JP2005101747A - Drive circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、第1の電源と、第1の電源よりも高い第2の電源で動作するレベルシフト回路を用い、パワーMOSトランジスタを動作させる駆動回路に関するものである。 The present invention relates to a drive circuit that operates a power MOS transistor using a level shift circuit that operates with a first power source and a second power source that is higher than the first power source.
従来の駆動回路としては特許文献1に記載されたものを例示することができる。従来の技術について、図4を参照して説明する。
As a conventional drive circuit, the one described in
図4に示すように、従来のレベルシフト回路を用いた駆動回路は、MOSトランジスタを2段接続し、フィードバックをかけたフリップ・フロップ回路構成が基本構造になっている。 As shown in FIG. 4, a conventional driving circuit using a level shift circuit has a basic structure of a flip-flop circuit configuration in which two stages of MOS transistors are connected and feedback is applied.
図4に示す駆動回路は、第1の電源端子VCC1と、第1の電源端子VCC1に印加される電圧より大きな電圧が印加される第2の電源端子VCC2と、第1の電源端子VCC1の電源供給で動作するインバータ回路21と、インバータ回路21の出力信号がゲートに入力される第1のNchMOSトランジスタ1と、インバータ回路21の入力信号がゲートに入力される第2のNchMOSトランジスタ2と、第2の電源端子にソースを接続し、ドレインおよびゲートを交差接続した第3のPchMOSトランジスタ3および第4のPchMOSトランジスタ4とを備え、さらに第3のPchMOSトランジスタ3のドレインが第1のNchMOSトランジスタ1のドレインに接続され、第4のPchMOSトランジスタ4のドレインが第2のNchMOSトランジスタのドレインに接続され、第2の電源端子VCC2からの電源供給によって動作し、第3のPchMOSトランジスタ3のドレインにゲートが接続されたパワーMOSトランジスタ8を備えた構成となっている。
The drive circuit shown in FIG. 4 includes a first power supply terminal VCC1, a second power supply terminal VCC2 to which a voltage higher than a voltage applied to the first power supply terminal VCC1, and a power supply for the first power supply terminal VCC1. An
このような構成において、インバータ回路21の入力信号VINがLO(Low)レベルからHI(High)レベルへ立ち上がると、第2のNchMOSトランジスタ2は、オンすると共にインバータ回路21の出力信号がHIレベルからLOレベルとなり、第1のNchMOSトランジスタ2はオフとなる。
In such a configuration, when the input signal VIN of the
そして、第2のNchMOSトランジスタ2のオンにより、第4のPchMOSトランジスタ4のドレインおよび第3のPchMOSトランジスタ3のゲートの接続点N3は、LOレベルとなる。
When the
同時に第1のNchMOSトランジスタ1のオフにより、第3のPchMOSトランジスタ3のドレインおよび第4のPchMOSトランジスタ4のゲートの接続点N2は、HIレベルつまり、第2の電源端子VCC2の電圧となる。
At the same time, when the
次に、インバータ回路21の入力信号VINがHIレベルからLOレベルへ立ち下がると、第2のNchMOSトランジスタ2は、オフすると共にインバータ回路21の出力信号がLOレベルからHIレベルとなり、第1のNchMOSトランジスタ2はオンとなる。
Next, when the input signal VIN of the
そして、第2のNchMOSトランジスタ2のオフにより、第4のPchMOSトランジスタ4のドレインおよび第3のPchMOSトランジスタ3のゲートの接続点N2は、HIレベル、つまり第2の電源端子VCC2の電圧となる。
When the
同時に第1のNchMOSトランジスタ1のオンにより、第3のPchMOSトランジスタ3のドレインおよび第4のPchMOSトランジスタ4のゲートの接続点N3は、LOレベルとなる。
At the same time, when the
よって、第1の電源端子VCC1の電圧で動作するインバータ回路21の信号を、第1の電源端子VCC1に印加される電圧より大きな電圧が印加される第2の電源端子VCC2の電圧で動作するパワーMOSトランジスタ8に信号を伝達し、パワーMOSトランジスタ8をオン・オフ駆動させることが可能となる。
しかしながら、前記従来技術の構成では、パワーMOSトランジスタのサイズが大きいため、そのゲート・ソース間およびゲート・ドレイン間の寄生容量が大きく、パワーMOSトランジスタを瞬時にオン・オフ動作させる際には、前記従来技術の構成では、寄生容量を駆動する能力が不足して、オン・オフ動作速度が遅くなるといった問題が発生した。 However, in the configuration of the prior art, since the size of the power MOS transistor is large, the parasitic capacitance between the gate and the source and between the gate and the drain is large, and when the power MOS transistor is instantaneously turned on / off, In the configuration of the prior art, there is a problem in that the ability to drive the parasitic capacitance is insufficient and the on / off operation speed becomes slow.
また、この構成では、パワーMOSトランジスタがオンする際、ゲート〜ソース間に、第2の電源端子に印加された高い電圧(VCC2)が印加されるため、CMOS素子のような耐圧VTMAX(VTMAX<VCC2)が高くない素子を使用する場合は、耐圧を超えて破壊に至る。 Further, in this configuration, when the power MOS transistor is turned on, the high voltage (VCC2) applied to the second power supply terminal is applied between the gate and the source, so that the withstand voltage VTMAX (VTMAX < When an element having a high VCC2) is used, the breakdown voltage is exceeded, leading to destruction.
本発明は、前記従来の課題に鑑み、パワーMOSトランジスタのオン・オフ動作を高速化し、素子の耐圧を守ることを可能にする駆動回路を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a drive circuit that can speed up the on / off operation of a power MOS transistor and protect the breakdown voltage of the element in view of the conventional problems.
前記目的を達成するために、本発明に係る駆動回路は、第2の電源端子により決まる定電圧回路と、この定電圧回路にゲートを接続されたPchMOSトランジスタと、このPchMOSトランジスタのソースと第2の電源端子間の電圧で動作し、パワーMOSトランジスタを駆動するバッファ回路を備えたものである。 In order to achieve the above object, a drive circuit according to the present invention includes a constant voltage circuit determined by a second power supply terminal, a PchMOS transistor having a gate connected to the constant voltage circuit, a source of the PchMOS transistor, and a second And a buffer circuit for driving the power MOS transistor.
本発明によれば、パワーMOSトランジスタのゲート〜ソース間の耐圧を守り、パワーMOSトランジスタの寄生容量の電荷を速やかに充放電することができるため、パワーMOSトランジスタの高速オン・オフ動作が可能となる。 According to the present invention, the breakdown voltage between the gate and the source of the power MOS transistor can be protected, and the charge of the parasitic capacitance of the power MOS transistor can be quickly charged / discharged, so that the power MOS transistor can be turned on / off at high speed. Become.
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
(実施形態1)
図1は本発明の実施形態1の駆動回路の構成を示す回路図である。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a drive circuit according to
図1において、本駆動回路は、第1の電源端子VCC1と、第1の電源端子VCC1に印加される電圧より大きな電圧が印加される第2の電源端子VCC2と、第1の電源端子VCC1の電源供給で動作するインバータ回路21と、インバータ回路21の出力信号がゲートに入力される第1のNch(第1導電型)MOSトランジスタ1と、インバータ回路21の入力信号がゲートに入力される第2のNchMOSトランジスタ2と、第2の電源端子VCC2にソースを接続し、ドレインおよびゲートを交差接続した第3,第4のPch(第2導電型)MOSトランジスタ3,4と、第1のNchMOSトランジスタ1のドレインにドレインを接続し、ソースを第3のPchMOSトランジスタ3のドレインに接続し、ゲートを第2の電源端子VCC2から決まる定電圧回路31にバイアスしている第5のNchMOSトランジスタ5と、第2のMOSトランジスタ2のドレインにドレインを接続し、ソースを第4のPchMOSトランジスタ4のドレインに接続し、ゲートを定電圧回路31にバイアスしている第6のNchMOSトランジスタ6と、ゲートを定電圧回路31にバイアスしている第7のPchMOSトランジスタ7と、第7のPchMOSトランジスタ7のソースと第2の電源端子VCC2からの電源供給によって動作し、第3のPchMOSトランジスタ3のドレイン電圧が入力されるバッファ回路11と、第2の電源端子VCC2にソースを接続し、バッファ回路11の出力信号が入力されるパワーMOSトランジスタ8とを備えている。
In FIG. 1, this drive circuit includes a first power supply terminal VCC1, a second power supply terminal VCC2 to which a voltage higher than a voltage applied to the first power supply terminal VCC1, and a first power supply terminal VCC1. An
以上のように構成された実施形態1の駆動回路について、以下、図2に示した波形図を参照して、その動作を説明する。
(1)t1区間:入力信号VIN=”LO”時
第1の電源VCC1で動作するインバータ回路21の入力信号VINが”LO”の場合、前記インバータ回路21の出力N1は、”HI=VCC1”である。
The operation of the drive circuit according to the first embodiment configured as described above will be described below with reference to the waveform diagram shown in FIG.
(1) t1 section: When the input signal VIN = “LO” When the input signal VIN of the
よって、第1のNchMOSトランジスタ1はオンとなっているため、第1のNchMOSトランジスタ1のドレイン電圧N2は、”LO=GND”となる。また、第2のNchMOSトランジスタ2はオフであるので、第2のNchMOSトランジスタ2のドレイン電圧N3は”不定”となる。
Therefore, since the first
そして、第1のNchMOSトランジスタ1のドレイン電圧N2が”LO=GND”であるため、第5のPchMOSトランジスタ5のソース電圧および第4のPchMOSトランジスタ4のゲート電圧N4は“VCC2−VD1+VGS5”となる。よって、第4のPchMOSトランジスタ4のドレイン電圧および第3のPchMOSトランジスタ3のゲート電圧N5は、第2の電源端子の電圧“VCC2”となる。そして、第5のPchMOSトランジスタ5のソース電圧および第4のPchMOSトランジスタ4のゲート電圧N4は、バッファ回路11へと伝達され、バッファ回路11の出力N6の電圧は“VCC2−VD1+VGS7”となる。
(2)t2区間:入力信号VIN=”HI”時
第1の電源VCC1で動作するインバータ回路21の入力信号VINが”HI”の場合、インバータ回路21の出力N1は”LO=GND”である。
Since the drain voltage N2 of the
(2) t2 section: When the input signal VIN = “HI” When the input signal VIN of the
よって、第1のNchMOSトランジスタ1はオフとなっているため、第1のNchMOSトランジスタ1のドレイン電圧N2は“不定”となる。また、第2のNchMOSトランジスタ2はオンであるので、第2のNchMOSトランジスタ2のドレイン電圧N3は”LO=GND”となる。
Therefore, since the first
そして、第6のPchMOSトランジスタ6のソース電圧および第3のPchMOSトランジスタ3のゲート電圧N5は“VCC2−VD1+VGS7”となる。よって、第3のPchMOSトランジスタ3のドレイン電圧および第4のPchMOSトランジスタ4のゲート電圧N4は、第2の電源端子の電圧“VCC2”となる。
The source voltage of the
そして、第5のPchMOSトランジスタ5のソース電圧および第4のPchMOSトランジスタ4のゲート電圧N4はバッファ回路11へと伝達され、バッファ回路11の出力N6の電圧は“VCC2”となる。
(3)t3区間:入力信号VIN=”LO”時
前記(1)のt1区間の動作となる。このようにして、パワーMOSトランジスタ8のオン・オフ動作を繰り返す。
Then, the source voltage of the
(3) t3 section: When the input signal VIN = “LO”, the operation is performed in the t1 section of (1). In this way, the on / off operation of the
前記(1)および(2)のようにパワーMOSトランジスタ8のゲート〜ソース間に加わる電圧は、“VCC2”または“VCC2−VD1+VGS7”となる。よって“VCC2−VD1+VGS7”の電圧をパワーMOSトランジスタ8のゲート〜ソース間の耐圧以下になるように、定電圧回路31で発生する電圧を設定すれば、パワーMOSトランジスタ8を破壊することはない。
The voltage applied between the gate and source of the
また、バッファ回路11の出力が“VCC2”と“VCC2−VD1+VGS7”に切り替わる際に発生するパワーMOSトランジスタ8のゲート〜ソースおよびゲート〜ドレイン間の寄生容量への充放電電流も、第7のPchMOSトランジスタ7のソースからドレイン通してGNDへ逃がすことが可能であり、スムースなパワーMOSトランジスタ8のオン・オフ動作が可能となる。
Further, the charge / discharge current to the parasitic capacitance between the gate and the source and the gate and the drain of the
以上により、第1の電源端子の電圧VCC1で動作する回路の信号を、第2の電源端子の電圧VCC2で動作するパワーMOSトランジスタ8を伝達し、高速オン・オフ動作させることができる。
As described above, the signal of the circuit operating at the voltage VCC1 at the first power supply terminal can be transmitted to the
(実施形態2)
図3は本発明の実施形態2の駆動回路の構成を示す回路図である。
(Embodiment 2)
FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the drive circuit according to the second embodiment of the present invention.
実施形態2は、前記実施形態1のバッファ回路11を多段構成としている以外は同じ構成である。パワーMOSトランジスタ8のサイズが増大すると、そのゲート〜ソースおよびゲート〜ドレイン間の寄生容量も増大するため、バッファ回路11を多段にして駆動能力をアップさせている。バッファ回路11には、インバータ回路を用い、そのインバータを構成するMOSトランジスタのサイズを徐々に大きくし、前記パワーMOSトランジスタ8の寄生容量を十分駆動できるMOSトランジスタサイズに設定する。
The second embodiment has the same configuration except that the
実施形態2の動作は実施形態1と同様であって、バッファ回路11を多段構成とし、駆動能力をアップしても定電圧回路31にゲートをバイアスされている第7のPchMOSトランジスタ7のソースがバッファ回路11の基準に接続されているため、パワーMOSトランジスタ8のゲートを駆動するときに発生する、ゲート〜ソースおよびゲート〜ドレイン間の寄生容量の充放電電流は、第7のPchMOSトランジスタ7のソースからGNDへと問題なく流すことができる。
The operation of the second embodiment is the same as that of the first embodiment. The
なお、本実施形態1,2における定電圧回路31は、トランジスタで構成される定電圧回路、あるいは定電圧ダイオードと電流源の直列回路で構成される定電圧回路、あるいは定電圧ダイオードに代えてダイオードを直列接続して回路構成してもよく、駆動回路の動作においてパワーMOSトランジスタのゲート・ソース間の耐圧を超えないような定電圧を発生する構成のものであれば特に限定されるものではない。
Note that the
また、本実施形態の説明では、N型を第1導電型とし、P型を第2導電型として説明したが、P型とN型との構成関係を反対にしても同様の作用効果を得ることができる。 In the description of the present embodiment, the N type is described as the first conductivity type, and the P type is described as the second conductivity type. However, even if the configuration relationship between the P type and the N type is reversed, the same effect can be obtained. be able to.
本発明は、パワーMOSトランジスタを異なる複数の電位間で駆動する駆動回路に適用され、特に第1の電源と、第1の電源よりも高い第2の電源で動作するレベルシフト回路を用いた、パワーMOSトランジスタの駆動回路として有効である。 The present invention is applied to a driving circuit that drives a power MOS transistor between a plurality of different potentials, and particularly uses a first power source and a level shift circuit that operates with a second power source that is higher than the first power source. It is effective as a drive circuit for a power MOS transistor.
1 第1のNchMOSトランジスタ
2 第2のNchMOSトランジスタ
3 第3のPchMOSトランジスタ
4 第4のPchMOSトランジスタ
5 第5のPchMOSトランジスタ
6 第6のPchMOSトランジスタ
7 第7のPchMOSトランジスタ
8 パワーMOSトランジスタ
11 バッファ回路
21 インバータ回路
31 定電圧回路
VCC1 第1の電源端子
VCC2 第2の電源端子
GND 接地端子
VIN インバータ入力端子
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US7589578B2 (en) | 2005-08-25 | 2009-09-15 | Fujitsu Microelectronics Limited | Level shift circuit and semiconductor device |
JP2009267758A (en) * | 2008-04-25 | 2009-11-12 | Hitachi Ltd | Semiconductor integrated circuit device |
JP2010004198A (en) * | 2008-06-19 | 2010-01-07 | Nec Electronics Corp | Level shift circuit and power semiconductor device |
US7876291B2 (en) | 2005-03-30 | 2011-01-25 | Fuji Electric Systems Co., Ltd. | Drive device |
JP2014096785A (en) * | 2012-11-08 | 2014-05-22 | Soongsil Univ Research Consortium Techno-Park | Level converter for switch control |
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