JP2005114391A - Antenna measuring apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
この発明はアンテナ測定装置に関し、特に、通信/レーダ等のフェーズドアレーアンテナを構成する素子アンテナの素子電界を測定するためのアンテナ測定装置に関する。 The present invention relates to an antenna measurement apparatus, and more particularly to an antenna measurement apparatus for measuring an element electric field of an element antenna constituting a phased array antenna such as communication / radar.
従来のアンテナ測定装置では、送信機から送信された高周波信号は、ピックアップアンテナから空間に放射される。この放射された高周波信号は、複数の素子アンテナにより受信される。この受信される状態で、可変移相器を制御して、各素子アンテナの設定移相を制御回路により順次変化させる。測定演算回路は、全アレー合成出力の最大値と最小値の比、および、最大値を与える移相変化量を測定して、各素子アンテナの振幅、位相を算出する(例えば、特許文献1参照。)。 In the conventional antenna measurement apparatus, the high frequency signal transmitted from the transmitter is radiated from the pickup antenna to the space. The radiated high frequency signal is received by a plurality of element antennas. In this received state, the variable phase shifter is controlled, and the set phase shift of each element antenna is sequentially changed by the control circuit. The measurement arithmetic circuit measures the ratio between the maximum value and the minimum value of the total array combined output and the phase shift change amount that gives the maximum value, and calculates the amplitude and phase of each element antenna (see, for example, Patent Document 1). .)
以上のように構成された従来のアンテナ測定装置においては、素子アンテナの素子電界を求めるためには、当該素子アンテナに接続されている移相器のみ位相値を変化させる必要があった。つまり、全ての素子アンテナの素子電界を求めるためには、素子数分だけ測定を繰り返さなければならなかった。このため、多素子のアレーアンテナの場合には測定時間が膨大になるという問題点があった。 In the conventional antenna measuring apparatus configured as described above, in order to obtain the element electric field of the element antenna, it is necessary to change the phase value of only the phase shifter connected to the element antenna. That is, in order to obtain the element electric fields of all the element antennas, it was necessary to repeat the measurement for the number of elements. For this reason, in the case of a multi-element array antenna, there is a problem that the measurement time becomes enormous.
また、これを回避するための手法も提案されている。この手法は、少なくとも2つの移相器の位相を同時に回転させたときのアレー合成電界の振幅及び位相の変化を測定し、これをフーリエ変換することにより、各素子アンテナの素子電界振幅及び位相を求めるものである。したがって、この手法は同時に複数個の素子アンテナの素子電界振幅及び位相を求めることができる(例えば、非特許文献1参照。)。 A technique for avoiding this has also been proposed. This method measures changes in the amplitude and phase of the array combined electric field when the phases of at least two phase shifters are simultaneously rotated, and performs Fourier transform to measure the element electric field amplitude and phase of each element antenna. It is what you want. Therefore, this method can simultaneously determine the element electric field amplitude and phase of a plurality of element antennas (see, for example, Non-Patent Document 1).
上述したように、特許文献1の従来例においては、全ての素子アンテナの素子電界を求めるためには、素子数分だけ測定を繰り返さなければならないため、多素子のアレーアンテナの場合には測定時間が膨大になるという問題点があった。
As described above, in the conventional example of
非特許文献1の従来例においては、特許文献1の問題点は解決されたが、しかしながら、アレー合成電界の振幅だけでなく位相も測定しなければならないため、位相の正確な測定が困難になるミリ波帯やサブミリ波帯などの非常に高い周波数においては、結果として素子アンテナの素子電界振幅及び位相を求めることが困難になるという問題点があった。
In the conventional example of Non-Patent
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、アレー合成電力の振幅測定のみにより、少なくとも2つの素子アンテナの素子電界振幅及び位相を同時に求めることのできるアンテナ測定装置を得ることを目的としている。 The present invention has been made to solve such a problem, and an antenna measurement apparatus capable of simultaneously obtaining the element electric field amplitude and phase of at least two element antennas only by measuring the amplitude of the array combined power is obtained. It is an object.
この発明は、高周波信号を送信する送信機と、上記高周波信号を分配する電力分配回路と、分配された上記高周波信号を放射する少なくとも2つの素子アンテナと、上記各素子アンテナにより放射される上記高周波信号に通過位相を与えるディジタル移相器と、上記ディジタル移相器の少なくとも2つに関してその通過位相を同時に回転させる複数素子移相器制御回路とを有するフェーズドアレーアンテナと、上記各素子アンテナから放射された上記高周波信号を受信するピックアップアンテナと、上記ピックアップアンテナにより受信された上記高周波信号の受信電力を測定する検波回路と、上記フェーズドアレーアンテナの上記複数素子移相器制御回路により上記ディジタル移相器の通過位相を回転させたときの上記検波回路により測定される受信電力の変化をフーリエ級数展開してフーリエ係数を求めるフーリエ級数展開演算回路と、上記フーリエ級数展開演算回路が求めたフーリエ係数から、1つの素子アンテナの励振位相を回転させたときの受信電力変化を演算し、この演算結果から当該素子アンテナの素子電界振幅及び位相を測定する複数素子電界演算回路とを備えたアンテナ測定装置である。 The present invention includes a transmitter that transmits a high-frequency signal, a power distribution circuit that distributes the high-frequency signal, at least two element antennas that radiate the distributed high-frequency signal, and the high-frequency waves that are radiated by the element antennas. A phased array antenna having a digital phase shifter that gives a passing phase to a signal, and a multi-element phase shifter control circuit that simultaneously rotates the passing phase of at least two of the digital phase shifters; A pick-up antenna for receiving the high-frequency signal, a detector circuit for measuring the received power of the high-frequency signal received by the pick-up antenna, and the digital phase shifter by the multi-element phase shifter control circuit of the phased array antenna. Measured by the above detection circuit when the passage phase of the detector is rotated The received power when the excitation phase of one element antenna is rotated from the Fourier series expansion arithmetic circuit for obtaining the Fourier coefficient by expanding the Fourier series of the received power change, and the Fourier coefficient obtained by the Fourier series expansion arithmetic circuit. It is an antenna measurement device provided with a multiple element electric field calculation circuit that calculates a change and measures the element electric field amplitude and phase of the element antenna from the calculation result.
この発明は、以上のように構成され、少なくとも2つの素子アンテナの位相を同時に回転させたときのアレー合成電力の変化を測定し、上記電力の変化をフーリエ級数展開した結果を用いて素子アンテナの素子電界振幅及び位相を測定するようにしたので、アレー合成電力の振幅測定のみにより少なくとも2つの素子アンテナの素子電界振幅及び位相を同時に求めることができ、測定時間の短縮を図ることができる。 The present invention is configured as described above, and measures a change in array combined power when the phases of at least two element antennas are simultaneously rotated, and uses the result of Fourier series expansion of the change in the power to measure the element antenna. Since the element electric field amplitude and phase are measured, the element electric field amplitude and phase of at least two element antennas can be obtained simultaneously only by measuring the amplitude of the array combined power, and the measurement time can be shortened.
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1に係るアンテナ測定装置の構成を示したブロック図である。図1に示すように、複数の素子アンテナ1−n(n=1、2、・・・、N)が同一の開口上に配設され、各素子アンテナ1−nには、Mビットのディジタル移相器2−n(n=1、2、・・・、N)がそれぞれ1つずつ接続されている。各ディジタル移相器2−nは、電力分配回路3に接続されている。また、各ディジタル移相器2−nは、複数素子移相器制御回路4にも接続されている。複数素子移相器制御回路4は、ディジタル移相器2−nの少なくとも2つに関して、その通過位相を同時に回転させる。また、電力分配回路3には、送信機5が接続されている。以上の構成要素により、フェーズドアレーアンテナ100を構成している。
1 is a block diagram showing a configuration of an antenna measurement apparatus according to
また、図1に示すように、ピックアップアンテナ6aが、素子アンテナ1−nに対向して離間して設けられている。ピックアップアンテナ6aには、ピックアップアンテナ6aの受信電力を測定する検波回路7が接続されている。検波回路7にはフーリエ級数展開演算回路8が接続されている。フーリエ級数展開演算回路8は、少なくとも2つの素子アンテナ1−nのディジタル移相器2−nの通過位相を複数素子移相器制御回路4により回転させたときに、検波回路7により測定される受信電力の変化をフーリエ級数展開し、フーリエ係数を求めるものである。また、フーリエ級数展開演算回路8には複数素子電界演算回路9が接続されている。複数素子電界演算回路9は、フーリエ級数展開演算回路8により求めたフーリエ係数から当該素子アンテナ1−nの素子電界振幅及び位相を求めるものである。
Further, as shown in FIG. 1, the
動作について簡単に説明する。送信機5から送信された高周波信号は電力分配回路3により分配され、ディジタル移相器2−nにより適当な通過位相を与えられた後に、複数の素子アンテナ1−nから空間に放射される。なお、このときのディジタル移相器2−nの通過位相は、複数素子移相器制御回路4により、少なくとも2つのディジタル移相器2−nの通過位相が同時に回転されている。このようにして素子アンテナ1−nから放射された高周波信号は、ピックアップアンテナ6aにより受信される。このときの受信電力を検波回路7が測定し、フーリエ級数展開演算回路8により当該受信電力の変化がフーリエ級数展開され、フーリエ係数が求められる。次に、複数素子電界演算回路9は、フーリエ級数展開演算回路8により求めたフーリエ係数から当該素子アンテナ1−nの素子電界振幅及び位相を求める。
The operation will be briefly described. The high-frequency signal transmitted from the
次に、この発明における複数素子電界演算回路9の演算原理を以下に示す。初期状態における素子アンテナ1−nの素子電界の振幅をEn、位相をφnとし、このときのアレー合成電界の振幅をE0、位相をφ0とする。この初期状態からN’個(2≦N’≦N)の素子アンテナ1−nの位相を同時にΦnだけ回転させたときのアレー合成電界は以下の式(1)で求められる。
Next, the calculation principle of the multi-element electric
初期状態のアレー合成電界との相対値を考えると以下の式(2)のようになる。 Considering the relative value with the array combined electric field in the initial state, the following equation (2) is obtained.
ここで、kmは初期状態のアレー合成電界振幅との相対値、Xmは初期状態のアレー合成電界位相との相対値である。式(2)より、アレー合成電力を求めると以下の式(3)となる。 Here, k m is a relative value of the array combined electric field amplitude in the initial state, the X m is a relative value of the array combined electric field phase of the initial state. When the array combined power is obtained from the equation (2), the following equation (3) is obtained.
式(3)において、nとn’を入れ替えた項は等しくなることを考えると、式(3)は次式(4)のように表すことができる。 In equation (3), considering that the terms obtained by exchanging n and n ′ are equal, equation (3) can be expressed as the following equation (4).
ここで、A、XCn’n、XSn’n、Cn、Snは所定のある係数であり、式(4)の形から明らかなように初期状態からN’個の素子アンテナ1−nの位相を同時に回転させたときのアレー合成電力の変化を観測し、これをフーリエ級数展開演算回路8により求めたフーリエ級数そのものである。すなわち、フーリエ級数展開演算回路8により求めたフーリエ係数のうち、Aは定数項、XCn’nは、cos(Φn’−Φn)に関するフーリエ係数、XSn’nはsin(Φn’−Φn)に関するフーリエ係数、CnはcosΦnに関するフーリエ係数、SnはsinΦnに関するフーリエ係数である。式(4)においてn=Pとなる項を除いて、Φn=0とおくと次式(5)を得る。
Here, A, XC n'n, XS n'n , C n, S n is a coefficient with a predetermined element as is apparent from the initial state from the form N 'pieces of the formula (4) antennas 1- A change in the array combined power when the phase of n is simultaneously rotated is observed, and this is the Fourier series itself obtained by the Fourier series expansion
式(5)は、n=Pとなる素子アンテナ1−nの励振位相を360度回転させたときのアレー合成電力の変化がコサインカーブとなることを意味している。したがって、n=Pとなる素子アンテナ1−nの励振位相を360度回転させたときのアレー合成電力の変化の最大値と最小値の比rは次式(6)で求めることができる。 Equation (5) means that the change in the array combined power becomes a cosine curve when the excitation phase of the element antenna 1-n where n = P is rotated 360 degrees. Therefore, the ratio r between the maximum value and the minimum value of the change in array combined power when the excitation phase of the element antenna 1-n where n = P is rotated 360 degrees can be obtained by the following equation (6).
但し、式(6)において、変数α、cおよびsは、それぞれ、以下により定義される。 However, in Formula (6), the variables α, c, and s are defined as follows.
また、n=Pとなる素子アンテナ1−nの励振位相を360度回転させたときのアレー合成電力が最大値となる位相値−Φ0は次式(10)で求めることができる。 Further, the phase value −Φ 0 at which the array combined power becomes the maximum value when the excitation phase of the element antenna 1-n where n = P is rotated 360 degrees can be obtained by the following equation (10).
したがって、n=Pとなる素子アンテナ1−nの励振位相を360度回転させたときのアレー合成電力の最大値と最小値の比及び上記最大値を与える位相変化量が、それぞれ、式(6)及び式(10)により求めることができるので、これらの値から当該素子アンテナの素子電界振幅及び位相を求めることができる。なお、アレー合成電力の最大値と最小値の比及び上記最大値を与える位相変化量から、素子アンテナの素子電界振幅及び位相を求める演算方法としては、例えば、上記特許文献1に示された演算式等を用いて計算すればよい。以上が複数素子電界演算回路9により素子電界振幅及び位相を求める原理である。
Therefore, the ratio between the maximum value and the minimum value of the array combined power when the excitation phase of the element antenna 1-n where n = P is rotated 360 degrees, and the phase change amount that gives the maximum value are expressed by the following equations (6). ) And Equation (10), the element electric field amplitude and phase of the element antenna can be obtained from these values. As a calculation method for obtaining the element electric field amplitude and phase of the element antenna from the ratio between the maximum value and the minimum value of the array combined power and the phase change amount that gives the maximum value, for example, the calculation shown in
以上のように、本実施の形態によれば、N’個の素子アンテナの位相を同時に回転させたときのアレー合成電力の変化を測定し、上記合成電力の変化をフーリエ級数演算回路8によりフーリエ級数展開した結果を用いて複数素子電界演算回路9により素子電界振幅及び位相を求めることができる。したがって、上記合成電力の変化からN’個の素子アンテナの素子電界振幅及び位相を求めることができるので、従来の測定装置に比べ、測定時間を大幅に短縮できるという効果がある。また、アレー合成電力の振幅を測定するだけでよいので、ミリ波帯やサブミリ波帯などのように正確な位相測定が困難な場合においても、素子電界振幅及び位相を精度良く求めることができるという効果がある。
As described above, according to the present embodiment, a change in array combined power when the phases of N ′ element antennas are simultaneously rotated is measured, and the change in the combined power is Fourier-transformed by the Fourier series
実施の形態2.
本実施の形態では、上記実施の形態1と同一の構成において、ディジタル移相器2−nの通過位相をある一定の位相間隔により回転させ、かつ、上記位相間隔が次のいずれの位相値とも異なるように選択する。
In the present embodiment, in the same configuration as in the first embodiment, the passing phase of the digital phase shifter 2-n is rotated by a certain phase interval, and the phase interval is equal to any of the following phase values. Choose to be different.
(1)同時に位相回転させる他のディジタル移相器の位相間隔。
(2)同時に位相回転させる任意の2つのディジタル移相器に対する位相間隔の差分。
(1) Phase interval of another digital phase shifter that simultaneously rotates the phase.
(2) The difference in phase interval for any two digital phase shifters that are simultaneously phase rotated.
これにより、上記の式(4)を構成する全ての3角関数は互いに直交するので、係数A、XCn’n、XSn’n、Cn、Snを正確に求めることができる。 Accordingly, since all of the triangular functions constituting the above equation (4) are orthogonal to each other, coefficients A, XC n'n, XS n'n, C n, can be determined accurately S n.
したがって、本実施の形態においては、上記実施の形態1と同様の効果があるとともに、加えて、係数A、XCn’n、XSn’n、Cn、Snを正確に求めることができるので、素子電界振幅及び位相を精度良く求めることができるという効果がある。なお、本実施の形態は、上記実施の形態1のみでなく、後述する他の実施の形態にも適用可能である。 Accordingly, in this embodiment, with the same effects as in the first embodiment, in addition, the coefficient A, XC n'n, XS n'n, C n, can be determined accurately to S n Therefore, there is an effect that the element electric field amplitude and phase can be obtained with high accuracy. Note that this embodiment can be applied not only to the first embodiment but also to other embodiments described later.
実施の形態3.
本実施の形態では、上記実施の形態1あるいは2において、ディジタル移相器2−nの通過位相を回転させる位相間隔を最低ビット通過位相のq倍としたとき、上記ディジタル移相器2−nの全移相状態数と上記qとが互いに素になるように、整数qを選択する。この選択により、N’個の素子アンテナ1−nの位相を同時に回転させたときのアレー合成電力の変化を測定する際に、ディジタル移相器2−nの全てのビット状態に対応したアレー合成電力の測定結果を得ることができる。
In the present embodiment, when the phase interval for rotating the passing phase of the digital phase shifter 2-n is q times the lowest bit passing phase in the first or second embodiment, the digital phase shifter 2-n The integer q is selected so that the total number of phase shift states of q and the q are relatively prime. With this selection, when measuring the change in array combined power when the phases of the N ′ element antennas 1-n are simultaneously rotated, the array combination corresponding to all the bit states of the digital phase shifter 2-n. The power measurement result can be obtained.
したがって、本実施の形態においては、上記実施の形態1あるいは2と同様の効果があるとともに、加えて、ディジタル移相器2−nの全てのビット状態に対応したアレー合成電力の測定結果を得ることができるので、ディジタル移相器2−nの通過特性がビットごとにランダムな誤差を持つ場合、この誤差の影響を低減できるという効果がある。なお、本実施の形態は、上記実施の形態1および2のみでなく、後述する他の実施の形態にも適用可能である。 Therefore, in this embodiment, the same effect as in the first or second embodiment is obtained, and in addition, measurement results of the array combined power corresponding to all the bit states of the digital phase shifter 2-n are obtained. Therefore, when the pass characteristic of the digital phase shifter 2-n has a random error for each bit, the effect of this error can be reduced. Note that this embodiment can be applied not only to the first and second embodiments, but also to other embodiments described later.
実施の形態4.
図2は、この発明の実施の形態4に係るアンテナ測定装置の構成を示したブロック図である。図1の構成に相当する構成については、同一符号を付して示し、ここではその説明を省略する。図2に示すように、本実施の形態においては、複数のピックアップアンテナ6a〜6cが設けられている。なお、図2においては、3個のピックアップアンテナが設けられている例が記載されているが、それに限定されるものではなく、2以上の任意の個数でよい。また、それらのピックアップアンテナ6a〜6cには、電力合成回路10が接続されている。電力合成回路10は、ピックアップアンテナ6a〜6cによって受信された高周波信号を合成するための回路である。
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an antenna measurement apparatus according to
以上のように、本実施の形態においては、上記実施の形態1と同様の効果があるととともに、加えて、複数のピックアップアンテナ6a〜6cによって受信された高周波信号を電力合成回路10により合成した後の高い受信電力で検波するので、精度のよい測定が可能になるという効果がある。
As described above, the present embodiment has the same effects as those of the first embodiment, and in addition, the high-frequency signals received by the plurality of
実施の形態5.
図3は、この発明の実施の形態5に係るアンテナ測定装置の構成を示したブロック図である。図3の構成は、上記図2の構成と基本的に同じであるため、同一の構成には同一符号を付して示し、ここではその説明を省略する。なお、図2の構成との違いは、図3に示すように、本実施の形態では、複数のピックアップアンテナ6a〜6dを、すべて、素子アンテナ1−n(n=1、2、・・・、N)と同一開口上に設けたことを特徴としている。なお、図3においては、4個のピックアップアンテナを設ける例について示されているが、これに限定されるものではなく、2以上の任意の個数を設けるようにしてよい。また、図1の構成に、本実施の形態を適用させてもよい。
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an antenna measurement apparatus according to
したがって、本実施の形態においては、上記実施の形態2と同様の効果があるとともに、加えて、ピックアップアンテナ6a〜6dを素子アンテナ1−n(n=1、2、・・・、N)と同一開口上に設けたことにより、例えば、フェーズドアレーアンテナが稼働状態にある場合などのように、ピックアップアンテナとフェーズドアレーアンテナを対向することができない場合においても、素子電界の測定を行うことができるという効果がある。
Therefore, the present embodiment has the same effect as the second embodiment, and in addition, the
実施の形態6.
本実施の形態では、上記実施の形態1において、ディジタル移相器2−nを5ビット移相器とし、同時に位相回転させるディジタル移相器2−nの数を3とする。このとき、上記ディジタル移相器2−nの通過位相を回転させる位相間隔をそれぞれ最低ビット通過位相の1倍、3倍、7倍としたことを特徴とする。
Embodiment 6 FIG.
In the present embodiment, in the first embodiment, the digital phase shifter 2-n is a 5-bit phase shifter, and the number of digital phase shifters 2-n that simultaneously rotate the phase is three. At this time, the phase interval for rotating the passing phase of the digital phase shifter 2-n is set to be 1, 3 and 7 times the lowest bit passing phase, respectively.
したがって、本実施の形態は、上記実施の形態2の条件を満たしているので、上記実施の形態2と同じ効果がある。加えて、上記実施の形態3の条件を満たしているので、素子電界振幅及び位相を精度良く求めることができるという効果がある。なお、本実施の形態は、上記実施の形態1のみでなく、他の実施の形態4および5にも適用可能である。 Therefore, the present embodiment satisfies the conditions of the second embodiment and has the same effect as the second embodiment. In addition, since the condition of the third embodiment is satisfied, there is an effect that the element electric field amplitude and phase can be obtained with high accuracy. This embodiment is applicable not only to the first embodiment but also to other fourth and fifth embodiments.
実施の形態7.
本実施の形態では、上記実施の形態1において、ディジタル移相器2−nを5ビット移相器とし、同時に位相回転させるディジタル移相器2−nの数を3とする。かつ、上記ディジタル移相器2−nの通過位相を回転させる位相間隔をそれぞれ最低ビット通過位相の1倍、5倍、7倍としたことを特徴とする。
In the present embodiment, in the first embodiment, the digital phase shifter 2-n is a 5-bit phase shifter, and the number of digital phase shifters 2-n that simultaneously rotate the phase is three. In addition, the phase interval for rotating the passing phase of the digital phase shifter 2-n is set to be 1, 5, and 7 times the lowest bit passing phase, respectively.
したがって、本実施の形態は、上記実施の形態2の条件を満たしているので、上記実施の形態2と同じ効果がある。加えて、上記実施の形態3の条件を満たしているので、素子電界振幅及び位相を精度良く求めることができるという効果がある。なお、本実施の形態は、上記実施の形態1のみでなく、他の実施の形態4および5にも適用可能である。 Therefore, the present embodiment satisfies the conditions of the second embodiment and has the same effect as the second embodiment. In addition, since the condition of the third embodiment is satisfied, there is an effect that the element electric field amplitude and phase can be obtained with high accuracy. This embodiment is applicable not only to the first embodiment but also to other fourth and fifth embodiments.
実施の形態8.
本実施の形態では、上記実施の形態1において、ディジタル移相器2−nを4ビット移相器とし、同時に位相回転させるディジタル移相器2−nの数を2とする。かつ、上記ディジタル移相器2−nの通過位相を回転させる位相間隔をそれぞれ最低ビット通過位相の1倍、3倍としたことを特徴とする。
In the present embodiment, in the first embodiment, the digital phase shifter 2-n is a 4-bit phase shifter, and the number of digital phase shifters 2-n that simultaneously rotate the phase is two. In addition, the phase interval for rotating the passing phase of the digital phase shifter 2-n is set to be 1 or 3 times the lowest bit passing phase, respectively.
したがって、本実施の形態は、上記実施の形態2の条件を満たしているので、上記実施の形態2と同じ効果がある。加えて、上記実施の形態3の条件を満たしているので、素子電界振幅及び位相を精度良く求めることができるという効果がある。なお、本実施の形態は、上記実施の形態1のみでなく、他の実施の形態4および5にも適用可能である。 Therefore, the present embodiment satisfies the conditions of the second embodiment and has the same effect as the second embodiment. In addition, since the condition of the third embodiment is satisfied, there is an effect that the element electric field amplitude and phase can be obtained with high accuracy. This embodiment is applicable not only to the first embodiment but also to other fourth and fifth embodiments.
実施の形態9.
本実施の形態では、上記実施の形態1において、ディジタル移相器を4ビット移相器とし、同時に位相回転させるディジタル移相器の数を2とする。かつ、上記ディジタル移相器の通過位相を回転させる位相間隔をそれぞれ最低ビット通過位相の1倍、5倍としたことを特徴とする。
In the present embodiment, in the first embodiment, the digital phase shifter is a 4-bit phase shifter, and the number of digital phase shifters that simultaneously rotate the phase is two. In addition, the phase interval for rotating the passing phase of the digital phase shifter is set to be 1 and 5 times the lowest bit passing phase, respectively.
したがって、本実施の形態は、上記実施の形態2の条件を満たしているので、上記実施の形態2と同じ効果がある。加えて、上記実施の形態3の条件を満たしているので、素子電界振幅及び位相を精度良く求めることができるという効果がある。なお、本実施の形態は、上記実施の形態1のみでなく、他の実施の形態4および5にも適用可能である。 Therefore, the present embodiment satisfies the conditions of the second embodiment and has the same effect as the second embodiment. In addition, since the condition of the third embodiment is satisfied, there is an effect that the element electric field amplitude and phase can be obtained with high accuracy. This embodiment is applicable not only to the first embodiment but also to other fourth and fifth embodiments.
実施の形態10.
上記実施の形態1〜9において、送信と受信を入れ替えても同様の効果を得る。すなわち、例えば図1の例で説明すれば、図1の送信機5の代わりに、検波回路7、フーリエ級数展開演算回路8および複数素子電界演算回路9を接続するとともに、図1の検波回路7、フーリエ級数展開演算回路8および複数素子電界演算回路9の代わりに、送信機5を接続するようにしてもよい。なお、この場合には、図1の電力分配回路3の代わりに、電力合成回路(図示省略、図2の符号10を参照のこと。)を設けるようにする。他の構成については、図1と同じである。
In the first to ninth embodiments, the same effect can be obtained even if transmission and reception are interchanged. That is, for example, referring to the example of FIG. 1, instead of the
あるいは、図4に示すように、スイッチ11および12を設けて、送信機5と、検波回路7、フーリエ級数展開演算回路8および複数素子電界演算回路9との両方を、フェーズドアレーアンテナ100A側とピックアップアンテナ6a側のいずれにも接続するようにしてもよい。このような構成にしておいて、スイッチ11および12により切り替えて送信と受信を適宜切り替えるようにしてもよい。なお、適宜切り替える場合には、電力分配回路3の代わりに、分配および合成のいずれもが行える電力分配合成回路3Aを設けるようにする。他の構成については、図1の構成に相当するものについては、同一符号を付して示し、ここではその説明を省略する。
Alternatively, as shown in FIG. 4, switches 11 and 12 are provided, and both the
なお、ピックアップアンテナ6aが送信側で、フェーズドアレーアンテナ100Aが受信側になった場合の動作について簡単に説明する。送信機5から送信された高周波信号はピックアップアンテナ6aから空間に放射される。この放射された高周波信号は、複数の素子アンテナ1−nにより受信され、ディジタル移相器2−nにより適当な通過位相を与えられた後に、電力合成回路(図示省略)または電力分配合成回路3Aにより合成される。なお、このときのディジタル移相器2−nの通過位相は、複数素子移相器制御回路4により、少なくとも2つのディジタル移相器2−nの通過位相が同時に回転されている。このようにして、電力分配合成回路3により合成された受信電力を検波回路7が測定し、フーリエ級数展開演算回路8により当該受信電力の変化がフーリエ級数展開され、フーリエ係数が求められる。次に、複数素子電界演算回路9は、フーリエ級数展開演算回路8により求めたフーリエ係数から当該素子アンテナ1−nの素子電界振幅及び位相を求める。
The operation when the
上述の説明においては、実施の形態1の構成に本実施の形態を適用した例について説明したが、実施の形態2〜9のいずれにも同様に適用可能なことは言うまでもないため、ここでは、その説明を省略する。 In the above description, the example in which the present embodiment is applied to the configuration of the first embodiment has been described. However, it goes without saying that the present invention can be similarly applied to any of the second to ninth embodiments. Description is omitted.
以上のように、上記の実施の形態1〜9において、送信と受信を入れ替える、あるいは、スイッチ11および12により適宜切り替えるようにしてもよく、その場合にも、上記実施の形態1〜9と同様の効果を得ることができる。
As described above, in the above first to ninth embodiments, transmission and reception may be switched, or may be switched as appropriate by the
1−1,1−2,1−n,1−N 素子アンテナ、2−1,2−2,2−n,2−N ディジタル移相器、3 電力分配回路、3A 電力分配合成回路、4 複数素子移相器制御回路、5 送信機、6a,6b,6c,6d ピックアップアンテナ、7 検波回路、8 フーリエ級数展開演算回路、9 複数素子電界演算回路、10 電力合成回路、11,12 スイッチ、100,100A フェーズドアレーアンテナ。 1-1, 1-2, 1-n, 1-N element antenna, 2-1, 2-2, 2-n, 2-N digital phase shifter, 3 power distribution circuit, 3A power distribution synthesis circuit, 4 Multi-element phase shifter control circuit, 5 transmitter, 6a, 6b, 6c, 6d pickup antenna, 7 detector circuit, 8 Fourier series expansion arithmetic circuit, 9 multi-element electric field arithmetic circuit, 10 power combiner circuit, 11, 12 switch, 100, 100A phased array antenna.
Claims (7)
上記各素子アンテナから放射された上記高周波信号を受信するピックアップアンテナと、
上記ピックアップアンテナにより受信された上記高周波信号の受信電力を測定する検波回路と、
上記フェーズドアレーアンテナの上記複数素子移相器制御回路により上記ディジタル移相器の通過位相を回転させたときの上記検波回路により測定される受信電力の変化をフーリエ級数展開してフーリエ係数を求めるフーリエ級数展開演算回路と、
上記フーリエ級数展開演算回路が求めたフーリエ係数から、1つの素子アンテナの励振位相を回転させたときの受信電力変化を演算し、この演算結果から当該素子アンテナの素子電界振幅及び位相を測定する複数素子電界演算回路と
を備えたことを特徴とするアンテナ測定装置。 A transmitter for transmitting a high-frequency signal; a power distribution circuit for distributing the high-frequency signal; at least two element antennas for radiating the distributed high-frequency signal; and a passing phase for the high-frequency signal radiated by each element antenna. A phased array antenna having a digital phase shifter that provides a multi-element phase shifter control circuit that simultaneously rotates the passing phase of at least two of the digital phase shifters;
A pickup antenna that receives the high-frequency signal radiated from each of the element antennas;
A detector circuit for measuring the received power of the high-frequency signal received by the pickup antenna;
Fourier transform that obtains a Fourier coefficient by Fourier series expansion of a change in received power measured by the detection circuit when the phase of the digital phase shifter is rotated by the multi-element phase shifter control circuit of the phased array antenna A series expansion arithmetic circuit;
A plurality of elements for calculating the received electric power change when the excitation phase of one element antenna is rotated from the Fourier coefficient obtained by the Fourier series expansion calculation circuit, and measuring the element electric field amplitude and phase of the element antenna from the calculation result An antenna measurement apparatus comprising: an element electric field calculation circuit.
上記第1のスイッチに接続され、当該第1のスイッチにより上記検波回路との切り替えが行われて、上記ピックアップアンテナにより放射するための高周波信号を出力する第2の送信機とをさらに備え、
上記フェーズドアレーアンテナの上記各素子アンテナは上記ピックアップアンテナから放射される高周波信号を受信し、上記フェーズドアレーアンテナのディジタル移相器は上記各素子アンテナが受信した上記高周波信号に通過位相を与えるものであって、
上記フェーズドアレーアンテナは、
上記各素子アンテナが受信した上記高周波信号を合成する電力合成回路と、
上記送信機に接続された第2のスイッチと、
上記第2のスイッチに接続され、当該第2のスイッチにより上記送信機との切り替えが行われる第2の検波回路と
を有し、
上記フーリエ級数展開演算回路は、上記検波回路および上記第2の検波回路のいずれか一方により測定される受信電力の変化をフーリエ級数展開する
ことを特徴とする請求項1に記載のアンテナ測定装置。 A first switch connected to the detector circuit;
A second transmitter that is connected to the first switch, is switched to the detection circuit by the first switch, and outputs a high-frequency signal to be radiated by the pickup antenna;
Each element antenna of the phased array antenna receives a high frequency signal radiated from the pickup antenna, and a digital phase shifter of the phased array antenna gives a passing phase to the high frequency signal received by each element antenna. There,
The above phased array antenna
A power combining circuit that combines the high-frequency signals received by the element antennas;
A second switch connected to the transmitter;
A second detection circuit connected to the second switch and switched to the transmitter by the second switch;
The antenna measurement apparatus according to claim 1, wherein the Fourier series expansion arithmetic circuit expands a change in received power measured by either one of the detection circuit or the second detection circuit.
上記送信機に接続されて上記高周波信号を放射するピックアップアンテナと、
放射された上記高周波信号を受信するフェーズドアレーアンテナと
を備え、
上記フェーズドアレーアンテナは、
少なくとも2つの素子アンテナと、
上記各素子アンテナが受信した上記高周波信号に通過位相を与えるディジタル移相器と、
上記ディジタル移相器の少なくとも2つに関してその通過位相を同時に回転させる複数素子移相器制御回路と、
上記ディジタル移相器により上記通過位相が与えられた高周波信号を合成する電力合成回路と、
上記電力合成回路により合成された上記高周波信号の受信電力を測定する検波回路と、
上記複数素子移相器制御回路により上記ディジタル移相器の通過位相を回転させたときの上記検波回路により測定される受信電力の変化をフーリエ級数展開してフーリエ係数を求めるフーリエ級数展開演算回路と、
上記フーリエ級数展開演算回路が求めたフーリエ係数から、1つの素子アンテナの励振位相を回転させたときの受信電力変化を演算し、この演算結果から当該素子アンテナの素子電界振幅及び位相を測定する複数素子電界演算回路と
を有している
ことを特徴とするアンテナ測定装置。 A transmitter for transmitting a high-frequency signal;
A pickup antenna connected to the transmitter and radiating the high-frequency signal;
A phased array antenna that receives the radiated high-frequency signal, and
The above phased array antenna
At least two element antennas;
A digital phase shifter that gives a passing phase to the high-frequency signal received by each element antenna;
A multi-element phase shifter control circuit for simultaneously rotating the passing phases of at least two of the digital phase shifters;
A power combining circuit for combining the high-frequency signal to which the passing phase is given by the digital phase shifter;
A detection circuit for measuring the received power of the high-frequency signal synthesized by the power synthesis circuit;
A Fourier series expansion arithmetic circuit that obtains a Fourier coefficient by performing Fourier series expansion on a change in received power measured by the detection circuit when the passing phase of the digital phase shifter is rotated by the multi-element phase shifter control circuit; ,
A plurality of elements for calculating the received electric power change when the excitation phase of one element antenna is rotated from the Fourier coefficient obtained by the Fourier series expansion calculation circuit, and measuring the element electric field amplitude and phase of the element antenna from the calculation result An antenna measurement apparatus comprising: an element electric field calculation circuit.
(1)同時に位相回転させる他のディジタル移相器の位相間隔、
および
(2)同時に位相回転させる任意の2つのディジタル移相器に対する位相間隔の差分、
のいずれの位相値とも異なることを特徴とする請求項1ないし3のいずれか1項に記載のアンテナ測定装置。 The multi-element phase shifter control circuit rotates the passing phase of the digital phase shifter by a certain phase interval, and the phase interval is
(1) Phase interval of another digital phase shifter that simultaneously rotates the phase,
And (2) the difference in phase spacing for any two digital phase shifters that rotate in phase simultaneously,
The antenna measurement device according to claim 1, wherein the antenna measurement device is different from any of the phase values.
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