JP2005101695A - 相関検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＦＦＴ・ＩＦＦＴを用いて受信信号と符号との相関を、高速に、しかも確実に検出する。
【解決手段】 遅延プロファイル算出制御部２６０は、Ａ／Ｄ２０２におけるサンプリング方法、符号長、ＦＦＴ部３およびＩＦＦＴ部４のＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズおよびＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の態様を、拡散ゲインが許容範囲になるように、また、ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理時間が最短になるように求めて、Ａ／Ｄ２０２および遅延プロファイル検出部２２に対して設定する。Ａ／Ｄ２０２および遅延プロファイル検出部２２は、設定されたこれらの値に従って、受信データと符号との相関関係を検出し、遅延プロファイルを求める。
【選択図】 図７

Description

本発明は、受信データと符号との相関を検出する相関検出装置に関する。

例えば、特許文献１は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて、ＣＤＭＡ通信方式などの受信データと符号との相関を検出する方法を開示する。
しかしながら、特許文献１に開示された方法は、処理速度の向上について特に工夫がなされていない。
特開２００２−２３２５０３号公報

本発明は、上述した背景からなされたものであり、ＦＦＴ・ＩＦＦＴを用いて受信信号と符号との相関を、高速に、しかも確実に検出することができる相関検出装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る相関検出装置は、所定の符号を含む時間領域の第１のデータと、前記第１の信号と前記所定の符号との相関を検出する相関検出装置であって、１回に変換処理するデータ数の設定を受けて、所定数の前記時間領域の第１のデータを、前記設定されたデータ数ずつ１回以上の変換処理を行って、周波数領域に変換する変換手段と、前記所定の符号の長さを示す符号長の設定を受けて、前記設定された符号長の符号を生成する符号生成手段と、周波数領域に変換された前記符号と、前記周波数領域に変換された第１のデータとの相関を示す相関データを生成する相関データ生成手段と、１回に変換処理するデータ数の設定を受けて、前記生成された相関データを、前記設定されたデータ数ずつ１回以上の逆変換処理を行って、時間領域のデータに逆変換して、前記第１のデータと前記所定の符号との相関を検出する相関検出手段と、前記データ数、前記変換処理の回数、前記逆変換処理の回数、および、前記符号長を、前記符号と前記第１のデータとの相関に対して規定される利得と、前記変換処理および前記逆変換処理の処理時間とに基づいて設定する設定手段とを有する。

好適には、前記設定手段は、前記利得が所定の条件を満たすように、前記データ数、前記変換処理の回数、前記逆変換処理の回数、および、前記符号長を設定する。

好適には、前記設定手段は、前記変換処理および前記逆変換処理に要する時間が所定の条件を満たすように、前記データ数、前記変換処理の回数、前記逆変換処理の回数、および、前記符号長を設定する。

本発明にかかる相関検出装置によれば、ＦＦＴ・ＩＦＦＴを用いて受信信号と符号との相関を、高速に、しかも確実に検出することができる。

［本発明の背景］
本発明の実施例の説明に先立ち、その理解を助けるために、本発明がなされるに至った背景を説明する。
図１は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信システム１を例示する図である。
既に述べたように、例えば、図１に示すようなＷ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信システム１において、拡散処理された信号を逆拡散処理（相関検出処理）するためには、従来、ハードウェア的に構成されたマッチトフィルタ・スライディングコリレータなどが用いられてきた。
移動体通信システム１において、ネットワーク１０を介して接続された基地局２−１〜２−３それぞれが受け持つセルの半径は、一定とは限らないので、基地局２−１〜２−３と移動局１２との間で伝送される拡散信号は、セルそれぞれの半径に応じて異なる遅延を受ける。

このような遅延の差異を吸収可能なほどにタップ数を多すると、マッチトフィルタの回路規模が非常に大きくなる。
例えば、移動局１２よりも大きな拡散利得が要求される基地局２−１〜２−３において、１０２４ｃｈｉｐｓの拡散利得を、マッチトフィルタを用いて得ようとすると、１ｃｈｉｐにつき４回ずつオーバーサンプリングした信号を処理するために、そのタップ数は４０９６にもなってしまう。
また、例えば、セル半径が５０ｋｍである場合には、基地局２〜移動局１２の間の伝送距離は往復で最長１００ｋｍにもなり、信号が１００ｋｍ伝送される間には２５６０ｃｈｉｐｓ（約６６６μｓ）分の遅延が加わる。
このような遅延が加わったＷ−ＣＤＭＡ信号を、マッチトフィルタを用いて逆拡散しようとすると、そのタップ数は１４３３６（＝（２５６０＋１０２４）×４（４はオーバーサンプリング））にもなる。
このように多数のタップを含むマッチトフィルタをハードウェア的に実現することは、現状、かなりの困難を伴う。

一方、例えば、ＤＳＰなどによるマッチトフィルタのソフトウェア的な実現は、演算量が非常に多いので、困難である。
本発明は、ソフトウェア的にマッチトフィルタの演算を行う代わりに、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の演算を行うことにより演算量を減らし、ＤＳＰなどを用いたソフトウェア的な逆拡散処理（相関検出処理）を可能にし、基地局２の「ソフトラジオ化」を可能にした。
また、本発明は、ＦＦＴ・ＩＦＦＴのさらなる高速化、および、セルの半径に応じたＦＦＴ・ＩＦＦＴのサイズなどの最適化により、逆拡散処理に要する時間を短くし、ソフトウェア的な逆拡散処理の実現を容易にしている。

［ＦＦＴを用いた逆拡散処理］
まず、ＦＦＴ・ＩＦＦＴによる逆拡散処理について説明する。
マッチトフィルタを用いて行う逆拡散処理は、下式１により表される。
なお、下式１において、ｎは、ｃｈｉｐまたはサンプルを示し、ｍは、受信データとコードとのタイミング差を示し、ｙ_mは、逆拡散結果を示し、χ_nは、受信データを示し、γ_n+mは、拡散コードの共役をとった数を示す。

ｙ_m＝Σχ_nγ_n+m・・・（式１）、但し、Σはｎ＝０〜Ｎ−１までの総和を示す。

これに対し、式１に示したｙ_n，χ_n，γ_nをＦＦＴ処理した値を、それぞれＹ_k，Χ_k，Ｖ_kと表すと、ＦＦＴ処理における畳み込み演算は、下式２に示すように、単純なかけ算になる。
なお、下式２は、上式１を一般化したものであって、下式２におけるｎ，ｋは、ある特定の値を示さない。

Ｙ_k＝Χ_k×Ｖ_k・・・（式２）

式２に示したＹ_kをＩＦＦＴ処理することにより、式１に示したｙ_mを求めることができる。

受信信号を逆拡散処理して電力化し、時間軸上にプロットすると、遅延プロファイルが得られる。
なお、上記「電力化」とは、電圧で検出された信号を、相互に９０°位相が異なるＩ，Ｑの２つの信号とし、電力の次元のＩ²＋Ｑ²を求めることを意味する。
Ｗ−ＣＤＭＡ方式においては、遅延を受けた信号波を有効に利用するためにＲＡＫＥ合成が行われ、このＲＡＫＥ合成のためには、プリアンブル（例えば、ランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ）のＲＡＣＨプリアンブル）から得られる遅延プロファイルが用いられる。
以上の説明したように、ＲＡＣＨプリアンブルを逆拡散処理して遅延プロファイルを得るためには、ＲＡＣＨの受信信号をＦＦＴ処理して得られるＦＦＴ結果と、ＲＡＣＨプリアンブルのコードをＦＦＴして得られるＦＦＴ結果とを乗算し、さらに、ＩＦＦＴ処理すればよい。

このように、マッチトフィルタをＦＦＴ・ＩＦＦＴに置換すると、逆拡散処理の演算量を、数十分の一〜数百分の１（タップ数などにより異なる）とすることができ、ＤＳＰを用いたソフトウェア的な逆拡散処理が実現可能となる。
以下の説明においては、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のＲＡＣＨプリアンブルの検出を行う場合を具体例とする。

［ＦＦＴ・ＩＦＦＴの高速化］
以上説明したように、ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を用いることにより、ソフトウェア的な逆拡散処理が可能になる。
しかしながら、さらに、ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の高速化を図ることができれば、ハードウェアに要求される性能を軽減することができ、より、システム構成に柔軟性を持たせることができる。
ここでは、本発明におけるＦＦＴ・ＩＦＦＴの高速化の手法を説明する。

図２は、一般的なＦＦＴ処理を示すフローチャートである。
図３は、一般的なＦＦＴ処理におけるデータの並びの変遷を示す変遷図である。
本発明にかかるＦＦＴ処理の基数は４に限定されず、また、段数も３に限定されないが、図示および説明の簡略化・具体化のために、以下の説明においては、基数４、３段のバタフライ演算を行うＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を具体例とする。

図２に示すように、一般的なＦＦＴ処理においては、まず、ビットリバース処理が実行されて、処理の対象となる時間領域の入力データが並び替えられる。
並び替えられた入力データに対して、３段のバタフライ演算が実行され、図３に示すように、この結果として得られる周波数領域の出力データは、正しい順番になる。
しかしながら、一般的なＦＦＴ処理においては、データの並びの変遷が複雑なので、ＤＳＰのレジスタ〜メモリ間のデータ転送は１ワード単位で行われなければならない。

図４は、本発明にかかるＦＦＴ処理を示す図である。
図５は、基数４のバタフライ演算を示す図である。
図６は、本発明にかかるＦＦＴ処理におけるデータの並びの変遷を示す変遷図である。
図４に示すように、ＦＦＴ処理における演算は、時間領域におけるビットを、図５に示すバタフライ演算により、周波数領域におけるビットに置き換えてゆく処理である。
ここで、ＤＳＰによる処理の特性として、メモリ〜ＤＳＰのレジスタ間で、１ワード単位のデータ転送を行うよりも、これらの間で、バタフライ演算の単位である４ワード単位のデータ転送を行う方が、全体として処理時間を大幅に短くすることができる。

基数４のＦＦＴ処理においては、６４個の記憶領域に記憶された６４個のデータに対して３段のバタフライ演算が行われる。
上記６４個の記憶領域が１６個ずつ４つの領域に分けて用いられ、１段目および２段目のバタフライ演算の４つの結果それぞれは、これら４つの領域において、４個ずつ離れた記憶領域に記憶される。

また、最終段（ここで示す例においては３段目）のバタフライ演算の結果は、ＬＳＢが入れ替えられずに並び替えられる。
つまり、最終段（３段目）のバタフライ演算の結果は、最下位ビットを除くビットでの展開になっている。
このように、バタフライ演算の結果を並び替えることにより、ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理におけるビットリバース処理を省略することができ、しかも、バタフライ演算において、メモリ〜ＤＳＰのレジスタ間のデータ転送を、１ワード単位ではなく、４ワード単位で行うことができるので、ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理に要する時間が大幅（数分の１）に短くなる。

なお、例えば、基数２のＦＦＴ処理に、本発明にかかるＦＦＴ処理・ＩＦＦＴ処理の高速化を適用する場合には、記憶領域を２分割して、２つのバタフライ演算結果それぞれが、２つの記憶領域それぞれにおいて、２つずつ離れた領域記憶されるようにすればよい。
また、例えば、基数８のＦＦＴ処理に、本発明にかかるＦＦＴ処理・ＩＦＦＴ処理の高速化を適用する場合には、記憶領域を８分割して、８つのバタフライ演算結果それぞれが、８つの記憶領域それぞれにおいて、８つずつ離れた領域記憶されるようにすればよい。

具体的には、基数４のＦＦＴ処理における３段のバタフライ演算に先だって、処理の対象となる６４個の入力データＤ（０）〜Ｄ（６３）それぞれは、下式３に示す順序で６４個の記憶領域Ｍ（０）〜Ｍ（６３）それぞれに記憶される。

D(I)→R(M^N-1([I/M⁰］modM)+M^N-2([I/M¹］modＭ)+...+M⁰([I/M^N-1］modM)・・・（式３）、但し、Ｎ＝１，２，３・・・、基数４のＦＦＴの場合、Ｍ＝４、Ｉ＝０〜Ｍ^N−１であって、［Ｘ］はＸを超えない整数、ＹmodＺは整数Ｙの整数Ｚに対する剰余系である（以下同じ）。

また、基数４のＦＦＴ処理における１段目および２段目のバタフライ演算それぞれの４つの結果Ｒ（０）〜Ｒ（３），・・・，Ｒ（６０）〜Ｒ（６３）それぞれは、下式４に示す順序で６４個のメモリ領域０〜６３に記憶される。

B（MJ+H)→R(M^N-1H+M^N-2(［J／M¹］modM)+・・・+M⁰（［J／M^N-1］modM))・・・（式４）、但し、基数４のＦＦＴの場合、Ｊ＝０〜Ｍ^N-1−１、Ｈ＝０〜３である（以下同じ）。

また、基数４のＦＦＴ処理における最終段（３段目）のバタフライ演算それぞれの４つの結果Ｒ（０）〜Ｒ（３），・・・，Ｒ（６０）〜Ｒ（６３）それぞれは、下式５に示す順序で６４個のメモリ領域Ｒ（０）〜Ｒ（６３）に記憶される。

B(MJ+H)→R(M^N-1([J/M¹］modM)+...+M⁰([J/M^N-1］modM)+H)・・・（式５）

また、基数４のＩＦＦＴ処理における３段のバタフライ演算に先だって、処理の対象となる６４個の入力データＤ（０）〜Ｄ（６３）それぞれは、下式６に示す順序に並び替えられ、６４個の記憶領域Ｒ（０）〜Ｒ（６３）それぞれに記憶される。
なお、下に述べる実施例においては、ＦＦＴ結果の並び順が、ＩＦＦＴ処理の対象となるデータの並び順に適合しているので、この並び替えは行われない。
つまり、式５に示した処理が行われる場合には、下式６に示す処理は省略される。

D(I)→R(M^N-1({I/M⁰]modM)+M^N-2([I/M¹］modM)+...+M⁰([I/M^N-1]modM)・・・（式６）

また、基数４のＩＦＦＴ処理における１段目〜最終段（３段目）のバタフライ演算それぞれの４つの結果Ｂ（０）〜Ｂ（３），・・・，Ｂ（６０）〜Ｂ（６３）それぞれは、下式７に示す順序で６４個のメモリ領域０〜６３に記憶される。

D(NJ+H)→R(M^N-1H+M^N-2([J/M¹]modM)+...M⁰([J/M^N-1］modM))・・・（式７）

［実施例］
以下、ＦＦＴ・ＩＦＦＴを用いた逆拡散処理、および、ＦＦＴ・ＩＦＦＴの高速化を説明する。
図７は、図１に示した基地局２のハードウェアおよびソフトウェア構成を示す図である。
図７に示すように、移動体通信システム１（図１）の基地局２は、受信部２０および送信部２１０を含む。
受信部２０は、受信回路２００、アナログ／デジタル変換回路（Ａ／Ｄ）２０２、遅延プロファイル検出部２２、データ復号部２５０および遅延プロファイル算出制御部２６０から構成される。

図８は、図７に示した受信部２０のハードウェア構成を示す図である。
なお、遅延プロファイル検出部２２（図７）および遅延プロファイル算出制御部２６０は、例えば、受信部２０のＤＳＰ回路２６（図８）のＲＯＭ２６４に記憶され、ＤＳＰ２６２により実行されるソフトウェアとして実現される。
また、受信回路２００、Ａ／Ｄ２０２およびデータ復号部２５０は、専用のハードウェアおよびＤＳＰ回路２６により実行されるソフトウェアまたはこれらのいずれかにより、適宜、実現される。

遅延プロファイル検出部２２は、第１の高速フーリエ変換部（ＦＦＴ部）３−１、逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ部）４、乗算部２２０およびコード発生部２４から構成される。
コード発生部２４は、単にＲＡＣＨプリアンブルのコードをＦＦＴ処理して得られるＦＦＴ結果を、ＲＯＭ２６４またはＲＡＭ２６６に記憶することにより実現してもよいが、以下の説明においては、ＲＡＣＨコード記憶部２４０および第２のＦＦＴ部３−２を含む場合を具体例とする。
遅延プロファイル検出部２２の各構成部分は、例えば、それぞれ独立したソフトウェアモジュールとして作成され、必要に応じて、適宜、追加あるいは削除されうるようになっており、ＯＳ（図示せず）などにより、任意のタイミングで起動されうる。

［送信部２１０］
送信部２１０（図７）は、ネットワーク１０（図１）などから供給される送信データを送信する。

［受信回路２００］
受信回路２００（図７，図８）は、移動局１２から信号を受信し、ベースバンドの信号に復調してＡ／Ｄ２０２に対して出力する。

［遅延プロファイル算出制御部２６０］
遅延プロファイル算出制御部２６０は、Ａ／Ｄ２０２におけるサンプリングレート、および、遅延プロファイル検出部２２によるＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理のサイズ、符号長などを設定し、遅延プロファイル算出処理を制御する。
なお、遅延プロファイル算出制御部２６０の制御の詳細は、図１３以下を参照して後述する。

［Ａ／Ｄ２０２］
Ａ／Ｄ２０２は、遅延プロファイル算出制御部２６０の制御に従って、受信回路２００から入力されたアナログ形式のベースバンド信号を、オーバーサンプリングし、あるいは、オーバーサンプリングせずにデジタル形式の受信データに変換し、遅延プロファイル検出部２２のＦＦＴ部３−１およびデータ復号部２５０に対して出力する。

［データ復号部２５０］
データ復号部２５０は、遅延プロファイル検出部２２から入力される遅延プロファイルを用いて受信データを復号し、復号データとしてネットワーク１０（図１）などに対して出力する。

［遅延プロファイル検出部２２］
遅延プロファイル検出部２２は、遅延プロファイル算出制御部２６０の制御に従って、Ａ／Ｄ２０２から入力される受信データに含まれるＲＡＣＨのＲＡＣＨプリアンブルを、図２〜６を参照して上述したように、ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を用いて逆拡散し、遅延プロファイルを生成してデータ復号部２５０に対して出力する。
以下、遅延プロファイル検出部２２の各構成部分をさらに説明する。

［ＦＦＴ部３−１］
図９は、図７に示した第１のＦＦＴ部３−１の処理およびデータの並びの変遷を示す図である。
ＦＦＴ部３−１のＦＦＴサイズは、遅延プロファイル算出制御部２６０の設定に応じて様々な値を採りうるが、ここでは、説明の具体化および明確化のために、ＦＦＴ部３−１のＦＦＴサイズが６４である場合を具体例として説明する。
第１のＦＦＴ部３−１は、Ａ／Ｄ２０２から入力される６４ポイントの受信データに対して、順次、基数４・３段のバタフライ演算を実行してＦＦＴ変換処理を行い、ＦＦＴ変換処理の結果として得られたＦＦＴ結果Ａを、乗算部２２０に対して出力する。
以下、ＦＦＴ部３−１の処理を段階ごとに、さらに詳しく説明する。

［受信データの記憶］
遅延プロファイル検出部２２において、ＦＦＴ部３−１は、Ａ／Ｄ２０２から入力された６４ポイントの受信データＤ（Ｉ；Ｉ＝０〜６３）を、式３を参照して上述した順番で、ＲＡＭ２６６（図８）に受信データＤ（Ｉ）の数に応じて６４個、連続した領域に設けられた記憶領域Ｒ（Ｉ’；Ｉ’＝０〜６３）に記憶する。
つまり、ＦＦＴ部３−１は、受信データＤ（０）〜Ｄ（６３）それぞれを、図９の左端に示すように、記憶領域Ｒ（０），Ｒ（１６），Ｒ（３２），Ｒ（４８），Ｒ（１），・・・Ｒ（６３）に記憶する。
この受信データ記憶処理により、受信データＤ（Ｉ）の順番は、図９の左端に示す通り、「ねじれた」状態になる。
以下、説明を具体化・明確化のために、ＦＦＴ部３−１が処理するデータそれぞれが、ＤＳＰ２６２にとって１ワードである場合を説明する。

［第１段目のバタフライ演算］
図９の左端〜左から２番目の間に示すように、ＦＦＴ部３−１は、ＲＡＭ２６６の連続する１６×４個の記憶領域Ｒ（０）〜Ｒ（３），Ｒ（４）〜Ｒ（７），・・・，Ｒ（６０）〜Ｒ（６３）それぞれに記憶された１６×４個の受信データ［Ｄ（０），Ｄ（１６），Ｄ（３２），Ｄ（４８）］，［Ｄ（４），Ｄ（２０），Ｄ（３６），Ｄ（５２）］，・・・，［Ｄ（１５），Ｄ（３１），Ｄ（４７），Ｄ（６３）］それぞれを、４ワード単位で一度に読み出す。

さらに、図９の左端〜左から２番目の間に示したように、ＦＦＴ部３−１は、読み出した１６×４個の受信データ［Ｄ（０），Ｄ（１６），Ｄ（３２），Ｄ（４８）］，［Ｄ（４），Ｄ（２０），Ｄ（３６），Ｄ（５２）］，・・・，［Ｄ（１５），Ｄ（３１），Ｄ（４７），Ｄ（６３）］に対して、図５に示した第１段目のバタフライ演算を行い、それぞれの演算の結果として、１６×４個の演算結果［Ｂ（０）〜Ｂ（３）］，［Ｂ（４）〜Ｂ（７）］，・・・，［Ｂ（６０）〜Ｂ（６３）］それぞれを得る。

さらに、ＦＦＴ部３−１は、１６×４個の演算結果［Ｂ（０）〜Ｂ（３）］，［Ｂ（４）〜Ｂ（７）］，・・・，［Ｂ（６０）〜Ｂ（６３）それぞれを、式４を参照して上述した順番で、ＲＡＭ２６６に設けられた６４個の記憶領域Ｒ’（０）〜Ｒ’（６３）それぞれに記憶する。
つまり、図９の２番目の間に示すように、ＦＦＴ部３−１は、図９の左端〜左から２番目の間に示したように、１６×４個の演算結果［Ｂ（０）〜Ｂ（３）］，［Ｂ（４）〜Ｂ（７）］，・・・，［Ｂ（６０）〜Ｂ（６３）それぞれを、記憶領域［Ｒ’（０），Ｒ’（１６），Ｒ’（３２），Ｒ’（４８）］，［Ｒ’（４），Ｒ’（２０），Ｒ’（３６），Ｒ’（５２）］，・・・，［Ｒ’（１５），Ｒ’（３１），Ｒ’（４７），Ｒ’（６３）］に記憶する。

［第２段目のバタフライ演算］
図９の左から２〜３番目の間に示すように、ＦＦＴ部３−１は、ＲＡＭ２６６の連続する１６×４個の記憶領域Ｒ’（０）〜Ｒ’（３），Ｒ’（４）〜Ｒ’（７），・・・，Ｒ’（６０）〜Ｒ’（６３）それぞれに記憶された１６×４個のバタフライ演算結果［Ｂ（０），Ｂ（１６），Ｂ（３２），Ｂ（４８）］，［Ｂ（４），Ｂ（２０），Ｂ（３６），Ｂ（５２）］，・・・，［Ｂ（１５），Ｂ（３１），Ｂ（４７），Ｂ（６３）］それぞれを、４ワード単位で一度に読み出す。

さらに、図９の左から２〜３番目の間に示したように、ＦＦＴ部３−１は、読み出した１６×４個のバタフライ演算結果［Ｂ（０），Ｂ（１６），Ｂ（３２），Ｂ（４８）］，［Ｂ（４），Ｂ（２０），Ｂ（３６），Ｂ（５２）］，・・・，［Ｂ（１５），Ｂ（３１），Ｂ（４７），Ｂ（６３）］に対して、図５に示した第２段目のバタフライ演算を行い、それぞれの演算の結果として、１６×４個の演算結果［Ｂ’（０）〜Ｂ’（３）］，［Ｂ’（４）〜Ｂ’（７）］，・・・，［Ｂ’（６０）〜Ｂ’（６３）］それぞれを得る。

さらに、ＦＦＴ部３−１は、１６×４個の演算結果［Ｂ’（０）〜Ｂ’（３）］，［Ｂ’（４）〜Ｂ’（７）］，・・・，［Ｂ’（６０）〜Ｂ’（６３）それぞれを、式４を参照して上述した順番で、ＲＡＭ２６６に設けられた６４個の記憶領域Ｒ”（０）〜Ｒ”（６３）それぞれに記憶する。
つまり、図９の左から２番目の間に示すように、ＦＦＴ部３−１は、図９の左から３番目に示すように、１６×４個の演算結果［Ｂ’（０）〜Ｂ’（３）］，［Ｂ’（４）〜Ｂ’（７）］，・・・，［Ｂ’（６０）〜Ｂ’（６３）それぞれを、記憶領域［Ｒ”（０），Ｒ”（１６），Ｒ”（３２），Ｒ”（４８）］，［Ｒ”（４），Ｒ”（２０），Ｒ”（３６），Ｒ”（５２）］，・・・，［Ｒ”（１５），Ｒ”（３１），Ｒ”（４７），Ｒ”（６３）］に記憶する。

［最終段（第３段目）のバタフライ演算］
図９の左から３〜４番目の間に示すように、ＦＦＴ部３−１は、ＲＡＭ２６６の連続する１６×４個の記憶領域Ｒ”（０）〜Ｒ”（３），Ｒ”（４）〜Ｒ”（７），・・・，Ｒ”（６０）〜Ｒ”（６３）それぞれに記憶された１６×４個のバタフライ演算結果［Ｂ’（０），Ｂ’（１６），Ｂ’（３２），Ｂ’（４８）］，［Ｂ’（４），Ｂ’（２０），Ｂ’（３６），Ｂ’（５２）］，・・・，［Ｂ’（１５），Ｂ’（３１），Ｂ’（４７），Ｂ’（６３）］それぞれを、４ワード単位で一度に読み出す。

さらに、図９の左から３番目〜４番目の間に示したように、ＦＦＴ部３−１は、読み出した１６×４個のバタフライ演算結果［Ｂ’（０），Ｂ’（１６），Ｂ’（３２），Ｂ’（４８）］，［Ｂ’（４），Ｂ’（２０），Ｂ’（３６），Ｂ’（５２）］，・・・，［Ｂ’（１５），Ｂ’（３１），Ｂ’（４７），Ｂ’（６３）］に対して、図５に示した最終段（第３段目）のバタフライ演算を行い、それぞれの演算の結果として、１６×４個の演算結果［Ｂ”（０）〜Ｂ”（３）］，［Ｂ”（４）〜Ｂ”（７）］，・・・，［Ｂ”（６０）〜Ｂ”（６３）］それぞれを得る。

さらに、ＦＦＴ部３−１は、１６×４個の演算結果［Ｂ”（０）〜Ｂ”（３）］，［Ｂ”（４）〜Ｂ”（７）］，・・・，［Ｂ”（６０）〜Ｂ”（６３）それぞれを、式５を参照して上述した順番で、ＲＡＭ２６６に設けられた６４個の記憶領域Ｒ"'（０）〜Ｒ"'（６３）それぞれに記憶する。
つまり、図９の左から４番目に示すように、ＦＦＴ部３−１は、図９の左３〜４番目の間に示したように、１６×４個の演算結果［Ｂ”（０）〜Ｂ”（３）］，［Ｂ”（４）〜Ｂ”（７）］，・・・，［Ｂ”（６０）〜Ｂ”（６３）それぞれを、記憶領域［Ｒ"'（０）〜Ｂ（３）］，［Ｒ"'（１６）〜（２０），・・・，［Ｒ"'（６０）〜Ｒ"'（６３）］に記憶する。
このように、最終段（第３段目）のバタフライ演算の結果のみ、第２段目および最終段（第３段目）のバタフライ演算の結果とは異なる並び順でＲＡＭ２６６に記憶される理由は、ＦＦＴ部３−１が出力するＦＦＴ結果の並び順を、ＩＦＦＴ部４の入力データとしての並び順に適合させるためである。

さらに、図１０を参照して、第１のＦＦＴ部３−１（図７）による第１〜３段目（最終段）のバタフライ演算処理（図９）を説明する。
図１０は、第１のＦＦＴ部３−１（図７）による第１〜３段目（最終段）のバタフライ演算処理（Ｓ１０）を示すフローチャートである。
図１０に示すように、図９の左端に示した受信データの記憶処理が終わると、ステップ１００−１（Ｓ１００−１）において、ＦＦＴ部３−１は、第１段目のバタフライ演算を行う。

ステップ１０２（Ｓ１０２）において、ＦＦＴ部３−１（図７）の処理を実行中のＤＳＰ２６２（図８）は、ＲＡＭ２６６の連続した４ワードの記憶領域に記憶された受信データＤ（Ｉ）を、４ワード単位でレジスタに転送する。

ステップ１０４（Ｓ１０４）において、ＤＳＰ２６２は、図５に示したバタフライ演算を行う。

ステップ１０６（Ｓ１０６）において、ＤＳＰ２６２は、図９の左端〜左から２番目の間に示したように、バタフライ演算結果を、４ワード単位でレジスタからＲＡＭ２６６の記憶領域に転送し、記憶させる。
この４ワード単位の転送は、複数のバタフライ演算を同時に行うことにより、あるいは、結果をＤＳＰ２６２のレジスタにストックしておくことにより実現される。

ステップ１０８（Ｓ１０８）において、ＤＳＰ２６２は、受信データの全てのポイントについてＳ１０２〜Ｓ１０６の処理が終了したか否かを判断し、処理が終了した場合には次段のバタフライ演算処理に進み、これ以外の場合にはＳ１０２の処理に戻る。

ステップ１００−２（Ｓ１００−２）において、ＤＳＰ２６２は、Ｓ１００−１の処理と同様に、第２段目のバタフライ演算処理を行う。

、ステップ１００−３（Ｓ１００−３）において、ＤＳＰ２６２は、最終段（第３段目）のバタフライ演算を行う。

ステップ１１２（Ｓ１１２）において、ＤＳＰ２６２（図８）は、Ｓ１０２の処理においてと同様に、第２段目のバタフライ演算の結果Ｂ’を、４ワード単位でレジスタに転送する。

ステップ１１４（Ｓ１１４）において、ＤＳＰ２６２は、Ｓ１０４の処理においてと同様に、図５に示したバタフライ演算を行う。

ステップ１１６（Ｓ１１６）において、ＤＳＰ２６２は、図９の左から３〜４番目の間に示したように、バタフライ演算結果を、式５を参照して上述したように、４ワード単位でレジスタからＲＡＭ２６６の記憶領域に転送し、記憶させる。

ステップ１１８（Ｓ１１８）において、ＤＳＰ２６２は、Ｓ１０８の処理においてと同様に、受信データの全てのポイントについてＳ１０２〜Ｓ１０６の処理が終了したか否かを判断し、処理が終了した場合には処理を終了し、これ以外の場合にはＳ１１２の処理に戻る。

［コード発生部２４］
コード発生部２４において、ＲＡＣＨコード記憶部２４０は、ＲＡＣＨプリアンブルのコードを記憶し、遅延プロファイル算出制御部２６０により設定された符号長のＲＡＣＨプリアンブルのコードを、ＦＦＴ部３−２に対して出力する。
ＦＦＴ部３−２は、ＲＡＣＨコード記憶部２４０から入力されたＲＡＣＨプリアンブルのコードをＦＦＴ処理し、ＦＦＴ結果Ｂとして乗算部２２０に対して出力する。

［乗算部２２０］
乗算部２２０は、ＦＦＴ部３−１およびコード発生部２４から入力されたＦＦＴ結果ＡとＦＦＴ結果Ｂとを乗算し、乗算結果として得られるをＩＦＦＴ部４に対して出力する。
つまり、乗算部２２０は、ＦＦＴ結果ＡとＦＦＴ結果Ｂとを乗算することにより、式２を参照して上述した畳み込み演算を実現する。

［ＩＦＦＴ部４］
図１１は、図７に示した第１のＩＦＦＴ部４の処理およびデータの並びの変遷を示す図である。
ＩＦＦＴ部４も、ＦＦＴ部３と同様に、遅延プロファイル算出制御部２６０による設定に応じて様々なＩＦＦＴサイズを採りうるが、説明の具体化および明確化のために、ここでは、ＩＦＦＴサイズが６４ポイントの場合を説明する。
第１のＩＦＦＴ部４は、乗算部２２０から入力される６４ポイントの乗算結果に対して、順次、基数４・３段のバタフライ演算を実行してＩＦＦＴ変換処理を行い、ＩＦＦＴ変換処理の結果として得られた遅延プロファイルを、データ復号部２５０に対して出力する。

以下、ＩＦＦＴ部４の処理を段階ごとに、さらに詳しく説明する。
上述したように、ＦＦＴ部３−１，３−２（図７）が出力するＦＦＴ結果ＡおよびＦＦＴ結果Ｂの並び順（図９の左から４番目（右端））と、ＩＦＦＴ部４に入力されるデータの並び順（図１１左端）と同じである。
従って、遅延プロファイル検出部２２においては、式６を参照して上述したＩＦＦＴ部４のデータの並び替え処理は、ＦＦＴ部３−１，３−２によるＳ１１６（図１０）で代用されている。
従って、ＩＦＦＴ部４においては、ＦＦＴ部３−１，３−２の処理におけるような、データの並び替えは必要とされない。

［第１段目のバタフライ演算］
図１１の左端〜左から２番目の間に示すように、ＩＦＦＴ部４は、乗算部２２０から入力される１６×４個の乗算結果データ［Ｐ（０），Ｐ（１６），Ｐ（３２），Ｐ（４８）］，［Ｐ（４），Ｐ（２０），Ｐ（３６），Ｐ（５２）］，・・・，［Ｐ（１５），Ｐ（３１），Ｐ（４７），Ｐ（６３）］それぞれを、４ワード単位で一度に読み出す。

さらに、図１１の左端〜左から２番目の間に示したように、ＩＦＦＴ部４は、読み出した１６×４個の受信データ［Ｐ（０），Ｐ（１６），Ｐ（３２），Ｐ（４８）］，［Ｐ（４），Ｐ（２０），Ｐ（３６），Ｐ（５２）］，・・・，［Ｐ（１５），Ｐ（３１），Ｐ（４７），Ｐ（６３）］に対して、図５に示した第１段目のバタフライ演算を行い、それぞれの演算の結果として、１６×４個の演算結果［Ｂ（０）〜Ｂ（３）］，［Ｂ（４）〜Ｂ（７）］，・・・，［Ｂ（６０）〜Ｂ（６３）］それぞれを得る。

さらに、ＩＦＦＴ部４は、１６×４個の演算結果［Ｂ（０）〜Ｂ（３）］，［Ｂ（４）〜Ｂ（７）］，・・・，［Ｂ（６０）〜Ｂ（６３）それぞれを、式７を参照して上述した順番で、ＲＡＭ２６６に設けられた６４個の記憶領域Ｒ’（０）〜Ｒ’（６３）それぞれに記憶する。
つまり、図１１の２番目の間に示すように、ＩＦＦＴ部４は、図１１の左端〜左から２番目の間に示したように、１６×４個の演算結果［Ｂ（０）〜Ｂ（３）］，［Ｂ（４）〜Ｂ（７）］，・・・，［Ｂ（６０）〜Ｂ（６３）それぞれを、記憶領域［Ｒ’（０），Ｒ’（１６），Ｒ’（３２），Ｒ’（４８）］，［Ｒ’（４），Ｒ’（２０），Ｒ’（３６），Ｒ’（５２）］，・・・，［Ｒ’（１５），Ｒ’（３１），Ｒ’（４７），Ｒ’（６３）］に記憶する。

［第２段目のバタフライ演算］
図１１の左から２〜３番目の間に示すように、ＩＦＦＴ部４は、ＲＡＭ２６６の連続する１６×４個の記憶領域Ｒ’（０）〜Ｒ’（３），Ｒ’（４）〜Ｒ’（７），・・・，Ｒ’（６０）〜Ｒ’（６３）それぞれに記憶された１６×４個のバタフライ演算結果［Ｂ（０），Ｂ（１６），Ｂ（３２），Ｂ（４８）］，［Ｂ（４），Ｂ（２０），Ｂ（３６），Ｂ（５２）］，・・・，［Ｂ（１５），Ｂ（３１），Ｂ（４７），Ｂ（６３）］それぞれを、４ワード単位で一度に読み出す。

さらに、図１１の左から２〜３番目の間に示したように、ＩＦＦＴ部４は、読み出した１６×４個のバタフライ演算結果［Ｂ（０），Ｂ（１６），Ｂ（３２），Ｂ（４８）］，［Ｂ（４），Ｂ（２０），Ｂ（３６），Ｂ（５２）］，・・・，［Ｂ（１５），Ｂ（３１），Ｂ（４７），Ｂ（６３）］に対して、図５に示した第２段目のバタフライ演算を行い、それぞれの演算の結果として、１６×４個の演算結果［Ｂ’（０）〜Ｂ’（３）］，［Ｂ’（４）〜Ｂ’（７）］，・・・，［Ｂ’（６０）〜Ｂ’（６３）］それぞれを得る。

さらに、ＩＦＦＴ部４は、１６×４個の演算結果［Ｂ’（０）〜Ｂ’（３）］，［Ｂ’（４）〜Ｂ’（７）］，・・・，［Ｂ’（６０）〜Ｂ’（６３）それぞれを、式７を参照して上述した順番で、ＲＡＭ２６６に設けられた６４個の記憶領域Ｒ”（０）〜Ｒ”（６３）それぞれに記憶する。
つまり、図１１の左から２番目の間に示すように、ＩＦＦＴ部４は、図１１の左から３番目に示すように、１６×４個の演算結果［Ｂ’（０）〜Ｂ’（３）］，［Ｂ’（４）〜Ｂ’（７）］，・・・，［Ｂ’（６０）〜Ｂ’（６３）それぞれを、記憶領域［Ｒ”（０），Ｒ”（１６），Ｒ”（３２），Ｒ”（４８）］，［Ｒ”（４），Ｒ”（２０），Ｒ”（３６），Ｒ”（５２）］，・・・，［Ｒ”（１５），Ｒ”（３１），Ｒ”（４７），Ｒ”（６３）］に記憶する。

［最終段（第３段目）のバタフライ演算］
図１１の左から３〜４番目の間に示すように、ＩＦＦＴ部４は、ＲＡＭ２６６の連続する１６×４個の記憶領域Ｒ”（０）〜Ｒ”（３），Ｒ”（４）〜Ｒ”（７），・・・，Ｒ”（６０）〜Ｒ”（６３）それぞれに記憶された１６×４個のバタフライ演算結果［Ｂ’（０），Ｂ’（１６），Ｂ’（３２），Ｂ’（４８）］，［Ｂ’（４），Ｂ’（２０），Ｂ’（３６），Ｂ’（５２）］，・・・，［Ｂ’（１５），Ｂ’（３１），Ｂ’（４７），Ｂ’（６３）］それぞれを、４ワード単位で一度に読み出す。

さらに、図１１の左から３番目〜４番目の間に示したように、ＩＦＦＴ部４は、読み出した１６×４個のバタフライ演算結果［Ｂ’（０），Ｂ’（１６），Ｂ’（３２），Ｂ’（４８）］，［Ｂ’（４），Ｂ’（２０），Ｂ’（３６），Ｂ’（５２）］，・・・，［Ｂ’（１５），Ｂ’（３１），Ｂ’（４７），Ｂ’（６３）］に対して、図５に示した最終段（第３段目）のバタフライ演算を行い、それぞれの演算の結果として、１６×４個の演算結果［Ｂ”（０）〜Ｂ”（３）］，［Ｂ”（４）〜Ｂ”（７）］，・・・，［Ｂ”（６０）〜Ｂ”（６３）］それぞれを得る。

さらに、ＩＦＦＴ部４は、１６×４個の演算結果［Ｂ”（０）〜Ｂ”（３）］，［Ｂ”（４）〜Ｂ”（７）］，・・・，［Ｂ”（６０）〜Ｂ”（６３）それぞれを、式７を参照して上述した順番で、ＲＡＭ２６６に設けられた６４個の記憶領域Ｒ"'（０）〜Ｒ"'（６３）それぞれに記憶する。
つまり、図１１の左から４番目に示すように、ＩＦＦＴ部４は、図１１の左から３〜４番目の間に示したように、１６×４個の演算結果［Ｂ”（０）〜Ｂ”（３）］，［Ｂ”（４）〜Ｂ”（７）］，・・・，［Ｂ”（６０）〜Ｂ”（６３）それぞれを、記憶領域［Ｒ"'（０），Ｒ"'（１６），Ｒ"'（３２），Ｒ"'（４８）］，［Ｒ"'（４），Ｒ"'（２０），Ｒ"'（３６），Ｒ"'（５２）］，・・・，［Ｒ"'（１５），Ｒ"'（３１），Ｒ"'（４７），Ｒ"'（６３）］に記憶する。
ＦＦＴ部３−１，３−２の処理においてとは異なり、ＩＦＦＴ部４の処理において、最終段（第３段目）のバタフライ演算の結果を、第１段目および第２段目と同じに並び替える理由は、この並び替えにより、図１１の左から４番目（右端）に示すように、ＩＦＦＴの結果として得られる遅延プロファイルが正しい順番となるからである。

さらに、図１２を参照して、第１のＩＦＦＴ部４（図７）による第１〜３段目（最終段）のバタフライ演算処理（図１１）を説明する。
図１２は、第１のＩＦＦＴ部４（図７）による第１〜３段目（最終段）のバタフライ演算処理を示すフローチャートである。
図１２に示すように、図１１の左端に示した受信データの記憶処理が終わると、ステップ１２０−１（Ｓ１２０−１）において、Ｓ１００−１（図１０）の処理においてと同様に、ＩＦＦＴ部４は、第１段目のバタフライ演算を行う。

ステップ１２２（Ｓ１２２）において、Ｓ１０２の処理においてと同様に、ＩＦＦＴ部４（図７）の処理を実行中のＤＳＰ２６２（図８）は、ＲＡＭ２６６の連続した４ワードの記憶領域に記憶された受信データＤ（Ｉ）を、４ワード単位でレジスタに転送する。

ステップ１２４（Ｓ１２４）において、Ｓ１０４の処理においてと同様に、ＤＳＰ２６２は、図５に示したバタフライ演算を行う。

ステップ１２６（Ｓ１２６）において、Ｓ１０６の処理においてと同様に、ＤＳＰ２６２は、図１１の左端〜左から２番目の間に示したように、バタフライ演算結果を、４ワード単位でレジスタからＲＡＭ２６６の記憶領域に転送し、記憶させる。
この４ワード単位の転送は、Ｓ１０６の処理においてと同様に実現される。

ステップ１２８（Ｓ１２８）において、Ｓ１０８の処理においてと同様に、ＤＳＰ２６２は、受信データの全てのポイントについてＳ１２２〜Ｓ１２６の処理が終了したか否かを判断し、処理が終了した場合には次段のバタフライ演算処理に進み、これ以外の場合にはＳ１２２の処理に戻る。

ステップ１２０−２（Ｓ１２０−２）において、ＤＳＰ２６２は、Ｓ１２０−１の処理と同様に、第２段目のバタフライ演算処理を行う。

、ステップ１２０−３（Ｓ１２０−３）において、ＤＳＰ２６２は、Ｓ１２０−１の処理と同様に、第３段目（最終段）のバタフライ演算処理を行う。

［遅延プロファイル算出の最適化］
以下、遅延プロファイル算出制御部２６０（図７）による遅延プロファイル算出処理の最適化について説明する。
図１３は、受信データ長および符号長と拡散ゲインとの関係を例示する図であって、（Ａ）は、受信データ長が符号長の２倍の場合の拡散ゲインを示し、（Ｂ）は、受信データ長と符号長とが同じ場合の拡散ゲインを示す。
既に述べたように、移動体通信システム１の基地局２それぞれのセル（図１）の半径に対応して、基地局２が受信する信号に遅延が生じる。

従って、ＦＦＴを用いた畳み込み演算による遅延プロファイルの算出を行うときには、例えば、図１３（Ｂ）に示すように、受信データ長と符号長とを同じにすると、遅延時間の影響により、拡散ゲインが低下する。
これに対して、例えば、図１３（Ａ）に示すように、符号長を受信データ長の１／２程度にすると、遅延時間の影響を排除でき、拡散ゲインが低下しない。
つまり、遅延プロファイルの算出における拡散ゲインの低下を防止するためには、符号長を受信データ長に対して充分に短くすればよい。

図１４は、ＤＦＴ（離散的フーリエ変換）において生じる近似の影響を例示する図である。
ＦＦＴは、受信データを有限の信号の繰り返しであると近似して高速にＤＦＴを行うための手法であるが、実際には、受信データは有限の信号の繰り返しではありえないない。
従って、図１３（Ｂ）に示したように、受信データ長と符号長とを同じにすると、遅延プロファイルに、ＤＦＴ（ＦＦＴ）処理の対象となる受信データの前後の部分の影響が生じる。

このように、ＤＦＴ（ＦＦＴ）が前提とする近似の影響を排除するという観点からも、ＦＦＴを用いた畳み込み演算による遅延プロファイルの算出においては、符号長および遅延プロファイルの長さを、受信データ長に対して充分に短くすることが望ましい。
つまり、基地局２それぞれのセル（図１）の半径、および、拡散利得に許容される損失量に応じて、オーバサンプリングを行うか否かと、符号長とを調整し、最も高速に遅延プロファイルを算出することができるように、ＦＦＴ処理のポイント数を設定することが望ましい。

例えば、オーバーサンプリングにより得られた受信データに対して、サイズ（ポイント数）を一定としてＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を行って得られる遅延プロファイルの長さは短くなる。
反対に、オーバーサンプリングを行なわずに得られた受信データに対して一定のサイズのＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を行うと、ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の繰り返し回数が増える。
一方、例えば、符号長を短くすると、拡散ゲインの低下（拡散損失）を小さくすることができるが、一方、元々の拡散ゲイン自体が小さくなるので、ＦＦＴ・ＩＦＦＴの繰り返し回数を増やす必要がある。
つまり、符号長による拡散ゲインの変化と、繰り返し回数の増減によるＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理時間の変化との兼ね合いにより、遅延プロファイルの算出処理を最適化する必要がある。

図１５は、ＦＦＴのポイント数を１０２４、セル（図１）の半径を１５ｋｍとしたときの遅延プロファイルの算出における拡散損失および処理時間を例示する図であって、（Ａ）は、オーバサンプリングを行わずに、符号長を受信データの３／４とした場合を例示し、（Ｂ）は、オーバサンプリングを行って符号長を受信データ長の１／４とした場合を例示する。
例えば、図１５（Ａ）に示すように、ＦＦＴのポイント数を１０２４、セル（図１）の半径を１５ｋｍし、オーバーサンプリングを行わずに符号長を受信データの３／４とすると、１５ｋｍ地点での拡散損失は−０．８ｄＢ程度となり、遅延プロファイルの算出処理に要する時間は０．９５ｍｓとなる。

一方、例えば、図１５（Ｂ）に示すように、図１５（Ａ）と同じ条件で、オーバーサンプリングを行って符号長を受信データの１／４とすると、１５ｋｍ地点での拡散損失は生じず（０ｄＢ）、遅延プロファイルの算出処理に要する時間は１．７ｍｓとなる。
つまり、拡散損失を−１ｄＢまで許容できるときには、高速性を優先させて、図１５（Ａ）に示したように、オーバーサンプリングを行わずに符号長を受信データの３／４とすることにより、遅延プロファイルの算出を最適化できる。
一方、拡散損失が全く許容できないるときには、図１５（Ｂ）に示したように、オーバーサンプリングを行って符号長を受信データの１／４とすることにより、遅延プロファイルの算出を最適化できる。

［符号長の最適化］
基地局２それぞれのセル（図１）の半径に応じて、最適な符号長（パターン）が選択され、最適化される。
つまり、セルの半径より受信データに生じる遅延時間が定まり、この遅延時間に応じて、最適な長さのパターンが一意に求められる。

［ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズの最適化］
ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズの最適化は、以下の３つの手法により行われる。
（１）遅延プロファイルの算出を、１回あるいは複数回のＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理により行う。
（２）受信データ長よりも短い長さの符号を用いて遅延プロファイルを算出する。
（３）オーバーサンプリングしている点を、例えば奇数番目のサンプリング点と偶数番目のサンプリング点とに分割してＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を行う。

まず、（１）遅延プロファイルの算出を、１回または複数回のＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理により行う手法について説明する。
ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズを大きくして、全てのサンプリング点を１回のＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理して遅延プロファイルを求めるよりも、ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズを小さくして、ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を複数回、繰り返して遅延プロファイルを求める方が、複数回のＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理それぞれに要する時間は短くなる。
しかしながら、サイズが小さく、処理時間が短いＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を繰り返すと、サイズが大きいＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を１回、行うよりも、全体としての処理時間が長くなってしまう可能性がある。
つまり、ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズと繰り返し回数との間には、全体としての処理時間を最短にするための最適値が存在する。

次に（２）受信データ長よりも短い長さの符号を用いて遅延プロファイルを算出する手法を説明する。
図１３（Ｂ）に示したように、受信データ長と符号長とを同じにして遅延プロファイルを求めると、受信データに生じている遅延により、拡散ゲインが平坦にならない。
これに対し、図１３（Ａ）に示したように、符号長を受信データ長の１／２程度として遅延プロファイルを求めると、拡散ゲインが平坦になる。

しかしながら、符号長を短くすると、拡散ゲイン自体が低下するので、これを補うために、サイズを小さくしたＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を複数回、繰り返す必要があるので、上記（１）について説明したように、ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理に要する時間が長くなる可能性がある。
つまり、符号長に従って変化する拡散ゲインおよびその平坦さと、ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の高速性との兼ね合いにより、受信データ長に対する符号長の最適値が存在する。

次に、（３）オーバーサンプリングにより得られた受信データを分割してＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理する手法について説明する。
例えば、ＣＤＭＡ方式においては、チップレートと呼ばれる拡散周期ごとに、受信データから遅延プロファイルが算出される。
従って、原理的には、受信信号を、チップレートに従ってサンプリングして得られた受信データを処理することにより、遅延プロファイルを算出することができる。

しかしながら、一般的には、遅延プロファイル算出のタイミングの精度を高めるために、受信信号を、チップレートより短い周期（例えば、チップレートの整数分の１の周期）でサンプリングして受信データとし、この受信データから遅延プロファイルを求める手法（オーバーサンプリング）が採られることが多い。
このオーバーサンプリングの周期は、一般的には、チップレートの１／２（２倍オーバーサンプリング）あるいは１／４（４倍オーバーサンプリング）の周期とされることが多い。

例えば、チップレートが、受信信号１シンボル分当たり２５６回の周期であるときに、２倍のオーバーサンプリングを行うと、１シンボル当たり５１２サンプル分の受信データが得られる。
この２倍のオーバーサンプリングにより得られた１シンボル当たり５１２サンプルの全てに対してＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を１回で行って遅延プロファイルを算出する場合と、偶数番目の２５６個のサンプルと、奇数番目の２５６個のサンプルとに分けて、分けたサンプルそれぞれに対してＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を２回に分けて行って遅延プロファイルを算出する場合を考える。

この場合、前者の（ＦＦＴ／ＩＦＦＴ処理を１シンボル当たり１回、行う）場合に比べ、後者の（ＦＦＴ／ＩＦＦＴ処理を１シンボル当たり２回、行う）場合には、ＦＦＴ・ＩＦＦＴのサイズは１／２となり、１回ごとのＦＦＴ・ＩＦＦＴに要する処理時間は短縮される。
一方、１回ごとのＦＦＴ・ＩＦＦＴの処理時間が短くなっても、ＦＦＴ・ＩＦＦＴを２回の繰り返すことに伴い、後者の処理、全体としては、前者の処理よりも、却って処理時間が長くなる可能性がある。

具体例を挙げてさらに説明する。
図１６は、ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を複数回、行い、受信データ長よりも符号長を短くして遅延プロファイルを算出する方法を例示する図である。
図１７は、オーバーサンプリングして得られた受信データを２つに分割してＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理して、遅延プロファイルを方法する処理を例示する図である。
例えば、図１６に示すように、上記（１），（２）の手法が採用されるときには、１６シンボル分の受信データに対する符号長は４シンボル分とされる。
また、１６シンボル分の受信データに対する１回のＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理ではなく、４シンボル分ずつの受信データに対する４回のＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理により遅延プロファイルが算出される。
この手法が、例えば、基地局２のセル半径が４０ｋｍの移動体通信システム１（図１）に適応されるときには、４０ｋｍ以上の遅延時間に対応する遅延プロファイルを無視することにより、上述したＤＦＴ処理（ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理）における近似の悪影響を排除することができる。

また、例えば、例えば、図１７に示すように、上記（１），（３）の手法が採用されるときには、受信信号に対して２倍のオーバーサンプリングが行われ、１シンボル分の受信データに対する符号長は１シンボル分とされる。
り遅延プロファイルが算出される。
また、２倍のオーバーサンプリングにより得られた受信データは、奇数番目と偶数番目に分けられ、２つに分けられた受信データそれぞれに対してＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理が行われ、高速化が図られる。
この手法が、例えば、基地局２のセル半径が１ｋｍの移動体通信システム１（図１）に適応されるときには、受信信号に生じた１ｋｍ分の遅延により生じる相関ゲインの低下は許容範囲内なので、１ｋｍ以上の遅延時間に対応する遅延プロファイルを無視することにより、上述したＤＦＴ処理（ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理）における近似の悪影響を排除することができる。

以下、遅延プロファイル算出制御部２６０によるＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の最適化を、フローチャートを参照してさらに説明する。
図１８，図２１〜図２４は、それぞれ、図７に示した遅延プロファイル算出制御部２６０（図７）によるＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の最適化処理（Ｓ１０〜Ｓ１８）を示す第１〜第５のフローチャートである。

図１８に示すように、遅延プロファイル算出制御部２６０（図７）は、ステップ１００（Ｓ１００）において、遅延プロファイル検出部２２（図８）に設けられた入出力装置（図示せず）を介して入力され、あるいは、ＲＯＭ２６４に記憶された状態で入力された基地局２（図１）のセルの半径Ｐ、相関処理データＱ、符号長Ｒおよびオーバーサンプリングの倍数Ｓを受け入れる。

図１９は、セル半径とＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズとを対応付けるＦＦＴサイズテーブルを例示する図である。
遅延プロファイル検出部２２のＲＯＭ２６４には、図１９に示すように、基地局２のセルの半径Ｐと、セル半径Ｐに応じて一意に定められたＦＦＴ・ＩＦＦＴのポイント数とがテーブル形式に対応付けられたＦＦＴサイズテーブルが記憶されている。
ステップ１０２，１０４（Ｓ１０２，Ｓ１０４）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、図１９に示したＦＦＴサイズテーブルを参照し、Ｓ１００の処理により受け入れられたセル半径Ｐに対応するＦＦＴ・ＩＦＦＴのサイズ（ポイント数）、および、ＦＦＴサイズに対応するシンボル数Ｔとを求める。
さらに、遅延プロファイル算出制御部２６０は、図２１〜図２４にそれぞれ示すケース１〜４の処理（Ｓ１２〜Ｓ１８）の内、まだ実行されていないいずれかの処理を実行する。

ステップ１１０（Ｓ１１０）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、図２１〜図２４に示すケース１〜４の処理（Ｓ１２〜Ｓ１８）の全てを終了したか否かを判断する。
遅延プロファイル算出制御部２６０は、ケース１〜４の処理を終了した場合にはＳ１１２の処理に進み、これ以外の場合には、まだケース１〜４の処理（Ｓ１２〜Ｓ１８）の内、まだ実行されていないいずれかの処理に進む。

図２０は、ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズと、処理量と、処理速度とを対応付けて示す処理スピードテーブルを例示する図である。
遅延プロファイル検出部２２のＲＯＭ２６４には、図２０に示すように、ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズと、処理量と、処理速度とがテーブル形式に対応付けられた処理スピードテーブルが記憶されている。
なお、図２０に示した処理量α〜γは、ＦＦＴサイズとは比例せず、ＦＦＴサイズの対数値に比例し、処理スピードＡ〜Ｃは、処理量α〜γに反比例する。
ステップ１１２（Ｓ１１２）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、ケース１〜４の処理（Ｓ１２〜Ｓ１８）により得られたケース１〜４の処理量を用いて、図２０に示した処理スピードテーブルを参照し、ケース１〜４の内、最も処理スピードが早いケースを選択し、遅延プロファイルの算出処理を最適化する。

図２１に示すように、ケース１の処理（Ｓ１２）のステップ１２０〜１２４（Ｓ１２０〜Ｓ１２４）において、遅延プロファイル算出制御部２６０（図７）は、受信データ長より符号長を短くし（受信データ長＞符号長）、オーバーサンプリングにより得られた受信データを分割して複数回ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理することにより遅延プロファイルを求める手法（上記（１）〜（３）の全てを含む手法；図１６に示した手法に対応）を仮定する。

ステップ１２６（Ｓ１２６）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、分割数Ｕを求める。

ステップ１２８（Ｓ１２８）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、Ｓ１０４（図１８）の処理により、図１９に示したＦＦＴサイズテーブルから得られたシンボル数Ｔと、Ｓ１２６の処理により得られた分割数Ｕと、１シンボル当たりのチップ数（２５６チップ）との積（チップ数×Ｕ×Ｔ）と、ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズ（ポイント数）とが等しいか否かを判断する。
遅延プロファイル算出制御部２６０は、チップ数×Ｕ×Ｔ＝ＦＦＴポイント数であるときにはＳ１３０の処理に進み、これ以外のときにはＳ１０のＳ１１０（図１８）の処理に戻る。

ステップ１３０（Ｓ１３０）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、Ｓ１２８の処理における条件（チップ数×Ｕ×Ｔ＝ＦＦＴポイント数）を満たすＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の処理量を算出する。
つまり、拡散ゲイン取得回数（Ｑ／Ｔ（Ｓ１００，Ｓ１０４；図１８））と、Ｓ１３０の処理において求められたＦＦＴポイント数（＝チップ数×Ｕ×Ｔ）とから、Ｓ１２０〜Ｓ１２４の仮定に従った遅延プロファイル算出処理（ケース１）の全処理量（＝ＦＦＴポイント数×拡散ゲイン取得回数×Ｓ（Ｓ１００；図１８））を算出し、Ｓ１０のＳ１１０の処理に戻る。

また、図２２に示すように、ステップ１４（Ｓ１４；ケース２）のステップ１４０（Ｓ１４０）処理において、遅延プロファイル算出制御部２６０（図７）は、受信データ長と符号長とを同じにし（受信データ長＝符号長）、オーバーサンプリングにより得られた受信データを分割して複数回ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理することにより遅延プロファイルを求める手法（上記（１），（３）を含む手法；図１８に示した手法に対応）を仮定する。

ステップ１４２（Ｓ１４２）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、図２１に示したＳ１２８の処理と同様に、Ｓ１０４（図１８）の処理により得られたシンボル数Ｔと、１シンボル当たりのチップ数（２５６チップ）との積（チップ数×Ｔ）と、ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズ（ポイント数）とが等しいか否かを判断する。
遅延プロファイル算出制御部２６０は、チップ数×Ｔ＝ＦＦＴポイント数であるときにはＳ１４４の処理に進み、これ以外のときにはＳ１０のＳ１１０（図１８）の処理に戻る。
ステップ１４４（Ｓ１４４）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、Ｓ１４２の処理における条件（チップ数×Ｔ＝ＦＦＴポイント数）を満たすＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の処理量を算出する。

つまり、拡散ゲイン取得回数（Ｑ／Ｔ（Ｓ１００，Ｓ１０４；図１８））と、Ｓ１３０の処理において求められたＦＦＴポイント数（＝チップ数×Ｔ）とから、Ｓ１２０〜Ｓ１２４の仮定に従った遅延プロファイル算出処理（ケース２）の全処理量（＝ＦＦＴポイント数×拡散ゲイン取得回数×Ｓ（Ｓ１００；図１８））を算出し、Ｓ１０のＳ１１０の処理に戻る。
例えば、図１８に示した場合においては、Ｐ＝１ｋｍ，Ｑ＝１２シンボル、Ｒ＝２５６チップ（１シンボル），Ｓ＝２倍，Ｔ＝１シンボルなので、Ｓ１４の処理により、ＦＦＴポイント数＝２５６、拡散ゲイン取得回数Ｑ／Ｔ＝１２であり、従って、全処理量は２５６×１２×２＝６１４４と求められる。

また、図２３に示すように、ステップ１６（Ｓ１６；ケース３）のステップ１６０（Ｓ１６０）処理において、遅延プロファイル算出制御部２６０（図７）は、符号長を受信データ長より短くし（受信データ長＞符号長）、オーバーサンプリングにより得られた受信データを分割せずにＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を１回実行することにより遅延プロファイルを求める手法（上記（１），（２）を含む手法；図１７に示した手法に対応）を仮定する。

ステップ１６２（Ｓ１６２）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、遅延プロファイル算出制御部２６０は、分割数Ｕを求める。

ステップ１６４（Ｓ１６４）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、Ｓ１０４（図１８）の処理により得られたシンボル数Ｔと、Ｓ１２６の処理により得られた分割数Ｕと、１シンボル当たりのチップ数（２５６チップ）との積（チップ数×Ｕ×Ｔ）と、ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズ（ポイント数）とが等しいか否かを判断する。
遅延プロファイル算出制御部２６０は、チップ数×Ｕ×Ｔ＝ＦＦＴポイント数であるときにはＳ１６４の処理に進み、これ以外のときにはＳ１０のＳ１１０（図１８）の処理に戻る。

ステップ１６６（Ｓ１６６）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、Ｓ１６４の処理における条件を満たすＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の処理量を算出する。
つまり、拡散ゲイン取得回数と、Ｓ１３０の処理において求められたＦＦＴポイント数とから、Ｓ１６０の仮定に従った遅延プロファイル算出処理（ケース３）の全処理量（＝ＦＦＴポイント数×拡散ゲイン取得回数×Ｓ）を算出し、Ｓ１０のＳ１１０の処理に戻る。

つまり、図１７に示した場合においては、Ｐ＝４０ｋｍ，Ｑ＝１６シンボル、Ｒ＝１０２４チップ（４シンボルに対応），Ｓ＝２倍，Ｔ＝４シンボルなので、ＦＦＴサイズは４０９６ポイント（図１９参照）であり、Ｕを２とすると、ＦＦＴポイント数＝２５６×Ｕ（＝２）×Ｔ（＝４）×Ｓ（＝２）が満たされる。
従って、拡散ゲイン取得回数＝Ｑ／Ｔ＝４であり、全処理量は４０９６×４＝１６３８４と求められる。

また、図２４に示すように、ステップ１８（Ｓ１８；ケース４）においては、遅延プロファイル算出制御部２６０（図７）は、上述した（１）の手法のみを用いる場合、つまり、（２）受信データ長と符号長途を等しくし、オーバーサンプリングしている点を分割することなくＦＦＴ・ＩＦＦＴする場合を仮定する。
ステップ１８０（Ｓ１８０）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、Ｓ１０４（図１８）の処理により得られたシンボル数Ｔと、オーバーサンプリングの倍数Ｓと、１シンボル当たりのチップ数（２５６チップ）との積（チップ数×Ｔ×Ｓ）と、ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズ（ポイント数）とが等しいか否かを判断する。
遅延プロファイル算出制御部２６０は、チップ数×Ｔ×Ｓ＝ＦＦＴポイント数であるときにはＳ１８２の処理に進み、これ以外のときにはＳ１０のＳ１１０（図１８）の処理に戻る。

ステップ１８２（Ｓ１８２）において、遅延プロファイル算出制御部２６０は、Ｓ１４２の処理における条件（チップ数×Ｔ×Ｓ＝ＦＦＴポイント数）を満たすＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の処理量を算出する。
つまり、拡散ゲイン取得回数（Ｑ／Ｔ（Ｓ１００，Ｓ１０４；図１８））と、Ｓ１３０の処理において求められたＦＦＴポイント数（＝チップ数×Ｔ×Ｓ）とから、遅延プロファイル算出処理（ケース４）の全処理量（＝ＦＦＴポイント数×拡散ゲイン取得回数）を算出し、Ｓ１０のＳ１１０の処理に戻る。

［全体動作］
以下、基地局２（図１，図７，図８）の受信部２０の全体的な動作を説明する。
遅延プロファイル算出制御部２６０（図７）は、図１３〜図２４を参照して説明したように、Ａ／Ｄ２０２におけるサンプリング方法、符号長、ＦＦＴ部３およびＩＦＦＴ部４のＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズおよびＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の態様（受信データを分割して処理するか、何回ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を行うかなど）を求めて、Ａ／Ｄ２０２および遅延プロファイル検出部２２に対して設定する。
基地局２の受信部２０（図７，図８）の受信回路２００が移動局１２（図１）からのＲＡＣＨプリアンブルを受信し、ベースバンド信号としてＡ／Ｄ２０２に対して出力すると、Ａ／Ｄ２０２は、遅延プロファイル算出制御部２６０からの設定に従って、ベースバンド信号をデジタル形式の受信データに変換して遅延プロファイル検出部２２に対して出力する。

遅延プロファイル検出部２２において、ＦＦＴ部３−１は、遅延プロファイル算出制御部２６０による設定に従って、受信データをＦＦＴ処理し、ＦＦＴ結果Ａとして乗算部２２０に対して出力する。
コード発生部２４において、ＲＡＣＨコード記憶部２４０は、遅延プロファイル算出制御部２６０の設定に従った符号長で、記憶したＲＡＣＨプリアンブルのコードをＦＦＴ部３−２に対して出力し、ＦＦＴ部３−２は、ＲＡＣＨプリアンブルのコードをＦＦＴ処理し、ＦＦＴ結果Ｂとして乗算部２２０に対して出力する。

乗算部２２０は、ＦＦＴ部３−１から入力されたＦＦＴ結果Ａと、コード発生部２４のＦＦＴ部３−２から入力されたＦＦＴ結果Ｂとを乗算し、乗算結果をＩＦＦＴ部４に対して出力する。
ＩＦＦＴ部４は、遅延プロファイル算出制御部２６０による制御に従って、乗算部２２０から入力された乗算結果をＩＦＦＴ処理し、遅延プロファイルとしてデータ復号部２５０に対して出力する。
データ復号部２５０は、ＩＦＦＴ部４から入力された遅延プロファイルを用いて、Ａ／Ｄ２０２から入力された受信データを復号し、復号データとしてネットワーク１０（図１）などに対して出力する。

本発明は、ＦＦＴ・ＩＦＦＴを用いて受信信号と符号との相関検出のために利用可能である。

Ｗ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信システムを例示する図である。 一般的なＦＦＴ処理を示すフローチャートである。 一般的なＦＦＴ処理におけるデータの並びの変遷を示す変遷図である。 本発明にかかるＦＦＴ処理を示す図である。 基数４のバタフライ演算を示す図である。 本発明にかかるＦＦＴ処理におけるデータの並びの変遷を示す変遷図である。 図１に示した基地局のハードウェアおよびソフトウェア構成を示す図である。 図７に示した受信部のハードウェア構成を示す図である。 図７に示した第１のＦＦＴ部の処理およびデータの並びの変遷を示す図である。 第１のＦＦＴ部（図７）による第１〜３段目（最終段）のバタフライ演算処理（Ｓ１０）を示すフローチャートである。 図７に示した第１のＩＦＦＴ部の処理およびデータの並びの変遷を示す図である。 第１のＩＦＦＴ部（図７）による第１〜３段目（最終段）のバタフライ演算処理を示すフローチャートである。 図１３は、受信データ長および符号長と拡散ゲインとの関係を例示する図であって、（Ａ）は、受信データ長が符号長の２倍の場合の拡散ゲインを示し、（Ｂ）は、受信データ長と符号長とが同じ場合の拡散ゲインを示す。 ＤＦＴ（離散的フーリエ変換）において生じる近似の影響を例示する図である。 ＦＦＴのポイント数を１０２４、セル（図１）の半径を１５ｋｍとしたときの遅延プロファイルの算出における拡散損失および処理時間を例示する図であって、（Ａ）は、オーバサンプリングを行わずに、符号長を受信データの３／４とした場合を例示し、（Ｂ）は、オーバサンプリングを行って符号長を受信データ長の１／４とした場合を例示する。 ＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理を複数回、行い、受信データ長よりも符号長を短くして遅延プロファイルを算出する方法を例示する図である。 オーバーサンプリングして得られた受信データを２つに分割してＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理して、遅延プロファイルを方法する処理を例示する図である。 図７に示した遅延プロファイル算出制御部（図７）によるＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の最適化処理（Ｓ１０）を示す第１のフローチャートである。 セル半径とＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズとを対応付けるＦＦＴサイズテーブルを例示する図である。 ＦＦＴ・ＩＦＦＴサイズと、処理量と、処理速度とを対応付けて示す処理スピードテーブルを例示する図である。 図７に示した遅延プロファイル算出制御部（図７）によるＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の最適化処理（Ｓ１２）を示す第２のフローチャートである。 図７に示した遅延プロファイル算出制御部（図７）によるＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の最適化処理（Ｓ１４）を示す第３のフローチャートである。 図７に示した遅延プロファイル算出制御部（図７）によるＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の最適化処理（Ｓ１６）を示す第４のフローチャートである。 図７に示した遅延プロファイル算出制御部（図７）によるＦＦＴ・ＩＦＦＴ処理の最適化処理（Ｓ１８）を示す第５のフローチャートである。

符号の説明

１・・・移動体通信システム
１０・・・ネットワーク、
１２・・セル、
２・・・基地局、
２１０・・・送信部
２０・・・受信部、
２００・・・受信回路、
２０２・・・Ａ／Ｄ、
２２・・・遅延プロファイル検出部、
３・・・ＦＦＴ部、
２４・・・コード発生部、
２４０・・・ＲＡＣＨコード記憶部、
４・・・ＩＦＦＴ部
２６・・・ＤＳＰ回路部、
２６２・・・ＤＳＰ、
２６４・・・ＲＯＭ、
２６６・・・ＲＡＭ、
２５０・・・データ復号部

Claims (1)

1. 所定の符号を含む時間領域の第１のデータと、前記第１の信号と前記所定の符号との相関を検出する相関検出装置であって、
   １回に変換処理するデータ数の設定を受けて、所定数の前記時間領域の第１のデータを、前記設定されたデータ数ずつ１回以上の変換処理を行って、周波数領域に変換する変換手段と、
   前記所定の符号の長さを示す符号長の設定を受けて、前記設定された符号長の符号を生成する符号生成手段と、
   周波数領域に変換された前記符号と、前記周波数領域に変換された第１のデータとの相関を示す相関データを生成する相関データ生成手段と、
   １回に変換処理するデータ数の設定を受けて、前記生成された相関データを、前記設定されたデータ数ずつ１回以上の逆変換処理を行って、時間領域のデータに逆変換して、前記第１のデータと前記所定の符号との相関を検出する相関検出手段と、
   前記データ数、前記変換処理の回数、前記逆変換処理の回数、および、前記符号長を、前記符号と前記第１のデータとの相関に対して規定される利得と、前記変換処理および前記逆変換処理の処理時間とに基づいて設定する設定手段と
   を有する相関検出装置。

Images