JP2005175545A - Semiconductor integrated circuit, imaging system and signal conversion method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、CCD(チャージ・カップルド・デバイス)やCMOSのような撮像素子を用いた撮像システムにおけるノイズ低減技術、さらにはディジタル画像データの伝達によって生じるノイズをコード変換方式を用いて低減する技術に関し、特に並列に複数の出力信号を同時に得ることができる撮像素子に対してこのようなノイズ低減技術を適用することに関する。 The present invention relates to a noise reduction technique in an imaging system using an imaging device such as a charge coupled device (CCD) or a CMOS, and a technique to reduce noise caused by transmission of digital image data using a code conversion method. In particular, the present invention relates to applying such a noise reduction technique to an image sensor that can simultaneously obtain a plurality of output signals in parallel.
撮像システムにおいて表示画面に現われるノイズの原因について、特許文献1に記載のように開示されている。すなわち、図17に示すように、AD変換された画像データをDSP30へ伝達するためにAD変換用LSI20が画像データを出力時に発生する電源ノイズが、プリント配線基板上の電源ライン(Vccラインおよびグランドライン)を介してCCD側に回り込み、AD変換用LSIへ入力される映像信号に侵入したり、AD変換用LSI内部で電源ラインや半導体基板を通して出力回路側から入力端子側へ回り込むことが主な原因であることが記載されている。
The cause of noise appearing on the display screen in the imaging system is disclosed as described in
もともとLSIの出力回路は、外部のプリント配線等チップ内部に比べて大きな負荷を駆動する必要があるため、出力用素子もAD変換回路などの内部回路を構成する素子に比べて大きなサイズ(10倍以上)のものが使用され、比較的多くの電流が流れるように設計されるのが一般的であり、出力信号の切り替わりの際に大きな貫通電流が流れて電源にノイズがのると考えられる。また、出力回路で発生したノイズは基板を通して入力回路以外の内部回路にも伝播するが、AD変換用LSIでは入力アナログ信号を増幅するPGA(プログラマブル・ゲイン・アンプ)のような増幅回路を有するため、入力側に伝播したノイズも映像信号と共に増幅されてしまい表示画質の低下につながることとなる。 Originally, an LSI output circuit needs to drive a larger load than the inside of a chip such as an external printed wiring, so the output element is also larger in size (10 times) than the elements constituting the internal circuit such as an AD converter circuit. The above is generally used and is designed so that a relatively large amount of current flows. It is considered that a large through current flows when the output signal is switched and noise is applied to the power supply. Noise generated in the output circuit propagates through the substrate to internal circuits other than the input circuit. However, the AD conversion LSI has an amplifier circuit such as a PGA (programmable gain amplifier) that amplifies the input analog signal. The noise propagated to the input side is also amplified together with the video signal, leading to a decrease in display image quality.
そこで、図18に示すように、AD変換されたディジタル画像データを出力する前に差分符号化し、それをグレイコードに変換もしくはある固定値を加算するような所定のコード変換を行なってからLSIより出力するようにした。より具体的には、撮像素子から出力されるアナログカラー映像信号をAD変換回路によりAD変換した後、変換後の同一色に関わる隣接する画素のコード同士の差分をとり、該差分化出力コードを前後のコード間で切り替わりビット数の少ないコードに変換するようにしたものである。かかるコード変換を行なうことで、出力されるディジタル信号が切り換わる際に変化するビットの数が少なくなり、それによって出力回路での貫通電流が減少し、出力の変化に伴なうノイズを低減した。
しかしながら、上述したような従来のノイズ低減技術を、並列に複数の出力を得られる撮像素子を含むシステムに適用する場合、AD変換回路以降の差分化回路とコード変換回路が複数必要であり、経済的でないという問題があった。 However, when the conventional noise reduction technology as described above is applied to a system including an image sensor that can obtain a plurality of outputs in parallel, a plurality of differentiating circuits and code conversion circuits after the AD conversion circuit are required, which is economical. There was a problem that it was not right.
また、それぞれの信号について差分符号化及びコード変換した場合には出力端子数が多いためにノイズ低減効果が弱くなるという問題があった。 In addition, when differential encoding and code conversion are performed for each signal, there is a problem that the noise reduction effect becomes weak because of the large number of output terminals.
本発明はこのような問題を解決するために成されたものであり、複数の信号出力端子を有する撮像素子から並列に信号を読出すことによって撮像素子の信号読出し速度を見かけ上数倍に向上させる撮像装置において、撮像素子から読み出され、AD変換された信号を多重化してから差分符号化及びコード変換する半導体集積回路を提供するとともに、効果的なノイズ低減を可能にする撮像システム及び信号変換方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve such problems, and apparently improves the signal reading speed of the image sensor several times by reading signals in parallel from the image sensor having a plurality of signal output terminals. In addition to providing a semiconductor integrated circuit that multiplexes signals that have been read out from an image sensor and subjected to AD conversion, and then differential encoding and code conversion, an imaging system and signal that enable effective noise reduction An object is to provide a conversion method.
上記課題を解決するために本発明の請求項1に記載の半導体集積回路は、撮像素子から出力される複数のアナログカラー映像信号を増幅する複数の増幅回路と、増幅された信号をディジタル信号に変換する複数のAD変換回路と、AD変換後の複数のディジタル信号をマルチプレクスする多重化手段と、前記多重化信号の同一色に関わる隣接する画素のコード同士の差分をとる差分化手段と、前記差分化手段の出力をコード変換するコード変換手段とを備える。
In order to solve the above problems, a semiconductor integrated circuit according to
また、上記コード変換手段は、入力バイナリコードをグレイコードに変換するバイナリ−グレイコード変換回路又は、入力コードに固定値を加算もしくは減算する回路とすることが望ましい。 The code conversion means is preferably a binary-gray code conversion circuit that converts an input binary code into a gray code, or a circuit that adds or subtracts a fixed value to the input code.
また、上記差分化手段は、上記多重化手段の出力コードを遅延させる遅延回路と、該遅延回路で遅延されたコードと入力コードとの差分をとる減算手段とにより構成され、上記遅延回路は入力映像信号の色配列に応じて遅延時間が可変に構成されていてもよい。 The differentiating means is composed of a delay circuit for delaying the output code of the multiplexing means, and a subtracting means for taking the difference between the code delayed by the delay circuit and the input code. The delay time may be configured to be variable according to the color arrangement of the video signal.
さらに、請求項4に記載の撮像システムは、色フィルタを備え、同時に複数の出力信号を得ることが可能な撮像素子と、前記撮像素子から出力される複数のアナログカラー映像信号を増幅する複数の増幅回路と、増幅された信号をディジタル信号に変換する複数のAD変換回路と、AD変換後の複数のディジタル信号をマルチプレクスする多重化手段と、該多重化信号の同一色に関わる隣接する画素のコード同士の差分をとる差分化手段と、該差分化手段の出力をコード変換する第1コード変換手段とを備えた半導体集積回路と、前記半導体集積回路から出力されるコードを変換する第2コード変換手段および画像処理回路を備え画像処理用半導体集積回路とを有している。
Furthermore, the imaging system according to
また、上記撮像システムの第1コード変換手段はバイナリコードをグレイコードに変換するバイナリ−グレイコード変換回路、第2コード変換手段はグレイコードをバイナリコードに変換するグレイ−バイナリコード変換回路とすることが望ましい。 In the imaging system, the first code conversion means is a binary-gray code conversion circuit that converts binary code into gray code, and the second code conversion means is a gray-binary code conversion circuit that converts gray code into binary code. Is desirable.
また、上記撮像システムの第1コード変換手段は、入力コードに固定値を加算もしくは減算する回路、第2コード変換手段は入力コードから固定値を減算もしくは加算する回路に構成してもよい。 The first code conversion means of the imaging system may be configured as a circuit for adding or subtracting a fixed value to the input code, and the second code conversion means may be configured as a circuit for subtracting or adding a fixed value from the input code.
また、上記撮像システムの差分化手段は、多重化手段の出力コードを遅延させる遅延回路と、遅延回路で遅延されたコードと入力コードとの差分をとる減算手段とから構成し、遅延回路は入力映像信号の色配列に応じて遅延時間が可変に構成してもよい。 Further, the differentiating means of the imaging system comprises a delay circuit that delays the output code of the multiplexing means, and a subtracting means that takes the difference between the code delayed by the delay circuit and the input code. The delay time may be variable according to the color arrangement of the video signal.
さらに、請求項9に記載の信号変換方法は、映像信号をAD変換回路によりAD変換した後、複数のディジタル信号を多重化し、多重化後の同一色に関わる隣接する画素のコード同士の差分をとり、前記差分化出力コードを前後のコード間で切り替わるビット数の少ないコードに変換するようにした。
Furthermore, in the signal conversion method according to
本発明によれば、以上説明したように本発明は、n個のAD変換回路(ADC)から出力されたn個の信号を多重化手段でマルチプレクスして1つの信号にまとめることによって、差分化回路ならびにコード変換回路を節約でき、LSIの出力端子もn分の1になるので経済的、かつノイズの発生量も減らすことができるという効果がある。 According to the present invention, as described above, the present invention provides a difference by multiplexing n signals output from n AD converter circuits (ADC) by multiplexing means to be combined into one signal. The circuit and the code conversion circuit can be saved, and the output terminal of the LSI is reduced to 1 / n, so that there is an effect that it is economical and the amount of noise can be reduced.
また、多重化手段でマルチプレクスすることによって、隣の同色画素同士の差分を得ることができるので、差分符号化の結果として出力データの変化が並列に差分符号化する場合に比べて少なくなり、並列に差分符号化する場合に比べてノイズ抑圧効果が高い。 Also, since the difference between adjacent pixels of the same color can be obtained by multiplexing with the multiplexing means, the change in the output data as a result of the differential encoding is reduced compared to the case of differential encoding in parallel, Compared with the case of differential encoding in parallel, the noise suppression effect is high.
以下に本発明の実施例について説明する。 Examples of the present invention will be described below.
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。図2は、本発明を適用した撮像システムに用いられる撮像素子のカラーフィルタの構成を、図3には読出し信号の様子を示す。 Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. 2 shows the configuration of the color filter of the image sensor used in the imaging system to which the present invention is applied, and FIG. 3 shows the state of the readout signal.
本実施例では図2に示されているように、GrとRあるいはBとGbが水平ラインごとに交互に配置され、2つの出力端子のうちOUT13からはGr1→Gr3→Gr5という順番で読み出され、OUT24からはR2→R4→R6という順番で読み出される。 In this embodiment, as shown in FIG. 2, Gr and R or B and Gb are alternately arranged for each horizontal line, and the two output terminals are read from OUT13 in the order of Gr1 → Gr3 → Gr5. Then, the data is read from OUT24 in the order of R2 → R4 → R6.
図1は、本発明を適用した撮像システムに用いられるAD変換用LSIの概略構成例を示す。 FIG. 1 shows a schematic configuration example of an AD conversion LSI used in an imaging system to which the present invention is applied.
この実施例1のAD変換用LSI20は、CMOS10から出力され入力端子に入力されたアナログ映像信号をサンプリングする相関二重サンプリング回路(CDS)21a、21bと、サンプリングされた信号を増幅する利得可変なプログラマブルゲインアンプ(PGA)22a、22bと、増幅されたアナログ信号をディジタル信号に変換するAD変換回路(ADC)23a、23bと、AD変換されたディジタル画像データをマルチプレクスする多重化回路24と、マルチプレクスされた信号を差分符号化しさらにそれをグレイコードに変換する符号化及びコード変換回路25と、コード変換された信号を出力端子OUTよりチップ外部へ出力する出力バッファ26から構成されている。
The
なお、この実施例1のAD変換用LSI20に設けられる回路は、図1に示されているものに限定されるものではなく、図示されていないが、このLSIチップ内には上記アンプ(PGA)22a、22bのゲインを制御する信号などを生成したりチップ全体の動作を制御したりする制御回路や、CDS21a、21bへサンプリングタイミングを与えるクロック信号やAD変換回路23a、23bおよび多重化回路24、符号化及びコード変換回路25の動作にそれぞれ必要なクロック信号を生成するクロック生成回路もしくは外部から供給されるクロック信号をチップ内部の回路に分配するクロックバッファなどが設けられる。
The circuit provided in the
また、この実施例1では、上記符号化及びコード変換回路25を設けることにより後述のように出力バッファ26における貫通電流を減らしノイズを低減できるようにされているが、さらにノイズを低減するためには、チップの電源端子にパスコンデンサを接続するのが望ましい。ただし、本発明を適用することによりパスコンデンサとして容量値の小さなものを使用することができるので実装面積を小さくすることができる。
In the first embodiment, by providing the encoding and
図9は、上記符号化及びコード変換回路25の概略構成が示されている。図9に示すように、符号化及びコード変換回路25は、多重化回路24から出力されたデータを所定のクロック周期だけ遅延させる遅延回路41と、多重化回路24から出力されたデータと遅延回路41で遅延されたデータとの差分をとる差分符号化回路42と、差分符号化されたバイナリデータをグレイコードに変換するコード変換回路43とから構成される。
FIG. 9 shows a schematic configuration of the encoding and
差分符号化回路42は、差分をとった際に発生したキャリービットを切り捨てるように構成されている。キャリービットを切り捨てることで、差分をとる前のデータのビット数と差分をとった後のデータのビット数が同一となり、データの取り扱いが容易になる。表1に、2ビットの場合を例にとって、データ(被減算値a)とデータ(減算値b)の差分をとってキャリーを切り捨てた場合の演算結果c(=a−b)と、該演算結果cと減算値bとから加算により被減算値aを算出した結果d(=c+b)を示す。なお、本実施例においては、後述の差分復号化の際に行なわれる加算においても、発生したキャリービットは切り捨てられる。これにより、差分をとる前のデータのビット数と差分をとった後のデータのビット数が同一となる。
The
コード変換回路43は、例えば図7に示すように変換するコードのビット数よりも1つ少ない数のイクスクルーシブORゲートG1〜G7で構成され、最上ビットを除き隣接するビット同士Di,Di+1(i=0〜6)の排他的論理和をとったものが変換後のビットDi’として出力される。変換前の最上位のビットD7はそのまま変換後の最上位ビットD7’として出力される。図8は、一例として8ビットのバイナリコードをグレイコードに変換する場合の回路例であり、同様の仕組みにより10ビットや12ビットなど任意のビット数のコード変換回路を構成することができる。
For example, as shown in FIG. 7, the
次に、上記差分符号化回路42による差分符号化処理とコード変換回路43によるバイナリグレイコード変換の具体的な手順を、図12を参照しながら説明する。この場合、図9の遅延回路41における遅延量は2クロック周期、すなわち多重化回路24出力におけるクロックの2周期分の遅延とされる。多重化回路24にてマルチプレクスされた信号は図11の(A)欄に示されているように、Gr→R→Gr→R→Gr→RのようにR(赤)の信号とG(緑)の信号が交互に入力される。
Next, a specific procedure of the differential encoding process by the
このとき各信号をAD変換した値が10進数で図12の(B)欄のように変化したとする。これを実際に出力されるバイナリコードで現わすと、図12(C)欄のようになる。符号化&コード変換回路25を有しない従来のAD変換用LSIからはこのコードがそのまま出力されていた。図12(C)欄のコードの隣接するもの同士を比較すると明らかなように、各コードが次のコードに変化するときの切り替わりビット数は、図12の(D)欄のようになる。
At this time, it is assumed that the value obtained by AD-converting each signal changes as a decimal number as shown in the column (B) of FIG. When this is expressed by the binary code that is actually output, it becomes as shown in FIG. This code is output as it is from a conventional AD conversion LSI that does not have the encoding &
本実施例のコード変換回路25に図12(C)に示すようなバイナリコードが入力されたときに差分符号化回路42から出力される値を、10進数で示すと図12(E)のように、またバイナリコードで示すと図12(F)のようになる。ここで、差分は隣接する画素の同一の色同士、つまり図12の(B)欄で矢印で示すように一つおきの値同士の差分である。そして、図12(F)の差分バイナリコードをグレイコードに変換すると図12(G)のようになる。
When the binary code as shown in FIG. 12C is input to the
図12(G)欄のコードの隣接するもの同士を比較すると明らかなように、各コードが次のコードに変化するときの切り替わりビット数は、図12の(H)のようになる。図12の(D)欄と(H)欄とを比較すると、従来方式に比べて本実施例の方が、切り替わりビット数が大幅に減少することが分かる。 As is clear when adjacent codes in the column (G) in FIG. 12 are compared, the number of switching bits when each code changes to the next code is as shown in FIG. Comparing the (D) column and the (H) column in FIG. 12, it can be seen that the number of switching bits is significantly reduced in this embodiment compared to the conventional method.
なお、映像信号においては隣接する画素間での急激な変化は少ないので、AD変換後のコードを直ちにグレイコードに変換しても同一色同士ではビット変化量は少ない。本実施例において多重化後のコードを直ちにグレイコードに変換せずに差分をとっているのは、映像信号においては隣接する画素同士では変化が少なくても、図?のような色要素配列のフィルタを通したCMOSの出力におけるひとつの画素の異色間のコード差は比較的大きいことが多いためである(例外として撮影対象が色彩の変化に乏しい灰色の場合には、異色間のコード差も小さくなる)。 In the video signal, since there is little abrupt change between adjacent pixels, even if the code after AD conversion is immediately converted to a gray code, the amount of bit change is small between the same colors. In the present embodiment, the difference between the multiplexed code and the gray code is not immediately converted into the gray code, but the difference between adjacent pixels in the video signal is small. This is because the code difference between different colors of one pixel in the CMOS output through the filter of the color element array as described above is often relatively large (except in the case where the subject to be photographed is gray with little color change). The code difference between different colors is also reduced).
ただし、単に差分をとるようにしたのでは、1つの画面では差分が正になる場合と負になる場合がほぼ同一の割合で発生すると予想されるが、2の補数で表わされるバイナリコードでは正から負に変わるときはオール“0”からオール“1”へ、また、負から正へ変わるときはオール“1”からオール“0”にコードが大きく変化してしまう。そこで、この実施例では、バイナリコードをグレイコードに変換することにより、正から負あるいは負から正へ変わるときにコードが大きく変化しないようにしている。 However, if the difference is simply taken, it is expected that the difference will be positive and negative on one screen at almost the same rate, but in the binary code represented by 2's complement, the difference is positive. When changing from negative to negative, the code changes greatly from all “0” to all “1”, and when changing from negative to positive, the code greatly changes from all “1” to all “0”. Therefore, in this embodiment, the binary code is converted to the Gray code so that the code does not change greatly when changing from positive to negative or from negative to positive.
表2に、2の補数で表わされるバイナリコードとグレイコードとの関係を、コードが3ビットの場合を例にとって示す。 Table 2 shows the relationship between the binary code represented by 2's complement and the Gray code, taking the case where the code is 3 bits as an example.
図13には、一例として人間の手のひらをCCDで撮影した場合における従来方式によるAD変換後のコードの切り替わりビット数を調べた結果(A)と、本実施例を適用して差分符号化後にグレイコード変換した場合における切り替わりビット数を調べた結果(B)をグラフで示す。 FIG. 13 shows, as an example, a result (A) of examining the code switching bit number after AD conversion according to the conventional method when a human palm is photographed by a CCD, and a gray scale after differential encoding by applying this embodiment. The result (B) of examining the number of switching bits when code conversion is performed is shown in a graph.
同図より、従来方式(A)ではコードの切り替わりビット数は最大「8」個で最も出現頻度が高いビット数は「4」個であるのに対して、本実施例を適用した場合には切り替わりビット数は最大「6」個で最も出現頻度が高いビット数は「2」個であり、本実施例の方が従来方式に比べて切り替わりビット数が少ないことが分かる。そして、このように切り替わりビット数が少なければそのようなコードを出力するときに出力バッファに流れる貫通電流を減らすことができ、電源ノイズや基板を通して伝わるノイズも減らすことができる。 From the figure, in the conventional method (A), the maximum number of code switching bits is “8” and the most frequently appearing bit number is “4”. The maximum number of switching bits is “6” and the most frequently appearing bit number is “2”. It can be seen that the number of switching bits is smaller in this embodiment than in the conventional method. If the number of bits to be switched is small, the through current flowing in the output buffer when outputting such a code can be reduced, and the power supply noise and the noise transmitted through the substrate can also be reduced.
なお、図9に示されている差分符号化およびグレイコード変換方式は、図11(B)のようにCy(シアン),Ye(イエロー),Mg(マゼンタ),G(グリーン)の4色が配列されてなる補色フィルタを用いる場合や3原色R(赤),G(緑),B(青)が横一列に配列されてなるフィルタを用いる場合にも適用することができる。このうち補色フィルタを用いる場合でも、同一行に2種類の色要素が交互に配列されているフィルタであれば、遅延回路41における遅延量は前記実施例と同様に2クロック周期とすればよい。
In the differential encoding and gray code conversion method shown in FIG. 9, four colors of Cy (cyan), Ye (yellow), Mg (magenta), and G (green) are used as shown in FIG. The present invention can also be applied to the case where an arrayed complementary color filter is used, or the case where a filter in which three primary colors R (red), G (green), and B (blue) are arranged in a horizontal row is used. Of these, even when a complementary color filter is used, the delay amount in the
一方、図示しないが3原色フィルタでも3つの色要素が順に繰返し横一列に配列されてなる3原色フィルタを用いる場合には遅延回路41における遅延量は3クロック周期とすれば良い。このように使用するフィルタに応じて遅延回路41における遅延量は異なるので、図2の実施例における遅延回路41を可変遅延回路で構成するとともに、この可変遅延回路に対応して遅延量(遅延クロック周期)を指定するためのレジスタを設けて、このレジスタの設定値を書き換えることで遅延回路41における遅延量を変更できるように構成するようにしても良い。
On the other hand, although not shown, when a three primary color filter in which three color elements are sequentially arranged in a horizontal row is used in the three primary color filter, the delay amount in the
(実施例2)
次に、本発明の実施例2を説明する。この実施例2は、実施例1のように差分符号化した後グレイコードに変換するのではなく、差分符号化した後にあるバイナリコードで表現された固定値を加算(減算も可)するようにしたものである。表2の右側の列に差分符号化した後に固定値として「10進数表示で5(バイナリコードでは“101”)」を加算した場合のコード(以下、オフセットバイナリコードと称する)を示す。
(Example 2)
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the second embodiment, instead of converting into a gray code after differential encoding as in the first embodiment, a fixed value expressed by a binary code after differential encoding is added (subtraction is also possible). It is a thing. The code on the right side of Table 2 shows a code (hereinafter referred to as an offset binary code) when “5 (decimal code“ 101 ”)” is added as a fixed value after differential encoding.
表2より差分符号化後に固定値として「5」を加算した場合には、10進数の「0」から「−1」に変化するときにバイナリコードでは「101」から「100」に変化するので、この場合、切り替わるビットはたった1ビットであることが分かる。ただし、この方式の場合、10進数の「2」から「3」に変化するときに「111」から「000」に変化するので、この場合、切り替わるビット数は3個となる。しかし、入力映像信号すなわち撮影対象によっては隣接する画素間の信号の変化の量が「−1」〜「+2」の範囲に入る場合(明度差の小さな映像)もある。このような場合、実施例2を適用したとしても出力の切り替わりの際に変化するビットの数を減らし、出力の変化に伴なうノイズを低減することができる。 From Table 2, when “5” is added as a fixed value after differential encoding, the binary code changes from “101” to “100” when the decimal number changes from “0” to “−1”. In this case, it can be seen that the bit to be switched is only one bit. However, in this system, when the decimal number “2” is changed to “3”, it changes from “111” to “000”. In this case, the number of bits to be switched is three. However, depending on the input video signal, that is, the subject to be photographed, the amount of change in signal between adjacent pixels may fall within the range of “−1” to “+2” (video with a small brightness difference). In such a case, even if the second embodiment is applied, the number of bits that change when the output is switched can be reduced, and noise accompanying the change in output can be reduced.
表2にはコードが3ビットの場合を示したが、ビット数がもっと多くなれば加算する固定値を適当に選択することで、出力データが切り替わる際に変化するビットの数を1以下に抑えることができるオフセットバイナリコードの範囲を広くすることができる。従って、差分符号化後にオフセットバイナリコードに変換するようにしても、実施例1ほどではないが、出力されるディジタル信号が切り換わる際に変化するビットの数をかなり少なくすることができ、それによって出力回路での貫通電流を減少させ、出力の変化に伴なうノイズを低減することができるようになる。 Table 2 shows the case where the code is 3 bits, but if the number of bits increases, the number of bits that change when the output data is switched is suppressed to 1 or less by appropriately selecting a fixed value to be added. The range of offset binary codes that can be made can be widened. Therefore, even if it is converted to the offset binary code after the differential encoding, the number of bits that change when the output digital signal is switched can be considerably reduced, but not as much as in the first embodiment. The through current in the output circuit can be reduced, and the noise accompanying the change in output can be reduced.
図14には上記AD変換用LSIから出力される画像データを受けてデータ処理を行なうDSP(ディジタル・シグナル・プロセッサ)30の概略構成が示されている。この実施例2のDSP30は、AD変換用LSI20から出力されるグレイコード変換された画像データを受けてこれを元のバイナリコードに逆変換しさらに差分復号を行なうグレイ−バイナリ差分復号回路31と、復号された画像データに対して例えば色補正や画像合成などの画像処理を行なう画像処理回路32と、復号された画像データを圧縮して外部のメモリ50に格納したりメモリ50から読み出された画像データを伸長したりする圧縮/伸長回路33などにより構成されている。メモリ50は、RAMなどの揮発性半導体集メモリの他、スマートメディアやコンパクトフラッシュ(登録商標)などの不揮発性メモリが用いられる。
FIG. 14 shows a schematic configuration of a DSP (digital signal processor) 30 which receives image data output from the AD conversion LSI and performs data processing. The
なお、画像処理回路32で画像処理される前の画像データを圧縮する代わりに、画像処理された後の画像データを圧縮/伸長回路33で圧縮して外部のメモリ50に格納するように構成することも可能である。この実施例2においては、上記DSP30で画像処理された画像データは外部のDA変換回路60へ出力されてアナログ信号に変換され、これがフィルタ70を通してディスプレイ80に供給されて表示されるようにされる。図14のDSP30は機能ブロックで表わしたものであり、実際のハードウェアでは、例えば乗算器や加算器などの演算器とデータを保持するレジスタ、それらを処理内容に応じて所定の順序で動作させる制御回路などから構成される。
Instead of compressing image data before image processing by the
図15には、上記DSP30に設けられるグレイ−バイナリ差分復号回路31の構成が示されている。グレイ−バイナリ差分復号回路31は、例えばデータが3ビットの場合には表2の3列目に示されているようなグレイコードを2列目に示されているようなバイナリコードに変換するグレイ−バイナリ変換回路311と、図9に示されている遅延回路41における遅延に対応して所定のクロック周期だけコード信号を遅延させる遅延回路312と、グレイ−バイナリ変換回路311で変換されたコードに遅延回路312で遅延されたコードを加算することで差分復号化したデータを生成する加算回路313とから構成されている。なお、加算回路313は加算のときに発生したキャリーを切り捨てるように構成されている。このように差分復号化の際にキャリーの切捨てを行なうように構成されていても、表1を用いて説明したように、元のコードを正確に復元することができる。
FIG. 15 shows the configuration of the gray-binary
図16には、上記グレイ−バイナリ変換回路311の具体的な構成例が示されている。同図に示されているように、グレイ−バイナリ変換回路311は、変換するコードのビット数よりも1つ少ない数のイクスクルーシブORゲートG11〜G17で構成され、最上位を除く各入力ビットDi’とその1つ上位ビット側の変換後ビット(イクスクルーシブORゲートの出力)Di+1との排他的論理和をとることでバイナリコードに変換される。最上位のビットD7’はそのまま変換後の最上位ビットD7として出力される。図16は、図10に対応して8ビットのグレイコードをバイナリコードに変換する回路の例を示したものであり、同様の仕組みにより10ビットや12ビットなど任意のビット数のコード変換回路を構成することができる。
FIG. 16 shows a specific configuration example of the gray-
なお、図15および図16は送られてくるコードがグレイコードの場合の変換回路の例であり、送られてくるコードが表2の4列目に示されているようなオフセットバイナリコードである場合には、入力コードからある固定値を引き算(あるいは加算)する処理を行なう回路とされる。
(実施例3)
次に本発明の実施例3について説明する。
FIGS. 15 and 16 show examples of conversion circuits in the case where the sent code is a gray code, and the sent code is an offset binary code as shown in the fourth column of Table 2. In some cases, a circuit that performs a process of subtracting (or adding) a fixed value from the input code.
(Example 3)
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
図5は、本実施例の撮像システムに用いられる撮像素子のカラーフィルタの構成と、読出し信号の様子を示す。この実施例では、CMOS210から並列に4つの信号が読み出される。
FIG. 5 shows the configuration of the color filter of the image sensor used in the imaging system of the present embodiment and the state of the readout signal. In this embodiment, four signals are read from the
図5に示されているように、GrとRあるいはBとGbが水平ラインごとに交互に配置され、4つの出力端子のうちOUT15からはGr1→Gr5→Gr9、OUT37からはGr3→Gr7→Gr11という順番で読み出され、OUT26からはR2→R6→R10、OUT48からはR4→R8→R12という順番で読み出される。 As shown in FIG. 5, Gr and R or B and Gb are alternately arranged for each horizontal line. Out of the four output terminals, Gr1 → Gr5 → Gr9 from OUT15 and Gr3 → Gr7 → Gr11 from OUT37. Are read from OUT26 in the order of R2 → R6 → R10, and from OUT48 in the order of R4 → R8 → R12.
図4に示すように、この実施例3のAD変換用LSI120は、CMOS110から出力され入力端子に入力された4つのアナログ映像信号をサンプリングする相関二重サンプリング回路(CDS)121a、121b、121c、および121dと、サンプリングされた信号を増幅する利得可変なプログラマブルゲインアンプ(PGA)122a、122b、122c、および122dと、増幅されたアナログ信号をディジタル信号に変換するAD変換回路(ADC)123a、123b、123c、および123dと、AD変換されたディジタル画像データをマルチプレクスする多重化回路124と、マルチプレクスされた信号を差分符号化しさらにそれをグレイコードに変換する符号化&コード変換回路125と、コード変換された信号を出力端子OUTよりチップ外部へ出力する出力バッファ126から構成されている。多重化回路124にてマルチプレクスされた後の動作は実施例1と同様である。
As shown in FIG. 4, the
AD変換回路(ADC)123a、123b、123c、および123dから出力された4つの信号を多重化回路24でマルチプレクスして1つの信号にまとめることによって、差分化回路ならびにコード変換回路を4分の1に節約でき、LSIの出力端子も4分の1になるので経済的、かつノイズの発生量も減らすことができるというメリットがある。
By multiplexing the four signals output from the AD conversion circuits (ADC) 123a, 123b, 123c, and 123d by the multiplexing
さらに言えば、多重化回路124でマルチプレクスする1番の目的は、相関の一番強い画素同士の差分を取るためである。すなわち、マルチプレクスしない場合を考えると、4つの出力はそれぞれ連続して出力するデータは同色であるが空間的には隣の同色画素であるため、差分を取ったときの値は隣の同色画素間より大きくなってしまう。しかしマルチプレクスすることによって実施例1と同様に、隣の同色画素同士の差分を得ることができるので、差分符号化の結果として、出力データの変化が並列に差分符号化する場合に比べて少なくなる。
Furthermore, the first purpose of multiplexing by the
なお、この実施例3のAD変換用LSI120に設けられる回路は、図4に示されているものがすべてではなく、図示されていないが、このLSIチップ内には上記アンプ(PGA)122a、122b、122c、および122dのゲインを制御する信号などを生成したりチップ全体の動作を制御したりする制御回路や、CDS121a、121b、121c、および121dへサンプリングタイミングを与えるクロック信号やAD変換回路123a、123b、123c、および123d、さらに多重化回路124、符号化&コード変換回路125の動作にそれぞれ必要なクロック信号を生成するクロック生成回路もしくは外部から供給されるクロック信号をチップ内部の回路に分配するクロックバッファなどが設けられる。
The circuits provided in the
また、この実施例3では、上記符号化及びコード変換回路125を設けることにより後述のように出力バッファ126における貫通電流を減らしノイズを低減できるようにされているが、さらにノイズを低減するためには、チップの電源端子にパスコンデンサを接続するのが望ましい。ただし、本発明を適用することによりパスコンデンサとして容量値の小さなものを使用することができるので実装面積を小さくすることができる。
Further, in the third embodiment, by providing the encoding and
上記符号化及びコード変換回路125の構成・原理については、上述の実施例1、2で説明したようなバイナリコードをグレイコードに変換する方法、あるいは一定値を加減算する方法と同様であり、説明は省略する。
The configuration and principle of the encoding and
なお、LSI120を使い、多重化回路124によって4:1にマルチプレクスするのではなく、図1に示すようなLSI20を2個使い、4つの出力信号のうち同色の2つの出力を多重化回路24によって2:1にマルチプレクスするような実施形態も考えられる。この場合は遅延回路41における遅延量は1クロック周期とする。
Instead of using the
さらに、図7、図8のように8つの撮像素子出力を1つにマルチプレクスするような場合も、これまでに述べた方法と同様にして構成できる。 Further, when the outputs of the eight image sensors are multiplexed into one as shown in FIGS. 7 and 8, the configuration can be made in the same manner as described above.
10 CCD/CMOS
20 AD変換用LSI
21a 相関二重サンプリング回路(CDS)
21b 相関二重サンプリング回路(CDS)
22a プログラマブルゲインアンプ(PGA)
22b プログラマブルゲインアンプ(PGA)
23a AD変換回路(ADC)
23b AD変換回路(ADC)
24 多重化回路
25 符号化&コード変換回路
26 出力バッファ
30 DSP(ディジタル・シグナル・プロセッサ)
31 グレイバイナリ差分復号回路
32 画像処理回路
33 圧縮/伸長回路
41 遅延回路
42 差分符号化回路
43 コード変換回路
50 メモリ
60 DA変換器
70 フィルタ
80 ディスプレイ
100 プリント配線基板
110 CCD/CMOS
120 AD変換用LSI
121a 相関二重サンプリング回路(CDS)
121b 相関二重サンプリング回路(CDS)
121c 相関二重サンプリング回路(CDS)
121d 相関二重サンプリング回路(CDS)
122a プログラマブルゲインアンプ(PGA)
122b プログラマブルゲインアンプ(PGA)
122c プログラマブルゲインアンプ(PGA)
122d プログラマブルゲインアンプ(PGA)
123a AD変換回路(ADC)
123b AD変換回路(ADC)
123c AD変換回路(ADC)
123d AD変換回路(ADC)
124 多重化回路
125 符号化&コード変換回路
126 出力バッファ
220 AD変換用LSI
221 相関二重サンプリング回路(CDS)
222 プログラマブルゲインアンプ(PGA)
223 AD変換回路(ADC)
224 符号化&コード変換回路
225 出力バッファ
10 CCD / CMOS
20 AD conversion LSI
21a Correlated double sampling circuit (CDS)
21b Correlated double sampling circuit (CDS)
22a Programmable gain amplifier (PGA)
22b Programmable gain amplifier (PGA)
23a AD conversion circuit (ADC)
23b AD conversion circuit (ADC)
24
31 Gray binary
120 AD conversion LSI
121a Correlated Double Sampling Circuit (CDS)
121b Correlated Double Sampling Circuit (CDS)
121c Correlated Double Sampling Circuit (CDS)
121d Correlated Double Sampling Circuit (CDS)
122a Programmable gain amplifier (PGA)
122b Programmable gain amplifier (PGA)
122c Programmable gain amplifier (PGA)
122d Programmable gain amplifier (PGA)
123a AD conversion circuit (ADC)
123b AD converter circuit (ADC)
123c AD conversion circuit (ADC)
123d AD conversion circuit (ADC)
124
221 Correlated Double Sampling Circuit (CDS)
222 Programmable Gain Amplifier (PGA)
223 AD converter circuit (ADC)
224 Coding &
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