JP2005128033A - Radiation thermometer - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、測定対象から放射される赤外線により測定対象の温度を測定する放射温度計に関する。 The present invention relates to a radiation thermometer that measures the temperature of a measurement object using infrared rays emitted from the measurement object.
この種の放射温度計としては、例えば特開平8−145800号公報に開示されている方式で測定する赤外線体温計が知られている。この赤外線体温計は赤外線センサと、耳孔からの赤外線を取り込むプローブと、赤外線センサ自身の温度を検出する温度センサと、赤外線センサの出力及び温度センサの出力を増幅するプリアンプ(増幅器)と、プリアンプによって増幅された赤外線センサの出力及び温度センサの出力をA/D変換するA/Dコンバータと、A/D変換された赤外線センサの出力及び温度センサの出力から測定対象の温度を
算出するCPUとを備えている。
As this type of radiation thermometer, for example, an infrared thermometer for measuring by the method disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 8-145800 is known. This infrared thermometer is an infrared sensor, a probe that captures infrared rays from the ear canal, a temperature sensor that detects the temperature of the infrared sensor itself, a preamplifier (amplifier) that amplifies the output of the infrared sensor and the output of the temperature sensor, and is amplified by the preamplifier. A / D converter that A / D converts the output of the infrared sensor and the output of the temperature sensor, and a CPU that calculates the temperature of the measurement target from the output of the infrared sensor and the temperature sensor that have been A / D converted ing.
このような赤外線体温計では、CPUがデジタルデータとして取り込んだ赤外線センサの
出力及び温度センサの出力から所定の算出式に基づき(例えば特許文献1参照)、測定対象の温度を算出している。
しかしながら、上記のような従来技術の場合には、赤外線体温計を構成する電子回路部品の素子性能、回路構成に依存する誤差要因や環境温度の影響により測定精度あるいは測定信頼性を上げることが困難となっている。 However, in the case of the prior art as described above, it is difficult to improve the measurement accuracy or measurement reliability due to the element performance of the electronic circuit components constituting the infrared thermometer, the error factor depending on the circuit configuration, and the influence of the environmental temperature. It has become.
すなわち、増幅器には一般的に入力回路のオフセット電圧(またはオフセット電流)が存在し、これによって出力電圧のレベルが大きくシフトすることが知られている。ここでオフセット電圧とは、増幅器に入力信号のない状態で出力端子に現われる出力電圧を入力側の電圧に換算した電圧をいう。このオフセット電圧を解消する方法として入力端子にオフセット電圧と逆方向の電圧を印加する方法や増幅器内部のトランジスタのバイアス調整を行う方法が知られている(岡村廸夫著 CQ出版刊 「OPアンプ回路の設計」)。しかし、このような方法は必ずしも温度変化に対して安定でなく、また、部品点数の増加と回路の複雑さを招くという問題がある。 That is, it is known that an offset voltage (or offset current) of an input circuit is generally present in an amplifier, and this greatly shifts the output voltage level. Here, the offset voltage is a voltage obtained by converting the output voltage appearing at the output terminal in the state where the amplifier has no input signal into the voltage on the input side. As a method of eliminating this offset voltage, a method of applying a voltage in the opposite direction to the offset voltage to the input terminal and a method of adjusting the bias of the transistor inside the amplifier are known (Okamura Ikuo, published by CQ Publishing, "OP amplifier circuit design"). However, such a method is not necessarily stable with respect to a temperature change, and there is a problem that an increase in the number of components and circuit complexity are caused.
本発明は上記問題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、放射温度計を構成する回路部品の素子特性や回路構成による誤差要因を排除し、高精度の測定が可能な放射温度計を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and the object of the present invention is to eliminate the element characteristics of the circuit components constituting the radiation thermometer and the error factor due to the circuit configuration, and to perform highly accurate measurement. It is to provide a radiation thermometer.
上記目的を達成するために本発明は以下の構成を採用する。すなわち、本発明は、測定対象から放射される赤外線の量に応じたセンサ出力信号を出力する赤外線センサと、この赤外線センサ自身の温度に応じたセンサ温度信号を出力する温度センサとを備えた放射体温計であり、さらに以下の構成を含むものである。 In order to achieve the above object, the present invention adopts the following configuration. That is, the present invention provides an infrared sensor that outputs a sensor output signal corresponding to the amount of infrared rays emitted from a measurement target, and a temperature sensor that outputs a sensor temperature signal corresponding to the temperature of the infrared sensor itself. It is a thermometer and further includes the following configuration.
本発明は、上記センサ出力信号を増幅するための反転入力端子及び非反転入力端子を含む増幅器と、上記センサ出力信号を上記反転入力端子または上記非反転入力端子のいずれか一方に接続するための入力スイッチ部と、上記増幅器によって増幅されたセンサ出力信号及び上記センサ温度信号に基づき測定対象の温度を算出する制御部とを備える。 The present invention provides an amplifier including an inverting input terminal and a non-inverting input terminal for amplifying the sensor output signal, and for connecting the sensor output signal to either the inverting input terminal or the non-inverting input terminal. An input switch unit; and a control unit that calculates the temperature of the measurement target based on the sensor output signal amplified by the amplifier and the sensor temperature signal.
上記制御部は、上記反転入力端子から増幅させた上記センサ出力信号と、上記非反転入力端子から増幅させた上記センサ出力信号との差分信号に基づき測定対象の温度を算出する。 The control unit calculates a temperature to be measured based on a difference signal between the sensor output signal amplified from the inverting input terminal and the sensor output signal amplified from the non-inverting input terminal.
本発明によれば、放射体温計において、増幅器のオフセット電圧を簡易かつ安定して解消できるので、測定精度の向上を図ることができる。 According to the present invention, since the offset voltage of the amplifier can be eliminated easily and stably in the radiation thermometer, the measurement accuracy can be improved.
以下、図面を参照して、本発明の好適な実施の形態を説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(基本形態)
本発明の特徴を最も良く表す実施形態の説明に先立ち、図1及び図2を参照して、基本となる放射体温計について説明し、後述する本発明の実施形態の説明において適宜参照する。
(Basic form)
Prior to the description of the embodiment that best represents the features of the present invention, a basic radiation thermometer will be described with reference to FIGS. 1 and 2, and will be referred to as appropriate in the description of the embodiment of the present invention described later.
図1は本発明の基本形態に係る放射体温計のブロック図であり、図2はその作用を示すフローチャートである。 FIG. 1 is a block diagram of a radiation thermometer according to the basic form of the present invention, and FIG. 2 is a flowchart showing its operation.
<放射体温計の構成>
この放射体温計の構成を示すブロック図を図1に示す。この放射体温計は、測定対象(例えば、耳孔内の鼓膜)から放射される赤外線を検出する赤外線センサ1と、この赤外線センサ1自身の温度を測定する温度センサ2と、赤外線センサ1の出力(センサ出力信号)及び温度センサ2の出力(センサ温度信号)を受けて、これらを増幅する増幅器3と、基準入力電圧としての基準電圧を発生する基準電圧発生部11と、増幅器3により増幅されたセンサ出力信号,センサ温度信号及び基準入力電圧をデジタルデータに変換するA/D
コンバータ4と、入力される切換信号に応じて上記増幅器3により増幅されたセンサ出力信号、センサ温度信号、基準入力電圧のいずれかをA/Dコンバータ4の入力回路に接続す
る信号選択回路10と、制御プログラムを実行してA/Dコンバータ4によってデジタルデ
ータに変換されたセンサ出力信号とセンサ温度信号とに基づき測定対象の温度を算出するCPU5(制御部に相当)と、CPU5が算出した測定対象の温度を表示するLCD6(液晶ディ
スプレイ)と、制御プログラムやデータを格納するメモリ7とを備える。
<Configuration of radiation thermometer>
A block diagram showing the configuration of this radiation thermometer is shown in FIG. The radiation thermometer includes an
A
赤外線センサ1は、サーモパイルで構成され、測定対象からの赤外線を受けてセンサ出力信号(起電力)を発生する。
The
温度センサ2は、サーミスタで構成され、赤外線センサ1に接触して赤外線センサ1自身の温度の変化を抵抗値の変化として検出する。この抵抗の変化によるサーミスタ両端の電圧の変化がセンサ温度信号に相当する。
The
増幅器3は、赤外線センサ1の出力(センサ出力信号)及び温度センサ2の出力(センサ温度信号)を受けて、これをA/Dコンバータ4において変換可能な信号レベルまで増幅
する。
The
基準電圧発生部11から発せられる電圧は、CPU5がA/Dコンバータ4の変換直線性を測定する際の基準入力電圧として使用される。
The voltage generated from the reference voltage generator 11 is used as a reference input voltage when the CPU 5 measures the conversion linearity of the A /
信号選択回路10は、CPU5から入力される切換信号に応じて増幅器3で増幅されたセ
ンサ出力信号、センサ温度信号、基準電圧発生部11の発生する基準入力電圧のいずれか
一つをA/Dコンバータ4の入力端子に接続する。
The
A/Dコンバータ4及びCPU5の処理については以下に詳しく説明する。
The processing of the A /
<A/Dコンバータの変換方式>
A/Dコンバータ4は、増幅器3によって増幅されたセンサ出力信号及びセンサ温度信号
をデジタルデータに変換する。本実施の形態では、A/Dコンバータ4として積分回路(積
分器に相当)、コンパレータ及びカウンタからなる2重積分型のA/Dコンバータを採用す
る(例えば、伊東規之著 日本理工出版会刊 「ディジタル回路」16.3節二重積分型ADコンバータ参照)。図8に2重積分型のA/Dコンバータの構成を示す。
<Conversion method of A / D converter>
The A /
この方式のA/Dコンバータは変換対象である入力信号V1を一定期間T1(以下充電時間と呼ぶ)積分回路で積分し、これを既知の放電用リファレンス電圧V2で放電し、その放電に要した時間T2(実際にはカウンタで計測されたクロック数)と上記充電時間T1と放電用リファレンス電圧V2とから入力信号V1のデジタルデータを得るものである。この関係は次の(式1)で表される。 This type of A / D converter integrates the input signal V1 to be converted by a T1 (hereinafter referred to as charging time) integrating circuit for a certain period, and discharges it with a known discharge reference voltage V2. The digital data of the input signal V1 is obtained from the time T2 (actually, the number of clocks measured by the counter), the charging time T1 and the discharge reference voltage V2. This relationship is expressed by the following (Formula 1).
T2 = -T1×(V1-V3)/(V2-V3) .....(式1)
ここで、V1:入力信号の電圧である。
V2:放電用リファレンス電圧である。
V3:A/Dコンバータ4の基準電位である。
T1:入力信号による積分回路の充電時間である。
T2:放電時間である。
T2 = -T1 × (V1-V3) / (V2-V3) ..... (Formula 1)
Here, V1 is the voltage of the input signal.
V2: Reference voltage for discharge.
V3: A reference potential of the A /
T1: The charging time of the integration circuit by the input signal.
T2: discharge time.
基準電位V3を基準とした入力信号電圧(V1-V3)は、放電時間T2に比例するので、放電
時間T2の間オンとなるゲート信号により、基準クロックパルスを通過させてカウンタでカウントすることにより、そのカウンタ値からA/D変換後のデジタルデータを得ることがで
きる。
The input signal voltage (V1-V3) based on the reference potential V3 is proportional to the discharge time T2, so that the gate signal that is on during the discharge time T2 passes the reference clock pulse and counts it with the counter. The digital data after A / D conversion can be obtained from the counter value.
<CPUの処理>
CPU5は、メモリ7に記憶された制御プログラムを実行し、デジタルデータに変換され
たセンサ出力信号及びセンサ温度信号から測定対象の温度を算出する。その際CPU5は、
上記信号選択回路10に切換信号を入力することで、信号選択回路10からA/Dコンバー
タ4に基準入力電圧を与えて、A/Dコンバータ4の変換直線性を予め測定しておき、その
結果に基づいて、上記測定対象の温度を補正する。以下このCPU5の処理について詳しく
説明する。
<CPU processing>
The CPU 5 executes the control program stored in the memory 7 and calculates the temperature of the measurement object from the sensor output signal and sensor temperature signal converted into digital data. At that time, the CPU 5
By inputting a switching signal to the
今、上記2重積分型A/Dコンバータにおいて、T1a、T1bという2種類の充電時間で同一
の基準入力電圧をA/D変換したときに得られるA/D変換出力(デジタルデータ)をADa、ADbとすると、上記(式1)が成立する場合には、
T1a/T1b = ADa/ADb .....(式2)
が成立する。すなわち、同一の入力信号をA/D変換した場合でも、A/D変換出力はその積分回路の充電時間に比例したものとなる。これは等価的に、(式1)において同一の充電時間T1で、種々の入力信号電圧(V1-V3)をA/D変換した場合と同一の結果を表している。
Now, in the above double integral type A / D converter, A / D conversion output (digital data) obtained when A / D conversion is performed on the same reference input voltage with two kinds of charging time T1a and T1b is ADa, Assuming ADb, if the above (Equation 1) holds,
T1a / T1b = ADa / ADb ..... (Formula 2)
Is established. That is, even when the same input signal is A / D converted, the A / D conversion output is proportional to the charging time of the integration circuit. This equivalently represents the same result as when A / D conversion is performed on various input signal voltages (V1-V3) with the same charging time T1 in (Equation 1).
しかし、実際の2重積分型A/Dコンバータにおいては、積分回路のコンデンサの漏れ電
流等の影響により、必ずしも(式2)は成立しない。これは等価的には同一の充電時間で種々の入力信号電圧をA/D変換した場合に必ずしも入力信号電圧に比例したA/D変換出力(デジタルデータ)が得られないこと、すなわち、2重積分型A/Dコンバータの変換直線性
における誤差を表している。そこで
X = T1a/T1b - ADa/ADb .....(式3)
を充電時間を変更して測定し、この誤差を予め求めておけば、実際のA/D変換出力(デジ
タルデータ)を補正することができる。
However, in an actual double integration type A / D converter, (Equation 2) does not necessarily hold due to the influence of the leakage current of the capacitor of the integration circuit. This is equivalent to the fact that A / D conversion output (digital data) proportional to the input signal voltage cannot always be obtained when various input signal voltages are A / D converted with the same charging time. It represents the error in the conversion linearity of the integral type A / D converter. there
X = T1a / T1b-ADa / ADb ..... (Formula 3)
If the error is calculated in advance by changing the charging time, the actual A / D conversion output (digital data) can be corrected.
図3は、充電時間を横軸にして、種々の充電時間において同一の基準入力電圧をA/D変
換して測定した出力(デジタルデータ)を縦軸にして、実測値101を複数個プロットした例を実線で図示された理論値100と共に示すグラフである。図3において、複数の実測値101が変換直線性に相当し、理論値100が理想の変換直線性に相当する。
FIG. 3 plots a plurality of measured values 101 with the charging time as the horizontal axis and the output (digital data) measured by A / D converting the same reference input voltage at various charging times as the vertical axis. It is a graph which shows an example with the theoretical value 100 illustrated with the continuous line. In FIG. 3, a plurality of actually measured values 101 correspond to conversion linearity, and a theoretical value 100 corresponds to ideal conversion linearity.
さらに、図4は、図3に示されたA/D変換出力(デジタルデータ)の実測値101を横
軸にして、その時の理論値(理想の変換直線性)からの誤差を縦軸にしてプロットした結果得られる誤差曲線102を示すグラフである。この図4の実験式(誤差曲線)から求められる値で実際のA/D変換出力(デジタルデータ)を補正すれば、図3に示した変換直線
性の理論値100からの誤差を解消することができる。このような実験式は、最小2乗法により一般的に求めることができる。
Further, FIG. 4 shows the measured value 101 of the A / D conversion output (digital data) shown in FIG. 3 as the horizontal axis and the error from the theoretical value (ideal conversion linearity) at that time as the vertical axis. It is a graph which shows the error curve 102 obtained as a result of plotting. If the actual A / D conversion output (digital data) is corrected with the value obtained from the empirical formula (error curve) of FIG. 4, the error from the theoretical value 100 of the conversion linearity shown in FIG. 3 is eliminated. Can do. Such an empirical formula can be generally obtained by the method of least squares.
本実施の形態では、CPU5は、予め測定された変換直線性のデータから図4に示したよ
うな誤差曲線102(実験式)の係数をメモリ7に保持し、この誤差曲線102を用いてA/D変換出力(デジタルデータ)を補正し、補正後のデジタルデータに基づき測定対象(
鼓膜)の温度を算出する。
In the present embodiment, the CPU 5 holds the coefficient of the error curve 102 (empirical formula) as shown in FIG. 4 in the memory 7 from the conversion linearity data measured in advance, and uses this error curve 102 to / D conversion output (digital data) is corrected, and the measurement target (based on the corrected digital data)
The temperature of the eardrum is calculated.
<動作例>
次に、図1に示した放射体温計の全体の動作例を図2のフローチャートに従って説明する。
<Operation example>
Next, an example of the overall operation of the radiation thermometer shown in FIG. 1 will be described according to the flowchart of FIG.
まず、不図示の電源スイッチがONにされると(ステップ101(以下S101と略す))、CPU5はメモリ7上に格納された制御プログラムを実行して以下の動作を実行する。 First, when a power switch (not shown) is turned on (step 101 (hereinafter abbreviated as S101)), the CPU 5 executes a control program stored in the memory 7 and executes the following operation.
まず、CPU5は、信号選択回路10を制御し、基準電圧発生部11からの基準入力電圧
をA/Dコンバータ4の入力端子に接続させた後、積分回路を充電するための複数の充電時
間をA/Dコンバータ4に設定してA/D変換を複数回実行させ、図4に示した変換直線性の誤差曲線102を求める(S102)。その後、CPU5は待機状態に入る(S103)。
First, the CPU 5 controls the
不図示の測定開始スイッチが押されると、CPU5は測定開始スイッチが押されたことを
検知し、その検知をトリガとして、測定を開始する(S104)。
When a measurement start switch (not shown) is pressed, the CPU 5 detects that the measurement start switch has been pressed, and starts measurement using the detection as a trigger (S104).
まず、温度センサ2のセンサ温度信号をA/D変換し、そのデジタルデータを求める(S
105)。
First, the sensor temperature signal of the
105).
次に赤外線センサ1のセンサ出力信号をA/D変換し、そのデジタルデータを求める(S
106)。
Next, the sensor output signal of the
106).
次に、CPU5は、上記S102の処理で求めておいた変換直線性の誤差曲線102から
上記センサ温度信号及びセンサ出力信号のA/D変換補正値を求める(S107)。
Next, the CPU 5 obtains A / D conversion correction values of the sensor temperature signal and the sensor output signal from the conversion linearity error curve 102 obtained in the process of S102 (S107).
その後、上記A/D変換補正値を用いて、S105及びS106の処理で得たセンサ温度
信号及びセンサ出力信号のデジタルデータを補正した後、これらを用いて測定対象の温度を求め、LCD6に表示する(S108)。
After that, the A / D conversion correction value is used to correct the digital data of the sensor temperature signal and the sensor output signal obtained in the processes of S105 and S106. (S108).
このようにして、電源スイッチがONにされるたびに、CPU5がA/Dコンバータ4の変換直
線性を求めて理論値からのずれによる誤差を補正するので、A/Dコンバータ4に経時変化
や温度変化が生じても、その変化に応じて変換直線性の理論値からのずれによる誤差が補正されたA/D変換出力を用いて、測定対象の温度が求められる。従って、放射体温計によ
る温度測定の精度を高めることができる。
In this way, each time the power switch is turned on, the CPU 5 calculates the conversion linearity of the A /
<変形例>
上記図1の構成では、基準電圧発生部11の出力(基準入力電圧)を直接信号選択回路10を通じてA/Dコンバータ4に接続しているが、これに代えて、基準電圧発生部11か
らの基準入力電圧が増幅器3を通じて信号選択回路10に入力されるようにしてもよい。そのようにすることで、増幅器3とA/Dコンバータ4を合わせた変換直線性の測定及び補
正が可能になる。
<Modification>
In the configuration shown in FIG. 1, the output (reference input voltage) of the reference voltage generator 11 is directly connected to the A /
なお、赤外線センサ1または温度センサ2の出力信号が十分に大きく、A/Dコンバータ
4で変換可能な場合には、これらの信号を直接A/Dコンバータ4でA/D変換するようにすれば、増幅器3を省略することができる。
If the output signal of the
本実施の形態では、一般的にA/Dコンバータ4の変換直線性を測定してデジタルデータ
を補正しているが、図3または図4で例示したような誤差の発生要因をA/Dコンバータ4
における積分回路内のコンデンサの漏れ電流と仮定し、その漏れ抵抗を求めることでデジタルデータを補正してもよい。
In this embodiment, the conversion linearity of the A /
The digital data may be corrected by assuming the leakage current of the capacitor in the integration circuit in FIG.
今、積分回路の抵抗をR、静電容量をC、積分された信号の出力電圧をV0とすると入力
信号電圧が基準入力電圧Vi(一定)の場合に積分回路の出力電圧は次の(式4)で表される。
V0 = ViT1/CR ..... (式4)
ここでT1は積分回路の充電時間である。
If the resistance of the integrating circuit is R, the capacitance is C, and the output voltage of the integrated signal is V0, the output voltage of the integrating circuit is as follows when the input signal voltage is the reference input voltage Vi (constant): 4).
V0 = ViT1 / CR ..... (Formula 4)
Here, T1 is the charging time of the integrating circuit.
しかし、積分回路のコンデンサに漏れ電流があってこれをΔi1(その時の等価的な漏れ抵抗値をr1)とすると出力電圧は以下の(式5)のようになる。
V0 =(T1/C)(Vi/R-Δi1)
= ViT1/CR・(1- R/r1) .....(式5)
However, if there is a leakage current in the capacitor of the integrating circuit and this is Δi1 (the equivalent leakage resistance value at that time is r1), the output voltage is as shown in the following (Equation 5).
V0 = (T1 / C) (Vi / R-Δi1)
= ViT1 / CR ・ (1- R / r1) ..... (Formula 5)
一方、V0に充電された積分回路のコンデンサを基準リファレンス電圧Vrで放電すると
V0 = VrT2/CR ..... (式6)
ここでT2は積分回路の放電時間である。
On the other hand, when the capacitor of the integration circuit charged to V0 is discharged with the reference reference voltage Vr
V0 = VrT2 / CR ..... (Formula 6)
Here, T2 is the discharge time of the integrating circuit.
しかし、積分回路のコンデンサに漏れ電流があってこれをΔi2(その時の等価的な漏れ抵抗値をr2)とすると出力電圧は以下の(式7)のようになる。
V0 =(T2/C)(Vr/R-Δi2)
= VrT2/CR・(1- R/r2) .....(式7)
However, if there is a leakage current in the capacitor of the integrating circuit and this is Δi2 (the equivalent leakage resistance value at that time is r2), the output voltage is as shown in (Equation 7) below.
V0 = (T2 / C) (Vr / R-Δi2)
= VrT2 / CR ・ (1- R / r2) ..... (Formula 7)
従って、A/Dコンバータ4の積分回路に既知の基準入力電圧Viを入力し、所定の充電時
間T1で積分したときの積分回路出力V0の実測値と理論式(式4)によって算出した値と
の差から上記(式5)に従って漏れ抵抗r1を求め、さらに充電された電圧V0を放電用リファレンス電圧Vrで放電したときの放電時間T2の実測値と理論式(式6)との差から(式7)に従って漏れ抵抗r2を算出することができる。
Therefore, when the known reference input voltage Vi is input to the integrating circuit of the A /
そこで、これらのR及びr1、r2をメモリに保持しておき、CPU5がA/Dコンバータ4の
出力を(式5)及び(式7)に従って補正することで、本実施の形態と同様の結果を得ることができる。これは、変換直線性の理論値からのずれの解釈をA/Dコンバータ4の積分
回路の漏れ抵抗として表現したものであって、基本形態の一態様に含まれる。
Therefore, these R, r1, and r2 are held in the memory, and the CPU 5 corrects the output of the A /
本基本形態では、A/Dコンバータ4として2重積分型A/Dコンバータを使用したが、これに限定されない。要するに基準入力信号(アナログ信号)とそのときのA/D変換出力(デ
ジタルデータ)の関係からA/Dコンバータ4としての変換直線性を予め測定しておき、そ
の変換直線性から実際の測定時のA/D変換出力を補正できればよい。すなわち、本発明は
、積分回路の充電時間を変更する手段のないA/Dコンバータを備える放射体温計であって
も、基準入力信号としての複数点の電圧を発生する基準電圧発生部11を準備すれば適用可能である。従って、サンプルホールド回路付きのA/Dコンバータ、カウンタクランプ型A/Dコンバータ、逐次比較型A/Dコンバータ等、A/D変換の方式によらず、赤外線センサ1と温度センサ2とA/Dコンバータ4とを備える方式の放射温度計に対しても適用は可能であ
る。
In this basic form, a double integration type A / D converter is used as the A /
本基本形態では、A/D変換出力の変換直線性の誤差を補正する放射体温計を示したが、
実測した変換直線性が理論値と大きく乖離する場合は、補正をやめて、その旨の表示を行うようにしてもよい。図5にそのような表示を行うプログラムのフローチャートを示す。図5は図2の処理にS120〜S122の処理を追加し、また、図2のS104以降の処理を省略したものである。
In this basic form, the radiation thermometer that corrects the error of the conversion linearity of the A / D conversion output is shown.
If the measured conversion linearity deviates greatly from the theoretical value, the correction may be stopped and a display to that effect may be displayed. FIG. 5 shows a flowchart of a program for performing such display. 5 is obtained by adding the processes of S120 to S122 to the process of FIG. 2 and omitting the processes after S104 of FIG.
この処理では、図2と同様に変換直線性を測定した後(S102)、実測された変換直線性の理論値からの偏差が所定範囲内か否かを判断し(S120)、所定範囲内であれば、図2と同様に待機状態に移行するが(S103)、所定範囲内にない場合は、変換直線性が劣化している旨を表示し(S121)、電源をOFFにする(S122)。 In this process, after measuring the conversion linearity as in FIG. 2 (S102), it is determined whether or not the deviation from the theoretical value of the actually measured conversion linearity is within a predetermined range (S120). If there is, it shifts to the standby state as in FIG. 2 (S103), but if it is not within the predetermined range, it indicates that the conversion linearity has deteriorated (S121) and turns off the power (S122). .
このようにすれば、高湿度下環境や急激な温度変化による結露が発生するような環境のため、一時的に積分回路の漏れ電流が増加し、測定信頼性が低くなるような状況における測定を停止し、誤差の大きい測定結果の表示を防止することができる。 In this way, measurement is performed in a situation where the leakage current of the integration circuit temporarily increases and the measurement reliability becomes low due to high humidity or an environment where condensation due to sudden temperature changes occurs. It is possible to stop and prevent display of measurement results with large errors.
本基本形態では、電源スイッチをONにするごとにA/D変換の変換直線性を測定する例を
示したが、これに代えて、事前に明示的な指示(例えば専用の押ボタンによる指示)を検出して測定し、次の指示までその測定結果による誤差曲線を保持するようにしてもよい。また、タイマーにより、CPU5が実行する制御プログラムに割り込みを掛けて、定期的にA/D変換の変換直線性を測定するようにしてもよい。あるいは測定対象の温度(体温)の測定ごとに変換直線性を求めるようにしてもよい。
In this basic mode, an example of measuring the conversion linearity of A / D conversion each time the power switch is turned on has been shown. Instead, an explicit instruction (for example, an instruction by a dedicated push button) is given in advance. May be detected and measured, and an error curve based on the measurement result may be held until the next instruction. In addition, a control program executed by the CPU 5 may be interrupted by a timer to periodically measure the conversion linearity of A / D conversion. Or you may make it obtain | require conversion linearity for every measurement of the temperature (body temperature) of a measuring object.
(実施の形態)
以下に本発明の特徴を最も良く表した実施形態について説明する。
本発明の実施の形態に係る放射体温計を図6及び図7を用いて説明する。図6は本実施の形態3に係る放射体温計の構成を示すブロック図であり、図7は図6に示した増幅器3による増幅信号の変化を示す図である。
(Embodiment)
Embodiments that best represent the features of the present invention will be described below.
The radiation thermometer which concerns on embodiment of this invention is demonstrated using FIG.6 and FIG.7. FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the radiation thermometer according to the third embodiment, and FIG. 7 is a diagram showing a change in the amplified signal by the
本実施の形態に係る放射体温計は、増幅器3のオフセット電圧を解消するものである。図6に示すように、赤外線センサ1の両端の電圧は、スイッチ15〜18(入力スイッチ部に相当)を介して、増幅器3の反転入力端子3aと非反転入力端子3bとに、反転可能に接続されている。各スイッチ15〜18の接続は、CPU5の切換信号によって切り換えるこ
とができる。その他の構成及び作用については基本形態と同一なので、同一の構成部分については同一の符号を付して、その説明は省略する。
The radiation thermometer according to the present embodiment eliminates the offset voltage of the
このような構成において、スイッチ15及び17をONにした場合の増幅器3の出力Vout1と、スイッチ16及び18をONにした場合の増幅器3の出力Vout2とは、それぞれ、赤外
線センサ1の出力(起電力)が増幅器3の反転入力端子3aと非反転入力端子3bとから、それぞれ入れ代わって増幅された結果であるので、図7に示すように基準電圧に対して、それぞれ逆方向の出力となる。
In such a configuration, the output Vout1 of the
この関係を以下のような式に示すことができる。 This relationship can be shown in the following equation.
Vout1 = G・(E + Vos + Vr) .....(式6)
Vout2 = G・(-E + Vos - Vr) .....(式7)
ここで E:赤外線センサ1の出力(起電力)である。
Vos:増幅器3のオフセット電圧である。
Vr:基準電圧である。
G:増幅器3のゲインである。
Vout1 = G ・ (E + Vos + Vr) ..... (Formula 6)
Vout2 = G ・ (-E + Vos-Vr) ..... (Formula 7)
Where E is the output (electromotive force) of the
Vos: the offset voltage of the
Vr: Reference voltage.
G: The gain of the
(式6)と(式7)の差を取ると
Vout1− Vout2 = 2G・(E + Vr) .....(式8)
となり、増幅器3のオフセット電圧がキャンセルされる。したがって、上記Vout1またはVout2のいずれかをラッチして両者の差動信号を取り、A/D変換することで温度測定に際し
、増幅器3のオフセット電圧の影響を除くことができる。その結果、温度測定に際し、増幅器3の温度特性や経時変化によるオフセット電圧の変動の影響を抑制することができ、温度測定の精度を高めることができる。
Taking the difference between (Equation 6) and (Equation 7)
Vout1− Vout2 = 2G ・ (E + Vr) ..... (Formula 8)
Thus, the offset voltage of the
なお、Vout1とVout2の各々をA/D変換し、それぞれの変換後のデジタルデータから差を
求めてもよい。
Each of Vout1 and Vout2 may be A / D converted, and the difference may be obtained from the digital data after each conversion.
1 赤外線センサ
2 温度センサ
3 増幅器
4 A/Dコンバータ
5 CPU
10 信号選択回路
11 基準電圧
1
10 Signal selection circuit 11 Reference voltage
Claims (1)
前記制御部は、前記反転入力端子から増幅させた前記センサ出力信号と、前記非反転入力端子から増幅させた前記センサ出力信号との差分信号に基づき測定対象の温度を算出する放射温度計。 An infrared sensor that outputs a sensor output signal corresponding to the amount of infrared rays emitted from the measurement object, a temperature sensor that outputs a sensor temperature signal corresponding to the temperature of the infrared sensor itself, and amplifying the sensor output signal An amplifier including an inverting input terminal and a non-inverting input terminal, an input switch unit for connecting the sensor output signal to either the inverting input terminal or the non-inverting input terminal, and a sensor output amplified by the amplifier A controller that calculates the temperature of the measurement object based on the signal and the sensor temperature signal,
The control unit is a radiation thermometer that calculates a temperature to be measured based on a difference signal between the sensor output signal amplified from the inverting input terminal and the sensor output signal amplified from the non-inverting input terminal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2004377742A JP2005128033A (en) | 2004-12-27 | 2004-12-27 | Radiation thermometer |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US7841767B2 (en) | 2002-12-12 | 2010-11-30 | Covidien Ag | Thermal tympanic thermometer |
-
2004
- 2004-12-27 JP JP2004377742A patent/JP2005128033A/en active Pending
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