JP2005072939A - Pll modem and digital signal transceiver using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、PLL変復調器とこれを用いたデジタル信号送受信機に係り、さらに詳しくは、一つのPLL回路を変調にも復調にも用いるデジタル信号送受信装置に関するものである。 The present invention relates to a PLL modulator / demodulator and a digital signal transmitter / receiver using the same, and more particularly to a digital signal transmitter / receiver that uses a single PLL circuit for both modulation and demodulation.
従来のデジタル信号送受信機は、以下に示す構成をしていた。即ち、図5において、受信系は主に、アンテナ71が共通端子に接続されるアンテナスイッチ72と、このアンテナスイッチ72の一方の端子が接続された受信用フィルタ73と、この受信用フィルタ73の出力が接続された高周波増幅器74と、この高周波増幅器74の出力が一方の入力に接続された受信用ミキサ76と、この受信用ミキサ76の出力が接続された中間周波数フィルタ77と、この中間周波数フィルタ77の出力が接続された中間周波数増幅器78と、この中間周波数増幅器78の出力が接続されたPLL復調器79と、このPLL復調器79の出力が接続された出力端子80とで構成されていた。
The conventional digital signal transmitter / receiver has the following configuration. That is, in FIG. 5, the reception system mainly includes an
一方、送信系は主に、入力端子81に接続されたPLL変調器82と、このPLL変調器82の出力が他方の端子に接続されたスイッチ84と、このスイッチ84の共通端子からの出力が接続されたPLL発振器75と、このPLL発振器75の出力とアンテナスイッチ72の他方の端子との間に接続された電力増幅器85とで構成されていた。
On the other hand, the transmission system mainly includes a
また、基準発振器83の出力はスイッチ84の一方の端子に接続されるとともに、PLL変調器82の他方の入力に接続されていた。また、PLL発振器75の出力は、受信用ミキサ76の他方の入力にも接続されていた。
The output of the
以上のように構成されたデジタル信号送受信機において、以下にその動作を説明する。先ず、受信系について説明する。アンテナ71で受信された高周波受信信号は、アンテナスイッチ72の共通端子に入力されるとともに、このアンテナスイッチ72の一方の端子を介して受信用フィルタ73に入力される。
The operation of the digital signal transceiver configured as described above will be described below. First, the receiving system will be described. A high-frequency received signal received by the
この受信用フィルタ73により希望信号が選択される。この希望信号は高周波増幅器74で増幅されたのち、受信用ミキサ76でPLL発振器75の出力信号と混合され、中間周波数となって出力される。
A desired signal is selected by the
さらに、この中間周波数となった信号は中間周波数フィルタ77により希望信号以外の不要な信号が除去された後、中間周波数増幅器78で増幅される。この増幅された信号はPLL復調器79で復調され、出力端子80から復調されたデジタル信号が出力される。このとき、スイッチ84は、実線で示すように基準発振器83の出力がPLL発振器75に入力されるように切替えられている。
Further, the signal having the intermediate frequency is amplified by the
次に送信系について説明する。入力端子81に入力されたデジタル信号は、PLL変調器82においてデジタル変調されて送信信号が生成される。この送信信号は、スイッチ84を介してPLL発振器75に入力されることにより、PLL発振器75から高周波送信信号として出力される。
Next, the transmission system will be described. The digital signal input to the
さらに、この高周波送信信号は、電力増幅器85で電力増幅されたのち、アンテナスイッチ72を介して、アンテナ71から送信される。このとき、スイッチ84は、点線で示すように受信時と異なり、PLL変調器82の出力が、直接PLL発振器75に入力されるように切替えられている。
Further, the high-frequency transmission signal is amplified by the
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献1が知られている。
しかしながらこのような従来のデジタル信号送受信機に用いるPLL復調器とPLL変調器では、受信時に用いるPLL復調器79と、送信時に用いるPLL変調器82とをそれぞれ別に設けており、大型化するという課題があった。
However, in the PLL demodulator and the PLL modulator used in such a conventional digital signal transmitter / receiver, the
本発明は、この問題を解決したもので、一個のPLLループ回路を、受信時と送信時に共通に用いることにより、小型のPLL変復調器を提供することを目的とするものである。 The present invention solves this problem, and an object of the present invention is to provide a small PLL modulator / demodulator by using one PLL loop circuit in common during reception and transmission.
この目的を達成するために本発明のPLL変復調器は、以下の構成を有する。すなわち、復調時において前記第1の入力端子にデジタル変調された受信信号が入力されるとともに、第2の入力端子には信号が入力されず、第1の出力端子からは復調されたデジタル信号が出力され、変調時において前記第1の入力端子には基準発振器の信号が入力されるとともに、第2の入力端子にはデジタル信号が入力され、前記第2の出力端子からはデジタル変調された送信信号が出力される構成とし、前記PLLループ制御端子からの制御データによって変調時が復調時よりも、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数を低く設定し、前記チャージポンプの充放電電流を小さく設定し、前記位相比較周波数を低く設定したことにより、一個の前記PLLループ回路を復調用または変調用として共用できる。これにより、小型のPLL変復調器を提供することができる。 In order to achieve this object, the PLL modem according to the present invention has the following configuration. That is, at the time of demodulation, a received signal that has been digitally modulated is input to the first input terminal, no signal is input to the second input terminal, and a demodulated digital signal is output from the first output terminal. At the time of modulation, a reference oscillator signal is input to the first input terminal, a digital signal is input to the second input terminal, and a digitally modulated transmission is transmitted from the second output terminal. The signal is output, and the modulation frequency is set lower than the demodulation time by the control data from the PLL loop control terminal, the cut-off frequency of the low-pass filter is set lower, and the charge / discharge current of the charge pump is set lower. By setting the phase comparison frequency low, one PLL loop circuit can be shared for demodulation or modulation. Thereby, a small PLL modulator / demodulator can be provided.
本発明の請求項1に記載の発明は、第1の入力端子と、この第1の入力端子に入力された信号が供給される基準分周器と、この基準分周器の出力が一方の入力に供給される位相比較器と、この位相比較器の出力が供給されるチャージポンプと、このチャージポンプの出力が供給されるローパスフィルタと、このローパスフィルタの出力が一方の入力に供給される電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の出力と前記位相比較器の他方の入力との間に接続された比較分周器と、前記ローパスフィルタの出力に接続された第1の出力端子と、前記電圧制御発振器の他方の入力に接続された第2の入力端子と、前記電圧制御発振器の出力に接続された第2の出力端子と、前記基準分周器と前記位相比較器と前記チャージポンプと前記ローパスフィルタと前記電圧制御発振器と前記比較分周器とからなるPLLループ回路と、このPLLループ回路を制御するPLLループ制御部と、前記PLLループ制御部を制御するためのPLLループ制御端子とを備え、前記第1の入力端子にデジタル変調された受信信号が入力されるとともに、前記第2の入力端子はグランドに接続し、前記第1の出力端子からは前記受信信号が復調されたデジタル信号が出力されて復調器を形成し、前記第1の入力端子には基準発振器の信号が入力されるとともに、前記第2の入力端子にはデジタル信号が入力され、前記第2の出力端子からはデジタル変調された送信信号が出力されて変調器を形成し、前記PLLループ制御端子からの制御データによって前記変調器が前記復調時よりも、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数を低く設定し、前記チャージポンプの充放電電流を小さく設定し、前記位相比較周波数を低く設定したPLL変復調器である。 According to the first aspect of the present invention, there is provided a first input terminal, a reference frequency divider to which a signal inputted to the first input terminal is supplied, and an output of the reference frequency divider is one of them. A phase comparator supplied to the input, a charge pump supplied with the output of the phase comparator, a low pass filter supplied with the output of the charge pump, and an output of the low pass filter supplied to one input A voltage controlled oscillator; a comparison frequency divider connected between the output of the voltage controlled oscillator and the other input of the phase comparator; a first output terminal connected to the output of the low pass filter; A second input terminal connected to the other input of the voltage controlled oscillator; a second output terminal connected to the output of the voltage controlled oscillator; the reference frequency divider; the phase comparator; the charge pump; The low-pass fill A PLL loop circuit comprising the voltage controlled oscillator and the comparison frequency divider, a PLL loop control unit for controlling the PLL loop circuit, and a PLL loop control terminal for controlling the PLL loop control unit, A digitally modulated received signal is input to the first input terminal, the second input terminal is connected to the ground, and a digital signal obtained by demodulating the received signal is output from the first output terminal. A demodulator is formed, and a signal of a reference oscillator is input to the first input terminal, a digital signal is input to the second input terminal, and digital modulation is performed from the second output terminal. The transmitted signal is output to form a modulator, and the modulator is controlled by the control data from the PLL loop control terminal so that the modulator Set low cutoff frequency, the charging and discharging current of the charge pump is set small, a PLL modem to set lower the phase comparison frequency.
これにより、一個のPLLループ回路を、変調器あるいは復調器として共用できるので、小型のPLL変復調器が実現できる。また、このように一個のPLLループ回路を共用することにより、部品点数を少なくすることができるので、低価格化が実現できる。 Thereby, since one PLL loop circuit can be shared as a modulator or a demodulator, a small PLL modulator / demodulator can be realized. In addition, by sharing one PLL loop circuit in this way, the number of parts can be reduced, so that the price can be reduced.
つまり、復調時には、ローパスフィルタのカットオフ周波数が高く設定されることにより、PLL変復調器に入力されるデジタル変調された受信信号の最高周波数を高くできる、つまりデジタル変調された受信信号の変調占有帯域幅を広帯域にできる。また、チャージポンプの充放電電流が大きく設定されることにより、PLLループ回路のループゲインが大きくなるので、デジタル変調された受信信号の周波数偏移への追従性が良好となる。さらに、位相比較器の一方の入力に供給される比較周波数を高くすることにより、電圧制御発振器の発振信号の位相雑音を小さくできる。 That is, at the time of demodulation, by setting the cutoff frequency of the low-pass filter high, the maximum frequency of the digitally modulated received signal input to the PLL modulator / demodulator can be increased, that is, the modulation occupied band of the digitally modulated received signal The width can be widened. Further, since the charge gain / discharge current of the charge pump is set to be large, the loop gain of the PLL loop circuit is increased, so that the followability to the frequency shift of the digitally modulated received signal is improved. Further, by increasing the comparison frequency supplied to one input of the phase comparator, the phase noise of the oscillation signal of the voltage controlled oscillator can be reduced.
このように、この復調時のPLL変復調器は、高速の周波数偏移を有するとともに広帯域の変調占有帯域幅を有するデジタル変調された受信信号がPLL変復調器に入力されても、忠実に復調されたデジタル信号が出力できることになる。 In this way, the PLL modulator / demodulator at the time of demodulation was faithfully demodulated even when a digitally modulated received signal having a high frequency shift and a broadband modulation occupation bandwidth was input to the PLL modulator / demodulator. A digital signal can be output.
一方変調時には、ローパスフィルタのカットオフ周波数が低く設定されるので、デジタル信号により周波数変調された成分および雑音成分が除去されることになる。従って、電圧制御発振器の入力には、主に電圧制御発振器の発振成分のみ供給されて制御されることになる。 On the other hand, at the time of modulation, the cutoff frequency of the low-pass filter is set low, so that components and noise components that have been frequency modulated by the digital signal are removed. Therefore, only the oscillation component of the voltage controlled oscillator is mainly supplied to and controlled by the input of the voltage controlled oscillator.
また、チャージポンプの充放電電流が小さく設定されることにより、PLLループ回路のループゲインが減少するので、PLLループ応答性を遅く設定できる。これにより、PLLループ回路は、デジタル信号による周波数変調された成分および雑音成分には追従せず、電圧制御発振器の発振周波数に追従するようになる。 Moreover, since the loop gain of the PLL loop circuit is reduced by setting the charge / discharge current of the charge pump to be small, the PLL loop response can be set late. As a result, the PLL loop circuit does not follow the frequency-modulated component and noise component of the digital signal, but follows the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator.
さらに、位相比較器の一方の入力に供給される比較周波数を低くすることにより、電圧制御発振器の発振周波数のずれに対して補正できる最小ステップ周波数を小さくできるので、電圧制御発振器の発振周波数は正確に制御される。 Furthermore, by lowering the comparison frequency supplied to one input of the phase comparator, the minimum step frequency that can be corrected for deviations in the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator can be reduced, so that the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator is accurate. Controlled.
このように、変調時のPLL変復調器は、高速の周波数偏移を有するとともに広帯域の変調占有帯域幅を有するデジタル信号が入力された場合においても、精度の高い発振周波数を持つとともに少ない雑音成分を持つデジタル変調された送信信号を出力できることになる。 Thus, the PLL modulator / demodulator at the time of modulation has a high-accuracy oscillation frequency and a small noise component even when a digital signal having a high-speed frequency shift and a wide modulation occupation bandwidth is input. The digitally modulated transmission signal can be output.
本発明の請求項2に記載の発明は、受信系と送信系と請求項1に記載のPLL変復調器を有するデジタル信号送受信機において、受信系においては、高周波受信信号が高周波入力端子を介して一方の入力に供給されるとともに、PLL発振器の出力が他方の入力に供給される受信用ミキサと、この受信用ミキサの出力が第1のスイッチを介して第1の入力端子に供給されるPLL変復調器と、このPLL変復調器の第1の出力端子から出力されたデジタル信号が供給される受信用出力端子と、前記PLL発振器の入力には第2のスイッチを介して信号が供給される基準発振器と、前記PLL変復調器の第2の入力端子が共通端子に接続されるとともにグランドに接続された第3のスイッチとを備え、送信系においては、変調用入力端子に入力されたデジタル信号が前記第3のスイッチを介して前記PLL変復調器の第2の入力端子に入力されるとともに、前記基準発振器の出力が前記第1のスイッチを介して前記第1の入力端子に供給される前記PLL変復調器と、このPLL変復調器の第2の出力端子からのデジタル変調された送信信号が前記第2のスイッチを介して供給される前記PLL発振器と、このPLL発振器の出力である高周波送信信号が供給される高周波出力端子とを備え、前記第1、前記第2、前記第3のスイッチをそれぞれ切替えることにより、受信および送信を可能としたデジタル信号送受信機であり、一個のPLLループ回路を、送信時には変調器として受信時には復調器として共用できるので、小型化されたデジタル信号送受信機を実現することができる。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a digital signal transmitter / receiver having a reception system, a transmission system, and the PLL modulator / demodulator according to the first aspect. A receiving mixer in which the output of the PLL oscillator is supplied to one input and the output of the PLL oscillator is supplied to the other input, and a PLL in which the output of the receiving mixer is supplied to the first input terminal via the first switch A modem, a receiving output terminal to which a digital signal output from the first output terminal of the PLL modulator / demodulator is supplied, and a reference to which a signal is supplied to the input of the PLL oscillator via a second switch An oscillator and a third switch having a second input terminal of the PLL modulator / demodulator connected to the common terminal and connected to the ground are provided. In the transmission system, an input is provided to the modulation input terminal. The digital signal is input to the second input terminal of the PLL modulator / demodulator via the third switch, and the output of the reference oscillator is input to the first input terminal via the first switch. The PLL modulator / demodulator supplied, the PLL oscillator to which a digitally modulated transmission signal from the second output terminal of the PLL modulator / demodulator is supplied via the second switch, and the output of the PLL oscillator A high-frequency output terminal to which a certain high-frequency transmission signal is supplied, and a digital signal transceiver capable of receiving and transmitting by switching each of the first, second, and third switches. Since the PLL loop circuit can be shared as a modulator at the time of transmission and as a demodulator at the time of reception, a miniaturized digital signal transceiver can be realized.
また、このように一個のPLLループ回路を共用することにより、部品点数を少なくすることができるので、デジタル信号送受信機として低価格化が実現できる。 In addition, by sharing one PLL loop circuit in this way, the number of parts can be reduced, so that the price can be reduced as a digital signal transceiver.
本発明の請求項3に記載の発明は、受信系から送信系に切替える場合において、第1のスイッチを切替えた後、PLL変復調器を復調から変調に切替えることとした請求項2に記載のデジタル信号送受信機であり、第1のスイッチを受信状態から送信状態に切替えた後、PLL変復調器を復調から変調に切替えるものである。 According to a third aspect of the present invention, in the case of switching from the reception system to the transmission system, after switching the first switch, the PLL modulator / demodulator is switched from demodulation to modulation. It is a signal transceiver, and after switching the first switch from the reception state to the transmission state, the PLL modulator / demodulator is switched from demodulation to modulation.
これにより、受信状態から送信状態への切替え期間において、基準発振器の信号が基準分周器を介して位相比較器に最初に供給される。この基準発振器の信号が供給された後に、PLL変復調器は復調から変調に切替えられて、PLLループ回路の電圧制御発振器が発振周波数を制御される。 As a result, in the switching period from the reception state to the transmission state, the signal of the reference oscillator is first supplied to the phase comparator via the reference frequency divider. After the reference oscillator signal is supplied, the PLL modulator / demodulator is switched from demodulation to modulation, and the voltage controlled oscillator of the PLL loop circuit controls the oscillation frequency.
このとき、位相比較器の一方の入力には基準発振器の信号がすでに供給されているので、PLL変復調器のPLLループ応答時間が短縮できる。つまり、送信データと受信データの間隔を短縮できるので、一定時間における送受信データ量を増すことができる。 At this time, since the signal of the reference oscillator is already supplied to one input of the phase comparator, the PLL loop response time of the PLL modem can be shortened. That is, since the interval between the transmission data and the reception data can be shortened, the amount of transmission / reception data in a certain time can be increased.
本発明の請求項4に記載の発明は、受信系から送信系に切替える場合において、最初に第1のスイッチを切替え、次にPLL変復調器を復調から変調に切替え、さらにこのPLL変復調器を復調から変調に切替えた後に第2のスイッチを切替えることとした請求項2に記載のデジタル信号送受信機であり、第1のスイッチを受信状態から送信状態に切替えた後、PLL変復調器を復調から変調に切替えるものである。
According to the fourth aspect of the present invention, when switching from the reception system to the transmission system, the first switch is switched first, then the PLL modulator / demodulator is switched from demodulation to modulation, and the PLL modulator / demodulator is demodulated. 3. The digital signal transceiver according to
これにより、受信状態から送信状態への切替え期間において、基準発振器の信号が基準分周器を介して位相比較器に最初に供給される。さらに、この基準発振器の信号が供給された後に、PLL変復調器が復調状態から変調状態に切替えられて、電圧制御発振器の発振周波数がPLLループ回路により制御される。このとき、位相比較器の一方の入力には基準発振器の信号がすでに供給されているので、PLL変復調器のPLLループ応答時間が短縮できる。 As a result, in the switching period from the reception state to the transmission state, the signal of the reference oscillator is first supplied to the phase comparator via the reference frequency divider. Further, after the reference oscillator signal is supplied, the PLL modulator / demodulator is switched from the demodulated state to the modulated state, and the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator is controlled by the PLL loop circuit. At this time, since the signal of the reference oscillator is already supplied to one input of the phase comparator, the PLL loop response time of the PLL modem can be shortened.
さらに、その後に、第3のスイッチを受信状態から送信状態に切替えることとしている。そのため、すでに所定の信号となった送信信号がPLL発振器の入力に供給されることになるので、PLL発振器の安定する時間が短縮されることになる。 Further, after that, the third switch is switched from the reception state to the transmission state. For this reason, the transmission signal that has already become the predetermined signal is supplied to the input of the PLL oscillator, so that the stabilization time of the PLL oscillator is shortened.
このように、送信データと受信データの間隔をさらに短縮できるので、一定時間における送受信データ量をさらに増すことができる。 As described above, since the interval between the transmission data and the reception data can be further shortened, the amount of transmission / reception data in a certain time can be further increased.
以上のように本発明によれば、一個のPLLループ回路で、PLLループ制御端子からの制御データによって、変調時が復調時よりも、ローパスフィルタのカットオフ周波数を低く設定し、チャージポンプの充放電電流を小さく設定し、位相比較周波数を低く設定することにより変調器または復調器として共用できる。従って、小型のPLL変復調器が実現できる。 As described above, according to the present invention, in one PLL loop circuit, the cutoff frequency of the low-pass filter is set lower than the time of demodulation by the control data from the PLL loop control terminal, and the charge pump is charged. By setting the discharge current small and setting the phase comparison frequency low, it can be shared as a modulator or demodulator. Therefore, a small PLL modulator / demodulator can be realized.
また、このように一個のPLLループ回路で変調と復調とを共用することにより、PLL変復調器の周辺の部品点数を少なくすることができるので、低価格化が実現できる。 In addition, by sharing modulation and demodulation with one PLL loop circuit in this way, the number of parts around the PLL modulator / demodulator can be reduced, so that the price can be reduced.
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1におけるPLL変復調器1のブロック図である。図1において、PLL変復調器1は、以下のように構成されている。即ち、復調用入力端子1aは、基準分周器2に接続されている。この基準分周器2の出力は、位相比較器3の一方の入力に接続されている。この位相比較器3の出力は、チャージポンプ4の入力に接続されている。このチャージポンプ4の出力は、スイッチ5の共通端子に接続されている。このスイッチ5の一方の端子は、ローパスフィルタ6に接続されているとともに、スイッチ5の他方の端子には、ローパスフィルタ7が接続されている。このローパスフィルタ6および7の出力は、復調用出力端子1bに接続されるとともに、電圧制御発振器8の一方の入力8aに接続されている。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram of a PLL modulator /
また、この電圧制御発振器8の出力と位相比較器3の他方の入力との間には、比較分周器9が接続されている。これらの基準分周器2、位相比較器3、チャージポンプ4、スイッチ5、ローパスフィルタ6または7、電圧制御発振器8および比較分周器9によりPLLループ回路10が構成されている。さらに、電圧制御発振器8の他方の入力8bには、送信用入力端子1cが接続されている。また、電圧制御発振器8の出力には、変調用出力端子1dが接続されている。
A
さらに、PLLループ回路10を制御するために、PLLループ制御部11が構成されている。このPLLループ制御部11の入力には、PLLループ制御端子1eが接続されている。このPLLループ制御端子1eに制御用データを入力することにより、PLL変復調器1の復調時と変調時の設定を可能としている。
Further, a PLL
以上のように構成された本発明のPLL変復調器1がデジタル信号送受信機に用いられた場合において、受信時と送信時におけるPLL変復調器1のそれぞれの動作を説明する。
The operation of the PLL modulator /
デジタル信号送受信機が受信時においては、PLL変復調器1は復調器として動作する。ここで、デジタル変調された受信信号が、PLL変復調器1の復調用入力端子1aに入力される。このデジタル変調された受信信号は、デジタル変調信号に応じた周波数帯域と周波数偏移速度を有している。
When the digital signal transceiver is receiving, the
そのため、PLL変復調器1は、デジタル変調された受信信号の周波数帯域と周波数偏移速度に応じてPLLループ回路10としての広帯域性と高速性の設定が重要である。
Therefore, it is important for the PLL modulator /
デジタル信号送受信機が送信時においては、PLL変復調器1は変調器として動作する。ここで、デジタル信号が送信用入力端子1cを介して電圧制御発振器8の他方の入力に供給され、電圧制御発振器8によりデジタル変調される。このとき、PLLループ回路10は変調された電圧制御発振器8の発振周波数f(vco)を位相ロックし、デジタル変調された変調信号が位相ロックされないようにPLLループゲインの設定を行う。
When the digital signal transceiver is transmitting, the PLL modulator /
そのため、PLL変復調器1は、デジタル変調された送信信号の周波数帯域と周波数偏移速度に応じてPLLループ回路10としての狭帯域性と低速性の設定が重要である。
Therefore, it is important for the PLL modulator /
これを実現するために、復調時と変調時において、PLLループ回路10は、基準分周器2と比較分周器9の分周比、チャージポンプ4の充放電電流、カットオフ周波数の異なるローパスフィルタ6と7の切替えが必要となる。
In order to realize this, the
以下PLL変復調器1の復調時について、具体的に説明する。このPLL変復調器1において、復調用入力端子1aに入力された受信信号の周波数f(IF)は、基準分周器2によって1/Rに分周されたのち、位相比較器3の一方の入力に供給される。この位相比較器3では、位相比較器3の一方の入力に供給された信号と他方の入力に供給された信号とが位相比較され、その位相差の信号が出力となってチャージポンプ4に入力される。このチャージポンプ4では、入力された位相差の信号に応じて、チャージポンプ4の出力である出力電流に対して注入、吸い込みが行われる。
Hereinafter, the demodulation of the
また、チャージポンプ4の出力は、スイッチ5の共通端子に接続される。このとき、スイッチ5は、高いカットオフ周波数を有するローパスフィルタ6が接続された一方の端子と共通端子とが接続されるように設定される。このため、チャージポンプ4の出力は、高いカットオフ周波数を有するローパスフィルタ6に入力される。このローパスフィルタ6では、受信信号の持つ周波数帯域以外の不要な雑音成分が除去される。
The output of the
さらに、ローパスフィルタ6からの出力は、電圧制御発振器8の一方の入力8aに周波数制御電圧として供給される。つまり、ローパスフィルタ6からの出力により、電圧制御発振器8の発振周波数が制御されることになる。この電圧制御発振器8の出力8cからの発振周波数f(vco)は、比較分周器9で1/Nに分周されたのち、位相比較器3の他方の端子に入力されることになる。
Further, the output from the low-pass filter 6 is supplied as a frequency control voltage to one
このように、位相比較器3では、基準分周器2からの周波数f(IF)/Rと比較分周器9からの周波数f(vco)/Nとが位相比較され、その位相差の信号が出力となってチャージポンプ4に入力される。さらに、スイッチ5およびローパスフィルタ6を介して電圧制御発振器8の周波数が、PLLループ制御されることになる。
Thus, in the
その結果、基準分周器2からの周波数f(IF)/Rと比較分周器9からの周波数f(vco)/Nの位相が一致するようにPLLループ制御される。これにより、電圧制御発振器8の入力8aには、デジタル変調された受信信号の周波数偏移に対応した電圧偏移が発生することになる。従って、この電圧偏移は、復調された信号として用いることができ、復調用出力端子1bより出力されることになる。
As a result, the PLL loop control is performed so that the phase of the frequency f (IF) / R from the
次に、PLL変復調器1の変調時について具体的に説明する。最初に、電圧制御発振器8が、デジタル信号で変調される様子について説明する。PLL変復調器1の送信用入力端子1cには、デジタル信号が入力される。このデジタル信号は、電圧制御発振器8の入力8bに制御電圧として供給される。これにより、電圧制御発振器8の出力からは、デジタル変調された送信信号が出力されることになる。
Next, a specific description will be given of the time when the
次に、電圧制御発振器8の発振周波数f(vco)が、PLLループ制御される様子について説明する。位相比較器3の一方の入力には、水晶発振器、SAW発振器のような発振器を用いた基準発振器の出力が復調用入力端子1aを介して基準分周器2の入力に供給される。
Next, how the oscillation frequency f (vco) of the voltage controlled oscillator 8 is PLL loop controlled will be described. At one input of the
この基準分周器2の出力が位相比較器3の一方の入力に供給される。この位相比較器3、チャージポンプ4、スイッチ5、このスイッチ5により選択された低いカットオフ周波数を有するローパスフィルタ7、電圧制御発振器8、比較分周器9からなるPLLループ回路10により、受信時と同様に電圧制御発振器8の発振周波数が所定の周波数になるように制御されるのである。
The output of the
このとき、復調時から変調時においては、基準分周器2の分周数Rと比較分周器9の分周数Nが大きく設定され、チャージポンプ4のチャージポンプ電流が小さく設定され、スイッチ5により低いカットオフ周波数を有するローパスフィルタ7が選択されることになる。
At this time, from the time of demodulation to the time of modulation, the frequency division number R of the
すなわち、一番目には、基準分周器2の分周数Rの値を大きくし、位相比較器3の一方の入力に供給される周波数を低くする。これにより、PLLループ回路10として応答できるカットオフ周波数を低くでき、高速の変調成分であるデジタル信号には追従せず、電圧制御発振器8の発振周波数に追従するようにできる。
That is, first, the value of the frequency division number R of the
このとき、位相比較器3の一方の入力に供給される基準分周器2からの周波数を低くすると、比較分周器9からの周波数も低くできる。つまり、電圧制御発振器8の発振周波数がずれたとしても、補正できる最小ステップ周波数を小さくできるので、電圧制御発振器8の発振周波数の精度を高くできる。
At this time, if the frequency from the
二番目には、チャージポンプ4の充放電電流の値を小さくする。これにより、PLLループ回路10のPLLループゲインを低く設定でき、高速の周波数であるデジタル信号には追従せず、電圧制御発振器8の発振周波数に追従するようにできる。このように、チャージポンプ4の充放電電流は、最適なPLLループゲインとなるように、設定が可能となる。
Second, the charge / discharge current value of the
三番目には、スイッチ5によりカットオフ周波数が低く設定されたローパスフィルタ7を選択する。これにより、デジタル信号で変調された信号における不要な雑音成分を除去することにより、より高精度なデジタル変調信号が保証されることになる。
Thirdly, the low-pass filter 7 whose cutoff frequency is set low by the
以上のように、PLLループ回路10は、復調時において、広帯域で高速のPLLループ特性を有する設定ができ、変調時では、狭帯域で低速のPLLループ特性を有する設定が可能となる。
As described above, the
図2は、本発明の実施の形態1におけるPLL変復調器1のPLLループ応答特性である。横軸が周波数21を表し、縦軸はPLLループゲイン22を表す。つまり、各周波数に対するPLLループゲインを表しており、基準分周器の分周比、チャージポンプの充放電電流、ローパスフィルタのカットオフの周波数の設定により、高い周波数でのPLLループゲインが制限される様子を表している。
FIG. 2 shows the PLL loop response characteristics of the
図2において、受信時のPLLループ応答特性は23で示し、デジタル信号の変調占有帯域幅は24としている。また、デジタル信号の変調占有帯域幅24は、高い周波数25と低い周波数26で表される。さらに、復調時のPLLループ応答特性23のカットオフ周波数27は、PLLループ応答特性23のフラット部分28に対して−3dBとしている。このとき、受信時のPLLループ応答特性23のカットオフ周波数27は、デジタル信号の変調占有帯域幅24の高い周波数25に比べて高く設定することにより、デジタル変調された受信信号から忠実に復調されたデジタル信号を出力できる。
In FIG. 2, the PLL loop response characteristic at the time of reception is indicated by 23, and the modulation occupied bandwidth of the digital signal is 24. The modulation occupied
送信時のPLLループ応答特性は、29で示している。この送信時のPLLループ応答特性29のカットオフ周波数30は、PLLループ応答特性29のフラット部分31に対して−3dBとしている。このとき、送信時のPLLループ応答特性29のカットオフ周波数30は、デジタル信号の変調占有帯域幅24の低い周波数26に比べて低く設定することにより、電圧制御発振器の発振周波数f(vco)には追従するが、変調成分には追従せず、与えられたデジタル信号に対して忠実に変調できるとともに、PLLループ回路10のもつ変調周波数成分における不要な雑音成分が少なくできる。従って、C/Nが良く、また周波数の精度の良いデジタル変調信号を出力できる。
The PLL loop response characteristic at the time of transmission is indicated by 29. The
(実施の形態2)
図3は、本発明の実施の形態2におけるPLL変復調器1を用いたデジタル信号送受信機のブロック図である。図3において、デジタル信号送受信機は、受信系41と送信系42とPLL変復調器1とから形成されている。ここで、図3のPLL変復調器1は、図1と同じものを用いている。
(Embodiment 2)
FIG. 3 is a block diagram of a digital signal transceiver using the PLL modulator /
最初に受信系41について説明する。アンテナ43はアンテナスイッチ44の共通端子44aに接続されている。このアンテナスイッチ44の一方の端子44bには、受信用フィルタ45が接続されている。この受信用フィルタ45の出力は、高周波増幅器46の入力に接続されている。この高周波増幅器46の出力は、高周波入力端子47を介して受信用ミキサ48の一方の入力に接続されるとともに、他方の入力にはPLL発振器49の出力が接続されている。
First, the receiving
さらに、受信用ミキサ48の出力は中間周波数フィルタ50に接続されている。この中間周波数フィルタ50の出力は、中間周波数増幅器51に接続されている。この中間周波数増幅器51の出力は、スイッチ52の一方の端子52aに接続されるとともに、スイッチ52の他方の端子52cには基準発振器53の出力が接続されている。
Further, the output of the receiving mixer 48 is connected to the
また、スイッチ52の共通端子52bは、PLL変復調器1の復調用入力端子1aに接続されている。また、このPLL変復調器1の復調用出力端子1bは受信用出力端子54に接続されている。このとき、PLL変復調器1の送信用入力端子1cは、スイッチ56の共通端子56aに接続されるとともに、一方の端子56bはグランドに接続されている。また、基準発振器53の出力は、スイッチ57の一方の端子57aに接続されるとともに、スイッチ57の共通端子57bを介してPLL発振器49の入力に接続されている。
The common terminal 52 b of the
次に、送信系42について説明する。送信用入力端子55はスイッチ56の他方の端子56cに接続され、スイッチ56の共通端子56aを介してPLL変復調器1の送信用入力端子1cに接続されている。また、基準発振器53の出力は、スイッチ52の他方の端子52cに接続されるとともに、スイッチ52の共通端子52bを介してPLL変復調器1の復調用入力端子1aに接続されている。
Next, the
さらに、PLL変復調器1の変調用出力端子1dは、スイッチ57の他方の端子57cに接続されるとともに、スイッチ57の共通端子57bを介してPLL発振器49の入力に接続されている。また、このPLL発振器49の出力は、高周波出力端子58を介して電力増幅器59の入力に接続されている。
Further, the modulation output terminal 1 d of the PLL modulator /
また、この電力増幅器59の出力は、スイッチ44の他方の端子44cに接続されているとともに、スイッチ44の共通端子44aを介してアンテナ43に接続されている。また、制御用データが入力されるPLLループ制御用入力端子60は、PLL変復調器1のPLL制御端子1eに接続されている。
The output of the
このとき、PLLループ制御用入力端子60からの制御用データがPLL変復調器1に入力されることによって、スイッチ44,52,56,57のそれぞれの切替え制御が可能となる。ただし、PLL変復調器1によるスイッチ44,52,56,57へのそれぞれの接続は、図示していない。また、スイッチ44,52,56,57において、実線は受信時の接続を表し、点線は送信時の接続を表している。
At this time, when the control data from the PLL loop
以上のように構成されたデジタル信号送受信機について、以下にその動作を説明する。最初に受信系41について説明する。まず、スイッチ44は、共通端子44aが一方の端子44bに接続されるように切替える。すると、アンテナ43により受信された高周波受信信号は、アンテナスイッチ44の一方の端子44bを介して受信用フィルタ45に入力されて、希望信号が選択される。この希望信号は高周波増幅器46で増幅されたのちに高周波入力端子47を介して受信用ミキサ48においてPLL発振器49の出力と混合され、中間周波数となって受信用ミキサ48から出力される。このとき、スイッチ57は基準発振器53の出力がPLL発振器49に入力されるように設定されることにより、PLL発振器49の発振周波数が決定される。
The operation of the digital signal transceiver configured as described above will be described below. First, the receiving
さらに、受信用ミキサ48から出力された中間周波数の信号は、中間周波数フィルタ50により希望信号がさらに選択されるとともに近傍の雑音信号が除去され、中間周波数増幅器51で増幅される。このときスイッチ52は、中間周波数増幅器51の出力がPLL変復調器1の復調用入力端子1aに接続されるよう設定されている。
Further, the intermediate frequency signal output from the receiving mixer 48 is further selected by the
そのため、中間周波数増幅器51から出力された希望信号はスイッチ52を介してPLL変復調器1の復調用入力端子1aに供給されるので、希望信号がPLL変復調器1で復調される。従って、PLL変復調器1の復調用出力端子1bからの復調されたデジタル信号が、受信用出力端子54から出力される。
Therefore, the desired signal output from the
このとき、スイッチ57は、基準発振器53の出力がPLL発振器49に入力されるように設定されている。また、スイッチ56は、共通端子56aが一方の端子56bに接続されるよう設定されている。そのため、PLL変復調器1の送信用入力端子1cは、スイッチ56を介してグランドに接続されることになる。これにより、PLL変復調器1は、復調器として動作することになる。
At this time, the
次に送信系42について説明する。送信系42において、送信用入力端子55に入力されたデジタル信号は、スイッチ56の他方の端子56cに供給される。このとき、スイッチ56は、他方の端子56cが共通端子56aに接続されるよう設定されている。そのため、送信用入力端子55に入力されたデジタル信号は、スイッチ56を介してPLL変復調器1の送信用入力端子1cに供給される。
Next, the
一方、基準発振器53の出力は、スイッチ52の他方の端子52cに供給されている。このとき、スイッチ52は、他方の端子52cと共通端子52bが接続されるように選択されている。このため、基準発振器53の出力は、スイッチ52を介してPLL変復調器1の復調用入力端子1aに供給される。これにより、PLL変復調器1は変調器として動作することになる。
On the other hand, the output of the
つまり、送信用入力端子55に入力されたデジタル信号は、PLL変復調器1においてデジタル変調された送信信号となり、この送信信号はスイッチ57の他方の入力端子57cに供給される。この時、スイッチ57は、他方の入力端子57cと共通端子57bが接続されるように選択されている。そのため、PLL変復調器1の変調用出力端子1dからのデジタル変調された送信信号は、スイッチ57を介してPLL発振器49の入力に供給される。
That is, the digital signal input to the transmission input terminal 55 becomes a transmission signal digitally modulated by the PLL modulator /
さらに、このPLL発振器49の出力である高周波送信信号は、送信用出力端子58を介して電力増幅器59で電力増幅される。その後、アンテナスイッチ44の他方の端子44cに入力される。このとき、アンテナスイッチ44の他方の端子44cと共通端子44aが接続されるように選択されている。そのため、電力増幅器59の出力である高周波送信信号は、アンテナスイッチ44を介してアンテナ43から送信される。
Further, the high-frequency transmission signal that is the output of the
このとき、これらアンテナスイッチ44、スイッチ52、スイッチ56、スイッチ57、PLL変復調器1での復調時あるいは変調時の設定は、PLLループ制御用入力端子60に入力される制御データがPLL変復調器1のPLL制御端子1eに入力されることにより、受信時と送信時においてそれぞれ切替え制御を可能としている。ただし、このPLLループ制御部11によるアンテナスイッチ44、スイッチ52、スイッチ56、スイッチ57への接続は、図示していない。
At this time, the settings at the time of demodulation or modulation by the antenna switch 44,
さらに、本発明のデジタル信号送受信機における入力から出力までの周波数関係について、代表例として図1および図3に従って説明する。 Furthermore, the frequency relationship from the input to the output in the digital signal transceiver according to the present invention will be described as a representative example with reference to FIGS.
最初に受信状態においては、915MHzの高周波受信信号が、アンテナ43を介して受信用ミキサ48に入力されたのち、中間周波数である10.7MHzの信号に変換される。この10.7MHzの信号が、PLL変復調器1の復調用入力端子1aより入力された後、基準分周器2で1/10分周された1.07MHzの信号に変換されて、位相比較器3に入力される。
First, in a reception state, a high-frequency reception signal of 915 MHz is input to the reception mixer 48 via the antenna 43 and then converted to a signal of 10.7 MHz, which is an intermediate frequency. This 10.7 MHz signal is input from the
ここで、電圧制御発振器8の発振周波数は、PLLループ回路10により38.52MHzに制御される。この38.52MHzの信号は、比較分周器9により1/36に分周されて1.07MHzの信号となる。この1.07MHzの信号が、位相比較器3の他方の入力に供給されることになる。
Here, the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 8 is controlled to 38.52 MHz by the
このとき、チャージポンプ電流は6mAとしている。また、ローパスフィルタ6のカットオフ周波数は約70kHzとし、19.2kbpsまでのデジタル信号を復調している。 At this time, the charge pump current is 6 mA. The cutoff frequency of the low-pass filter 6 is about 70 kHz, and a digital signal up to 19.2 kbps is demodulated.
次に、送信状態について説明する。基準発振器53の周波数16.8MHzが、スイッチ52を介してPLL変復調器1の復調用入力端子1aより入力される。この基準発振器53の周波数16.8MHzは、基準分周器2で1/560に分周されて、30kHzの信号となり、さらに位相比較器3の一方の入力に供給される。
Next, the transmission state will be described. The frequency 16.8 MHz of the
ここで、電圧制御発振器8の発振周波数は、PLLループ回路10により38.52MHzに制御される。この38.52MHzは、比較分周器9により1/1284に分周されて30kHzの信号となり、さらに位相比較器3の他方の端子に入力される。
Here, the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 8 is controlled to 38.52 MHz by the
このとき、チャージポンプ電流は1.5mAとしている。また、ローパスフィルタ7のカットオフ周波数は約400Hzとしており、1kbpsまでのデジタル変調信号を実現している。 At this time, the charge pump current is 1.5 mA. The cut-off frequency of the low-pass filter 7 is about 400 Hz, and a digital modulation signal up to 1 kbps is realized.
図4は、本発明の実施の形態2におけるデジタル信号送受信機におけるPLLループ制御時のタイミングチャートである。図4において、61は、アンテナ43で受信される受信データ61a,61cと送信データ61bからなる送受信データを表している。ここで、受信データ61aと送信データ61bの間には、切替え期間62として例えば5msecが設けられている。
FIG. 4 is a timing chart at the time of PLL loop control in the digital signal transceiver according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 4,
この送受信データ61に対応させて、アンテナスイッチ44の切替えデータを63で表している。例えば、受信時にはPLLループ制御用入力端子60に63a,63cで示すデータ0が入力されることにより、アンテナスイッチ44の共通端子44aが一方の端子44bに接続され、送信時にはPLLループ制御用入力端子60に63bで示すデータ1が入力されることにより、共通端子44aが他方の端子44cに接続される。
Corresponding to the transmission /
このとき、アンテナスイッチ44のデータ63bの立ち上がり時間62aは、送信データ61bの立ち上がり時間とほぼ一致させている。また、アンテナスイッチ44のデータ63bの立ち下がり時間62bは、送信データ61bの立ち下がり時間とほぼ一致させている。これは、電力増幅器59の通電時間を最小にすることにより、電力増幅器59における消費電力を低減するためである。
At this time, the rising
さらに、スイッチ52の切替えデータを64で表している。例えば、受信時にはPLLループ制御用入力端子60に64a,64cで示すデータ0が入力されることにより、スイッチ52の共通端子52bが一方の端子52aに接続され、送信時にはPLLループ制御用入力端子60に64bで示すデータ1が入力されて共通端子52bが他方の端子52cに接続される。
Further, the switching data of the
このとき、スイッチ52のデータ64bの立ち上がり時間は、受信データ61aの立ち下がり時間62cとほぼ一致させている。これにより、受信データ61aの終了と同時に、基準発振器53の出力が位相比較器3の一方の入力に供給されるようにしている。
At this time, the rise time of the data 64b of the
また、PLL変復調器1の切替えデータを65で表している。例えば、受信時にはPLLループ制御用入力端子60に65a,65cで示すデータ0が入力されることにより受信状態となり、送信時にはPLLループ制御用入力端子60に65bで示すデータ1が入力されて送信状態となる。
The switching data of the PLL modulator /
このとき、PLL変復調器1のデータ65bの立ち上がり時間62dは、スイッチ52のデジタルデータ64bの立ち上がりタイム62cに対して約0.2msec遅らせている。
At this time, the rising
さらに、スイッチ57の切替えデータを66で表している。例えば、受信時にはPLLループ制御用入力端子60に66a,66cで示すデータ0が入力されてスイッチ57の共通端子57bが一方の端子57aに接続されて受信状態となり、送信時にはPLLループ制御用入力端子60に66bで示すデジタルデータ1が入力されて共通端子57bが他方の端子57cに接続されて送信状態となる。
Further, the switching data of the
このとき、PLL変復調器1のデータ66bの立ち上がりタイム62eは、PLL変復調器1のデータ65bの立ち上がりタイム62dに対して約0.2msec遅らせている。
At this time, the rising
以上により、受信データ61aから送信データ61bへの切替え期間62において、最初に基準発振器53の信号が基準分周器2を介して位相比較器3に供給される。この後に、PLL変複調器1が復調から変調に切替えられて、PLLループ回路10の電圧制御発振器8の発振周波数が制御される。
As described above, in the
このとき、位相比較器3の一方の入力には基準発振器53の信号がすでに供給されており、比較される基準信号が定まっている。このために、PLL変復調器1のPLLループ応答時間がさらに短縮できることになる。
At this time, the signal of the
さらにその後に、スイッチ57が受信状態から送信状態に切替えられる。そのため、すでに所定の周波数となった送信信号がPLL発振器49の入力に供給されることになる。このために、PLL発振器49の安定するまでの時間が短縮されることになる。
Thereafter, the
つまり、送信データと受信データの間隔である切替え期間62が短縮できるので、一定時間内における送受信データ量を増すことができる。
That is, since the
本発明にかかる、PLL変復調器は、一個のPLLループ回路が、PLLループ制御端子からの制御データにより、送信時には変調器として受信時には復調器として共用できるものとなり、これにより小型のPLL変復調器が実現できるので、デジタル信号送受信機の小型化、合理化設計として有用である。 In the PLL modulator / demodulator according to the present invention, a single PLL loop circuit can be shared as a modulator at the time of transmission and as a demodulator at the time of reception by the control data from the PLL loop control terminal. Since it can be realized, it is useful for miniaturization and rational design of digital signal transceivers.
1 PLL変復調器
1a 復調用入力端子
1b 復調用出力端子
1c 変調用入力端子
1d 変調用出力端子
1e PLL制御端子
2 基準分周器
3 位相比較器
4 チャージポンプ
5 スイッチ
6 ローパスフィルタ
7 ローパスフィルタ
8 電圧制御発振器
9 比較分周器
10 PLLループ回路
11 PLL制御部
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Claims (4)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003299586A JP4124060B2 (en) | 2003-08-25 | 2003-08-25 | PLL modulator / demodulator and digital signal transmitter / receiver using the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003299586A JP4124060B2 (en) | 2003-08-25 | 2003-08-25 | PLL modulator / demodulator and digital signal transmitter / receiver using the same |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005072939A true JP2005072939A (en) | 2005-03-17 |
JP4124060B2 JP4124060B2 (en) | 2008-07-23 |
Family
ID=34404754
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003299586A Expired - Fee Related JP4124060B2 (en) | 2003-08-25 | 2003-08-25 | PLL modulator / demodulator and digital signal transmitter / receiver using the same |
Country Status (1)
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---|---|
JP (1) | JP4124060B2 (en) |
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---|---|---|---|---|
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Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
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|
RD01 | Notification of change of attorney |
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|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070913 |
|
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|
A521 | Written amendment |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080205 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080307 |
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