JP2005079967A - 高周波電力増幅器及びこれを使用した無線通信機器 - Google Patents
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Abstract
【課題】 高周波電力増幅器の出力整合回路における負荷インピーダンスを出力電力変化に応じて最適状態とする。
【解決手段】 入力される高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅素子4と、この高周波電力増幅素子4の出力側に設けられ、当該高周波電力増幅素子のインピーダンスと前記増幅信号を受ける側のインピーダンスとを整合させる出力整合回路5とを少なくとも有する高周波電力増幅器1において、前記出力整合回路5は、前記高周波電力増幅素子の増幅出力電力を検出する検波回路8と、この検波回路8で検出した増幅出力電力に基づいて整合特性を変化させるスイッチングトランジスタQ1、可変容量ダイオード等の整合特性可変手段を備えている。
【選択図】 図1
【解決手段】 入力される高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅素子4と、この高周波電力増幅素子4の出力側に設けられ、当該高周波電力増幅素子のインピーダンスと前記増幅信号を受ける側のインピーダンスとを整合させる出力整合回路5とを少なくとも有する高周波電力増幅器1において、前記出力整合回路5は、前記高周波電力増幅素子の増幅出力電力を検出する検波回路8と、この検波回路8で検出した増幅出力電力に基づいて整合特性を変化させるスイッチングトランジスタQ1、可変容量ダイオード等の整合特性可変手段を備えている。
【選択図】 図1
Description
本発明は、高周波信号が入力されて、これを増幅する高周波増幅器及びこれを使用した無線通信機器に関する。
一般に、無線通信機器等に使用される高周波電力増幅器の出力インピーダンスは、電力レベルによって変化するため、整合状態を固定した整合回路では、常に最適な状態を作り出すことができない。
このため、従来、ゲートが入力整合回路を介して入力端子と接続され、ドレインが給電用のチョークインダクタを介して電源端子と接続されると共に出力整合回路を介して出力端子と接続され、ソースが接地された増幅用FETを備え、さらに出力設定端子から入力された出力設定信号に基づいて、増幅用FETのゲートバイアス電圧と出力整合回路のインピーダンス特性とを調整する制御回路を備えた高周波電力増幅器が提案されている(例えば、特許文献1参照)。
このため、従来、ゲートが入力整合回路を介して入力端子と接続され、ドレインが給電用のチョークインダクタを介して電源端子と接続されると共に出力整合回路を介して出力端子と接続され、ソースが接地された増幅用FETを備え、さらに出力設定端子から入力された出力設定信号に基づいて、増幅用FETのゲートバイアス電圧と出力整合回路のインピーダンス特性とを調整する制御回路を備えた高周波電力増幅器が提案されている(例えば、特許文献1参照)。
また、増幅器入力側整合回路とトランジスタチップと増幅器出力側整合回路とインピーダンス可変回路とトランジスタチップに直流電力を供給する電源回路と高周波入力電圧をモニタする入力電力センサとからなる電力増幅器において、インピーダンス可変回路により入力電力に応じてトランジスタの負荷インピーダンスを変化させるようにしたマイクロ波電力増幅装置も提案されている(例えば、特許文献2参照)。
さらに、増幅器に後置され直流電圧により負荷インピーダンスが可変に制御される負荷整合回路と、前記負荷整合回路に前記直流電圧を外部から供給する制御端子と、を備え、マイクロ波信号を高効率に増幅するようにした負荷整合回路可変型高効率マイクロ波増幅器も提案されている(例えば、特許文献3参照)。
特開平11−220338号公報(第1頁、図2)
特開2000−174559号公報(第1頁、図1)
特開平7−46064号公報(第1頁、図1)
さらに、増幅器に後置され直流電圧により負荷インピーダンスが可変に制御される負荷整合回路と、前記負荷整合回路に前記直流電圧を外部から供給する制御端子と、を備え、マイクロ波信号を高効率に増幅するようにした負荷整合回路可変型高効率マイクロ波増幅器も提案されている(例えば、特許文献3参照)。
しかしながら、上記特許文献1に記載された従来例にあっては、電力増幅器のバイアスと、負荷インピーダンスを同時に変化させ、効率を向上させることができるものであるが、制御回路で出力設定端子から入力された出力設定信号の設定値に基づいて増幅用FETのゲートバイアス電圧を制御してアイドル電流量を変化させることにより、低消費電力化を図ると共に、このアイドル電流量の変化に応じて出力整合回路のインピーダンス特性を調整するようにしており、アイドル電流量の変化に応じて出力整合回路のインピーダンス特性を調整することはできるが、増幅用FETの出力電力変化による出力インピーダンス変化には対処することができないと共に、インピーダンス整合を行うために外部の出力設定信号を必要とするという未解決の課題を有する。
また、上記特許文献2に記載された従来例にあっては、トランジスタチップに入力される高周波電力をモニタするようにしている。当然、入力電力は出力電力に比較して微小であるので、正確に検出することが困難であるうえ出力レベルと正確に比例するものではなく、出力側整合回路のインピーダンス整合を正確に行うことができないと共に、方向性結合器が必要となるので、小型、軽量、低コスト化を図ることができないという未解決の課題がある。
さらに、上記特許文献3に記載された従来例にあっては、可変容量素子によって増幅器から発生する送信周波数の高調波歪成分を抑制し、送信IMなどの歪特性を劣化させることなく効率の最適ポイントの周波数が帯域内で変換可能なように、使用周波数とこの使用周波数に対する設定電圧との関係を表す情報を記憶し、使用周波数が変化する際に、該当する周波数に応じた設定電圧を可変容量ダイオードに入力して使用周波数に対応したインピーダンス整合を行うものであるが、高周波増幅器の出力電力の変化に応じて高周波増幅器の出力インピーダンスを整合させることはできないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、高周波電力増幅器の出力整合回路における負荷インピーダンスを最適状態とすることができる高周波電力増幅器及びこれを使用した無線通信機器を提供することを目的としている。
第1の技術手段は、入力される高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅素子と、該高周波電力増幅素子の出力側に設けられ、当該高周波電力増幅素子のインピーダンスと前記増幅信号を受ける側のインピーダンスとを整合させる出力整合回路とを少なくとも有する高周波電力増幅器において、前記出力整合回路は、前記高周波電力増幅素子の増幅出力電力を検出する増幅電力検出手段と、該増幅電力検出手段で検出した増幅出力電力に基づいて整合特性を変化させる整合特性可変手段を備えていることを特徴としている。
この第1の技術手段では、高周波電力増幅素子の出力電力を増幅電力検出手段で検出し、検出した増幅出力電力に基づいて整合特性可変手段で整合特性を変化させることにより、出力整合回路の整合特性を高周波電力増幅素子の出力電力に応じた最適な状態に調整することができ、電力効率を向上させることができる。
また、第2の技術手段は、第1の技術手段において、前記増幅電力検出手段が、高周波電力増幅素子の出力側に接続された電力検出用微小コンデンサと、該電力検出用微小コンデンサと直列に接続されたダイオードとを有する検波回路を備え、前記ダイオードから高周波電力増幅素子の増幅出力電力に応じた直流電圧を出力するように構成されていることを特徴としている。
また、第2の技術手段は、第1の技術手段において、前記増幅電力検出手段が、高周波電力増幅素子の出力側に接続された電力検出用微小コンデンサと、該電力検出用微小コンデンサと直列に接続されたダイオードとを有する検波回路を備え、前記ダイオードから高周波電力増幅素子の増幅出力電力に応じた直流電圧を出力するように構成されていることを特徴としている。
この第2の技術手段では、増幅電力検出手段を、電力検出用微小コンデンサとこれに直列に接続されたダイオードとを有する検波回路で構成することにより、ダイオードから高周波電力増幅素子の増幅出力電力に応じた直流電圧を出力し、これを整合特性可変手段に供給することにより、整合特性可変手段を増幅出力電力に応じた直流電圧で制御することができ、簡易な構成で増幅電力検出手段を構成することができる。
さらに、第3の技術手段は、第1の技術手段において、前記増幅電力検出手段が、前記出力整合回路が整合用ストリップラインを有する場合に、当該整合用ストリップラインに所定間隔離間させて平行に配設した結合用ラインと、該結合用ラインと直列に接続されたダイオードとを有する検波回路を備え、前記ダイオードから高周波電力増幅素子の増幅出力電力に応じた直流電圧を出力するように構成されていることを特徴としている。
この第3の技術手段では、出力整合回路を構成する整合用ストリップラインに所定間隔を保って平行に配設した結合用ラインを設けることにより、集中定数型のコンデンサに代えて分布定数型のキャパシタを構成することができ、全体の構成を簡略化することができる。
さらにまた、第4の技術手段は、第1乃至第3の技術手段の何れか1つにおいて、前記整合特性可変手段は、整合素子と並列に形成したバイパス路と、該バイパス路に介装した前記増幅電力検出手段の検出信号に基づいてオン・オフするスイッチング素子とで構成されていることを特徴としている。
さらにまた、第4の技術手段は、第1乃至第3の技術手段の何れか1つにおいて、前記整合特性可変手段は、整合素子と並列に形成したバイパス路と、該バイパス路に介装した前記増幅電力検出手段の検出信号に基づいてオン・オフするスイッチング素子とで構成されていることを特徴としている。
この第4の技術手段では、整合特性可変手段をコンデンサ等の整合素子と並列にバイパス路を形成し、このバイパス路に整合素子をシャントするスイッチング素子を介装することにより、このスイッチング素子を増幅電力検出手段から入力される検出信号に基づいてオン・オフさせることにより、整合素子を介装するかシャントするかを選択して、整合特性を変化させることができる。
なおさらに、第5の技術手段は、第1乃至第3の技術手段の何れか1つにおいて、前記整合特性可変手段は、前記増幅電力検出手段の検出信号が制御電圧として入力される電圧可変容量素子で構成されていることを特徴としている。
この第5の技術手段は、整合素子が電圧可変容量素子で構成されていることにより、この電圧可変容量素子の電圧可変容量を増幅電力検出手段の検出信号レベルに正確に追従させて変更することができ、最適の電力効率を発揮することができる。
この第5の技術手段は、整合素子が電圧可変容量素子で構成されていることにより、この電圧可変容量素子の電圧可変容量を増幅電力検出手段の検出信号レベルに正確に追従させて変更することができ、最適の電力効率を発揮することができる。
また、第6の技術手段は、第1乃至第5の技術手段の何れか1つに記載された高周波電力増幅器を備えた無線通信機器を構成するようにしている。
この請求項6に係る技術手段では、無線通信機器の電力効率を向上させて、低消費電力化を図ることができると共に、無線通信機器の小型軽量化を図ることができる。
この請求項6に係る技術手段では、無線通信機器の電力効率を向上させて、低消費電力化を図ることができると共に、無線通信機器の小型軽量化を図ることができる。
以下、本発明の実施の形態を図面について説明する。
図1は本発明の第1の実施形態を示すブロック図であって、図中、1は高周波電力増幅器であって、高周波信号が入力される入力端子2と、この入力端子2に接続された入力インピーダンスを整合する入力整合回路3と、この入力整合回路3の整合出力がゲートに入力され、ドレインが電源供給用ストリップラインT1を介して電源端子6に接続され、ソースが接地された電力増幅素子としての電界効果トランジスタ4と、この電界効果トランジスタ4のドレインに接続された出力側インピーダンスを整合する出力整合回路5とを備えている。
図1は本発明の第1の実施形態を示すブロック図であって、図中、1は高周波電力増幅器であって、高周波信号が入力される入力端子2と、この入力端子2に接続された入力インピーダンスを整合する入力整合回路3と、この入力整合回路3の整合出力がゲートに入力され、ドレインが電源供給用ストリップラインT1を介して電源端子6に接続され、ソースが接地された電力増幅素子としての電界効果トランジスタ4と、この電界効果トランジスタ4のドレインに接続された出力側インピーダンスを整合する出力整合回路5とを備えている。
ここで、出力側整合回路5は、電界効果トランジスタ4のドレインと電源供給用ストリップラインT1との間に接続された整合用ストリップラインT2と、この整合用ストリップラインT2と出力端子7との間に介装された整合用コンデンサC1と、整合用ストリップラインT2及び整合用コンデンサC1との接続点と接地との間に直列に介装された整合用コンデンサC2及びC3と、整合用コンデンサC3と並列に接続されたバイパス路に介装されたスイッチング素子としてのスイッチング用トランジスタQ1と、このスイッチング用トランジスタQ1に制御電圧を入力する増幅電力検出手段としての検波回路8とで構成されている。ここで、整合用コンデンサC3、バイパス路及びスイッチング用トランジスタQ1で整合特性可変手段が構成されている。
検波回路8は、電界効果トランジスタ4のドレイン及び整合用ストリップラインT2との間に接続された電界効果トランジスタ4の出力電力のごく一部を検出する電力検出用微少容量コンデンサCcと、検出した出力電力を検波するダイオードDとで構成され、ダイオードDによって微少容量コンデンサCcで検出した出力電力を検波して直流電圧に変換し、この直流電圧を制御電圧としてスイッチング用トランジスタQ1に出力する。
次に、上記実施形態の動作を説明する。
先ず、出力整合回路5の整合用コンデンサC1〜C3の容量を、電界効果トランジスタ4のドレインから出力される出力電力が所定値より低い状態で、出力側インピーダンス即ち電界効果トランジスタ4の負荷インピーダンスが最適な状態となるように、選定しておく。
先ず、出力整合回路5の整合用コンデンサC1〜C3の容量を、電界効果トランジスタ4のドレインから出力される出力電力が所定値より低い状態で、出力側インピーダンス即ち電界効果トランジスタ4の負荷インピーダンスが最適な状態となるように、選定しておく。
この状態で、入力端子2に高周波電力を入力すると、入力された高周波電力が入力整合回路3に供給されることにより、入力インピーダンスが整合されて電界効果トランジスタ4のゲートに入力される。この電界効果トランジスタ4で電力増幅されて、その電力増幅された出力電力がドレインから出力整合回路5に入力される。
この状態で、電界効果トランジスタ4から増幅されて出力される出力電力は、そのごく一部が検波回路8の電力検出用微少微小容量コンデンサCcで検出されて、ダイオードDに供給される。このため、ダイオードDで検波して直流電圧に変換し、これを制御電圧としてスイッチング用トランジスタQ1に供給する。
この状態で、電界効果トランジスタ4から増幅されて出力される出力電力は、そのごく一部が検波回路8の電力検出用微少微小容量コンデンサCcで検出されて、ダイオードDに供給される。このため、ダイオードDで検波して直流電圧に変換し、これを制御電圧としてスイッチング用トランジスタQ1に供給する。
このとき、電界効果トランジスタ4から出力される出力電力が所定値より低い状態であるときには、ダイオードDから出力される直流電圧も低い状態となり、これがスイッチング用トランジスタQ1のベースに供給されることにより、このスイッチング用トランジスタQ1がオフ状態を維持することから、バイパス路が遮断状態となり、整合用ストリップラインT2と整合用コンデンサC1との接続点が整合用コンデンサC2及びC3を介して接地されることになり、低出力電力に応じた最適なインピーダンス整合が行われる。
この電界効果トランジスタ4からの出力電力が低出力電力状態となっている状態から入力端子2に入力される入力信号電力が増加し、これに応じて電界効果トランジスタ4から出力される出力電力が増加して、検波回路8のダイオードDから出力される直流電圧がスイッチング用トランジスタQ1をオン状態とする閾値電圧以上となると、スイッチング用トランジスタQ1がオン状態となり、これに応じて整合用コンデンサC3に対するバイパス路が形成されることにより、整合用コンデンサC3がシャントされて、出力整合回路5の並列コンデンサの容量が増加する。このため、電界効果トランジスタ4の高出力電力に応じた負荷インピーダンスを実現することができ、電力効率を向上させることができる。そして、電力効率を向上させることにより、低消費電力、発熱の抑制、機器の小型軽量化、電池駆動の場合の電池寿命の長期化に寄与することができる。また、整合状態が良くなることにより、負荷側からの反射電力が小さくなり、電界効果トランジスタ4の破壊を防止することができる。
なお、上記第1の実施形態においては、スイッチング素子としてスイッチング用トランジスタQ1を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、他の任意のスイッチング素子を適用することができる。
また、上記第1の実施形態においては、並列コンデンサの容量を調整する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図2に示すように、負荷に対して直列又は並列に接続されたインダクタLと並列にバイパス回路を形成し、このバイパス回路に検波回路8から入力される制御電圧でオン・オフ制御されるスイッチング素子SWを介装するようにしてもよく、さらに、図3に示すように、整合用ストリップラインT2の出力側と所定の中間点との間にバイパス回路を形成し、このバイパス回路にスイッチング素子SWを介装して、整合用スリップラインT2の長さを調整することにより、負荷インピーダンス整合を行うようにしてもよい。
また、上記第1の実施形態においては、並列コンデンサの容量を調整する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図2に示すように、負荷に対して直列又は並列に接続されたインダクタLと並列にバイパス回路を形成し、このバイパス回路に検波回路8から入力される制御電圧でオン・オフ制御されるスイッチング素子SWを介装するようにしてもよく、さらに、図3に示すように、整合用ストリップラインT2の出力側と所定の中間点との間にバイパス回路を形成し、このバイパス回路にスイッチング素子SWを介装して、整合用スリップラインT2の長さを調整することにより、負荷インピーダンス整合を行うようにしてもよい。
さらにまた、上記第1の実施形態においては、検波回路8の出力電圧が閾値電圧未満であるときにスイッチングトランジスタQ1をオフ状態とし、閾値電圧以上であるときにスイッチングトランジスタQ1をオン状態とする場合について説明したが、負荷インピーダンスを調整する際に、スイッチング素子のオン・オフを逆に動作させたいときには、検波回路8の出力側にインバータを介装すればよく、また、検波回路8の出力電圧がスイッチング素子の駆動に不足する場合には検波回路8の出力側に増幅器を介装すればよい。
なおさらに、上記第1の実施形態においては、検波回路8の出力電圧で並列コンデンサの容量を2段に切換える場合について説明したが、これに限定されるものではなく、検波回路8の出力電圧を異なる参照電圧が入力された複数の比較器に供給して、これら複数の比較器から得られる比較出力によって、並列コンデンサの容量を3段以上に切換えるようにしてもよく、この場合には、電界効果トランジスタ4の出力電力に基づいてよりきめ細かな負荷インピーダンスの調整を自動的に行うことができる。
次に、本発明の第2の実施形態を図4について説明する。
この第2の実施形態は、並列コンデンサの容量を検波回路8の制御電圧に応じて連続的に変化させるようにしたものである。
すなわち、第2の実施形態では、図4に示すように、前述した第1の実施形態における並列コンデンサを構成する整合用コンデンサC3及びそのバイパス回路が省略され、これらに代えて入力電圧に応じて容量が変換する可変容量素子としての可変容量ダイオードVCを適用し、この可変容量ダイオードVCと整合用コンデンサC2との接続点に検波回路8の制御電圧をインバータIV及び電流制限抵抗RLを介して供給するように構成したことを除いては前述した図1と同様の構成を有し、図1との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。ここで、可変容量ダイオードVC、電流制限抵抗RL及びインバータIVで整合特性可変手段が構成されている。
この第2の実施形態は、並列コンデンサの容量を検波回路8の制御電圧に応じて連続的に変化させるようにしたものである。
すなわち、第2の実施形態では、図4に示すように、前述した第1の実施形態における並列コンデンサを構成する整合用コンデンサC3及びそのバイパス回路が省略され、これらに代えて入力電圧に応じて容量が変換する可変容量素子としての可変容量ダイオードVCを適用し、この可変容量ダイオードVCと整合用コンデンサC2との接続点に検波回路8の制御電圧をインバータIV及び電流制限抵抗RLを介して供給するように構成したことを除いては前述した図1と同様の構成を有し、図1との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。ここで、可変容量ダイオードVC、電流制限抵抗RL及びインバータIVで整合特性可変手段が構成されている。
この第2の実施形態によると、整合用コンデンサC2と直列に接続された可変容量ダイオードVCの端子間容量と逆方向電圧との関係が図5に示すように、逆方向電圧の増加に応じて端子間容量が減少する特性を有するので、入力端子2に入力される入力信号の電力が小さくて、電界効果トランジスタ4のドレインから出力される出力電力のレベルが小さいときには、検波回路8のダイオードDで検波されて出力される制御電力Vcが小さい値となり、これがインバータIVで反転増幅されるので、このインバータIVの出力電圧は比較的高い電圧となる。この結果、可変容量ダイオードVCの端子間容量Cvは小さい値となる。
このため、整合用コンデンサC2と可変容量ダイオードVCとの合成容量Ctは、Ct=C2×Cv/(C2+Cv)で表され、可変容量ダイオードVCの端子間容量Cvが小さい値となるので、合成容量Ctも小さい値となる。前述した電界効果トランジスタ4から出力される低レベルの出力電力に応じた最適な負荷インピーダンスを設定することができる。
この電界効果トランジスタ4の低出力電力状態から、入力信号の電力レベルが増加することにより、電界効果トランジスタ4のドレインから出力される出力電力が増加すると、これに応じて検波回路8のダイオードDから出力される制御電圧Vcも増加することになり、可変容量ダイオードVCの端子間容量Cvも増加する。
このため、整合用コンデンサC2と可変容量ダイオードVCとの合成容量Ctも増加することになり、電界効果トランジスタ4の出力電力に対応した最適な負荷インピーダンスを設定することができる。
このため、整合用コンデンサC2と可変容量ダイオードVCとの合成容量Ctも増加することになり、電界効果トランジスタ4の出力電力に対応した最適な負荷インピーダンスを設定することができる。
このように、上記第2の実施形態によれば、電界効果トランジスタ4の出力電力レベルの増加に追従して出力整合回路5に設けた可変容量ダイオードVCの端子間容量Cvが連続的に増加することになり、きめ細かく負荷インピーダンス調整を行うことができ、電界効果トランジスタ4の出力電力の変化に応じて最適な負荷インピーダンスの設定を行うことができる。
なお、上記第1及び第2の実施形態においては、検波回路8として、電力検出用微少容量コンデンサCcを適用した集中定数型に構成した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図6に示すように、電界効果トランジスタ4のドレインに接続された整合用ストリップラインT2の近傍にこれと平行に所定距離離間して接合用微少ラインCLを配設して分布定数型キャパシタを構成し、この接合用微少ラインCLから出力される出力電力をダイオードDに供給して検波するように構成してもよい。
また、上記第1及び第2の実施形態においては、電力増幅素子として電界効果トランジスタ4を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタ等の他の電力増幅素子を適用することができる。
上記したように、第1及び第2の実施形態では、電界効果トランジスタ4の出力電力の一部を検波回路8でピックアップし、ピックアップした微少電力をダイオードDで検波して直流電圧に変換し、これを負荷インピーダンスの制御信号として使用するようにしたので、制御信号が電界効果トランジスタ4の出力電力に正確に対応して変化することになり、この制御信号をもとに出力整合回路の定数を変化させるので、電界効果トランジスタ4の出力電力レベルに完全に対応した最適負荷インピーダンスを実現することができる。このため、回路構成を簡略化することができ、小型、軽量、低コストで、しかも高効率の高周波電力増幅器を実現することができる。
上記したように、第1及び第2の実施形態では、電界効果トランジスタ4の出力電力の一部を検波回路8でピックアップし、ピックアップした微少電力をダイオードDで検波して直流電圧に変換し、これを負荷インピーダンスの制御信号として使用するようにしたので、制御信号が電界効果トランジスタ4の出力電力に正確に対応して変化することになり、この制御信号をもとに出力整合回路の定数を変化させるので、電界効果トランジスタ4の出力電力レベルに完全に対応した最適負荷インピーダンスを実現することができる。このため、回路構成を簡略化することができ、小型、軽量、低コストで、しかも高効率の高周波電力増幅器を実現することができる。
次に、本発明の第3の実施形態を図7について説明する。
この第3の実施形態は、本発明による高周波増幅器を携帯型無線通信機器としての無線LAN装置に適用したものである。
すなわち、第3の実施形態では、図7に示すように、送受信アンテナ51が送受切換回路52に接続され、この送受切換回路52の受信側出力端子が受信回路53に接続され、送信側入力端子が送信回路54に接続されている。
この第3の実施形態は、本発明による高周波増幅器を携帯型無線通信機器としての無線LAN装置に適用したものである。
すなわち、第3の実施形態では、図7に示すように、送受信アンテナ51が送受切換回路52に接続され、この送受切換回路52の受信側出力端子が受信回路53に接続され、送信側入力端子が送信回路54に接続されている。
受信回路53は、送受切換回路52から出力される受信信号が入力されるローノイズアンプ55と、このローノイズアンプ55の増幅出力信号が入力されるバンドパスフィルタ56と、このバンドパスフィルタ56のフィルタ出力が入力されると共に、局部信号発振器57から出力される局部発振信号が入力され、フィルタ出力をダウンコンバートして中間周波信号IFに変換するミキサ58と、このミキサ58から出力される中間周波信号IFが入力されるバンドパスフィルタ59とを備えており、バンドパスフィルタ59のフィルタ出力が受信データとしてベースバンド信号処理回路60に入力される。
一方、送信回路54は、ベースバンド信号処理回路60から出力される送信信号が入力されると共に、前述した発振器57から出力される局部発振信号が入力され、送信信号をアップコンバートして出力するミキサ61と、このミキサ61から出力される送信信号が入力されるバンドパスフィルタ62と、このバンドパスフィルタ62のフィルタ出力を増幅して送受切換回路52に出力する前述した第1又は第2の実施形態の何れかの高周波電力増幅器1が適用されるパワーアンプ63とを備えている。ここで、ベースバンド信号処理回路60は、アクセスポイントに対して送信信号を送信する際に、アクセスポイントとの距離即ち受信信号強度に応じて出力電力を制御することにより、パワーアンプ63の消費電力を最小限に抑えるように送信信号電力を制御するように構成されている。
この第3の実施形態では、ベースバンド信号処理回路60で送信信号が存在しないときには、送受切換回路52を受信回路53側に切換えて受信状態となり、他のアクセスポイント等から送信された送信信号を送受信アンテナ51で受信すると、これが送受切換回路52を介してローノイズアンプ55に供給され、このローノイズアンプ55で増幅してからミキサ58で中間周波信号にダウンコンバートし、バンドパスフィルタ59でフィルタ処理した受信データをベースバンド信号処理回路60に入力することにより、受信データ処理が行われる。
また、ベースバンド信号処理回路60で他のアクセスポイント等に対する送信データが存在する場合には、送受切換回路52を送信回路54側に切換えて、アクセスポイント等の距離に応じて電力制御した送信データをミキサ61に出力することにより、このミキサ61でアップコンバートしてからバンドパスフィルタ62でフィルタ処理し、最後にパワーアンプ63で増幅して送受切換回路52を介して送受信アンテナ51に供給して、他のアクセスポイント等に送信する。
この無線LAN装置でも、パワーアンプ63では、入力される送信信号の電力が変化することにより、出力電力が変化することになり、パワーアンプ63を構成する高周波電力増幅器の負荷インピーダンス整合が重要であり、この高周波電力増幅器が前述した第1又は第2の実施形態の何れかの増幅器が適用されることにより、高周波入力信号を増幅した増幅出力電力の変動に応じた最適な負荷インピーダンス整合を正確に行うことができ、簡易な回路構成で小型、軽量、低コストでしかも、高効率の高周波電力増幅器を実現することができる。このため、無線LAN装置を電池で駆動する場合に、その電池寿命を長期化することができると共に、発熱も抑制することができる。また、電力増幅素子の破壊を防止することができる。
なお、上記第3の実施形態では、本発明を無線LAN装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、2.4GHz帯のISMバンドを用いて周波数ホッピング方式で無線通信を行う近距離無線通信機器や、携帯電話機等の移動無線通信機器に適用することができ、その他任意の通信機器に適用することができる。
1…高周波電力増幅器、2…入力端子、3…入力整合回路、4…電界効果トランジスタ、5…出力整合回路、6…電源端子、7…出力端子、8…検波回路、T1…電源供給用ストリップライン、T2…整合用ストリップライン、C1〜C3…整合用コンデンサ、Q1…スイッチングトランジスタ、Cc…電力検出用微少容量コンデンサ、D…ダイオード、CV…可変容量ダイオード、IV…インバータ、51…送受信アンテナ、52…送受切換回路、53…受信回路、54…送信回路、55…ローノイズアンプ、57…局部信号発振器、58…ミキサ、60…ベースバンド信号処理回路、61…ミキサ、63…パワーアンプ
Claims (6)
- 入力される高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅素子と、該高周波電力増幅素子の出力側に設けられ、当該高周波電力増幅素子のインピーダンスと前記増幅信号を受ける側のインピーダンスとを整合させる出力整合回路とを少なくとも有する高周波電力増幅器において、前記出力整合回路は、前記高周波電力増幅素子の増幅出力電力を検出する増幅電力検出手段と、該増幅電力検出手段で検出した増幅出力電力に基づいて整合特性を変化させる整合特性可変手段を備えていることを特徴とする高周波電力増幅器。
- 前記増幅電力検出手段は、高周波電力増幅素子の出力側に接続された電力検出用微小コンデンサと、該電力検出用微小コンデンサと直列に接続されたダイオードとを有する検波回路を備え、前記ダイオードから高周波電力増幅素子の増幅出力電力に応じた直流電圧を出力するように構成されていることを特徴とする請求項1記載の高周波電力増幅器。
- 前記増幅電力検出手段は、前記出力整合回路が整合用ストリップラインを有する場合に、当該整合用ストリップラインに所定間隔離間させて平行に配設した結合用ラインと、該結合用ラインと直列に接続されたダイオードとを有する検波回路を備え、前記ダイオードから高周波電力増幅素子の増幅出力電力に応じた直流電圧を出力するように構成されていることを特徴とする請求項1記載の高周波電力増幅器。
- 前記整合特性可変手段は、整合素子と並列に形成したバイパス路と、該バイパス路に介装した前記増幅電力検出手段の検出信号に基づいてオン・オフするスイッチング素子とで構成されていることを特徴とする請求項1乃至3の何れか1項に記載の高周波電力増幅器。
- 前記整合特性可変手段は、前記増幅電力検出手段の検出信号が制御電圧として入力される電圧可変容量素子で構成されていることを特徴とする請求項1乃至3の何れか1項に記載の高周波電力増幅器。
- 請求項1乃至6の何れか1項に記載された高周波電力増幅器を備えた無線通信機器。
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