の通りである。そこで図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００も、この関係がなりたつように、回路定数を定めることができる。こうして設計した図２．Ａ、図２．Ｂについてのシミュレーション結果を図３に示す。周波数5.8GHzにおいて、偶励振時（図３で符号m1）および、奇励振時（図３で符号m2）の反射係数が１に近く、かつ位相が180°ずれていることが理解できる。 FIG. 2 divides the high-frequency switching circuit 100 with a filter function of FIG. 1 into two parts, and is used as an explanation at the time of even excitation and odd excitation. In addition, FIG. In A, the magnitude of the induction is 2L. In addition, FIG. A and FIG. In both B, the variable capacitance element has half the capacitance, and this is shown as D vcf / 2. The parasitic diode is also shown as D wsf / 2. In the symmetric 2-port circuit, when the reflection coefficient at the time of even excitation and at the time of odd excitation is close to 1 and the phase is shifted by 180 °, it can be propagated with high frequency at that frequency as described above. Therefore, the high-frequency switching circuit 100 with a filter function in FIG. 1 can also determine circuit constants so that this relationship is established. FIG. A, FIG. The simulation results for B are shown in FIG. It can be seen that at a frequency of 5.8 GHz, the reflection coefficient at the time of even excitation (symbol m1 in FIG. 3) and at the time of odd excitation (symbol m2 in FIG. 3) is close to 1 and the phase is shifted by 180 °.

次に図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の特性を図４、図５、図６に示す。図４は、制御電位を3V/0Vと切り替えることで、所望の周波数5.8GHzでオン（透過、減衰量1.645dB）/オフ（遮断、減衰量約9dB）できることを示す。即ち、バラクタダイオードＤvcfと誘導Ｌfとで構成する共振回路の共振周波数を、制御電位Ｖcntrlにより変化させることで、図４のような伝送特性を得ることができる。また、図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００がバンドパスフィルタ特性を有していることも図４から理解できる。また、図５はオン時のＰｏｒｔ−１における反射係数を、図６はオフ時のＰｏｒｔ−１における反射係数を示している。図５、図６から、図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００は、ＳＰＳＴ（１入力１出力）或いはバンドパスフィルタとして使うことができる。尚、急峻なフィルタ特性が必要であれば、例えば図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００を多段にすればよい。 Next, the characteristics of the high-frequency switching circuit 100 with the filter function of FIG. 1 are shown in FIGS. FIG. 4 shows that by switching the control potential between 3 V / 0 V, it can be turned on (transmission, attenuation 1.645 dB) / off (cut off, attenuation about 9 dB) at a desired frequency of 5.8 GHz. That is, the transmission characteristics as shown in FIG. 4 can be obtained by changing the resonance frequency of the resonance circuit constituted by the varactor diode D vcf and the induction L f by the control potential V cntrl . It can also be understood from FIG. 4 that the high-frequency switching circuit 100 with a filter function in FIG. 1 has a bandpass filter characteristic. FIG. 5 shows the reflection coefficient at Port-1 when on, and FIG. 6 shows the reflection coefficient at Port-1 when off. 5 and 6, the high-frequency switching circuit 100 with a filter function in FIG. 1 can be used as an SPST (one input and one output) or a band-pass filter. If a steep filter characteristic is required, for example, the high-frequency switching circuit 100 with a filter function shown in FIG.

図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００は、分布定数線路を有しない、集中定数回路素子から形成されているので、ＩＣ化が容易であり、小型且つ安価に製造可能である。また、フィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００は、請求項４又は５に係る発明に対応する。   The high-frequency switching circuit 100 with a filter function shown in FIG. 1 is formed of a lumped constant circuit element that does not have a distributed constant line, and therefore can be easily integrated into an IC, and can be manufactured in a small size and at low cost. The high-frequency switching circuit 100 with a filter function corresponds to the invention according to claim 4 or 5.

〔実施例１の問題点と解決方法〕
しかし、図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００を複数個、Ｐｏｒｔ−１で並列に接続して、ＳＰＤＴ（２分岐）、ＳＰ３Ｔ（３分岐）、…、ＳＰｎＴ（ｎ分岐スイッチ）として使用するには問題がある。図６のように、オフ時の反射係数S11が所望の周波数5.8GHzで、即ち、Ｐｏｒｔ−１の入力インピーダンスが高インピーダンス（オープン側、図６で右端）になっていないことが分かる。今、図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００を２個、Ｐｏｒｔ−１で並列に接続し、第１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の他端をＰｏｒｔ−２、第２のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の他端をＰｏｒｔ−３とする。第２のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００がオフ状態で且つＰｏｒｔ−１からＰｏｒｔ−３を見たインピーダンスが高インピーダンスになれば、第１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００のＰｏｒｔ−１及びＰｏｒｔ−２間は、効率よく伝送できるが、Ｐｏｒｔ−１から第２のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００を見たインピーダンスが高インピーダンスでない場合、第１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００のＰｏｒｔ−１から右を見た（Ｐｏｒｔ−２を見た）インピーダンスが変化するため、効率よく伝送できない。 [Problems and Solution of Example 1]
However, a plurality of high-frequency switching circuits 100 with a filter function shown in FIG. 1 are connected in parallel at Port-1 and used as SPDT (2 branches), SP3T (3 branches),..., SPnT (n branch switch). Has a problem. As shown in FIG. 6, it can be seen that the reflection coefficient S11 in the off state is the desired frequency of 5.8 GHz, that is, the input impedance of Port-1 is not high impedance (open side, right end in FIG. 6). Now, two high-frequency switching circuits 100 with a filter function of FIG. 1 are connected in parallel at Port-1, the other end of the first high-frequency switching circuit 100 with a filter function is Port-2, and the second high-frequency switching circuit 100 with a second filter function is connected. The other end of the switching circuit 100 is Port-3. If the high-frequency switching circuit 100 with the second filter function is in an off state and the impedance when the Port-3 is viewed from the Port-1 becomes a high impedance, the Port-1 and Port- of the first high-frequency switching circuit 100 with the filter function are 2 can be efficiently transmitted, but when the impedance when the second high-frequency switching circuit 100 with the filter function is viewed from Port-1 is not high impedance, the right from Port-1 of the high-frequency switching circuit 100 with the first filter function is right Since the impedance changes (see Port-2), the transmission cannot be performed efficiently.

そこで短い線路を利用するか、あるいは集中定数回路によってこの課題を解決することを考える。図７．Ａ図と７．Ｂの回路はいずれも図７．Ｃの回路と等価になるように設計できる。即ち、図７．Ｃの線路インピーダンスＺ0、線路長λ／４（λは所望の高周波の波長）の線路と等価にするには、図７．Ａの２つの容量Ｃと、インピーダンスＺa、線路長Ｌaの線路は、次の式（３−１）、（３−２）を充たすようにすれば良い。

Figure 2005191649
Therefore, it is considered to solve this problem by using a short line or by using a lumped constant circuit. FIG. Figure A and 7. Each circuit of B is shown in FIG. It can be designed to be equivalent to the C circuit. That is, FIG. In order to make it equivalent to a line having a line impedance Z 0 and a line length λ / 4 (λ is a desired high-frequency wavelength) of C, FIG. The two capacitors C of A, the impedance Z a , and the line of the line length L a may satisfy the following expressions (3-1) and (3-2).
Figure 2005191649

また、図７．Ｃの線路インピーダンスＺ0、線路長λ／４（λは所望の高周波の波長）の線路と等価にするには、図７．Ｂの２つの容量Ｃと、誘導Ｌは、次の式（４−１）、（４−２）を充たすようにすれば良い。

Figure 2005191649
In addition, FIG. In order to make it equivalent to a line having a line impedance Z 0 and a line length λ / 4 (λ is a desired high-frequency wavelength) of C, FIG. The two capacitances C of B and the induction L may satisfy the following equations (4-1) and (4-2).
Figure 2005191649

これらは、回路の動作伝送行列（Ｆ行列）を比較することで容易に導くことができる。更に、図７．Ａ、図７．Ｂの回路において、一端をショートすると、他端は高インピーダンスになることは容易に理解できる。   These can be easily derived by comparing the operation transmission matrix (F matrix) of the circuit. Furthermore, FIG. A, FIG. In the circuit B, it can be easily understood that when one end is short-circuited, the other end becomes high impedance.

図８は、上記を踏まえて、図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の前段及び後段に図７．Ｂの回路を導入した、フィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００の構成を示す回路図である。フィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００は左右対称の構造を有する。即ち、図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の前段であるＰｏｒｔ−１側には、一端が接地された容量Ｃ1と、Ｐｏｒｔ−１と容量Ｃf1との間に直列接続された誘導Ｌ1と、誘導Ｌ1と容量Ｃf1との接続点に陽極が接続され、陰極に制御電位Ｖcntrlが印加されたバラクタダイオードＤvc1が設けられている。図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の後段であるＰｏｒｔ−２側には、陽極が接続され、陰極に制御電位Ｖcntrlが印加されたバラクタダイオードＤvc2と、容量Ｃf2とＰｏｒｔ−２との間に直列接続された誘導Ｌ2と、Ｐｏｒｔ−２に接続され、一端が接地された容量Ｃ2とが設けられている。 Based on the above, FIG. 8 is a circuit diagram of FIG. It is a circuit diagram which shows the structure of the high frequency switching circuit 200 with a filter function which introduce | transduced the circuit of B. FIG. The high frequency switching circuit with filter function 200 has a symmetrical structure. That is, on the Port-1 side, which is the previous stage of the high-frequency switching circuit 100 with a filter function in FIG. 1, a capacitor C 1 having one end grounded and an induction L connected in series between the Port-1 and the capacitor C f1. A varactor diode D vc1 is provided in which the anode is connected to the connection point between 1 and the induction L 1 and the capacitor C f1 and the control potential V cntrl is applied to the cathode. The Port-2 side is a downstream filter function high frequency switching circuit 100 of FIG. 1, the anode is connected to a varactor diode D vc 2 to control potential V cntrl is applied to the cathode, the capacitor C f2 and Port-2 And an inductive L 2 connected in series and a capacitor C 2 connected to Port-2 and grounded at one end.

図８のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００は、図７．Ｂの回路を、図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の前段及び後段に設けた上、図７．Ｂの回路の２つの容量のうち、図１のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００と接続する側の容量をバラクタダイオードＤvc1、Ｄvc2として、バラクタダイオードＤvcfと同時に制御電位を３Ｖ（オン）／０Ｖ（オフ）とするようにしている。制御電位を０Ｖ（オフ）としたとき、バラクタダイオードＤvc1、Ｄvc2の容量が大きくなり、これらのバラクタダイオードは所望の周波数に対して低インピーダンスとなり、接地されたのと等価となる。このため、他端であるポート１，２からフィルタ側を見たインピーダンスは高インピーダンスとなる。 The high-frequency switching circuit 200 with a filter function of FIG. The circuit B is provided at the front and rear stages of the high-frequency switching circuit 100 with a filter function shown in FIG. Of the two capacitors of the circuit B, and the side of the capacitor connected to the filter function high frequency switching circuit 100 of FIG. 1 as a varactor diode D vc1, D vc2, a varactor diode D vcf simultaneously control potential 3V (On) / It is set to 0V (off). When the control potential is set to 0 V (off), the capacity of the varactor diodes D vc1 and D vc2 increases, and these varactor diodes have a low impedance with respect to a desired frequency and are equivalent to being grounded. For this reason, the impedance when the filter side is viewed from the ports 1 and 2 which are the other ends is high impedance.

図９に、図８のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００のシミュレーション結果を示す。尚、この際、図８のＬ1、Ｌ2、Ｃ1、Ｃ2はロスおよび寄生成分のない理想的なものとしてシミュレーションを行った。図９．Ａはオン時、オフ時の入出力特性を、図９．Ｂはオン時、オフ時の反射係数を示している。図９．Ａのように、周波数5.8GHzに対してオン時の減衰量は1.833dB、オフ時は12dB程度と、スイッチとして機能していることがわかる。このように、所望の周波数で、オフ時のインピーダンスは高インピーダンスに（図９．Ｂのスミスチャートで符号ｍ３が右端に近く）なっていることが分かる。つまり、λ／４線路透過回路によって、オフ時にＰｏｒｔ−１、２が高インピーダンスにならないという問題は解決できた。 FIG. 9 shows a simulation result of the high-frequency switching circuit 200 with a filter function shown in FIG. In this case, the simulation was performed assuming that L 1 , L 2 , C 1 , and C 2 in FIG. 8 are ideal without loss and parasitic components. FIG. A shows the input / output characteristics when on and off. B indicates the reflection coefficient at the on time and at the off time. FIG. As shown in A, the attenuation amount at the time of on is 1.833 dB and the frequency is about 12 dB at the time of off with respect to the frequency of 5.8 GHz. Thus, it can be seen that the off-state impedance at a desired frequency is high impedance (the symbol m3 is close to the right end in the Smith chart of FIG. 9.B). That is, the problem that Port-1 and Port-2 do not become high impedance when turned off can be solved by the λ / 4 line transmission circuit.

また、図８のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００は、分布定数線路を有しない、集中定数回路素子から形成されているので、ＩＣ化が容易であり、小型且つ安価に製造可能である。フィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００は、請求項６乃至８に係る発明に対応する。   Further, since the high-frequency switching circuit 200 with a filter function shown in FIG. 8 is formed of a lumped constant circuit element that does not have a distributed constant line, it can be easily integrated into an IC, and can be manufactured in a small size and at low cost. The high-frequency switching circuit 200 with a filter function corresponds to the inventions according to claims 6 to 8.

〔実施例２の問題点と解決方法〕
さて、実際にSi基板にIC化する場合、5.8GHzのような高周波では、受動素子の寄生成分により、その特性は大きく劣化する。この寄生成分を考慮した場合の特性を図１０に示す。図１０．Ａのようにオン時の減衰量が4.357dBと大きくなり、図１０．Ｂのようにオフ時の反射係数（図１０．Ｂで符号ｍ３）はスミスチャートの内側に入ってくることがわかる。このように、図８のような構成では、実際にシリコン基板上に形成した場合、オフ時に入力インピーダンスを高インピーダンスを実現することは難しい。そこで、Si基板上にフィルタ機能付き高周波スイッチング回路を作製した場合の特性が改善できるよう、以下のような工夫を行う。 [Problems and Solution of Example 2]
When an IC is actually formed on a Si substrate, the characteristics are greatly deteriorated at a high frequency such as 5.8 GHz due to a parasitic component of a passive element. The characteristics when this parasitic component is taken into account are shown in FIG. FIG. As shown in A, the attenuation amount at the time of turning on becomes as large as 4.357 dB. It can be seen that the reflection coefficient at OFF (symbol m3 in FIG. 10.B) enters the inside of the Smith chart, as in B. As described above, in the configuration as shown in FIG. 8, when it is actually formed on a silicon substrate, it is difficult to achieve a high input impedance when the switch is off. Therefore, the following measures are taken to improve the characteristics when a high-frequency switching circuit with a filter function is fabricated on a Si substrate.

図８のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００において、オフ時に入力インピーダンスを高インピーダンスとなる必要があるのは、入力から右を見たインピーダンスである。例えばＳＰＤＴ、ＳＰ３Ｔの回路を構成するため２個又は３個のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００を並列接続する場合、当該共通端子となる端子から各フィルタ機能付き高周波スイッチング回路を見たインピーダンスが高インピーダンスとなれば良い。すると、フィルタ機能付き高周波スイッチング回路は、実のところ左右対称である必要はない。この点に着目して改良したのが、図１１．Ａのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路３００である。   In the high-frequency switching circuit 200 with a filter function in FIG. 8, it is an impedance viewed from the input to the right that requires the input impedance to be high when turned off. For example, when two or three high-frequency switching circuits 200 with a filter function are connected in parallel to form a SPDT or SP3T circuit, the impedance of the high-frequency switching circuit with a filter function viewed from the common terminal is high impedance. It would be good if Then, the high-frequency switching circuit with a filter function does not need to be symmetrical in fact. Fig. 11 shows an improvement that focuses on this point. A high-frequency switching circuit 300 with a filter function A.

図１１．Ａのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路３００は、図８のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００の２つの容量Ｃf1とＣf2のうち、Ｃf2を小さくし（Ｃf1＞Ｃf2）、Ｃf2側に一端が接地された誘導Ｌ20を加えてλ／４線路等価回路を再構成したものである。図１１．Ａのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路３００においては、制御電位が０Ｖ（オフ時）の際には容量Ｃf1とバラクタダイオードＤVC1の接続点Ｐから見たインピーダンスが低くなる。このため、バラクタダイオードＤVC1をショートする効果が高くなり、他端（Ｐｏｒｔ−１）から右を見たインピーダンスをより高くすることができるようになる。またＰｏｒｔ−２側のλ／４線路等価回路の入力インピーダンスはバラクタダイオードＤVC2のオフ時にもはや高インピーダンスにする必要はないので、図１１．Ａの誘導Ｌ2は図８の誘導Ｌ2よりも小さい値とすることができる。これにより寄生成分によるロスを減らすことが可能となる。 FIG. Filter function high frequency switching circuit 300 of the A, of the two capacitance C f1 and C f2 of the filter function high frequency switching circuit 200 of FIG. 8, a smaller C f2 (C f1> C f2 ), the C f2 side The λ / 4 line equivalent circuit is reconfigured by adding the induction L 20 whose one end is grounded. FIG. In the high-frequency switching circuit 300 with a filter function A, the impedance viewed from the connection point P between the capacitor C f1 and the varactor diode D VC1 is low when the control potential is 0 V (when off). For this reason, the effect of short-circuiting the varactor diode D VC1 is increased, and the impedance viewed from the right side at the other end (Port-1) can be further increased. Further, since the input impedance of the λ / 4 line equivalent circuit on the Port-2 side does not need to be high when the varactor diode D VC2 is turned off, FIG. Induced L 2 of A may be smaller than the induction L 2 in FIG. 8. As a result, loss due to parasitic components can be reduced.

更に、図１１．Ｂのように、Ｐｏｒｔ−２側のλ／４線路等価回路そのものを省略することも可能である。このように、フィルタ機能付き高周波スイッチング回路を２個、３個並列接続してＳＰＤＴ、ＳＰ３Ｔを構成する場合、共通端子となる端子から出力側を見たインピーダンスが高インピーダンスとなれば良いので、各個別端子側は高インピーダンスとしなくて良いからである。   Furthermore, FIG. Like B, the Port-2 side λ / 4 line equivalent circuit itself can be omitted. In this way, when two or three high-frequency switching circuits with a filter function are connected in parallel to configure SPDT and SP3T, it is sufficient that the impedance viewed from the terminal serving as the common terminal is a high impedance. This is because the individual terminal side does not need to have high impedance.

図１２．Ａ、図１２．Ｂ、図１２．Ｃに、図１１．Ａのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路３００のシミュレーション結果を示す。図１０と比較し、オン時の減衰量が小さくなり（図１２．Ａの符号ｍ４、3.419dBに改善）、オフ時の反射係数が１に近く、入力ポートＰｏｒｔ−１から右を見たインピーダンスが高インピーダンスになっていること（図１２．Ｃの符号ｍ３）が改善された点である。   FIG. A, FIG. B, FIG. C. FIG. The simulation result of the high frequency switching circuit 300 with a filter function of A is shown. Compared with FIG. 10, the attenuation amount at the time of ON is small (improvement to the sign m4 of FIG. 12.A, 3.419 dB), the reflection coefficient at the time of OFF is close to 1, and the impedance viewed from the input port Port-1 to the right Is a high impedance (reference numeral m3 in FIG. 12C).

フィルタ機能付き高周波スイッチング回路３００、フィルタ機能付き高周波スイッチング回路３５０は、請求項６乃至８に係る発明に対応する。   The high-frequency switching circuit with filter function 300 and the high-frequency switching circuit with filter function 350 correspond to the inventions according to claims 6 to 8.

図１３．Ａは、図１１．Ａの回路の変形例である。Ｐｏｒｔ−１側のλ／４線路等価回路を実装基板上の線路を利用して構成したフィルタ機能付き高周波スイッチング回路４００である。図１３．Ｂは、図１１．Ｂの回路の変形例であり、Ｐｏｒｔ−１側のλ／４線路等価回路を実装基板上の線路を利用して構成したフィルタ機能付き高周波スイッチング回路４５０を示す。いずれも、λ／４線路等価回路をオープンスタブＯＳ、線路Ｌｎ及びバラクタダイオードＤvc1で構成している。図１３．Ａ及び図１３．Ｂにおいては、伝送路である線路Ｌｎ’も記載した。図１３．Ａ、図１３．Ｂにおいては、点線の右側がシリコン基板上に形成でき、ＩＣ化が容易となる。同じく点線の左側は、チップを実装する例えばプリント基板等で形成する。 FIG. A is shown in FIG. It is a modification of the circuit of A. This is a high-frequency switching circuit 400 with a filter function in which a Port-1 side λ / 4 line equivalent circuit is configured using a line on a mounting substrate. FIG. B is shown in FIG. A high-frequency switching circuit 450 with a filter function, which is a modified example of the circuit B, is configured by using a Port-1 side λ / 4 line equivalent circuit using a line on a mounting substrate. In either case, the λ / 4 line equivalent circuit is composed of an open stub OS, a line Ln, and a varactor diode D vc1 . FIG. A and FIG. In B, the line Ln ′, which is a transmission line, is also shown. FIG. A, FIG. In B, the right side of the dotted line can be formed on the silicon substrate, so that the IC can be easily formed. Similarly, the left side of the dotted line is formed by a printed circuit board or the like on which a chip is mounted.

図１３．Ａのシミュレーション結果を図１４、図１５．Ａ及び図１５．Ｂに示す。図１４のようにオン時の減衰量が3.05dBとなり、図１５．Ｂのようにオフ時の反射特性が改善できる。これは、Si基板上でλ／４線路等価回路を形成するより、実装基板上で形成したほうが、低ロスであるからである。一方、LNAやPAのような回路が接続されるＰｏｒｔ−２側では、ワンチップ化可能なようにSi基板上でλ／４線路等価回路を形成してマッチングを行うことが良い。   FIG. The simulation results of A are shown in FIGS. A and FIG. Shown in B. As shown in FIG. 14, the on-time attenuation is 3.05 dB, and FIG. As in B, the reflection characteristic at the off time can be improved. This is because the formation of a λ / 4 line equivalent circuit on a Si substrate results in lower loss when formed on a mounting substrate. On the other hand, on the Port-2 side to which a circuit such as LNA or PA is connected, it is preferable to perform matching by forming a λ / 4 line equivalent circuit on a Si substrate so that it can be formed into one chip.

図１３．Ａのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路４００を３個、Ｐｏｒｔ−１側で並列接続してＳＰ３Ｔを形成した場合のシミュレーション結果を図１６に示す。Ｐｏｒｔ−１とＰｏｒｔ−２間をオンとし、Ｐｏｒｔ−１とＰｏｒｔ−３、４間をオフとした。Ｐｏｒｔ−１と２の間での減衰量は4.312dBと小さく、Ｐｏｒｔ−１と３の間での減衰量は16.864dBと大きく、Ｐｏｒｔ−２と３の間での減衰量は20.206dBと大きくできる。このように、図１３．Ａのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路４００は、複数個、Ｐｏｒｔ−１側で並列接続してＳＰｎＴを形成することに適した回路である。尚、図１３．Ｂのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路４５０も同様の特性を示し、ＳＰｎＴを形成することに適した回路である。   FIG. FIG. 16 shows a simulation result when SP3T is formed by connecting three high-frequency switching circuits 400 with a filter function A in parallel on the Port-1 side. Port-1 and Port-2 were turned on, and Port-1 and Port-3, 4 were turned off. The attenuation between Port-1 and 2 is as small as 4.312 dB, the attenuation between Port-1 and 3 is as large as 16.864 dB, and the attenuation between Port-2 and 3 is as large as 20.206 dB. it can. Thus, FIG. A high-frequency switching circuit 400 with a filter function A is a circuit suitable for forming a SPnT by connecting a plurality of them in parallel on the Port-1 side. Note that FIG. The high-frequency switching circuit 450 with a filter function B also shows similar characteristics and is a circuit suitable for forming SPnT.

フィルタ機能付き高周波スイッチング回路４００、４５０は請求項９に係る発明に対応する。   The high-frequency switching circuits 400 and 450 with a filter function correspond to the invention according to claim 9.

次に、バンドパスフィルタを基にしてフィルタ機能付き高周波スイッチング回路を形成することを考える。図１７．Ａは、通常のバンドパスフィルタ９５０を示している。バンドパスフィルタ９５０は、２つの端子Ｐｏｒｔ−１とＰｏｒｔ−２の間に直列接続された容量Ｃs1、誘導Ｌs、容量Ｃs2と、端子Ｐｏｒｔ−１と容量Ｃs1との接続点に接続され、他端が接地された誘導Ｌp1及び容量Ｃp1、容量Ｃs1と誘導Ｌsとの接続点に接続され、他端が接地された容量Ｃp2、誘導Ｌsと容量Ｃs2との接続点に接続され、他端が接地された容量Ｃp3、容量Ｃs2と端子Ｐｏｒｔ−２との接続点に接続され、他端が接地された誘導Ｌp2及び容量Ｃp4から構成されている。バンドパスフィルタ９５０は、例えばバタワースフィルタ型の設計ののち、ノートン変換により中央の誘導を小さくするように変形したものに相当する。 Next, consider forming a high-frequency switching circuit with a filter function based on a band-pass filter. FIG. A shows a normal bandpass filter 950. The band-pass filter 950 is connected to the connection point between the capacitor C s1 , the induction L s , and the capacitor C s2 connected in series between the two terminals Port-1 and Port-2, and the connection point between the terminal Port-1 and the capacitor C s1. is, induced other end is grounded L p1 and capacitance C p1, is connected to the connection point between the inductive L s and capacitor C s1, capacitor C p2 other end is grounded, the induction L s and capacitor C s2 is connected to the connection point, the capacitance C p3 other end of which is grounded, is connected to the connection point between the capacitor C s2 and the terminal Port-2, the other end is constituted by the induction L p2 and capacitance C p4 is grounded . The band-pass filter 950 corresponds to, for example, a Butterworth filter type design that is modified so as to reduce the central induction by Norton transform.

図１７．Ａのようなバンドパスフィルタ９５０の、一端が接地された４つの容量Ｃp1、Ｃp2、Ｃp3、Ｃp4を、逆バイアスに制御電位を印加されたバラクタダイオードＤvc1、Ｄvc2、Ｄvc3、Ｄvc4に変更すると、図１７．Ｂのようなフィルタ機能付き高周波スイッチング回路５００が構成できる。図１７．Ｂのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路５００は、バラクタダイオードＤvc1、Ｄvc2、Ｄvc3、Ｄvc4の陰極の制御電位を３Ｖ（オン）とすることで、所望の帯域を透過するバンドパスフィルタとなり、制御電位を０Ｖ（オフ）とすることで、所望の帯域を遮断することができる。 FIG. A varactor diode D vc1 , D vc2 , D vc3 having a control potential applied to a reverse bias is applied to four capacitors C p1 , C p2 , C p3 , C p4 of one end of a band pass filter 950 such as A. , D vc4 , FIG. A high-frequency switching circuit 500 with a filter function such as B can be configured. FIG. The high-frequency switching circuit 500 with a filter function B is a band-pass filter that transmits a desired band by setting the control potential of the cathodes of the varactor diodes D vc1 , D vc2 , D vc3 , and D vc4 to 3 V (on). By setting the control potential to 0 V (off), a desired band can be cut off.

フィルタ機能付き高周波スイッチング回路５００は請求項１０乃至請求項１２に係る発明に対応する。   The high-frequency switching circuit 500 with a filter function corresponds to the inventions according to claims 10 to 12.

これをシミュレーションした結果を図１８、図１９に示す。図１８は、図１７．Ａのバンドパスフィルタ９５０の周波数特性である。この際、浮遊容量を考慮せず、理想的な集中回路定数素子としてシミュレーションした。一方、図１７．Ｂのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路５００のシミュレーションにおいては浮遊容量等の影響を考慮した（図１９）。バンドパスフィルタ９５０に基づいて構成された図１７．Ｂのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路５００は、図１９．Ａに示す通り、Ｓｉ基板上に構成したことが損失を大きくしている。また、図１９．Ｂに示す通り、オフ時に入力インピーダンスが高インピーダンスとはなっていない。   The simulation results are shown in FIGS. 18 is similar to FIG. 4 is a frequency characteristic of a band-pass filter 950 of A. At this time, the simulation was performed as an ideal lumped circuit constant element without considering the stray capacitance. On the other hand, FIG. In the simulation of the high-frequency switching circuit 500 with a filter function B, the influence of stray capacitance and the like was taken into consideration (FIG. 19). FIG. 17 configured based on the bandpass filter 950. A high-frequency switching circuit 500 with a filter function B is shown in FIG. As shown in A, the loss is increased by the configuration on the Si substrate. FIG. As shown in B, the input impedance is not high when off.

そこで、実装基板上の線路を用いて、λ／４線路等価回路を付き加した構成を図２０．Ａに示す。図２０．Ａのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路６００は、図１７．Ｂのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路５００のＰｏｒｔ−１側に、オープンスタブＯＳ、線路Ｌｎ及びバラクタダイオードＤvc0で構成したλ／４線路等価回路を付き加したものである。図２０．Ａの点線より左側が、図１７．Ｂに対する付き加部分である。 Therefore, a configuration in which a λ / 4 line equivalent circuit is added using a line on the mounting substrate is shown in FIG. Shown in A. FIG. The high-frequency switching circuit 600 with a filter function A is shown in FIG. A λ / 4 line equivalent circuit composed of an open stub OS, a line Ln, and a varactor diode D vc0 is added to the Port-1 side of the high-frequency switching circuit 500 with a filter function B. FIG. The left side of the dotted line A is shown in FIG. This is an additional part for B.

更に、図２０．Ｂのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路６５０は、図２０．Ａのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路６００の２つのバラクタダイオードＤvc0とＤvc1を一体化させたバラクタダイオードＤvc10で置き換えたものである。図２０．Ｂにおいては、点線よりも右側がＳｉ基板上に形成可能であり、点線よりも左側は実装基板上に形成される。 Furthermore, FIG. A high-frequency switching circuit 650 with a filter function B is shown in FIG. Is replaced by a varactor diode D VC10 obtained by integrating two varactor diodes D vc0 and D vc 1 filter function high frequency switching circuit 600 of the A. FIG. In B, the right side of the dotted line can be formed on the Si substrate, and the left side of the dotted line is formed on the mounting substrate.

図２０．Ｂのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路６５０のシミュレーション結果を図２１に示す。オン時の減衰量は3.516dB程度（図２１．Ａで符号ｍ１）で、オフ時のＰｏｒｔ−１の反射係数（図２１．Ｂで符号ｍ４）が１に近く、従って、Ｐｏｒｔ−１から右を見たインピーダンスが高インピーダンス（オープン）となることが示された。   FIG. A simulation result of the high-frequency switching circuit 650 with a filter function B is shown in FIG. The attenuation amount at the time of ON is about 3.516 dB (symbol m1 in FIG. 21.A), and the reflection coefficient of Port-1 at the time of OFF (symbol m4 in FIG. 21.B) is close to 1. Therefore, from Port-1 to the right It was shown that the impedance of seeing becomes high impedance (open).

図２０．Ｂのフィルタ機能付き高周波スイッチング回路６５０を３個、Ｐｏｒｔ−１側で並列接続してＳＰ３Ｔを形成した場合のシミュレーション結果を図２２に示す。Ｐｏｒｔ−２はオンとなっており、Ｐｏｒｔ−３はオフとなっている、フィルタ機能付き高周波スイッチング回路６５０の個別端子である。オンとなっているＰｏｒｔ−１及び２間での透過損失は4.826dBと小さく、オフとなっているＰｏｒｔ−１及び３間、並びにＰｏｒｔ−２及び３での透過損失は19.413dB、23.257dBと大きくなっていることがわかる。   FIG. FIG. 22 shows a simulation result when SP3T is formed by connecting three high-frequency switching circuits 650 with a filter function B in parallel on the Port-1 side. Port-2 is an individual terminal of the high-frequency switching circuit 650 with a filter function in which Port-2 is turned on and Port-3 is turned off. The transmission loss between Port-1 and Port-2 which is on is as small as 4.826 dB, and the transmission loss between Port-1 and Port3 where it is off and Port-2 and 3 is 19.413 dB and 23.257 dB. You can see that it is getting bigger.

フィルタ機能付き高周波スイッチング回路６００及び６５０は請求項１３に係る発明に対応する。   The high-frequency switching circuits 600 and 650 with a filter function correspond to the invention according to claim 13.

また、実施例１、５のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路は、請求項１、３に係る発明にも対応し、実施例２、３、４、６のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路は、請求項２、３に係る発明にも対応する。   The high-frequency switching circuit with a filter function according to the first and fifth embodiments also corresponds to the invention according to claims 1 and 3, and the high-frequency switching circuit with a filter function according to the second, third, fourth, and sixth embodiments is described in the second aspect. This also corresponds to the invention according to 3.

本発明はＩＣ化したＳＰＳＴ（分岐無し）のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路として用いることができ、λ／４線路等価回路を付き加することで、ＳＰＤＴ（２分岐）、ＳＰ３Ｔ（３分岐）、…、ＳＰｎＴ（ｎ分岐スイッチ）としても有用に用いることができる。また、実装基板上の線路を用いることで、Si基板のようにロスある基板上に形成するＩＣ化に対しても適用可能である。本発明は、電力消費量を抑制した、起動信号発生回路を送受信回路と組み合わせてアンテナと接続するスイッチとして有用であり、スマートプレートのような移動体の自動識別装置に用いることが可能である。   The present invention can be used as an integrated SPST (no branch) high frequency switching circuit with a filter function, and by adding a λ / 4 line equivalent circuit, SPDT (two branches), SP3T (three branches),... , SPnT (n-branch switch) can be usefully used. Further, by using a line on a mounting substrate, the present invention can be applied to an IC formed on a lossy substrate such as a Si substrate. INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is useful as a switch that suppresses power consumption and connects an activation signal generation circuit to an antenna in combination with a transmission / reception circuit, and can be used for an automatic identification device for a mobile object such as a smart plate.

本発明の具体的な第１の実施例に係るフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の構成を示す回路図。The circuit diagram which shows the structure of the high frequency switching circuit 100 with a filter function based on the specific 1st Example of this invention. 対称２ポート回路であるフィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の励振時と奇励振時の説明図。Explanatory drawing at the time of excitation of the high frequency switching circuit 100 with a filter function which is a symmetrical 2 port circuit at the time of excitation, and odd excitation. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の偶励振、奇励振の周波数特性を示すスミスチャート。The Smith chart which shows the frequency characteristic of the even excitation and odd excitation of the high frequency switching circuit 100 with a filter function. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００の周波数特性を示すグラフ図。The graph which shows the frequency characteristic of the high frequency switching circuit with a filter function. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００のオン時の反射係数を示すスミスチャート。The Smith chart which shows the reflection coefficient at the time of ON of the high frequency switching circuit 100 with a filter function. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路１００のオフ時の反射係数を示すスミスチャート。The Smith chart which shows the reflection coefficient at the time of OFF of the high frequency switching circuit 100 with a filter function. 互いに等価な回路７．Ａ、７．Ｂ、７．Ｃの構成を示す回路図。6. Circuits equivalent to each other A, 7. B, 7. The circuit diagram which shows the structure of C. FIG. 本発明の具体的な第２の実施例に係るフィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００の構成を示す回路図。The circuit diagram which shows the structure of the high frequency switching circuit 200 with a filter function which concerns on the specific 2nd Example of this invention. ９．Ａはフィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００の周波数特性を示すグラフ図、９．Ｂはフィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００の反射係数を示すスミスチャート。9. A is a graph showing the frequency characteristics of the high-frequency switching circuit 200 with a filter function; B is a Smith chart showing the reflection coefficient of the high-frequency switching circuit 200 with a filter function. １０．Ａはフィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００をシリコン基板上に形成し、寄生成分を考慮した場合の周波数特性を示すグラフ図、１０．Ｂはフィルタ機能付き高周波スイッチング回路２００をシリコン基板上に形成し、寄生成分を考慮した場合の反射係数を示すスミスチャート。10. 10A is a graph showing frequency characteristics when a high frequency switching circuit 200 with a filter function is formed on a silicon substrate and parasitic components are taken into account; B is a Smith chart showing a reflection coefficient when the high frequency switching circuit 200 with a filter function is formed on a silicon substrate and a parasitic component is taken into consideration. １１．Ａは本発明の具体的な第３の実施例に係るフィルタ機能付き高周波スイッチング回路３００の構成を示す回路図、１１．Ｂは第３の実施例の変形例に係るフィルタ機能付き高周波スイッチング回路３５０の構成を示す回路図、。11. FIG. 11A is a circuit diagram showing a configuration of a high frequency switching circuit 300 with a filter function according to a specific third embodiment of the present invention; B is a circuit diagram showing a configuration of a high-frequency switching circuit 350 with a filter function according to a modification of the third embodiment. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路３００をシリコン基板上に形成し、寄生成分を考慮した場合の周波数特性を示すグラフ図。The graph which shows the frequency characteristic at the time of forming the high frequency switching circuit 300 with a filter function on a silicon substrate, and considering the parasitic component. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路３００をシリコン基板上に形成し、寄生成分を考慮した場合のオン時の反射係数を示すスミスチャート。The Smith chart which shows the reflection coefficient at the time of ON when the high frequency switching circuit 300 with a filter function is formed on a silicon substrate and a parasitic component is considered. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路３００をシリコン基板上に形成し、寄生成分を考慮した場合のオフ時の反射係数を示すスミスチャート。The Smith chart which shows the reflection coefficient at the time of OFF at the time of forming the high frequency switching circuit 300 with a filter function on a silicon substrate, and considering a parasitic component. １３．Ａは本発明の具体的な第４の実施例に係るフィルタ機能付き高周波スイッチング回路４００の構成を示す回路図、１３．Ｂは第４の実施例の変形例に係るフィルタ機能付き高周波スイッチング回路４５０の構成を示す回路図。13. FIG. 13A is a circuit diagram showing a configuration of a high-frequency switching circuit 400 with a filter function according to a specific fourth embodiment of the present invention; B is a circuit diagram showing a configuration of a high-frequency switching circuit 450 with a filter function according to a modification of the fourth embodiment. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路４００をシリコン基板上に形成し、寄生成分を考慮した場合の周波数特性を示すグラフ図。The graph which shows the frequency characteristic at the time of forming the high frequency switching circuit 400 with a filter function on a silicon substrate, and considering the parasitic component. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路４００をシリコン基板上に形成し、寄生成分を考慮した場合のオン時の反射係数を示すスミスチャート。The Smith chart which shows the reflection coefficient at the time of ON when the high frequency switching circuit 400 with a filter function is formed on a silicon substrate and a parasitic component is considered. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路４００をシリコン基板上に形成し、寄生成分を考慮した場合のＰｏｒｔ−１側の反射係数を示すスミスチャート。The Smith chart which shows the reflection coefficient by the side of Port-1 when the high frequency switching circuit 400 with a filter function is formed on a silicon substrate, and a parasitic component is considered. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路４００を３個並列接続したＳＰ３Ｔスイッチの、オン（２，１）、オフ（３，１）及び（３，２）の周波数特性を示すグラフ図。The graph which shows the frequency characteristic of ON (2, 1), OFF (3, 1), and (3, 2) of SP3T switch which connected three high frequency switching circuits 400 with a filter function in parallel. １７．Ａは一般的なバンドパスフィルタ９５０の構成を示す回路図、１７．Ｂは本発明の具体的な第５の実施例に係るフィルタ機能付き高周波スイッチング回路５００の構成を示す回路図。17. A is a circuit diagram showing a configuration of a general band-pass filter 950; B is a circuit diagram showing a configuration of a high-frequency switching circuit 500 with a filter function according to a specific fifth embodiment of the present invention. バンドパスフィルタ９５０の周波数特性を示すグラフ図。The graph which shows the frequency characteristic of the band pass filter 950. FIG. １９．Ａはフィルタ機能付き高周波スイッチング回路５００の周波数特性を示すグラフ図、１９．Ｂはフィルタ機能付き高周波スイッチング回路５００のＰｏｒｔ−１側の反射係数を示すスミスチャート。19. FIG. 19A is a graph showing the frequency characteristics of the high-frequency switching circuit 500 with a filter function; B is a Smith chart showing the reflection coefficient on the Port-1 side of the high-frequency switching circuit 500 with a filter function. ２０．Ａは本発明の具体的な第６の実施例に係るフィルタ機能付き高周波スイッチング回路６００の構成を示す回路図、２０．Ｂはその変形例に係るフィルタ機能付き高周波スイッチング回路６５０の構成を示す回路図。20. A is a circuit diagram showing a configuration of a high-frequency switching circuit 600 with a filter function according to a sixth specific example of the present invention; B is a circuit diagram showing a configuration of a high-frequency switching circuit 650 with a filter function according to the modification. ２１．Ａはフィルタ機能付き高周波スイッチング回路６００の周波数特性を示すグラフ図、２１．Ｂはフィルタ機能付き高周波スイッチング回路６００のＰｏｒｔ−１側の反射係数を示すスミスチャート。21. FIG. 21A is a graph showing frequency characteristics of the high-frequency switching circuit 600 with a filter function; B is a Smith chart showing the reflection coefficient on the Port-1 side of the high-frequency switching circuit 600 with a filter function. フィルタ機能付き高周波スイッチング回路６００を３個並列接続したＳＰ３Ｔスイッチの、オン（２，１）、オフ（３，１）及び（３，２）の周波数特性を示すグラフ図。The graph which shows the frequency characteristic of ON (2,1), OFF (3,1), and (3,2) of SP3T switch which connected three high frequency switching circuits 600 with a filter function in parallel. 特許文献１〜３に記載されたスイッチの構成を示す回路図。The circuit diagram which shows the structure of the switch described in patent documents 1-3. 特許文献１〜３に記載されたスイッチの偶励振時、奇例新時に対応する回路の構成を示す回路図。The circuit diagram which shows the structure of the circuit corresponding to the time of the even excitation of the switch described in patent documents 1-3, and the strange new time.

符号の説明Explanation of symbols

１００、２００、３００、３５０、４００、４５０、５００、６００、６５０：フィルタ機能付き高周波スイッチング回路
Ｃf1、Ｃf2、Ｃc、Ｃ1、Ｃ2、Ｃs1、Ｃs2、Ｃp1、Ｃp2、Ｃp3、Ｃp4：容量
Ｄvcf、Ｄvc1、Ｄvc2、Ｄvc3、Ｄvc4、Ｄvc0、Ｄvc10：バラクタダイオード（可変容量素子）
Ｄwsf、Ｄws1、Ｄws2、Ｄws3、Ｄws4、Ｄws0、Ｄws10：シミュレーションで想定した、ｐ型シリコンウエハとｎウエルの間に形成される寄生ダイオード
Ｌf、Ｌ1、Ｌ2、Ｌ20、Ｌs、Ｌp1、Ｌp2：誘導
Ｌｎ、Ｌｎ’：線路
ＯＳ：オープンスタブ 100,200,300,350,400,450,500,600,650: with filtering the high frequency switching circuit C f1, C f2, C c , C 1, C 2, C s1, C s2, C p1, C p2 , C p3, C p4: capacity D vcf, D vc1, D vc2 , D vc3, D vc4, D vc0, D vc10: varactor diode (variable-capacitance element)
D wsf, D ws1, D ws2 , D ws3, D ws4, D ws0, D ws10: assumed in the simulation, the parasitic diode L f formed between the p-type silicon wafer and the n-well, L 1, L 2, L 20 , L s , L p1 , L p2 : Inductive Ln, Ln ′: Line OS: Open stub

Claims (14)

容量及び誘導により構成された所望の周波数帯域の高周波を透過するフィルタであって、
当該容量の少なくとも１個を可変容量素子で形成し、当該可変容量素子に印加する電圧により所望の帯域の高周波を透過又は遮断することを特徴とするフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 A filter that transmits high frequency in a desired frequency band configured by capacitance and induction,
A high frequency switching circuit with a filter function, wherein at least one of the capacitors is formed of a variable capacitance element, and a high frequency in a desired band is transmitted or blocked by a voltage applied to the variable capacitance element. 所望の帯域の高周波を透過又は遮断する機能を有する構成の前段又は／及び後段に前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路であって、少なくとも１個の可変容量素子を有し、当該当該可変容量素子に印加する電圧により前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路として整合回路として作用させ、或いは当該電位によっては前記所望の高周波に対して高いインピーダンスを有する回路とすることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 A circuit equivalent to a quarter-wavelength line of the desired high frequency is provided at the front stage or / and the rear stage of the structure having a function of transmitting or blocking high frequency in a desired band, and has at least one variable capacitance element. Then, the voltage applied to the variable capacitance element is caused to act as a matching circuit as a circuit equivalent to a quarter-wave line of the desired high frequency, or depending on the potential, a high impedance with respect to the desired high frequency. The high-frequency switching circuit with a filter function according to claim 1, wherein the circuit has a filter function. 前記容量、前記誘導及び前記可変容量素子が全て半導体基板上に形成されたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 3. The high frequency switching circuit with a filter function according to claim 1, wherein the capacitor, the induction, and the variable capacitance element are all formed on a semiconductor substrate. 第１及び第２端子を結ぶスイッチング回路であって、
前記第１及び第２の端子の間に第１及び第２の容量を直列接続し、
前記第１の容量と前記第２の容量との接続点に他端が第１の電位に接続された誘導を接続し、
当該接続点に、第１の可変容量素子を接続し、当該第１の可変容量素子の他端の電位を制御することにより所望の周波数帯域の高周波を透過又は遮断することを特徴とするフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 A switching circuit connecting the first and second terminals,
A first capacitor and a second capacitor are connected in series between the first and second terminals;
Connecting an induction having the other end connected to the first potential to a connection point between the first capacitor and the second capacitor;
A filter function characterized in that a first variable capacitance element is connected to the connection point, and a high frequency in a desired frequency band is transmitted or cut off by controlling a potential of the other end of the first variable capacitance element. With high frequency switching circuit. 前記第１の可変容量素子は逆方向電位を印加して容量として作動させるダイオードであることを特徴とする請求項４に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 5. The high frequency switching circuit with a filter function according to claim 4, wherein the first variable capacitance element is a diode that operates as a capacitance by applying a reverse potential. 前記第１の端子と前記第１の容量との間、及び、前記第２の端子と前記第２の容量との間の少なくとも一方に設けられた前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路であって、前記第１の電位に接続された第３の容量と、第２の可変容量素子とを有し、当該第２の可変容量素子に印加する電位により前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路として整合回路として作用させ、或いは当該電位によっては前記所望の高周波に対して高い入力インピーダンスを有する回路とするスイッチ付き整合回路を有することを特徴とする請求項４又は請求項５に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 The desired high-frequency quarter-wave line provided between at least one of the first terminal and the first capacitor and between the second terminal and the second capacitor. And having a third capacitance connected to the first potential and a second variable capacitance element, and the desired high frequency by the potential applied to the second variable capacitance element. It is characterized by having a matching circuit with a switch that acts as a matching circuit as a circuit equivalent to a quarter-wavelength line or a circuit having a high input impedance with respect to the desired high frequency depending on the potential. The high frequency switching circuit with a filter function according to claim 4 or 5. 前記第２の可変容量素子は逆方向電位を印加して容量として作動させるダイオードであることを特徴とする請求項６に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 The high frequency switching circuit with a filter function according to claim 6, wherein the second variable capacitance element is a diode that operates as a capacitance by applying a reverse potential. 前記容量、前記誘導及び前記可変容量素子が全て半導体基板上に形成されたことを特徴とする請求項４乃至請求項７のいずれか１項に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 8. The high-frequency switching circuit with a filter function according to claim 4, wherein the capacitor, the induction, and the variable capacitance element are all formed on a semiconductor substrate. 前記第３の容量は、一端が信号線路に接続され他端が開放された第１の線路により形成され、当該第３の容量の接続点と第２の可変容量素子の接続点の間に直列接続された第２の線路を設けて、当該第１の線路、第２の可変容量素子、直列接続された線路により前記整合回路が構成され、
前記第１の線路及び前記第２の線路以外の構成要素は半導体基板上に形成されたことを特徴とする請求項６又は請求項７に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 The third capacitor is formed by a first line having one end connected to the signal line and the other end opened, and is connected in series between the connection point of the third capacitor and the connection point of the second variable capacitance element. The matching circuit is configured by providing a connected second line, the first line, the second variable capacitance element, and the line connected in series,
8. The high-frequency switching circuit with a filter function according to claim 6, wherein components other than the first line and the second line are formed on a semiconductor substrate. 第１及び第２の端子を結ぶスイッチング回路であって、
容量と誘導とから構成された帯域濾波器の構成から一端が接地された容量のうちの少なくとも１個を、当該一端の電位を制御可能な可変容量素子に置き換え、当該可変容量素子の当該一端の電位を制御することにより前記所望の周波数帯域の高周波を透過又は遮断することを特徴とするフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 A switching circuit connecting the first and second terminals,
At least one of the capacitors grounded at one end from the configuration of the bandpass filter composed of a capacitor and an induction is replaced with a variable capacitor capable of controlling the potential at the one end, and the one end of the variable capacitor is A high frequency switching circuit with a filter function, wherein a high frequency in the desired frequency band is transmitted or cut off by controlling a potential. 前記可変容量素子は逆方向電位を印加して容量として作動させるダイオードであることを特徴とする請求項１０に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 The high frequency switching circuit with a filter function according to claim 10, wherein the variable capacitance element is a diode that operates as a capacitance by applying a reverse potential. 前記容量、前記誘導及び前記可変容量素子が全て半導体基板上に形成されたことを特徴とする請求項１０又は請求項１１に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 12. The high frequency switching circuit with a filter function according to claim 10, wherein the capacitor, the induction, and the variable capacitance element are all formed on a semiconductor substrate. 前記第１の端子とフィルタ機能付き高周波スイッチング回路の構成の間には、前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路であって、直列接続された第１の線路と、一端が接続され他端が開放された第２の線路と、第２の可変容量素子を有し、当該第２の可変容量素子に印加する電位により前記所望の高周波の４分の１波長の線路と等価な回路として整合回路として作用させ、或いは当該電位によっては前記所望の高周波に対して高い入力インピーダンスを有する回路とするスイッチ付き線路整合回路を有し、
前記第１の線路と、前記第２の線路以外の構成要素は半導体基板上に形成されたことを特徴とする請求項１０又は請求項１１に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路。 Between the first terminal and the configuration of the high-frequency switching circuit with a filter function, the circuit is equivalent to the desired high-frequency quarter-wave line, the first line connected in series, and one end And a second line having the other end opened, and a second variable capacitance element, and a line having a quarter wavelength of the desired high frequency by a potential applied to the second variable capacitance element, A line matching circuit with a switch that acts as a matching circuit as an equivalent circuit, or a circuit having a high input impedance with respect to the desired high frequency depending on the potential,
The high-frequency switching circuit with a filter function according to claim 10 or 11, wherein components other than the first line and the second line are formed on a semiconductor substrate. 請求項１乃至１３のいずれか１項に記載のフィルタ機能付き高周波スイッチング回路を有することを特徴とする移動体の自動識別装置であるスマートプレート。 A smart plate, which is an automatic identification device for a moving body, comprising the high-frequency switching circuit with a filter function according to any one of claims 1 to 13.
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