JP2005121392A

JP2005121392A - Signal processing device and its adjustment method

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Publication number: JP2005121392A
Application number: JP2003354107A
Authority: JP
Inventors: Shingo Okazaki; 慎吾岡崎; Nobuyuki Kasama; 宣行笠間; Yukitsugu Takahashi; 幸嗣高橋; Mitsugi Matsuura; 貢松浦
Original assignee: Seiko EG&G Co Ltd
Current assignee: Seiko EG&G Co Ltd
Priority date: 2003-10-14
Filing date: 2003-10-14
Publication date: 2005-05-12
Anticipated expiration: 2023-10-14
Also published as: JP4201261B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a signal processing device of high stability, light weight, and low price, capable of coping with a resistance feed back type preamplifier and a pulse reset type preamplifier, and also capable of reducing the analogue circuit to the necessary minimum by executing a digital operation processing instead of a pole-zero compensation circuit of an analogue circuit. <P>SOLUTION: The signal processing device for processing the pulse signal from a radiation detector etc., is constituted of a step wave regeneration and correction part. When a digital signal of non-step wave is inputted to the step wave regeneration and correction part, it is regenerated in the step wave digital signal and outputted by the step wave regeneration and correction part by the digital operation processing. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、放射線測定システムに関し、特に放射線のスペクトロスコピーに必要なスペクトルを得るための信号処理装置に関する。放射線測定システムは、原子炉関連施設、加速機器関連施設のみならず、放射線を利用した医療機器、分析機器、核物理学、宇宙物理学、工業計測等の分野に幅広く利用されている。 The present invention relates to a radiation measurement system, and more particularly, to a signal processing apparatus for obtaining a spectrum necessary for radiation spectroscopy. Radiation measurement systems are widely used not only in reactor-related facilities and accelerator-related facilities, but also in fields such as medical equipment, analytical equipment, nuclear physics, astrophysics, and industrial measurement using radiation.

放射線を検出しスペクトルスコピーを行うことは、産業上広く用いられている。例えば、被測定物に電子線やＸ線等を照射し、相互作用により発生した特性Ｘ線を測定しスペクトロスコピーすることで、成分分析が行われている。また、被測定物に含まれる放射性同位元素から放出された放射線を測定しスペクトロスコピーすることで、被測定物に含まれる放射性同位元素を定量することも行われている。
特に、Ｘ線やガンマ線を利用した放射能定量測定においては、エネルギー分散型の放射線計測システムが一般的に用いられている。これらの放射線検出器としては、Ｇｅ、Ｓｉ等の半導体を用いたもの、ＮａＩ、ＣｓＩ等のシンチレーションを用いたもの、また比例計数管等ガスを用いたものがある。これら放射線検出器から得られた信号を前置増幅器、アナログ波形整形アンプ、マルチチャンネルアナライザー（以下、ＭＣＡと呼ぶ）等の装置を用いて処理し、得られたスペクトルから放射能を定量している。 Detecting radiation and performing spectrum scanning are widely used in industry. For example, component analysis is performed by irradiating an object to be measured with an electron beam, X-rays, etc., measuring characteristic X-rays generated by the interaction, and performing spectroscopy. In addition, the radioisotope contained in the measurement object is quantified by measuring the radiation emitted from the radioisotope included in the measurement object and performing spectroscopy.
In particular, in radioactivity quantitative measurement using X-rays and gamma rays, an energy dispersive radiation measurement system is generally used. These radiation detectors include those using semiconductors such as Ge and Si, those using scintillation such as NaI and CsI, and those using gas such as a proportional counter. Signals obtained from these radiation detectors are processed using a preamplifier, analog waveform shaping amplifier, multi-channel analyzer (hereinafter referred to as MCA), etc., and the radioactivity is quantified from the obtained spectrum. .

近年、アナログの電圧値をデジタル値に変換（以下、ＡＤ変換と呼ぶ）することをクロック毎に行う高速高精度のフラッシュＡＤＣ（以下、サンプリングＡＤＣと呼ぶ）が開発され、前置増幅器からのアナログ出力パルス波形をＡＤ変換し、デジタル信号演算処理によってパルスの高さのヒストグラムを出すことが行なわれ始めている。所謂、デジタルＭＣＡである。 In recent years, high-speed and high-precision flash ADCs (hereinafter referred to as sampling ADCs) that perform conversion of analog voltage values into digital values (hereinafter referred to as AD conversion) for each clock have been developed. It has begun to convert the output pulse waveform from analog to digital, and to produce a histogram of pulse height by digital signal calculation processing. This is a so-called digital MCA.

従来のデジタルＭＣＡは、アナログ波形整形アンプとアナログＭＣＡに基づいて開発されたため、アナログ波形整形アンプとアナログＭＣＡとほぼ同じ構成になっている。本発明がアナログ波形整形アンプ等と、全く異なる発想により構成された信号処理装置であることを明白とするために、まずアナログ波形整形アンプとアナログＭＣＡを用いたアナログ放射線測定システムについて説明する。 Since the conventional digital MCA was developed based on an analog waveform shaping amplifier and an analog MCA, it has almost the same configuration as the analog waveform shaping amplifier and the analog MCA. In order to make it clear that the present invention is a signal processing apparatus configured with completely different ideas from an analog waveform shaping amplifier or the like, an analog radiation measurement system using an analog waveform shaping amplifier and an analog MCA will be described first.

図９は、従来のアナログ放射線測定システムのブロック図である。図１０は、アナログ波形整形アンプに入力される前置増幅器１３の出力について詳しく説明するための図である。一般に、前置増幅器は、４０の抵抗帰還型図１０（Ａ）と４４のパルスリセット型図１０（Ｃ）との２つに大別される。前者は、放射線１１により得られた電荷が初段ＦＥＴ３７のゲートに蓄積されるが、帰還抵抗３８と帰還コンデンサー３９の時定数で、図１０（Ｂ）に示すように順次放電させる機構になっている。つまり、パルスｈは、立ち上がり後エキスポネンシャルで減衰する。このため、出力４１は飽和することがない。後者は、放射線により得られた電荷を初段のＦＥＴ３７のゲートに順次蓄積した後、飽和を防ぐため、図１０（Ｄ）に示すように、出力４５が閾値電圧４６になったら、トランジスター４２や発光ダイオード４３により自動的に電荷を放電させる機構になっている。このため、パルスリセット型の出力は、ステップ状となっている。 FIG. 9 is a block diagram of a conventional analog radiation measurement system. FIG. 10 is a diagram for explaining in detail the output of the preamplifier 13 input to the analog waveform shaping amplifier. In general, the preamplifier is roughly classified into two types, that is, a resistance feedback type 40 of FIG. 10A and a pulse reset type 44 of FIG. 10C. In the former, the electric charge obtained by the radiation 11 is accumulated in the gate of the first stage FET 37, but the time constant of the feedback resistor 38 and the feedback capacitor 39 is used to sequentially discharge as shown in FIG. . That is, the pulse h attenuates with an exponential after rising. For this reason, the output 41 does not saturate. In the latter case, in order to prevent saturation after the electric charge obtained by radiation is sequentially accumulated in the gate of the FET 37 in the first stage, as shown in FIG. The diode 43 automatically discharges the electric charge. For this reason, the pulse reset type output is stepped.

図９のアナログ波形整形アンプ３４には、これら２種類の前置増幅器１３の出力が入力される。アナログ波形整形アンプ３４は、これら前置増幅器１３の信号をアナログＭＣＡ３５に適合する波形に整形するとともに、アナログＭＣＡ内にある逐次比較型ＡＤＣ３０のダイナミックレンジに合うように増幅を行う。アナログＭＣＡ３５では、入力されたパルス電圧の最大ピーク３３を検出しホールドして、０Ｖ（ベースライン）からのパルス波高Ｈを逐次比較型ＡＤＣ３０でデジタル化し、ヒストグラム回路のパルス波高に対応したメモリーに加算する。 The analog waveform shaping amplifier 34 in FIG. 9 receives the outputs of these two types of preamplifiers 13. The analog waveform shaping amplifier 34 shapes the signal of the preamplifier 13 into a waveform suitable for the analog MCA 35 and amplifies the signal so as to match the dynamic range of the successive approximation ADC 30 in the analog MCA. The analog MCA 35 detects and holds the maximum peak 33 of the input pulse voltage, digitizes the pulse height H from 0 V (baseline) by the successive approximation ADC 30, and adds it to the memory corresponding to the pulse height of the histogram circuit. To do.

このため、アナログ波形整形アンプ３４の出力パルス３２に、オフセットのようなＤＣ成分が含まれているとその分だけ増減したパルス波高がヒストグラムに加算され、正確なパルス波高が計測されなくなる。そこで、アナログ波形整形アンプ３４には、微分器４が設けられており、出力３２にＤＣ成分が乗らないようにしている。さらにアナログ波形整形アンプ３４には、ローパスフィルターの積分器２９が設けられ、前述の微分器４（ハイパスフィルター）と合わせて、バンドパスフィルターの構成を成し、信号以外のノイズを低減化している。 For this reason, if the output pulse 32 of the analog waveform shaping amplifier 34 includes a DC component such as an offset, the pulse wave height increased or decreased by that amount is added to the histogram, and an accurate pulse wave height cannot be measured. Therefore, the analog waveform shaping amplifier 34 is provided with the differentiator 4 so that no DC component is applied to the output 32. Further, the analog waveform shaping amplifier 34 is provided with an integrator 29 of a low-pass filter, and in combination with the differentiator 4 (high-pass filter) described above, constitutes a band-pass filter to reduce noise other than signals. .

ここで、重要なことは、Ｘ線やガンマ線が光電効果等で放射線検出器１２にそのエネルギーを全て沈着した場合、Ｘ線やガンマ線のエネルギーと前置増幅器１３のパルス波高ｈが比例し、さらにこのパルス３１の波高ｈに、アナログ波形整形アンプ出力３２の（ベースラインからの）パルス波高Ｈが比例していることである。このため、アナログＭＣＡ３５によりアナログ波形整形アンプ出力のパルス波高Ｈのヒストグラムをヒストグラム回路１０で作成することにより、放射線検出器１２で相互作用したＸ線やガンマ線のエネルギーを判別することができる。もし、アナログ波形整形アンプ出力３２のベースラインが揺らいだ場合には、その揺らぎ分だけ波高Ｈが増減し、正確な波高を得ることができず、Ｘ線やガンマ線のエネルギーの判別が難しくなる。 Here, what is important is that when X-rays and gamma rays deposit all their energy on the radiation detector 12 due to the photoelectric effect or the like, the energy of the X-rays or gamma rays is proportional to the pulse height h of the preamplifier 13. This is because the pulse height H (from the base line) of the analog waveform shaping amplifier output 32 is proportional to the height h of the pulse 31. For this reason, the histogram of the pulse wave height H of the analog waveform shaping amplifier output by the analog MCA 35 is created by the histogram circuit 10, whereby the energy of the X-rays and gamma rays interacted by the radiation detector 12 can be determined. If the baseline of the analog waveform shaping amplifier output 32 fluctuates, the wave height H increases / decreases by the amount of fluctuation, and an accurate wave height cannot be obtained, making it difficult to discriminate the energy of X-rays and gamma rays.

抵抗帰還型前置増幅器の出力４１をアナログ波形整形アンプ内の微分器４に通すと、抵抗帰還型前置増幅器の出力４１が帰還抵抗と帰還コンデンサーの時定数で減衰しているため、図１１（Ａ）のようにアンダーシュートし、さらに積分器を通したアナログ波形整形アンプの出力図１１（Ｂ）もアンダーシュートする。このアンダーシュートしている際に次のパルスが来た場合には、図１１（Ｂ）のように△Ｈだけ、ベースラインからの波高が低くなる。そこで通常の波形整形アンプでは、微分器に平行してポールゼロ補償回路２８が設けられている。この回路により、出力は図１１（Ｃ）に示すようにアンダージュートが無くなり、図１１（Ｄ）に示すが如く正確なパルス波高Ｈを得ることができるようになる。 When the output 41 of the resistive feedback preamplifier is passed through the differentiator 4 in the analog waveform shaping amplifier, the output 41 of the resistive feedback preamplifier is attenuated by the time constant of the feedback resistor and the feedback capacitor. As shown in FIG. 11A, the undershoot occurs, and the output of the analog waveform shaping amplifier through the integrator, FIG. 11B, also undershoots. When the next pulse comes during this undershoot, the wave height from the baseline is lowered by ΔH as shown in FIG. Therefore, in a normal waveform shaping amplifier, a pole zero compensation circuit 28 is provided in parallel with the differentiator. With this circuit, the output is free of underjudging as shown in FIG. 11C, and an accurate pulse wave height H can be obtained as shown in FIG. 11D.

パルスリセット型前置増幅器の場合は、その出力４５が抵抗帰還型前置増幅器のように減衰しないため、微分器４を通してもエキスポネンシャルで減衰しアンダーシュートが起こらず、ポールゼロ補償をしなくても正確にパルス波高Ｈが得られる。しかし、ポールゼロ補償回路が有ったとしても、実質的な効果が無いようにポールゼロ補償回路を調整することができるので、ポールゼロ補償回路２８を設けたアナログ波形整形アンプは、抵抗帰還型前置増幅器とパルスリセット型前置増幅器の両方に対して用いることがでる。このため、一般的なアナログ整形アンプには、ポールゼロ補償回路２８が設けられている。 In the case of the pulse reset type preamplifier, the output 45 is not attenuated unlike the resistance feedback type preamplifier. Therefore, it is attenuated by the exponential through the differentiator 4 and undershoot does not occur, and the pole zero compensation is not performed. The pulse height H can be accurately obtained. However, even if there is a pole zero compensation circuit, the pole zero compensation circuit can be adjusted so that there is no substantial effect. Therefore, the analog waveform shaping amplifier provided with the pole zero compensation circuit 28 is a resistance feedback preamplifier. And a pulse reset preamplifier. For this reason, a general analog shaping amplifier is provided with a pole zero compensation circuit 28.

以下に、従来のデジタルＭＣＡについて述べる。図１２は、従来のデジタルＭＣＡの構成を説明するためのブロック図である。デジタルＭＣＡでは、サンプリングＡＤＣ５でクロック毎に波形をサンプリングするため、アナログＭＣＡのように、入力パルスの最大波高をホールドしてＡＤ変換する必要は無く簡略化されているが、基本的にアナログ波形整形アンプとアナログＭＣＡの両方の機能を備えた構成となっている。前置増幅器出力の各パルス波高ｈを高精度にＡＤ変換するためには、アナログ波形整形アンプと同じように、前置増幅器からのＤＣ成分を取り除き、パルスがサンプリングＡＤＣ５のフルスケール電圧よりやや低めになるように、つまりＡＤＣのダイナッミックレンジを有効に利用できるように調整する必要がある。このため、入力段にはアナログ回路による微分器４と増幅器４７が設けられている。 A conventional digital MCA will be described below. FIG. 12 is a block diagram for explaining the configuration of a conventional digital MCA. In the digital MCA, the sampling ADC 5 samples the waveform for each clock, and unlike the analog MCA, it is not necessary to hold the maximum pulse height of the input pulse and perform AD conversion. The configuration has both functions of an amplifier and an analog MCA. In order to perform AD conversion of each pulse wave height h of the preamplifier output with high accuracy, the DC component from the preamplifier is removed and the pulse is slightly lower than the full scale voltage of the sampling ADC 5 in the same manner as the analog waveform shaping amplifier. In other words, it is necessary to adjust so that the ADC dynamic range can be used effectively. For this reason, the differentiator 4 and the amplifier 47 by an analog circuit are provided in the input stage.

従来のデジタルＭＣＡのデジタル演算処理部４８では、この微分器４によるパルスの変形を戻すデジタル演算処理（以下、微分器補正部と呼ぶ）が、一般に行なわれている。また、デジタルフィルターの演算処理も行われている。デジタルフィルターでは、アナログ波形整形アンプの積分器に対応する２個の移動平均と、微分器に対応する前記２つの移動平均の差の演算が行われる。つまり、デジタルフィルターには、微分の要素が含まれている。このため、デジタルフィルターの演算処理を行うと、帰還抵抗３８と帰還コンデンサー３９による減衰のため、アナログ波形整形アンプと同様にその出力はアンダーシュートする。このアンダーシュートした際に次のパルスが入力された場合は、実際の波高値Ｈより小さく評価される。 In the digital arithmetic processing unit 48 of the conventional digital MCA, digital arithmetic processing (hereinafter referred to as a differentiator correction unit) for returning the pulse deformation by the differentiator 4 is generally performed. In addition, arithmetic processing of a digital filter is also performed. In the digital filter, the difference between the two moving averages corresponding to the integrator of the analog waveform shaping amplifier and the two moving averages corresponding to the differentiator is calculated. That is, the digital filter includes an element of differentiation. For this reason, when the digital filter calculation process is performed, the output undershoots like the analog waveform shaping amplifier due to attenuation by the feedback resistor 38 and the feedback capacitor 39. When the next pulse is input at the time of this undershoot, it is evaluated to be smaller than the actual peak value H.

これを補償するため、従来のデジタルＭＣＡは、アナログ波形整形アンプと同様に微分器４の前後にポールゼロ補償回路２８を設けている。一般に、抵抗帰還型前置増幅器の抵抗３８とコンデンサー３９の時定数は、微分器４の時定数より１０倍以上大きいため、微分器４の出力のアンダーシュートをポールゼロ補償回路で無くすことで、デジタルフィルター演算処理の微分要素での（帰還抵抗３８と帰還コンデンサー３９による減衰の）影響が小さくなり、結果としてデジタルフィルター演算処理の出力はアンダーシュートが無くなる。特許文献１の図１の３２には、デジタルＭＣＡのポールゼロ補償回路が示されている。パルスリセット型前置増幅器の場合には、ポールゼロ補償回路を無効にすれば良いので、パルスリセット型前置増幅器にも対応することが可能である。つまり、ポールゼロ補償回路を備えたデジタルＭＣＡは、パルスリセット型前置増幅器と抵抗帰還型前置増幅器の両方の出力に対し用いることができる汎用的なデジタルＭＣＡである。 In order to compensate for this, the conventional digital MCA includes a pole zero compensation circuit 28 before and after the differentiator 4 as in the analog waveform shaping amplifier. In general, the time constant of the resistor 38 and the capacitor 39 of the resistance feedback preamplifier is 10 times or more larger than the time constant of the differentiator 4, so that the undershoot of the output of the differentiator 4 is eliminated by the pole zero compensation circuit. The influence of the differential element of the filter calculation process (attenuation by the feedback resistor 38 and the feedback capacitor 39) is reduced, and as a result, the output of the digital filter calculation process is free from undershoot. Reference numeral 32 in FIG. 1 of Patent Document 1 shows a pole zero compensation circuit of a digital MCA. In the case of a pulse reset type preamplifier, it is only necessary to invalidate the pole zero compensation circuit. Therefore, it is possible to deal with a pulse reset type preamplifier. That is, the digital MCA provided with the pole zero compensation circuit is a general-purpose digital MCA that can be used for the outputs of both the pulse reset type preamplifier and the resistance feedback type preamplifier.

前置増幅器がパルスリセット型前置増幅器である場合、その出力がステップ波形であるため、デジタルフィルターを通してもその出力はアンダーシュートすることが無く、図１２（Ｂ）のように、ポールゼロ補償回路は必要でない。特許文献２の図１には、ポールゼロ補償回路を用いていないパルスリセット型前置増幅器専用のデジタルＭＣＡが開示されている。しかしながら、ポールゼロ補償回路が無いために、抵抗帰還型前置増幅器の場合に用いること、デジタルフィルターの出力がアンダーシュートがし、正確な測定ができない。 When the preamplifier is a pulse reset type preamplifier, since its output is a step waveform, the output does not undershoot even through the digital filter. As shown in FIG. Not necessary. FIG. 1 of Patent Document 2 discloses a digital MCA dedicated to a pulse reset type preamplifier that does not use a pole zero compensation circuit. However, since there is no pole zero compensation circuit, it is used in the case of a resistance feedback preamplifier, and the output of the digital filter undershoots, and accurate measurement cannot be performed.

上述のように、従来のアナログ波形整形アンプやデジタルＭＣＡでは、抵抗帰還型前置増幅器とパルスリセット型前置増幅器の両方に対応させるために、ポールゼロ補償回路が必要と考えられてきた。しかし、ポールゼロ補償回路には抵抗、デジタルアナログコンバーター（以下、ＤＡＣと呼ぶ）、オペアンプやコンデンサー等を用いたアナログ部品が必要である。アナログ部品は、個々に温度や周波数特性および寿命を有し、長期間の高精度測定の際、実用上不安定であった。また、アナログ部品を基板上に配置し、配線を行うことで小型化や軽量化ができなかった。さらに、これらアナログ部品にかかる費用が高価であった。本発明は、デジタルＭＣＡにおいて、アナログ波形整形アンプ等の構成を継承したことに起因する、「デジタルＭＣＡにもポールゼロ補償回路が必要である」という上述の固定概念を覆し、「デジタルＭＣＡには、ポールゼロ補償回路を必要としない」という全く新しい概念を達成するための手段を提供するものである。
ＵＳ５８７２３６３号公報特開２００１−４７５２号公報 As described above, in the conventional analog waveform shaping amplifier and the digital MCA, it has been considered that a pole zero compensation circuit is necessary to cope with both the resistance feedback preamplifier and the pulse reset preamplifier. However, the pole zero compensation circuit requires analog components using resistors, digital analog converters (hereinafter referred to as DAC), operational amplifiers, capacitors, and the like. Analog parts individually have temperature, frequency characteristics, and lifetime, and are practically unstable during long-term high-precision measurement. In addition, it is impossible to reduce the size and weight by arranging analog parts on a substrate and performing wiring. Furthermore, the cost for these analog parts was expensive. The present invention overturns the above-mentioned fixed concept that “a digital MCA also requires a pole zero compensation circuit” resulting from inheriting the configuration of an analog waveform shaping amplifier or the like in the digital MCA. It provides a means to achieve a completely new concept of “no need for pole zero compensation circuit”.
US5872363 JP 2001-4752 A

上述のように、デジタルＭＣＡを図１２（Ａ）の構成にした場合、抵抗帰還型前置増幅器やパルスリセット型前置増幅器にも使用することができるが、アナログ部品からなるポールゼロ補償回路が必要であり、小型軽量化等が図れなかった。図１２（Ｂ）の構成にした場合、ポールゼロ補償回路が必要でないため小型軽量化を図れるが、抵抗帰還型前置増幅器に使用することができなかった。 As described above, when the digital MCA is configured as shown in FIG. 12A, it can be used for a resistance feedback type preamplifier and a pulse reset type preamplifier, but a pole zero compensation circuit made of analog parts is required. Therefore, it was not possible to reduce the size and weight. In the case of the configuration shown in FIG. 12B, the pole zero compensation circuit is not required, so that the size and weight can be reduced. However, the configuration cannot be used for the resistance feedback preamplifier.

そこで、本発明は、ポールゼロ補償回路に代わるデジタル演算処理を導入することにより、ポールゼロ補償回路を不必要とし、抵抗帰還型前置増幅器やパルスリセット型前置増幅器にも対応し、アナログ回路も必要最小限となって、高い安定性を有する軽量小型の安価なる信号処理装置の提供を目的とする。 Therefore, the present invention eliminates the need for the pole zero compensation circuit by introducing digital arithmetic processing instead of the pole zero compensation circuit, and also supports a resistance feedback type preamplifier and a pulse reset type preamplifier, and also requires an analog circuit. An object of the present invention is to provide a lightweight, small and inexpensive signal processing apparatus which is minimized and has high stability.

上記課題を解決するために本発明は、放射線検出器からのパルス信号を処理する信号処理装置として、非ステップ波状のデジタル信号を、ステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段を有するものとした。 In order to solve the above problems, the present invention is a signal processing device for processing a pulse signal from a radiation detector, and a step wave for performing digital arithmetic processing for reproducing a non-step wave digital signal into a step wave waveform. The reproduction correction means is provided.

また本発明は、放射線検出器からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段を有する信号処理装置とした。 Further, the present invention provides a differentiating means for differentiating a pulse signal from a radiation detector, an amplifying means for amplifying the signal before or after the differentiating means, and a sampling means for converting an analog signal from the differentiating means into a digital signal. And digital arithmetic processing means for digitally calculating the digital output of the sampling means, and the digital arithmetic processing means performs digital arithmetic processing for returning the signal deformed by the differentiating means to the waveform before being deformed. The signal processing apparatus has a differentiator correcting means for stepping and a step wave reproduction correcting means for performing digital arithmetic processing for reproducing a non-step wave digital signal into a step wave waveform.

また本発明は、放射線検出器からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段から出力された放射線検出器からのパルス信号波高値をヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有する信号処理装置とした。 Further, the present invention provides a differentiating means for differentiating a pulse signal from a radiation detector, an amplifying means for amplifying the signal before or after the differentiating means, and a sampling means for converting an analog signal from the differentiating means into a digital signal. And digital arithmetic processing means for digitally calculating the digital output of the sampling means, and a histogram circuit for recording the pulse signal peak value from the radiation detector output from the digital arithmetic processing means as a histogram, The digital arithmetic processing means includes a differentiator correction means for performing digital arithmetic processing for returning the signal deformed by the differentiating means to a waveform before being deformed, and reproduces a non-step waveform digital signal into a step wave waveform Step wave regenerative correction means for performing digital arithmetic processing and a pulse from the radiation detector And a signal processing apparatus having a digital filter for shaping the signal to a triangular wave or a trapezoidal wave.

また本発明は、前記デジタルフィルターが、デジタルフィルター出力の変化量を演算するデジタルフィルター変化量演算手段と積算を行う積分演算手段を有する信号処理装置とした。 According to the present invention, the digital filter includes a signal processing apparatus having a digital filter change amount calculating means for calculating a change amount of the digital filter output and an integral calculating means for performing integration.

また本発明は、放射線を検出する放射線検出器と前記放射線検出器から出力される信号を増幅する前置増幅器と、前記前置増幅器からの出力される信号を微分するための微分手段と、前記微分手段の前段または後段に、信号を増幅するための増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段から出力された放射線検出器からのハルス信号波高値をヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有する信号処理装置とした。 The present invention also provides a radiation detector for detecting radiation, a preamplifier for amplifying a signal output from the radiation detector, a differentiating means for differentiating a signal output from the preamplifier, Amplifying means for amplifying a signal before or after the differentiating means, sampling means for converting an analog signal from the differentiating means into a digital signal, and digital arithmetic processing means for digitally calculating the digital output of the sampling means And a histogram circuit for recording as a histogram the pulse signal value from the radiation detector output from the digital arithmetic processing means, and the digital arithmetic processing means transforms the signal transformed by the differentiating means. Differentiator correction means for performing digital arithmetic processing to restore the waveform before being processed, and non-step-wave digital No. was a step wave reproduction correction means for performing digital operation processing for playing the waveform of the step wave, a signal processing apparatus having a digital filter for shaping the triangular wave or a trapezoidal wave pulse signals from the radiation detector.

また本発明は、放射線検出器からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段の出力を、ヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有する信号処理装置において、前記微分器補正手段の出力形状を表示しながら、前記微分器補正手段の補正係数を変化させて前記形状の中心部分とベースラインを合わせる信号処理装置の調整方法とした。 Further, the present invention provides a differentiating means for differentiating a pulse signal from a radiation detector, an amplifying means for amplifying the signal before or after the differentiating means, and a sampling means for converting an analog signal from the differentiating means into a digital signal. And digital arithmetic processing means for digitally calculating the digital output of the sampling means, and a histogram circuit for recording the output of the digital arithmetic processing means as a histogram, wherein the differential arithmetic means includes the differentiation means Differentiator correction means for performing digital arithmetic processing for returning the signal deformed by the waveform to the waveform before being deformed, and step wave for performing digital arithmetic processing for reproducing the non-step wave-like digital signal into a step wave waveform Regeneration correction means and a digital signal that shapes the pulse signal from the radiation detector into a triangular or trapezoidal wave In a signal processing apparatus having a filter, an adjustment method for a signal processing apparatus that adjusts the correction coefficient of the differentiator correction means to match the center portion of the shape and the baseline while displaying the output shape of the differentiator correction means It was.

さらに本発明は、放射線検出器等からのパルス信号を微分する微分手段と、前記微分手段の前段または後段に信号を増幅する増幅手段と、前記微分手段からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記サンプリング手段のデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理手段と、前記デジタル演算処理手段の出力を、ヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路を有し、前記デジタル演算処理手段には、前記微分手段により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正手段と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正手段と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有する信号処理装置において、前記ステップ波再生補正手段の出力の形状を表示しながら、前記ステップ波再生補正手段の補正係数を変化させて前記形状の中心部分とベースラインを合わせる信号処理装置の調整方法とした。 Furthermore, the present invention provides a differentiation means for differentiating a pulse signal from a radiation detector, an amplification means for amplifying the signal before or after the differentiation means, and sampling for converting an analog signal from the differentiation means into a digital signal. Means, a digital arithmetic processing means for digitally calculating the digital output of the sampling means, and a histogram circuit for recording the output of the digital arithmetic processing means as a histogram. A differentiator correcting means for performing digital arithmetic processing for returning the signal deformed by the means to a waveform before being deformed, and a step for performing digital arithmetic processing for reproducing a non-step waveform digital signal into a step wave waveform Wave regeneration correction means and pulse signal from radiation detector are shaped into triangular wave or trapezoidal wave In a signal processing apparatus having a digital filter, a signal processing apparatus that adjusts the correction coefficient of the step wave reproduction correction unit to match the center portion of the shape and the baseline while displaying the shape of the output of the step wave reproduction correction unit It was set as the adjustment method.

本発明の信号処理装置は、ステップ状でないデジタルパルス信号を、ステップ波の波形に再生するステップ波再生補正部を有する構成とすることにより、例え抵抗帰還型前置増幅器のアナログ出力と同じデジタル波形であっても、つまり帰還抵抗と帰還コンデンサーによる減衰の波形であっても、パルスリセット型前置増幅器の出力ようなステップ状波形に補正することができる。よって、パルスリセット型前置増幅器用デジタルＭＣＡのように、ポールゼロ補償回路を必要とせず、デジタルフィルターをそのまま通しても、その出力はアンダーシュートすることが無く、正確な測定が可能となる。ポールゼロ補償回路を除くことで、アナログ回路が必要最小限となり、高い安定性を有する軽量小型の安価な信号処理装置ができるようになった。また、パルスリセット型前置増幅器を使用した場合であっても、ステップ波再生補正手段の補正量をゼロにすることで、対応することができ、汎用的な信号処理装置となる。 The signal processing apparatus of the present invention has a digital waveform that is the same as the analog output of the resistance feedback preamplifier, for example, by including a step wave reproduction correction unit that reproduces a digital pulse signal that is not stepped into a step wave waveform. Even in other words, even the waveform of attenuation by the feedback resistor and the feedback capacitor can be corrected to a stepped waveform like the output of the pulse reset type preamplifier. Therefore, unlike the pulse-reset type preamplifier digital MCA, a pole zero compensation circuit is not required, and even if the digital filter is passed through as it is, the output does not undershoot and accurate measurement is possible. By removing the pole zero compensation circuit, the analog circuit is minimized, and a light, small and inexpensive signal processing device with high stability can be realized. Further, even when a pulse reset type preamplifier is used, it can be dealt with by setting the correction amount of the step wave reproduction correction means to zero, and it becomes a general-purpose signal processing device.

さらに、パルスリセット型前置増幅器を使用した放射線測定システムでも、厳密に述べると、わずかながら、放射線検出器や前置増幅器初段のＦＥＴ等での電荷のリーク等により、パルスリセット型前置増幅器出力の水平部分が斜めになり、よってデジタルフィルターの出力が完全な台形波にならない。そこで、より正確な測定を行うためには、ステップ波再生補正手段で、斜め成分を水平に戻す補正を加え、デジタルフィルターの出力がより完全なステップ状となるようにする必要がある。 Furthermore, even in a radiation measurement system using a pulse reset type preamplifier, strictly speaking, the output of the pulse reset type preamplifier is slightly caused by a leak of charge in the radiation detector or the FET of the first stage of the preamplifier. The horizontal part of the filter is slanted, so the output of the digital filter is not a perfect trapezoidal wave. Therefore, in order to perform more accurate measurement, it is necessary to add a correction for returning the oblique component to horizontal by the step wave reproduction correction means so that the output of the digital filter becomes a more complete step.

以下に、本発明の具体的実施例につき図１乃至図８を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, specific embodiments of the present invention will be described in detail with reference to FIGS.

図１は、本発明の信号処理装置の第１の実施例を示すブロック図である。図１に示すように、この信号処理装置はステップ波再生補正手段として、ステップ波再生補正部１を有する。 FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the signal processing apparatus of the present invention. As shown in FIG. 1, the signal processing apparatus includes a step wave reproduction correction unit 1 as a step wave reproduction correction unit.

この第１実施例の信号処理装置に、例えば放射線検出器等からの出力パルス信号がＡ／Ｄ変換されて非ステップ波状デジタル信号２が入力されると、ステップ波再生補正部１でデジタル演算処理を行い、完全なステップ波状のデジタル信号３に再生して出力することができる。ここで、「非ステップ波状」とは、図１に破線で示されるように、パルス信号に減衰や上昇があって水平にならない信号波形のことである。これに対して「完全なステップ波状」とは、パルス信号に減衰や上昇がなく水平かつ直線状の信号波形のことである。 When the output pulse signal from, for example, a radiation detector is A / D converted and the non-step wave digital signal 2 is input to the signal processing apparatus of the first embodiment, the step wave reproduction correction unit 1 performs digital arithmetic processing. Can be reproduced and output as a complete step-wave digital signal 3. Here, the “non-step wave shape” is a signal waveform that does not become horizontal due to attenuation or rise in the pulse signal, as indicated by a broken line in FIG. On the other hand, the “perfect step waveform” is a horizontal and linear signal waveform without any attenuation or rise in the pulse signal.

このステップ波再生補正部１を備えることで、デジタル信号が抵抗帰還型の前置増幅器に基づくデジタル信号であっても、ポールゼロ補償回路を必要としない信号処理装置とすることができる。尚、ステップ波再生補正部１自体の構成・機能については後段にて詳述する。 By providing this step wave reproduction correction unit 1, even if the digital signal is a digital signal based on a resistance feedback type preamplifier, a signal processing device that does not require a pole zero compensation circuit can be provided. The configuration and function of the step wave reproduction correction unit 1 itself will be described in detail later.

図２は、本発明の信号処理装置の第２の実施例を示すブロック図である。図２に示すように、この信号処理装置は微分手段としての微分器４と、その微分器４の前段の入力側に×印で示されるＡか後段の出力側に×印で示されるＢのいずれかの位置には増幅手段としての増幅器が設けられている。さらに微分器４あるいは増幅器の出力側には、サンプリング手段としてのサンプリングＡＤＣ５が備えられ、サンプリングＡＤＣ５の出力側には、デジタル演算処理手段としてのデジタル演算処理部６が接続される。このデジタル演算処理部６には、微分器補正手段としての微分器補正部と、ステップ波再生補正手段としてのステップ波再生補正部が組み込まれている。 FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the signal processing apparatus of the present invention. As shown in FIG. 2, the signal processing apparatus includes a differentiator 4 as a differentiating means and an A indicated by an X on the input side of the preceding stage of the differentiator 4 or an X indicated by an X on the output side of the subsequent stage. An amplifier as an amplifying means is provided at any position. Further, a sampling ADC 5 as sampling means is provided on the output side of the differentiator 4 or amplifier, and a digital arithmetic processing section 6 as digital arithmetic processing means is connected to the output side of the sampling ADC 5. The digital arithmetic processing unit 6 incorporates a differentiator correction unit as a differentiator correction unit and a step wave reproduction correction unit as a step wave reproduction correction unit.

この第２実施例の信号処理装置に、例えば放射線検出器等からの出力パルス信号が非ステップ波状のアナログ信号７として入力されると、微分器４により波形が変化し、増幅器によりその変化した波形が増幅される。増幅器が微分器４の前段にある場合には、まず非ステップ波状のアナログ信号７が増幅され、その増幅されたアナログ信号７が微分器４により波形変化させられる。但し結果的には、増幅器が微分器４の前段にあろうが後段にあろうが、さらに後段へ出力される波形は同じとなる。微分器４で波形変化したアナログ信号は、サンプリングＡＤＣ５によるＡ／Ｄ変換の実行に適切な信号となってサンプリングＡＤＣ５でデジタル信号に変換される。サンプリングＡＤＣ５からのデジタル信号はデジタル演算処理部６に送られ、微分器補正部で前段の微分器４で波形変化した波形を元の波形に戻すとともに、ステップ波再生補正部で完全なステップ波８に再生され出力される。 For example, when an output pulse signal from a radiation detector or the like is input as a non-stepped analog signal 7 to the signal processing apparatus of the second embodiment, the waveform is changed by the differentiator 4 and the changed waveform is obtained by the amplifier. Is amplified. When the amplifier is in front of the differentiator 4, first, the non-stepped analog signal 7 is amplified, and the waveform of the amplified analog signal 7 is changed by the differentiator 4. However, as a result, the waveform output to the subsequent stage is the same regardless of whether the amplifier is in the previous stage or the subsequent stage of the differentiator 4. The analog signal whose waveform has been changed by the differentiator 4 becomes a signal suitable for execution of A / D conversion by the sampling ADC 5 and is converted into a digital signal by the sampling ADC 5. The digital signal from the sampling ADC 5 is sent to the digital arithmetic processing unit 6, and the waveform changed by the differentiator 4 in the previous stage is returned to the original waveform by the differentiator correction unit, and the complete step wave 8 is obtained by the step wave reproduction correction unit. Are played and output.

この第２実施例の信号処理装置としたことにより、抵抗帰還型前置増幅器出力やパルスリセット型前置増幅器のようなパルスが入力されても、ステップ波再生補正手段により完全なステップ波に戻されるため、後段にデジタルフィルターを接続すれば、完全な台形波形が出力され、正確な波高を得る事ができる。 By adopting the signal processing apparatus of the second embodiment, even if a pulse such as a resistance feedback preamplifier output or a pulse reset type preamplifier is input, the step wave reproduction correction means returns the pulse to a complete step wave. Therefore, if a digital filter is connected to the subsequent stage, a complete trapezoidal waveform is output, and an accurate wave height can be obtained.

図３は、本発明の信号処理装置をデジタルＭＣＡの構成に適用した実施例を示すブロック図である。図３に示すように、この信号処理装置にも図２で示す第２の実施例と同様に、微分器４とその前後のＡまたはＢのいずれかに増幅器を有し、さらにその後段にサンプリングＡＤＣ５が備えられている。それらの構成と機能は第２実施例と同じであるため、詳細説明は省略する。以下、サンプリングＡＤＣ５よりも後段の構成と機能について説明する。 FIG. 3 is a block diagram showing an embodiment in which the signal processing apparatus of the present invention is applied to the configuration of a digital MCA. As shown in FIG. 3, this signal processing apparatus also has a differentiator 4 and an amplifier in either A or B before and after the same as in the second embodiment shown in FIG. An ADC 5 is provided. Since their configurations and functions are the same as those of the second embodiment, detailed description thereof is omitted. In the following, the configuration and function at the stage subsequent to the sampling ADC 5 will be described.

サンプリングＡＤＣ５の出力側には、デジタル演算処理手段としてデジタル演算処理部９が接続され、さらにデジタル演算処理部９の出力側には、ヒストグラム回路１０が接続されている。デジタル演算処理部９には、微分器補正手段としての微分器補正部と、ステップ波再生補正手段としてのステップ波再生補正部、及びデジタルフィルターが組み込まれている。このデジタルフィルターは、デジタルフィルター変化量演算手段としてデジタルフィルター出力の変化量を演算するデジタルフィルター変化量演算部と、積分演算手段として積算を行う積分演算部とに分けて組み込んでもよい。 A digital arithmetic processing unit 9 is connected to the output side of the sampling ADC 5 as digital arithmetic processing means, and a histogram circuit 10 is connected to the output side of the digital arithmetic processing unit 9. The digital arithmetic processing unit 9 incorporates a differentiator correction unit as a differentiator correction unit, a step wave reproduction correction unit as a step wave reproduction correction unit, and a digital filter. This digital filter may be incorporated separately into a digital filter change amount calculation unit that calculates a change amount of the digital filter output as a digital filter change amount calculation unit and an integration calculation unit that performs integration as an integration calculation unit.

このデジタルＭＣＡの信号処理装置に、例えば放射線検出器等からの出力パルス信号が入力されると、微分器４、増幅器、サンプリングＡＤＣ５を経由してデジタル信号がデジタル演算処理部９に送られる。デジタル演算処理部９に送られたデジタル信号は、微分器補正部で前段の微分器４で波形変化した波形を元の波形に戻され、ステップ波再生補正部で完全なステップ波に再生される。また、デジタルフィルターでは、放射線検出器等からのパルス信号が三角波または台形波に整形される。デジタル演算処理部９から出力された放射線検出器等からのパルス信号波高値はヒストグラム回路１０に送られヒストグラムとして記録することができる。なお、デジタルフィルターについては後段で詳述する。 When an output pulse signal from, for example, a radiation detector is input to this digital MCA signal processing device, the digital signal is sent to the digital arithmetic processing unit 9 via the differentiator 4, amplifier, and sampling ADC 5. The digital signal sent to the digital arithmetic processing unit 9 is returned to the original waveform by the differentiator correction unit and the waveform changed by the differentiator 4 in the previous stage, and is reproduced into a complete step wave by the step wave reproduction correction unit. . In the digital filter, a pulse signal from a radiation detector or the like is shaped into a triangular wave or a trapezoidal wave. The pulse signal peak value from the radiation detector or the like output from the digital arithmetic processing unit 9 is sent to the histogram circuit 10 and can be recorded as a histogram. The digital filter will be described in detail later.

図４は、本発明の演算処理装置を使用した放射線測定システムを説明するためのブロック図である。前置増幅器１３からは、放射線１１が放射線検出器１２に沈着したエネルギーに比例した波高のパルスが出力され、デジタルＭＣＡ１５の微分器４に接続される。微分された信号が、アナログデジタル変換器５のダイナッミックレンジ近くにするために、微分器４の前段Ａまたは後段Ｂに増幅器を用いてもよい。微分器４からのアナログ信号は、アナログデジタル変換器５でクロック毎にＡＤ変換される。このようにＡＤ変換された信号は、デジタル演算処理部９で各種の演算が行えわれ、演算結果の波高値がヒストグラム回路１０に記憶される。パーソナルコンピューター１４では、デジタルＭＣＡ１５と信号を送受し、ヒストグラムの表示、デジタルＭＣＡコントロール、スペクトロスコピー演算、スペクトルの保存、微分時定数とステップ波再生補正部の補正係数の設定等が行われる。 FIG. 4 is a block diagram for explaining a radiation measurement system using the arithmetic processing apparatus of the present invention. The preamplifier 13 outputs a pulse having a wave height proportional to the energy of the radiation 11 deposited on the radiation detector 12 and is connected to the differentiator 4 of the digital MCA 15. In order for the differentiated signal to be close to the dynamic range of the analog-digital converter 5, an amplifier may be used in the front stage A or the rear stage B of the differentiator 4. The analog signal from the differentiator 4 is AD-converted for each clock by the analog-digital converter 5. The AD conversion signal is subjected to various calculations by the digital calculation processing unit 9, and the peak value of the calculation result is stored in the histogram circuit 10. The personal computer 14 transmits / receives a signal to / from the digital MCA 15 and displays a histogram, digital MCA control, spectroscopy operation, spectrum storage, setting of a differential time constant and a correction coefficient of a step wave reproduction correction unit, and the like.

以下に、デジタルフィルターについて説明する。図６は、パルスリセット型前置増幅器出力を、サンプリングＡＤＣでＡＤ変換した場合の模式図である。まず、Ｎ番目のＡＤ変換値ｖ_Ｎに着目する。Ｎ番目の値ｖ_Ｎを含め過去Ｌ個（Ｌ１領域）の移動平均とＧ個（Ｇ１領域）過去のＬ個（Ｌ２領域）の移動平均の差を、パルス波高Ｈ_Ｎとする。つまり、Ｈ_Ｎと各ＡＤ変換値ｖ_Ｋの間には、式１が成立する。

Ｌ１およびＬ２領域の平均は、それぞれの領域での値を足し合わせて、その個数（Ｌ）で割らなければならないが、式１では、Ｌを両辺に掛けている。この式１が、デジタルフィルターの基礎となる式である。図６は、Ｌが８、Ｇが６の場合が示されている。 The digital filter will be described below. FIG. 6 is a schematic diagram when the pulse reset type preamplifier output is AD-converted by the sampling ADC. First, attention is focused on the _Nth AD conversion value vN. The difference between the moving average of the moving average and the number G (G1 region) past the L (L2 region) of the past L pieces including N th value _{v N} (L1 region), the pulse height _{H N.} That is, between the _{H N} and the AD conversion value _{v K,} Equation 1 is satisfied.

The average of the L1 and L2 regions must be summed and divided by the number (L) of the respective regions. In Equation 1, L is multiplied on both sides. This Formula 1 is a formula that is the basis of the digital filter. FIG. 6 shows a case where L is 8 and G is 6.

図７は、式１により、どのようにＨ_Ｎが計算されるか説明するための図である。サンプリングＡＤＣ５によるサンプリングは、過去より行われておりその値は、メモリーに記憶されているとする。今、Ｎ＝γ回目（γは、任意の定数）のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする。図７の最上段の左の図が、これに当たる。デジタルフィルターの演算では、Ｎ＝γ回目の値を含め、Ｌ１領域とＧ１を隔てたＬ２領域のＡＤ変換値をメモリーから呼び出しそれぞれを足し合わす。図７は、Ｌが３、Ｇが１の場合である。Ｌ１領域およびＬ２領域でのＡＤ変換値は、ベースライン上に有り、全て等しいとすると、Ｌ１領域の和とＬ２領域の和と、これらの差であるＬＨ_Ｎは、ゼロとなる（図７最上段の右の図）。 FIG. 7 is a diagram for explaining how _HN is calculated by Equation 1. FIG. Sampling by the sampling ADC 5 has been performed since the past, and the value is stored in the memory. Now, assume that sampling of N = γ-th (γ is an arbitrary constant) has been completed and stored in the memory. This corresponds to the left diagram at the top of FIG. In the calculation of the digital filter, the AD conversion values in the L2 area separated from the L1 area and G1 are called from the memory, including the value of N = γ, and added together. FIG. 7 shows a case where L is 3 and G is 1. AD conversion value of the L1 region and L2 region is on the baseline, when all equal, and the sum of the sum and L2 region of L1 region, the LH _N is these differences, becomes zero (FIG. 7 top (Upper right figure).

次に、Ｎ＝γ+１回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から２段目）。今回も、Ｌ１、Ｌ２領域のＡＤ変換値が全てベースライン上等しいとすると、ＬＨ_Ｎは、ゼロとなる。 Next, it is assumed that N = γ + first sampling is completed and stored in the memory (second stage from the top in FIG. 7). Again, assuming that the AD conversion values in the L1 and L2 regions are all equal on the baseline, LH _N is zero.

次に、Ｎ＝γ+２回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から３段目）。今回のＡＤ変換値は、ちょうど前置増幅器出力のパルス波の立ち上がった頂点にあり、前回よりも値が大きく、よってＬ１領域の和も大きくなる。また、Ｌ２領域の和は、前回と同じ値のゼロであるから、Ｌ１領域とＬ２領域の差であるＬＨ_Ｎは、正のある値を有することになる。 Next, it is assumed that N = γ + second sampling is completed and stored in the memory (third stage from the top in FIG. 7). The AD conversion value this time is just at the peak of the pulse wave of the preamplifier output, and the value is larger than the previous time, so the sum of the L1 region is also large. In addition, since the sum of the L2 region is zero, which is the same value as the previous time, LH _N which is the difference between the L1 region and the L2 region has a positive value.

次に、Ｎ＝γ+３回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から４段目）。前置増幅器のパルス波の出力が、立ち上がり後減衰しないとすると、今回のＡＤ変換値は、前回と同じ値となる。Ｌ１領域の和は、パルス波の立ち上がり後の値が、今回で１つ増えたので大きくなり、よってＬＨ_Ｎは前回よりも大きい値となる。 Next, it is assumed that the sampling of N = γ + 3 is finished and stored in the memory (fourth stage from the top in FIG. 7). If the output of the pulse wave of the preamplifier is not attenuated after rising, the AD conversion value this time is the same as the previous value. The sum of the L1 region becomes larger because the value after the rise of the pulse wave has increased by one this time, and thus LH _N becomes a larger value than the previous time.

次に、Ｎ＝γ+４回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から５段目）。今回のＡＤ変換値も、前回と同じ値となる。よってＬ１領域の和は、パルス波の立ち上がり後の値が、今回で１つ増えたので、ＬＨ_Ｎは前回よりも大きい値となる。 Next, it is assumed that N = γ + 4th sampling is finished and stored in the memory (fifth stage from the top in FIG. 7). This AD conversion value is also the same value as the previous time. Therefore, the sum of the L1 region has a value after the rise of the pulse wave increased by one this time, so that LH _N is larger than the previous value.

次に、Ｎ＝γ+５回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から６段目）。今回のＡＤ変換値も、前回と同じ値となる。しかしながら、Ｇ１領域があるため、Ｌ１とＬ２のそれぞれの和には変化がない。よってＬＨ_Ｎにも変化が無い。 Next, it is assumed that N = γ + 5th sampling is completed and stored in the memory (the sixth row from the top in FIG. 7). This AD conversion value is also the same value as the previous time. However, since there is a G1 region, there is no change in the sum of L1 and L2. Therefore, there is no change in the LH _N.

次に、Ｎ＝γ+６回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から７段目）。今回のＡＤ変換値も、前回と同じ値となる。しかしながら、Ｌ２領域右端の１点が、ちょうど前置増幅器出力のパルス波の立ち上がった頂点にあり、よってＬ２領域の和も大きくなる。また、Ｌ１領域の和は、前回と同じ値であるから、Ｌ１領域とＬ２領域の差であるＬＨ_Ｎは、前回より小さくなる。 Next, it is assumed that N = γ + 6th sampling is completed and stored in the memory (the seventh row from the top in FIG. 7). This AD conversion value is also the same value as the previous time. However, one point at the right end of the L2 region is just at the peak of the pulse wave of the preamplifier output, and the sum of the L2 region is also increased. Further, the sum of the L1 region, since the same value as before, LH _N is the difference between the L1 region and L2 region is smaller than the previous.

次に、Ｎ＝γ+７回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から８段目）。今回のＡＤ変換値も、前回と同じ値となる。しかしながら、Ｌ２領域の和は、パルス波の立ち上がり後の値が今回で１つ増えたので大きくなり、よってＬＨ_Ｎは前回よりも小さい値となる。 Next, it is assumed that N = γ + 7th sampling is completed and stored in the memory (8th stage from the top in FIG. 7). This AD conversion value is also the same value as the previous time. However, the sum of the L2 region becomes larger because the value after the rise of the pulse wave has increased by one this time, and thus LH _N becomes a smaller value than the previous time.

次に、Ｎ＝γ+８回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から９段目）。今回のＡＤ変換値も、前回と同じ値となる。しかしながら、Ｌ２領域の和は、パルス波の立ち上がり後の値が今回で１つ増えたので、ＬＨ_Ｎは前回よりも小さい値となる。また、Ｌ１領域とＬ２領域のＡＤ変換値は、全てパルス波立ち上がり後の同じ値であるため、両領域の差であるＬＨ_Ｎは、ゼロとなる。 Next, it is assumed that N = γ + 8th sampling is completed and stored in the memory (9th stage from the top in FIG. 7). This AD conversion value is also the same value as the previous time. However, since the value of the L2 region after the rise of the pulse wave is increased by one this time, LH _N is a smaller value than the previous time. Further, since the AD conversion values in the L1 region and the L2 region are all the same value after the rising of the pulse wave, LH _N that is the difference between the two regions is zero.

次に、Ｎ＝γ+９回目のサンプリングが終わりメモリーに記憶させたとする（図７上から１０段目）。ＬＨ_Ｎは、前回と同じゼロとなる。 Next, it is assumed that N = γ + 9th sampling is completed and stored in the memory (10th stage from the top in FIG. 7). LH _N is zero, the same as the previous time.

上述のように、入力がステップ波形の場合、式１の演算出力ＬＨ_Ｎは、台形波形となる。また、Ｇをゼロとした場合は、三角波となる。
式１をそのまま計算した場合、２個の移動平均の足し算が必要となり、計算に時間がかかるため、一般に以下のようにして、簡略化する。まず、式１を式２に変形する。

ここで、式２の右辺第２項以下をｄ_Ｎとすると式３が成立する。

このｄ_Ｎは、デジタルフィルター出力の変化量である。（もし、Ｈ_{Ｎ＜2Ｌ+Ｇ}とｄ_{Ｎ＜2Ｌ+Ｇ}がゼロの場合、）式３を式２に代入すると、式４および式５が成立する。

つまり、式３のデジタルフィルター出力の変化量ｄ_Ｎを演算し、式５の積算を行えば、一般のデジタルフィルターが成立する。 As described above, when the input is a step waveform, the calculation output LH _N of Equation 1 is a trapezoidal waveform. When G is zero, a triangular wave is obtained.
When Equation 1 is calculated as it is, it is necessary to add two moving averages, and the calculation takes time. Therefore, the calculation is generally simplified as follows. First, Equation 1 is transformed into Equation 2.

Here, if the second term on the right side of Equation 2 is d _N , Equation 3 is established.

This d _N is the amount of change in the digital filter output. (If H _{N <2L + G} and d _{N <2L + G} are zero), substituting Equation 3 into Equation 2 results in

Equations

4 and 5.

That is, when the amount of change d _N of the digital filter output of Expression 3 is calculated and the integration of Expression 5 is performed, a general digital filter is established.

上述のデジタルフィルターの説明において、パルスリセット型前置増幅器出力を例に挙げたのは、この出力は、ほぼ完全なステップ波となっており、パルスの立ち上がり後、抵抗帰還型前置増幅器のように減衰しないため、ほぼ完全な台形波に変形されるからである。我々が目的としている測定量は、ＬＨ_Ｎパルス（図７右側）の最大波高値であり、完全な台形波であれば正確に得る事ができる。ここで、重要なのは、さまざま処理を受けた信号を、如何により完全なステップ波に戻していくかである。完全なステップ波が得られれば、上述のデジタルフィルターにより、完全な台形波が形成され、正確なパルス波高Ｈ_Ｎが得られることになる。 In the above description of the digital filter, the pulse reset type preamplifier output is given as an example. This output is almost a complete step wave, and after the rise of the pulse, like a resistance feedback type preamplifier. This is because it is deformed into a nearly complete trapezoidal wave. The amount of measurement we are aiming for is the maximum peak value of the LH _N pulse (right side of FIG. 7), which can be accurately obtained if it is a complete trapezoidal wave. Here, what is important is how to return a signal subjected to various processes to a complete step wave. If a complete step wave is obtained, a perfect trapezoidal wave is formed by the above-described digital filter, and an accurate pulse wave height H _N can be obtained.

図８は、本発明のデジタル演算処理部９を説明するためのブロック図である。サンプリングＡＤＣ５で量子化された信号は、デジタルフィルター出力変化量演算部２０に入力される。ここでは、デジタルフィルター出力の変化量ｄ_Ｎが演算され、２４に示すような信号が出力される。 FIG. 8 is a block diagram for explaining the digital arithmetic processing unit 9 of the present invention. The signal quantized by the sampling ADC 5 is input to the digital filter output change amount calculation unit 20. Here, the change amount d _N of the digital filter output is calculated, and a signal as shown in 24 is output.

本実施例では、図４に示すようにサンプリングＡＤＣ５の前段に微分器４が設けられている。これは、前述のように前置増幅器出力のＤＣ成分を取り除き、サンプリングＡＤＣ５のダイナッミックレンジに合わせるためである。本実施例では、図８において、微分器補正部２１が設けられ、微分器４で変形された波形を変形前の波形に戻す演算が行われる。微分器補正部２１で補正された出力は、２５のような形状となる。もし、デジタルフィルター出力変化量演算部２０が無かった場合には、微分器補正部２５で補正された出力は、微分器４を通す前のアナログ信号と同じ形状のデジタル信号が得られる。本実施例では、微分器補正部２１の前段にデジタルフィルター出力変化量演算部２０を通しが、どちらを先に演算処理をしても、同じ結果が得られる。 In the present embodiment, as shown in FIG. 4, a differentiator 4 is provided in front of the sampling ADC 5. This is because the DC component of the preamplifier output is removed as described above to match the dynamic range of the sampling ADC 5. In the present embodiment, a differentiator correction unit 21 is provided in FIG. 8, and an operation for returning the waveform deformed by the differentiator 4 to the waveform before the deformation is performed. The output corrected by the differentiator correction unit 21 has a shape like 25. If the digital filter output change amount calculation unit 20 is not provided, the digital signal having the same shape as the analog signal before passing through the differentiator 4 is obtained as the output corrected by the differentiator correction unit 25. In this embodiment, the digital filter output change amount calculation unit 20 is passed before the differentiator correction unit 21, but the same result can be obtained regardless of which one is processed first.

図８では、微分器補正部２１の出力は、ステップ波再生補正部２２に接続され、抵抗帰還型前置増幅器の抵抗３８とコンデンサー３９で減衰した波形を減衰前のステップ波形に戻す演算が行われる。このステップ波再生補正部２２により、従来のアナログ波形整形アンプ等を基にして作製された従来のデジタルＭＣＡにおいて必須と考えられていたポールゼロ補償回路を必要としなくなる。 In FIG. 8, the output of the differentiator correction unit 21 is connected to the step wave reproduction correction unit 22, and an operation is performed to return the waveform attenuated by the resistor 38 and the capacitor 39 of the resistance feedback preamplifier to the step waveform before attenuation. Is called. The step wave reproduction correction unit 22 eliminates the need for a pole zero compensation circuit that is considered essential in a conventional digital MCA manufactured based on a conventional analog waveform shaping amplifier or the like.

以上のようにスッテプ波形に戻す処理を行うことで、デジタルフィルターを通した台形波出力は、アンダーシュート等が無い形状となり、正確なパルス波高が得られる。また、放射線検出器や前置増幅器初段のＦＥＴ等で電荷のリーク等が起こった場合は、この補正も行えば良い。ここで、重要なのは、デジタルＭＣＡに接続するまでに変形された放射線によるアナログ信号を、デジタル演算処理によりステップ波に戻す演算を行うことである。ステップ波再生補正部２２は、図８のどの段階においても、同じ結果が得られるが、本実施例では、微分器補正部２１の出力に接続するようにした。 By performing the process of returning to the step waveform as described above, the trapezoidal wave output through the digital filter has a shape without undershoot and the like, and an accurate pulse wave height can be obtained. In addition, when charge leakage or the like occurs in the radiation detector, the first stage FET, or the like, this correction may be performed. Here, what is important is to perform an operation of returning an analog signal due to radiation that has been deformed before being connected to the digital MCA to a step wave by digital operation processing. The step wave reproduction correction unit 22 obtains the same result at any stage of FIG. 8, but in this embodiment, it is connected to the output of the differentiator correction unit 21.

ステップ波再生補正部２２で補正された出力は、２６のような形状となる。次に、積分演算部２３に接続され、積算し、台形波２７が形成される。一般のデジタルフィルターで述べたように、デジタルフィルター出力の変化量ｄ_Ｎを演算し、次に積算を行う一般のデジタルフィルターに対し、本実施例は、デジタルフィルター出力の変化量の演算と積算の間に、微分器補正部とステップ波再生補正手段を加えた例である。 The output corrected by the step wave reproduction correction unit 22 has a shape like 26. Next, it is connected to the integration calculation unit 23 and integrated to form a trapezoidal wave 27. As mentioned in the general digital filter, calculates the amount of change d _N of the digital filter output, with respect to a general digital filter next to accumulate, this embodiment, the digital filter output rate calculation and the integration of In this example, a differentiator correction unit and a step wave reproduction correction unit are added.

以下に、微分器補正部とステップ波再生補正部について詳しく説明する。 Hereinafter, the differentiator correction unit and the step wave reproduction correction unit will be described in detail.

微分器補正部２１では、微分器４による波形の変化を再生する演算を行う。一般にアナログ微分回路と同等な量子化計算は、式６で与えられる。

ここで、ｙ_Ｎ、ｘ_Ｎは、出力、入力である。またαは、式７で与えられる。

Ｔ_ｃｌｋは、ＡＤＣサンプリングクロックの周期、τ_１は、微分器の時定数である。式６からｘ_Ｎを求める式に変形すると、式８となる。

ここで、式９に示す変数変換を行うと式８は、式１０となる。

式１０は、微分器４を通した波形を、微分器を通す前の波形に再生する基本的な式である。ＬＨ_Ｎに対して微分再生した関数をφ_Ｎ（またφ_{Ｎ＜2Ｌ+Ｇ}をゼロ）とすると、式４と式１０からφ_Ｎは、式１１で与えられる。

ここで、ｅ_Ｎは、式１２で与えられる。

微分器補正されたデジタル信号ｅ_Ｎの形状は、２５のような形状となる。 The differentiator correction unit 21 performs an operation for reproducing the change in waveform caused by the differentiator 4. In general, a quantization calculation equivalent to that of an analog differentiating circuit is given by Equation 6.

Here, y _{N and} x _N are output and input. Α is given by Equation 7.

T _clk is the period of the ADC sampling clock, and τ ₁ is the time constant of the differentiator. By transforming the Equation 6 the equation for x _N, the equation 8.

Here, when the variable conversion shown in Expression 9 is performed, Expression 8 becomes Expression 10.

Expression 10 is a basic expression for reproducing the waveform passed through the differentiator 4 into a waveform before passing through the differentiator. When the function obtained by differentiating played to LH _{_N φ N} (the addition φ _{N <2L + G} zero) to, phi _N from Equation 4 and Equation 10 is given by Equation 11.

Here, e _N is given by Equation 12.

The shape of the differentiator corrected digital signal e _N has a shape such as 25.

上述のように微分補正されたデジタル信号は、ステップ波再生補正部２２に接続される。抵抗帰還型前置増幅器の場合その出力は、パルスが立ち上がった後に、抵抗３８とコンデンサー３９を時定数とするエキスポネンシャルで減衰する。つまり、スッテプ波を微分器に入力した場合の出力と同じ波形となる。よって、前述の微分器補正と同じように抵抗３８とコンデンサー３９を時定数として演算すればステップ波に再生される。微分器における式１２に対応する式は、（ｅ_{Ｎ＜2Ｌ+Ｇ}がゼロの場合、）式１３で与えられる。

ここで、βは、式１４で与えられる。

ステップ波再生補正された信号ｆ_Ｎは、２６のような形状となる。τ₂は、帰還抵抗３８と帰還コンデンサー３９による時定数である。放射線検出器や前置増幅器初段のＦＥＴ等で電荷のリーク等が起こり、式１３によっても完全なステップ波にならなかった場合、平坦部分を水平（一定）にするデジタル演算を行えばよい。 The digital signal subjected to differential correction as described above is connected to the step wave reproduction correction unit 22. In the case of the resistance feedback type preamplifier, the output is attenuated by an exponential having the resistor 38 and the capacitor 39 as time constants after the pulse rises. That is, the waveform is the same as the output when a step wave is input to the differentiator. Therefore, if the resistor 38 and the capacitor 39 are calculated as time constants in the same manner as the above-described differentiator correction, the step wave is reproduced. The equation corresponding to equation 12 in the differentiator is given by equation 13 (when e _{N <2L + G} is zero).

Here, β is given by Equation 14.

Step wave reproduction corrected signal f _N has a shape such as 26. τ ₂ is a time constant due to the feedback resistor 38 and the feedback capacitor 39. In the case where charge leakage occurs in the radiation detector, the first stage FET, etc., and a complete step wave is not obtained by Equation 13, digital calculation for making the flat portion horizontal (constant) may be performed.

最後に、ステップ波再生補正された信号は、積分演算部に接続し、デジタルフィルターの積分の演算を行う。ここでは、（ｆ_{Ｎ＜2Ｌ+Ｇ}をゼロとし、）式１５に示す如く積算が行われる。

積算された信号ψ_Ｎは、２７のような台形波形となる。 Finally, the signal subjected to the step wave reproduction correction is connected to an integration calculation unit, and an integration calculation of the digital filter is performed. Here, integration is performed as shown in Equation 15 (with f _{N <2L + G} being zero).

Integrated signal [psi _N is a trapezoidal waveform such as 27.

上記デジタル波形整形フィルターで得られたパルスの高さをヒストグラムに加えていくことにより、スペクトルが形成されスペクトロスコピーを行うことができる。 By adding the height of the pulse obtained by the digital waveform shaping filter to the histogram, a spectrum is formed and spectroscopy can be performed.

ここで、微分器補正部２１とステップ波再生補正部２２の調整方法を具体的に述べる。
微分器補正部２１は、時定数αがあらかじめ判っているならば、その時定数に設定すればよいが、アナログ部品の公称値には誤差が含まれている。また、経時的に値が変化する場合がある。このため、デジタル波形整形演算処理においては、微分器４の時定数αを調整することが望ましい。そこで、本発明では、図５に示す如く、微分器補正部２１の調整を行った。 Here, an adjustment method of the differentiator correction unit 21 and the step wave reproduction correction unit 22 will be specifically described.
If the time constant α is known in advance, the differentiator correction unit 21 may set the time constant α, but the nominal value of the analog component includes an error. Also, the value may change over time. For this reason, in the digital waveform shaping calculation process, it is desirable to adjust the time constant α of the differentiator 4. Therefore, in the present invention, the differentiator correction unit 21 is adjusted as shown in FIG.

まず、減衰の無いパルス図５（Ａ）を微分器４に入れる。これは、パルスリセット型前置増幅器出力や短冊状のロジックパルス等を用いる。図５（Ａ）では、ロジックパルスを例にしている。微分器補正部出力１６の図５（Ｂ）は、時定数αの値が合っていない場合、中心部分１８がベースライン１７と上下何れかにずれていることを示している。これを調整するには、図５（Ｂ）を表示しながら、αの値を変化させ、再演算し、中心部分が図５（Ｃ）の如くベースラインに来るように行う。 First, a pulse FIG. 5A having no attenuation is put into the differentiator 4. This uses a pulse reset type preamplifier output, a strip-like logic pulse, or the like. In FIG. 5A, a logic pulse is taken as an example. FIG. 5B of the differentiator correction unit output 16 shows that the center portion 18 is shifted either up or down from the baseline 17 when the value of the time constant α does not match. In order to adjust this, while changing the value of α while displaying FIG. 5B, recalculation is performed so that the central portion is at the baseline as shown in FIG.

帰還抵抗３８と帰還コンデンサー３９は、放射線検出器の種類によって違っている。このため、ステップ波再生補正部２２の時定数βは、調整する必要がある。まず、微分器補正を前述のように調整後、微分器４の入力に、抵抗帰還型前置増幅器の出力を接続する。ステップ波再生補正部２２の出力１９は、時定数βの値が合っていない場合、図５（Ｅ）のように、中心部分がベースラインから外れている。ここで、微分器補正の調整の場合と同じように、図５（Ｅ）を表示しながら、βの値を変化させ、再演算し、中心部分が図４（Ｆ）の如くベースラインに来るように、調整を行う。 The feedback resistor 38 and the feedback capacitor 39 differ depending on the type of radiation detector. For this reason, the time constant β of the step wave reproduction correction unit 22 needs to be adjusted. First, after the differentiator correction is adjusted as described above, the output of the resistance feedback preamplifier is connected to the input of the differentiator 4. When the value of the time constant β does not match, the output 19 of the step wave reproduction correction unit 22 has a center portion deviated from the baseline as shown in FIG. Here, as in the case of the differentiator correction adjustment, the value of β is changed and recalculated while displaying FIG. 5 (E), and the central portion comes to the baseline as shown in FIG. 4 (F). Make adjustments.

以上本発明では、図１に示すように、ステップ状でない非ステップ波状のデジタル信号２を、ステップ波の波形３に再生するステップ波再生補正部１を有することで、前記デジタル信号が、抵抗帰還型の前置増幅器に基づくデジタル信号であってもポールゼロ補償回路を必要としない信号処理装置を提供できることを開示した。また、パルスリセット前置増幅器の場合でも放射線検出器や前置増幅器初段のＦＥＴ等で電荷のリーク等での斜め成分を含むデジタル信号を水平に戻す補正を加え、デジタルフィルターの出力がより完全なステップ状に戻され正確な測定が可能になることを開示した。 As described above, in the present invention, as shown in FIG. 1, the step signal reproduction correction unit 1 that reproduces the non-step waveform digital signal 2 that is not stepped into the step wave waveform 3 is provided, so that the digital signal is fed back by resistance feedback. It has been disclosed that even a digital signal based on a preamplifier of the type can provide a signal processing device that does not require a pole zero compensation circuit. Even in the case of a pulse reset preamplifier, the digital filter output is more complete by adding a correction that returns the digital signal containing the diagonal component due to charge leakage etc. to the radiation detector and the first stage FET etc. It was disclosed that accurate measurement is possible by returning to the step.

また、本発明では、ステップ波再生補正部１の他に、図２に示すように、放射線検出器からのステップ状でないアナログ信号７を微分する微分器４と、微分器４の前段Ａまたは後段Ｂに信号を増幅する増幅器と、微分器４からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリングＡＤＣ５と、サンプリングＡＤＣのデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理部６を有し、デジタル演算処理部６には、微分器４により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正部と、ステップ状でないデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正部を有することで、入力されたアナログ信号の波形をステップ波の波形８に再生し、正確な測定が可能になることを開示した。 Further, in the present invention, in addition to the step wave reproduction correction unit 1, as shown in FIG. 2, a differentiator 4 for differentiating an analog signal 7 from the radiation detector that is not stepped, and a front stage A or a rear stage of the differentiator 4 B includes an amplifier that amplifies the signal, a sampling ADC 5 that converts an analog signal from the differentiator 4 into a digital signal, and a digital arithmetic processing unit 6 that digitally calculates the digital output of the sampling ADC. Includes a differentiator correction unit for performing digital arithmetic processing for returning a signal deformed by the differentiator 4 to a waveform before being deformed, and digital arithmetic processing for reproducing a non-stepped digital signal into a waveform of a step wave By having a step wave reproduction correction unit that performs the step, the waveform of the input analog signal is reproduced as the step wave waveform 8, and accurate measurement becomes possible. It disclosed the door.

前記微分器部は、前述の如くサンプリングＡＤＣ５を実行するに適切な信号にする事を目的とし、微分器補正部は、微分器４による波形の変化を変化する前に戻す事を目的としている。特許文献２では、微分器および微分器補正のみ開示され、入力されるアナログ信号も、ステップ波形に限られている。もし、エキスポネンシャルで減衰する抵抗帰還型前置増幅器出力パルスが入力された場合には、後段に設けられるデジタルフィルターの出力がアンダーシュートし、正確な波高を得ることができない。 The differentiator section aims at making the signal suitable for executing the sampling ADC 5 as described above, and the differentiator correction section aims at returning the waveform change by the differentiator 4 before changing. Patent Document 2 discloses only a differentiator and differentiator correction, and an input analog signal is also limited to a step waveform. If a resistive feedback preamplifier output pulse attenuated by an exponent is input, the output of the digital filter provided in the subsequent stage undershoots and an accurate wave height cannot be obtained.

本発明では、ステップ波再生補正手段を有することで、抵抗帰還型前置増幅器出力やパルスリセット型前置増幅器のようなパルスが入力されても、ステップ波再生補正手段によるよりステップ波の戻されるため、後段にデジタルフィルターを接続すれば、台形波形が出力され、正確な波高を得る事が出来きる。また、入力がパルスリセット型前置増幅器からのステップパルス状の波形であっても、特許文献２の図３（Ｃ）の、横軸が約４０００から７０００の領域のように、放射線検出器や初段ＦＥＴ等による電荷のリーク等によりステップの平坦部分が上昇（変形）することがある。本発明では、ステップ波再生補正部で、この上昇（変形）も補正し、正確な測定をも可能とする。 In the present invention, by including the step wave reproduction correction means, even if a pulse such as a resistance feedback type preamplifier output or a pulse reset type preamplifier is inputted, the step wave reproduction correction means returns the step wave. Therefore, if a digital filter is connected to the latter stage, a trapezoidal waveform is output and an accurate wave height can be obtained. Further, even if the input is a step pulse waveform from a pulse reset type preamplifier, as shown in FIG. 3C of Patent Document 2, the horizontal axis is in the region of about 4000 to 7000, The flat portion of the step may rise (deform) due to charge leakage by the first stage FET or the like. In the present invention, the step wave reproduction correction unit corrects this rise (deformation) and enables accurate measurement.

デジタルＭＣＡの構成に本発明を適用した例が図３である。放射線検出器からのパルス信号を微分する微分器４と、微分器４の前段Ａまたは後段Ｂに信号を増幅する増幅器と、微分器４からのアナログ信号をデジタル信号に変換するサンプリングＡＤＣ５と、サンプリングＡＤＣのデジタル出力をデジタル演算するデジタル演算処理部９と、デジタル演算処理部９から出力された放射線検出器からのパルス信号波高値をヒストグラムとして記録するためのヒストグラム回路１０を有し、デジタル演算処理９には、微分器４により変形された信号を変形される前の波形に戻すデジタル演算処理を行うための微分器補正部と、非ステップ波状のデジタル信号をステップ波の波形に再生するためのデジタル演算処理を行うステップ波再生補正部と、放射線検出器からのパルス信号を三角波または台形波に整形するデジタルフィルターを有するデジタルＭＣＡとなる。 FIG. 3 shows an example in which the present invention is applied to the configuration of a digital MCA. A differentiator 4 for differentiating a pulse signal from the radiation detector, an amplifier for amplifying the signal to the front stage A or the rear stage B of the differentiator 4, a sampling ADC 5 for converting an analog signal from the differentiator 4 into a digital signal, and sampling A digital arithmetic processing unit 9 for digitally calculating the digital output of the ADC, and a histogram circuit 10 for recording the pulse signal peak value from the radiation detector output from the digital arithmetic processing unit 9 as a histogram, 9 includes a differentiator correction unit for performing digital arithmetic processing for returning the signal deformed by the differentiator 4 to a waveform before being deformed, and a non-step waveform digital signal for reproducing the waveform into a step wave waveform. Step wave regenerative correction unit that performs digital arithmetic processing and pulse signal from radiation detector is shaped into triangular or trapezoidal wave That becomes a digital MCA with a digital filter.

また、デジタルフィルターは、デジタルフィルター出力の変化量演算部２０と積分演算部２３に分けることができ、デジタル演算処理部９に有するデジタルフィルター出力変化量演算部２０、微分器補正部２１、ステップ波再生補正部２２、積分演算部２３を入れ替えても同じ結果が得られる。 The digital filter can be divided into a digital filter output change amount calculation unit 20 and an integral calculation unit 23. The digital filter output change amount calculation unit 20, the differentiator correction unit 21, and the step wave included in the digital calculation processing unit 9 are provided. The same result can be obtained even if the reproduction correction unit 22 and the integration calculation unit 23 are replaced.

本発明に係るステップ波再生補正部を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the step wave reproduction | regeneration correction | amendment part which concerns on this invention. 本発明に係る信号処理装置の一部を説明するための図である。It is a figure for demonstrating a part of signal processing apparatus which concerns on this invention. 本発明に係るデジタルＭＣＡに対応する部分を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the part corresponding to digital MCA which concerns on this invention. 本発明に係る放射線計測システムを説明するための図である。It is a figure for demonstrating the radiation measurement system which concerns on this invention. 本発明に係る微分器補正部とステップ波再生補正部の調整方法を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the adjustment method of the differentiator correction | amendment part and step wave reproduction | regeneration correction part which concern on this invention. 本発明に係るデジタルフィルターを説明するための図である。It is a figure for demonstrating the digital filter which concerns on this invention. 本発明に係るデジタルフィルターの動きを説明するための図である。It is a figure for demonstrating the motion of the digital filter which concerns on this invention. 本発明に係るデジタル演算処理部を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the digital arithmetic processing part which concerns on this invention. 従来のアナログ放射線測定システムを説明するための図である。It is a figure for demonstrating the conventional analog radiation measurement system. 前置増幅器を説明するための図である。It is a figure for demonstrating a preamplifier. ポールゼロ補償回路の働きを説明するための図である。It is a figure for demonstrating the effect | action of a pole zero compensation circuit. 従来のデジタルＭＣＡの構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the structure of the conventional digital MCA.

Explanation of symbols

１ステップ波再生補正部
２ステップ状でないデジタル信号
３ステップ波のデジタル波形信号
４微分器
５サンプリングＡＤＣ
６微分器補正部とステップ波再生補正部を有するデジタル演算処理部
７非ステップ波状のアナログ信号
８非ステップ波状のアナログ信号を処理して得られたステップ波のデジタル波形信号
９微分器補正部とステップ波再生補正部とデジタルフィルターを有するデジタル演算処理部
１０ヒストグラム回路
１１放射線
１２放射線検出器
１３前置増幅器
１４パーソナルコンピューター
１５本発明に係るデジタルＭＣＡ
１６微分器補正出力の調整
１７ベースライン
１８中心部分
１９ステップ波再生補正出力の調整
２０デジタルフィルター出力変化量演算部
２１微分器補正部
２２デジタル演算処理部に繰り込まれたステップ波再生補正部
２３積分演算部
２４デジタルフィルター出力変化量演算部の出力形状
２５微分器補正部の出力形状
２６ステップ波再生補正部の出力形状
２７積分演算部の出力形状
２８ポールゼロ補償回路
２９積分器
３０逐次比較型ＡＤＣ
３１前置増幅器の出力パルス
３２アナログ波形整形アンプ３４の出力パルス
３３パルス電圧の最大ピーク
３４アナログ波形整形アンプ
３５アナログＭＣＡ
３６前置増幅器のアンプ
３７前置増幅器の初段ＦＥＴ
３８抵抗帰還型前置増幅器の帰還抵抗
３９抵抗帰還型前置増幅器の帰還コンデンサー
４０抵抗帰還型前置増幅器
４１抵抗帰還型前置増幅器の出力
４２パルスリセット型前置増幅器のトランジスター
４３パルスリセット型前置増幅器の発光ダイオード
４４パルスリセット型前置増幅器
４５パルスリセット型前置増幅器の出力
４６パルスリセット型前置増幅器の閾値電圧
４７増幅器
４８微分器補正部とデジタルフィルターを有するデジタル演算処理部 1 Step wave reproduction correction part 2 Digital signal which is not stepped 3 Digital waveform signal of step wave 4 Differentiator 5 Sampling ADC
6 Digital operation processing unit 7 having a differentiator correction unit and a step wave reproduction correction unit 7 Non-step wave analog signal 8 Step wave digital waveform signal 9 obtained by processing a non-step wave analog signal Differentiator correction unit Digital arithmetic processing unit 10 having a step wave reproduction correction unit and a digital filter Histogram circuit 11 Radiation 12 Radiation detector 13 Preamplifier 14 Personal computer 15 Digital MCA according to the present invention
16 Adjustment of Differentiator Correction Output 17 Baseline 18 Center Part 19 Adjustment of Step Wave Regeneration Correction Output 20 Digital Filter Output Change Amount Calculation Unit 21 Differentiator Correction Unit 22 Step Wave Regeneration Correction Unit 23 Received in Digital Operation Processing Unit Integration calculation unit 24 Output shape of digital filter output variation calculation unit 25 Output shape of differentiator correction unit 26 Output shape of step wave reproduction correction unit 27 Output shape of integration calculation unit 28 Pole zero compensation circuit 29 Integrator 30 Successive comparison ADC
31 Output pulse of preamplifier 32 Output pulse of analog waveform shaping amplifier 34 Maximum peak of pulse voltage 34 Analog waveform shaping amplifier 35 Analog MCA
36 Preamplifier Amplifier 37 Preamplifier First Stage FET
38 Feedback Feedback of Resistive Feedback Preamplifier 39 Feedback Capacitor of Resistive Feedback Preamplifier 40 Resistive Feedback Preamplifier 41 Output of Resistive Feedback Preamplifier 42 Transistor of Pulse Reset Preamplifier 43 Pulse Reset Type Before Preamplifier light emitting diode 44 Pulse reset type preamplifier 45 Output of pulse reset type preamplifier 46 Threshold voltage 47 of pulse reset type preamplifier Amplifier 48 Digital arithmetic processing unit having differentiator correction unit and digital filter

Claims

A signal processing apparatus for processing a pulse signal from a radiation detector or the like, comprising a step wave reproduction correction means for performing digital arithmetic processing for reproducing a non-step waveform digital signal into a step wave waveform A signal processing device.

Differentiating means for differentiating a pulse signal from a radiation detector, an amplifying means for amplifying the signal before or after the differentiating means, sampling means for converting an analog signal from the differentiating means into a digital signal, and the sampling A digital operation processing means for digitally calculating the digital output of the means, and the digital operation processing means includes a differentiator for performing digital operation processing for returning the signal transformed by the differentiation means to a waveform before being transformed. A signal processing apparatus comprising: correction means; and step wave reproduction correction means for performing digital arithmetic processing for reproducing a non-step waveform digital signal into a step wave waveform.

Differentiating means for differentiating a pulse signal from a radiation detector, an amplifying means for amplifying the signal before or after the differentiating means, sampling means for converting an analog signal from the differentiating means into a digital signal, and the sampling Digital arithmetic processing means for digitally calculating the digital output of the means, and a histogram circuit for recording the pulse signal peak value from the radiation detector output from the digital arithmetic processing means as a histogram, the digital arithmetic processing means Includes a differentiator correcting means for performing digital arithmetic processing for returning a signal transformed by the differentiating means to a waveform before being transformed, and a digital for reproducing a non-stepped waveform digital signal into a waveform of a step wave. Step wave regeneration correction means that performs arithmetic processing and the pulse signal from the radiation detector Or signal processing apparatus characterized by having a digital filter for shaping a trapezoidal wave.

4. The signal processing apparatus according to claim 3, wherein the digital filter includes a digital filter change amount calculating means for calculating a change amount of the digital filter output and an integral calculating means for performing integration.

A radiation detector for detecting radiation; a preamplifier for amplifying a signal output from the radiation detector; a differentiation means for differentiating a signal output from the preamplifier; Amplifying means for amplifying the signal, sampling means for converting the analog signal from the differentiating means into a digital signal, digital arithmetic processing means for digitally calculating the digital output of the sampling means, and the digital arithmetic processing A histogram circuit for recording the pulse value of the Halus signal from the radiation detector output from the means as a histogram, and the digital arithmetic processing means includes a waveform before the signal transformed by the differentiating means is transformed. Differentiator correction means for performing digital arithmetic processing to return to step and non-step wave digital signal A step wave reproduction correction means for performing digital operation processing for playing the waveform of the signal processing apparatus characterized by having a digital filter for shaping the triangular wave or a trapezoidal wave pulse signals from the radiation detector.

Differentiating means for differentiating a pulse signal from a radiation detector, an amplifying means for amplifying the signal before or after the differentiating means, sampling means for converting an analog signal from the differentiating means into a digital signal, and the sampling A digital arithmetic processing means for digitally calculating the digital output of the means; and a histogram circuit for recording the output of the digital arithmetic processing means as a histogram. The digital arithmetic processing means is modified by the differentiating means. Differentiator correction means for performing digital arithmetic processing for returning the signal to a waveform before being transformed, and step wave reproduction correction means for performing digital arithmetic processing for reproducing a non-step waveform digital signal into a waveform of a step wave , Digital filter that shapes pulse signal from radiation detector into triangle wave or trapezoidal wave In the signal processing apparatus, the signal processing unit is characterized in that, while displaying the shape of the output of the differentiator correction means, the correction coefficient of the differentiator correction means is changed to match the central portion of the shape with the baseline. Device adjustment method.

Differentiating means for differentiating a pulse signal from a radiation detector, an amplifying means for amplifying the signal before or after the differentiating means, sampling means for converting an analog signal from the differentiating means into a digital signal, and the sampling A digital arithmetic processing means for digitally calculating the digital output of the means; and a histogram circuit for recording the output of the digital arithmetic processing means as a histogram. The digital arithmetic processing means is modified by the differentiating means. Differentiator correction means for performing digital arithmetic processing for returning the signal to a waveform before being transformed, and step wave reproduction correction means for performing digital arithmetic processing for reproducing a non-step waveform digital signal into a waveform of a step wave , Digital filter that shapes pulse signal from radiation detector into triangle wave or trapezoidal wave In the signal processing apparatus, the shape of the output of the step wave reproduction correction unit is displayed and the correction coefficient of the step wave reproduction correction unit is changed to match the center portion of the shape with the baseline. A method for adjusting a signal processing apparatus.