JP2005071067A - Voltage generation circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体集積回路に用いられる電圧発生回路に関する。 The present invention relates to a voltage generation circuit used in a semiconductor integrated circuit.
電圧発生回路は、外部電源から供給される電源電圧(本明細書において「外部電源電圧」と称する)を所定の基準電圧まで降下させることにより、内部回路に供給するための電源電圧(本明細書において「内部電源電圧」と称する)を発生する。 The voltage generation circuit drops a power supply voltage (referred to as “external power supply voltage” in this specification) supplied from an external power supply to a predetermined reference voltage, thereby supplying a power supply voltage (this specification (Referred to as “internal power supply voltage”).
従来の電圧発生回路は、1段の差動増幅回路を用いて構成された誤差増幅器と、PチャネルMOSFETとを備えている。誤差増幅器は、基準電圧が入力される第1の入力端子と、内部回路の電源入力端子に接続された第2の入力端子と、PチャネルMOSFETのゲート電極に接続された出力端子とを有している。PチャネルMOSFETのソース電極は外部電源に接続されており、ドレイン電極は上記電源入力端子に接続されている。 A conventional voltage generation circuit includes an error amplifier configured using a single-stage differential amplifier circuit and a P-channel MOSFET. The error amplifier has a first input terminal to which a reference voltage is input, a second input terminal connected to the power supply input terminal of the internal circuit, and an output terminal connected to the gate electrode of the P-channel MOSFET. ing. The source electrode of the P-channel MOSFET is connected to an external power supply, and the drain electrode is connected to the power input terminal.
誤差増幅器は、内部電源電圧と基準電圧とを比較し、両電圧の差に応じた電圧を生成して、ゲート電圧としてPチャネルMOSFETのゲート電極に印加する。これにより、内部電源電圧と基準電圧との差に応じて、PチャネルMOSFETのソース電極からドレイン電極に流れる電流が増減され、その結果、基準電圧に等しくなるように内部電源電圧が制御される。 The error amplifier compares the internal power supply voltage with the reference voltage, generates a voltage corresponding to the difference between the two voltages, and applies it as a gate voltage to the gate electrode of the P-channel MOSFET. Thus, the current flowing from the source electrode to the drain electrode of the P-channel MOSFET is increased or decreased according to the difference between the internal power supply voltage and the reference voltage, and as a result, the internal power supply voltage is controlled to be equal to the reference voltage.
なお、電圧発生回路に関する技術は、下記の特許文献1,2に開示されている。
The technology relating to the voltage generation circuit is disclosed in the following
しかしながら、従来の電圧発生回路は、誤差増幅器が1段の差動増幅回路を用いて構成されているため、誤差増幅器のゲインが小さい。 However, in the conventional voltage generation circuit, the error amplifier has a small gain because the error amplifier is configured using a single-stage differential amplifier circuit.
従って、内部電源電圧の変化に対する誤差増幅器の応答速度が遅いため、内部回路の動作電流が急激に変化した場合に、内部電源電圧の値が基準電圧の値からずれている時間が長くなるという問題がある。また、誤差増幅器から出力可能な電圧の下限値が比較的高いため、PチャネルMOSFETのゲート電圧を十分に下げることができない。そのため、外部電源からPチャネルMOSFETを介して内部回路に供給される電流の最大値が小さいという問題もある。 Accordingly, since the response speed of the error amplifier with respect to the change of the internal power supply voltage is slow, the time that the value of the internal power supply voltage deviates from the value of the reference voltage becomes long when the operating current of the internal circuit changes rapidly. There is. Further, since the lower limit value of the voltage that can be output from the error amplifier is relatively high, the gate voltage of the P-channel MOSFET cannot be lowered sufficiently. Therefore, there is a problem that the maximum value of the current supplied from the external power source to the internal circuit via the P-channel MOSFET is small.
複数段の差動増幅回路を用いて誤差増幅器を構成すると、誤差増幅器のゲインは大きくなる。しかし、差動増幅回路は定常的に電流を消費するため、単純に複数段の差動増幅回路を縦続接続することによって誤差増幅器を構成したのでは、誤差増幅器における電流消費量が大きくなってしまう。特に内部回路の動作電流が小さい場合には、半導体集積回路における全電流消費量の大部分を、誤差増幅器が占めることになる。 When an error amplifier is configured using a plurality of stages of differential amplifier circuits, the gain of the error amplifier increases. However, since the differential amplifier circuit constantly consumes current, if an error amplifier is configured by simply cascading a plurality of differential amplifier circuits, current consumption in the error amplifier increases. . In particular, when the operating current of the internal circuit is small, the error amplifier occupies most of the total current consumption in the semiconductor integrated circuit.
本発明はかかる問題を解決するために成されたものであり、誤差増幅器における電流消費量の増大を抑制しつつ、誤差増幅器のゲインを従来よりも大きくできる電圧発生回路を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to obtain a voltage generation circuit capable of increasing the gain of the error amplifier compared to the conventional one while suppressing an increase in current consumption in the error amplifier. .
本発明に係る電圧発生回路は、外部電源から供給される外部電源電圧を所定の基準電圧まで降下させることにより、内部回路に供給するための内部電源電圧を発生する電圧発生回路であって、制御電極と、外部電源に接続される第1電極と、内部回路に接続される第2電極とを有するトランジスタと、基準電圧と内部電源電圧との誤差を増幅することによって制御電圧を発生し、制御電圧を制御電極に与える誤差増幅器と、制御電圧の値に応じて、誤差増幅器のゲイン及び電流消費量を制御する制御回路とを備える。 A voltage generation circuit according to the present invention is a voltage generation circuit that generates an internal power supply voltage to be supplied to an internal circuit by dropping an external power supply voltage supplied from an external power supply to a predetermined reference voltage. A control voltage is generated by amplifying an error between a reference voltage and an internal power supply voltage, a transistor having an electrode, a first electrode connected to an external power supply, and a second electrode connected to an internal circuit. An error amplifier that applies a voltage to the control electrode, and a control circuit that controls the gain and current consumption of the error amplifier according to the value of the control voltage are provided.
本発明によれば、誤差増幅器における電流消費量の増大を抑制しつつ、誤差増幅器のゲインを大きくできる。 According to the present invention, it is possible to increase the gain of the error amplifier while suppressing an increase in current consumption in the error amplifier.
図1は、外部電源2及び内部回路3に接続された状態で、本発明の実施の形態に係る電圧発生回路1の構成を模式的に示した回路図である。電圧発生回路1は、外部電源2から供給される外部電源電圧Vdd1を、所定の基準電圧Vrefに等しい電圧まで降下させることにより、内部回路3に供給するための内部電源電圧Vdd2を発生する。
FIG. 1 is a circuit diagram schematically showing the configuration of a
電圧発生回路1は、PチャネルMOSFET4(「ドライバ用トランジスタ」とも称されている)と、ゲイン及び電流消費量が可変の誤差増幅器5と、制御回路6とを備えている。PチャネルMOSFET4は、ゲート電極と、外部電源2に接続されたソース電極と、内部回路2に接続されたドレイン電極とを有している。誤差増幅器5は、基準電圧Vrefが入力される反転入力端子と、内部電源電圧Vdd2が入力される非反転入力端子と、PチャネルMOSFET4のゲート電極に接続された出力端子とを有している。誤差増幅器5は、基準電圧Vrefと内部電源電圧Vdd2との誤差を増幅することによって制御電圧(ゲート電圧Vg)を発生し、このゲート電圧VgをPチャネルMOSFET4のゲート電極に与える。制御回路6は、ゲート電圧Vgの値に応じて、誤差増幅器5のゲイン及び電流消費量を制御する。
The
次に、図1に示した電圧発生回路1の動作について説明する。誤差増幅器5は、基準電圧Vrefと内部電源電圧Vdd2とが等しくなるように、PチャネルMOSFET4のゲート電圧Vgを制御する。例えば、内部回路3の動作状態が変化してその動作電流が増加すると、内部電源電圧Vdd2は低下を始める。すると、誤差増幅器5は、内部電源電圧Vdd2の低下に対応して、ゲート電圧Vgを低下させる。内部電源電圧Vdd2が低いほど、即ち内部電源電圧Vdd2と基準電圧Vrefとの誤差が大きいほど、ゲート電圧Vgは低くなる。ゲート電圧Vgが低下すると、PチャネルMOSFET4のソース電極からドレイン電極に流れる電流が増加するので、内部電源電圧Vdd2は上昇する。誤差増幅器5は、内部電源電圧Vdd2が基準電圧Vrefに等しくなるまで、ゲート電圧Vgが低下した状態を維持する。
Next, the operation of the
一方、内部回路3の動作電流が減少すると、内部電源電圧Vdd2は上昇を始める。すると、誤差増幅器5は、内部電源電圧Vdd2の上昇に対応して、ゲート電圧Vgを上昇させる。ゲート電圧Vgが上昇すると、PチャネルMOSFET4のソース電極からドレイン電極に流れる電流が減少するので、内部電源電圧Vdd2は低下する。誤差増幅器5は、内部電源電圧Vdd2が基準電圧Vrefに等しくなるまで、ゲート電圧Vgが上昇した状態を維持する。
On the other hand, when the operating current of internal circuit 3 decreases, internal power supply voltage Vdd2 starts to increase. Then, error amplifier 5 raises gate voltage Vg in response to the rise in internal power supply voltage Vdd2. When the gate voltage Vg increases, the current flowing from the source electrode to the drain electrode of the P-
以上のような動作を繰り返すことによって、電圧発生回路1は、内部回路3の動作状態に拘わらず、基準電圧Vrefに等しい内部電源電圧Vdd2を発生する。
By repeating the above operation, the
図2は、外部電源2及び内部回路3に接続された状態で、図1に示した誤差増幅器5及び制御回路6の構成を具体的に示した回路図である。誤差増幅器5は、縦続接続された2段の差動増幅回路10,11を有している。差動増幅回路10は、基準電圧Vrefが入力される入力端子12と、内部電源電圧Vdd2が入力される入力端子13と、差動増幅回路10の駆動を制御するための駆動制御端子14と、出力端子15a,15bから成る出力端子対15とを有している。
FIG. 2 is a circuit diagram specifically showing the configuration of the error amplifier 5 and the
差動増幅回路11は、入力端子対16,17と、駆動制御端子対18,19と、出力端子20とを有している。入力端子対16は、基準電圧Vrefが入力される入力端子16aと、内部電源電圧Vdd2が入力される入力端子16bとを含む。入力端子対17は、差動増幅回路10の出力端子15a,15bにそれぞれ接続された入力端子17a,17bを含む。駆動制御端子対18は、入力端子対16に関する差動増幅回路11の駆動を制御するための駆動制御端子18a,18bを含む。駆動制御端子対19は、入力端子対17に関する差動増幅回路11の駆動を制御するための駆動制御端子19a,19bを含む。出力端子20は、PチャネルMOSFET4のゲート電極に接続されている。
The differential amplifier circuit 11 has
入力端子12,16aは図1に示した反転入力端子に相当し、入力端子13,16bは図1に示した非反転入力端子に相当する。
The
制御回路6は、縦続接続されたインバータ回路21,22を有している。インバータ回路21は、差動増幅回路11の出力端子20及びPチャネルMOSFET4のゲート電極に共通に接続された入力端子と、差動増幅回路11の駆動制御端子対19に接続された出力端子とを有している。インバータ回路22は、インバータ回路21の出力端子に接続された入力端子と、差動増幅回路10の駆動制御端子14及び差動増幅回路11の駆動制御端子対18に接続された出力端子とを有している。制御回路6は、ゲート電圧Vgとインバータ回路21の動作しきい値電圧Vthとの高低関係に応じて、差動増幅回路10,11の双方を駆動するか、あるいは差動増幅回路11のみを駆動するかを制御する(詳細は後述する)。
The
図3は、外部電源2及び内部回路3に接続された状態で、図2に示した差動増幅回路10,11及びインバータ回路21,22の構成を具体的に示した回路図である。
FIG. 3 is a circuit diagram specifically showing the configuration of the
まず、差動増幅回路10の構成について説明する。差動増幅回路10は、NチャネルMOSFETMN211〜MN214と、PチャネルMOSFETMP211とを有している。PチャネルMOSFETMP211のゲート電極はインバータ回路22の出力端子に接続されており、ソース電極は外部電源2に接続されており、ドレイン電極はNチャネルMOSFETMN211,MN212の各ドレイン電極に接続されている。
First, the configuration of the
NチャネルMOSFETMN211のゲート電極には基準電圧Vrefが入力される。NチャネルMOSFETMN212のゲート電極はPチャネルMOSFET4のドレイン電極に接続されており、NチャネルMOSFETMN212のゲート電極には内部電源電圧Vdd2が入力される。NチャネルMOSFETMN211のソース電極はNチャネルMOSFETMN213のドレイン電極に接続されており、NチャネルMOSFETMN212のソース電極はNチャネルMOSFETMN214のドレイン電極に接続されている。NチャネルMOSFETMN213,MN214の各ゲート電極は、NチャネルMOSFETMN214のドレイン電極に接続されている。NチャネルMOSFETMN213,MN214の各ソース電極は、共通接地に接続されている。
A reference voltage Vref is input to the gate electrode of the N-channel MOSFET MN211. The gate electrode of the N-channel MOSFET MN212 is connected to the drain electrode of the P-
NチャネルMOSFETMN211のゲート電極は図2に示した入力端子12に相当し、NチャネルMOSFETMN212のゲート電極は図2に示した入力端子13に相当し、PチャネルMOSFETMP211のゲート電極は図2に示した駆動制御端子14に相当する。また、NチャネルMOSFETMN213のドレイン電極は図2に示した出力端子15aに相当し、NチャネルMOSFETMN214のドレイン電極は図2に示した出力端子15bに相当する。
The gate electrode of the N-channel MOSFET MN211 corresponds to the
次に、差動増幅回路11の構成について説明する。差動増幅回路11は、NチャネルMOSFETMN201〜MN209と、PチャネルMOSFETMP201,MP202とを有している。PチャネルMOSFETMP201,MP202の各ソース電極は、外部電源2に接続されている。PチャネルMOSFETMP201のドレイン電極は、PチャネルMOSFET4のゲート電極、及びNチャネルMOSFETMN201,MN203の各ドレイン電極に接続されている。PチャネルMOSFETMP202のドレイン電極は、NチャネルMOSFETMN202,MN204の各ドレイン電極に接続されている。PチャネルMOSFETMP201,MP202の各ゲート電極は、PチャネルMOSFETMP202のドレイン電極に接続されている。
Next, the configuration of the differential amplifier circuit 11 will be described. The differential amplifier circuit 11 includes N-channel MOSFETs MN201 to MN209 and P-channel MOSFETs MP201 and MP202. Each source electrode of the P-channel MOSFETs MP201 and MP202 is connected to the
NチャネルMOSFETMN203のゲート電極は、差動増幅回路10が有するNチャネルMOSFETMN213のドレイン電極に接続されている。NチャネルMOSFETMN203のソース電極は、NチャネルMOSFETMN207のドレイン電極に接続されている。NチャネルMOSFETMN207のゲート電極は、インバータ回路21の出力端子に接続されている。NチャネルMOSFETMN207のソース電極は、NチャネルMOSFETMN209のドレイン電極に接続されている。
The gate electrode of the N-channel MOSFET MN203 is connected to the drain electrode of the N-channel MOSFET MN213 that the
NチャネルMOSFETMN201のゲート電極には基準電圧Vrefが入力される。NチャネルMOSFETMN201のソース電極は、NチャネルMOSFETMN205のドレイン電極に接続されている。NチャネルMOSFETMN205のゲート電極は、インバータ回路22の出力端子に接続されている。NチャネルMOSFETMN205のソース電極は、NチャネルMOSFETMN209のドレイン電極に接続されている。
A reference voltage Vref is input to the gate electrode of the N-channel MOSFET MN201. The source electrode of the N channel MOSFET MN201 is connected to the drain electrode of the N channel MOSFET MN205. The gate electrode of the N-channel MOSFET MN205 is connected to the output terminal of the
NチャネルMOSFETMN202のゲート電極はPチャネルMOSFET4のドレイン電極に接続されており、NチャネルMOSFETMN202のゲート電極には内部電源電圧Vdd2が入力される。NチャネルMOSFETMN202のソース電極は、NチャネルMOSFETMN206のドレイン電極に接続されている。NチャネルMOSFETMN206のゲート電極は、インバータ回路22の出力端子に接続されている。NチャネルMOSFETMN206のソース電極は、NチャネルMOSFETMN209のドレイン電極に接続されている。
The gate electrode of the N-channel MOSFET MN202 is connected to the drain electrode of the P-
NチャネルMOSFETMN204のゲート電極は、差動増幅回路10が有するNチャネルMOSFETMN214のドレイン電極に接続されている。NチャネルMOSFETMN204のソース電極は、NチャネルMOSFETMN208のドレイン電極に接続されている。NチャネルMOSFETMN208のゲート電極は、インバータ回路21の出力端子に接続されている。NチャネルMOSFETMN208のソース電極は、NチャネルMOSFETMN209のドレイン電極に接続されている。
The gate electrode of the N-channel MOSFET MN204 is connected to the drain electrode of the N-channel MOSFET MN214 included in the
NチャネルMOSFETMN209のゲート電極は外部電源2に接続されており、ソース電極は共通接地に接続されている。
The gate electrode of the N-channel MOSFET MN209 is connected to the
NチャネルMOSFETMN201のゲート電極は図2に示した入力端子16aに相当し、NチャネルMOSFETMN202のゲート電極は図2に示した入力端子16bに相当し、NチャネルMOSFETMN203のゲート電極は図2に示した入力端子17aに相当し、NチャネルMOSFETMN204のゲート電極は図2に示した入力端子17bに相当する。また、NチャネルMOSFETMN205のゲート電極は図2に示した駆動制御端子18aに相当し、NチャネルMOSFETMN206のゲート電極は図2に示した駆動制御端子18bに相当し、NチャネルMOSFETMN207のゲート電極は図2に示した駆動制御端子19aに相当し、NチャネルMOSFETMN208のゲート電極は図2に示した駆動制御端子19bに相当する。さらに、PチャネルMOSFETMP201のドレイン電極は図2に示した出力端子20に相当する。
The gate electrode of the N-channel MOSFET MN201 corresponds to the
次に、インバータ回路21,22の構成について説明する。インバータ回路21は、PチャネルMOSFETMP221と、NチャネルMOSFETMN221とを有している。PチャネルMOSFETMP221のソース電極は、外部電源2に接続されている。PチャネルMOSFETMP221のドレイン電極は、NチャネルMOSFETMN221のドレイン電極に接続されている。NチャネルMOSFETMN221のソース電極は、共通接地に接続されている。PチャネルMOSFETMP221及びNチャネルMOSFETMN221の各ゲート電極は、差動増幅回路11が有するPチャネルMOSFETMP201のドレイン電極、及びPチャネルMOSFET4のゲート電極に、共通に接続されている。
Next, the configuration of the
インバータ回路22は、PチャネルMOSFETMP222と、NチャネルMOSFETMN222とを有している。PチャネルMOSFETMP222のソース電極は、外部電源2に接続されている。PチャネルMOSFETMP222のドレイン電極は、NチャネルMOSFETMN222のドレイン電極に接続されている。NチャネルMOSFETMN222のソース電極は、共通接地に接続されている。PチャネルMOSFETMP222及びNチャネルMOSFETMN222の各ゲート電極は、インバータ回路21が有するPチャネルMOSFETMP221及びNチャネルMOSFETMN221の各ドレイン電極に接続されている。
The
PチャネルMOSFETMP221及びNチャネルMOSFETMN221の各ゲート電極は、図2に示したインバータ回路21の入力端子に相当し、PチャネルMOSFETMP221及びNチャネルMOSFETMN221の各ドレイン電極は、図2に示したインバータ回路21の出力端子に相当し、PチャネルMOSFETMP222及びNチャネルMOSFETMN222の各ゲート電極は、図2に示したインバータ回路22の入力端子に相当し、PチャネルMOSFETMP222及びNチャネルMOSFETMN222の各ドレイン電極は、図2に示したインバータ回路22の出力端子に相当する。
Each gate electrode of the P-channel MOSFET MP221 and the N-channel MOSFET MN221 corresponds to the input terminal of the
インバータ回路21の出力電圧V1がハイレベルでインバータ回路22の出力電圧V2がローレベルである場合は、PチャネルMOSFETMP211がオンとなるため、差動増幅回路10は駆動される。また、NチャネルMOSFETMN205,MN206がオフとなるため、図2に示した入力端子対16(図3に示したNチャネルMOSFETMN201,MN202)に関して、差動増幅回路11は駆動されない。さらに、NチャネルMOSFETMN207,MN208がオンとなるため、図2に示した入力端子対17(図3に示したNチャネルMOSFETMN203,MN204)に関して、差動増幅回路11は駆動される。
When the output voltage V1 of the
一方、インバータ回路21の出力電圧V1がローレベルでインバータ回路22の出力電圧V2がハイレベルである場合は、PチャネルMOSFETMP211がオフとなるため、差動増幅回路10は駆動されない。また、NチャネルMOSFETMN205,MN206がオンとなるため、図2に示した入力端子対16(図3に示したNチャネルMOSFETMN201,MN202)に関して、差動増幅回路11は駆動される。さらに、NチャネルMOSFETMN207,MN208がオフとなるため、図2に示した入力端子対17(図3に示したNチャネルMOSFETMN203,MN204)に関して、差動増幅回路11は駆動されない。
On the other hand, when the output voltage V1 of the
以下、図3に示した電圧発生回路1の動作について説明する。上記の通り、内部回路3の動作電流が増加して内部電源電圧Vdd2が低下すると、誤差増幅器5は、内部電源電圧Vdd2と基準電圧Vrefとの誤差に応じて、ゲート電圧Vgを低下させる。
Hereinafter, the operation of the
まず、内部電源電圧Vdd2が基準電圧Vrefよりもわずかに低下したことに起因して、誤差増幅器5がゲート電圧Vgをわずかに低下させたと仮定する。この場合、低下後のゲート電圧Vgの値は、インバータ回路21の動作しきい値電圧Vthよりも高い。従って、インバータ回路21の出力電圧V1がローレベルでインバータ回路22の出力電圧V2がハイレベルとなるため、上記の通り、差動増幅回路10は駆動されず、NチャネルMOSFETMN201,MN202に関して差動増幅回路11は駆動され、NチャネルMOSFETMN203,MN204に関して差動増幅回路11は駆動されない。よって、誤差増幅器5は、NチャネルMOSFETMN201のゲート電極に入力される基準電圧Vrefと、NチャネルMOSFETMN202のゲート電極に入力される内部電源電圧Vdd2とに基づいて、差動増幅回路11のみによって、基準電圧Vrefと内部電源電圧Vdd2とが等しくなるように、PチャネルMOSFET4のゲート電圧Vgを制御する。
First, it is assumed that the error amplifier 5 slightly reduces the gate voltage Vg due to the internal power supply voltage Vdd2 being slightly lower than the reference voltage Vref. In this case, the lowered gate voltage Vg is higher than the operation threshold voltage Vth of the
この場合、差動増幅回路10が駆動されないため、誤差増幅器5において消費される電流は、差動増幅回路11の駆動に伴って流れる電流のみである。
In this case, since the
この状態から、内部回路3の動作電流が急激に増加することにより、内部電源電圧Vdd2が大きく低下したと仮定する。すると、誤差増幅器5は、内部電源電圧Vdd2と基準電圧Vrefとの誤差に応じて、ゲート電圧Vgを大きく低下させる。この場合、低下後のゲート電圧Vgの値は、インバータ回路21の動作しきい値電圧Vthよりも低い。従って、インバータ回路21の出力電圧V1がハイレベルでインバータ回路22の出力電圧V2がローレベルとなるため、上記の通り、差動増幅回路10は駆動され、NチャネルMOSFETMN201,MN202に関して差動増幅回路11は駆動されず、NチャネルMOSFETMN203,MN204に関して差動増幅回路11は駆動される。よって、誤差増幅器5は、NチャネルMOSFETMN211のゲート電極に入力される基準電圧Vrefと、NチャネルMOSFETMN212のゲート電極に入力される内部電源電圧Vdd2とに基づいて、縦続接続された2段の差動増幅回路10,11によって、基準電圧Vrefと内部電源電圧Vdd2とが等しくなるように、PチャネルMOSFET4のゲート電圧Vgを制御する。
From this state, it is assumed that the internal power supply voltage Vdd2 has greatly decreased due to a sudden increase in the operating current of the internal circuit 3. Then, the error amplifier 5 greatly reduces the gate voltage Vg according to the error between the internal power supply voltage Vdd2 and the reference voltage Vref. In this case, the value of the lowered gate voltage Vg is lower than the operation threshold voltage Vth of the
この場合、後段の差動増幅回路11には、前段の差動増幅回路10の出力が入力されることになる。そのため、1段の差動増幅回路11のみが駆動されている場合と比較すると、誤差増幅器5のゲインは高くなる。
In this case, the output of the
また、誤差増幅器5において消費される電流は、差動増幅回路10,11の駆動に伴って流れる電流の和となる。但し、差動増幅回路10,11が双方とも駆動されるのは、内部回路3の動作電流がある程度大きい場合に限られる。従って、内部回路3の動作電流と比較すると、誤差増幅器5における電流消費量の増加分は無視できる程度の大きさであるため、半導体集積回路全体の電流消費量にはほとんど影響を与えない。
Further, the current consumed in the error amplifier 5 is the sum of the currents that flow as the
このように本発明の実施の形態に係る電圧発生回路1によれば、内部回路3の動作電流が大きい場合には、差動増幅回路10,11が双方とも駆動されることによって誤差増幅器5のゲインが高くなるため、内部回路3の動作状態の変化に対する応答性を高めることができるとともに、内部回路3への電流供給能力を向上することができる。また、内部回路3の動作電流が小さい場合には差動増幅回路10は駆動されないため、2段の差動増幅回路10,11が常に駆動されている場合と比較すると、誤差増幅器5における電流消費量を抑制することができる。
As described above, according to the
1 電圧発生回路、2 外部電源、3 内部回路、4 PチャネルMOSFET、5 誤差増幅器、6 制御回路、10,11 差動増幅回路、12,13,16a,16b,17a,17b 入力端子、16,17 入力端子対、14,18a,18b,19a,19b 駆動制御端子、18,19 駆動制御端子対、15a,15b,20 出力端子、15 出力端子対、21,22 インバータ回路。
DESCRIPTION OF
Claims (3)
制御電極と、前記外部電源に接続される第1電極と、前記内部回路に接続される第2電極とを有するトランジスタと、
前記基準電圧と前記内部電源電圧との誤差を増幅することによって制御電圧を発生し、前記制御電圧を前記制御電極に与える誤差増幅器と、
前記制御電圧の値に応じて、前記誤差増幅器のゲイン及び電流消費量を制御する制御回路と
を備える、電圧発生回路。 A voltage generation circuit that generates an internal power supply voltage to be supplied to an internal circuit by dropping an external power supply voltage supplied from an external power supply to a predetermined reference voltage,
A transistor having a control electrode, a first electrode connected to the external power source, and a second electrode connected to the internal circuit;
An error amplifier that amplifies an error between the reference voltage and the internal power supply voltage to generate a control voltage and applies the control voltage to the control electrode;
And a control circuit that controls a gain and current consumption of the error amplifier according to the value of the control voltage.
前記制御回路は、前記制御電圧の値に応じて、前記第1及び第2の差動増幅回路の双方を駆動するか、前記第2の差動増幅回路のみを駆動するかを制御する、請求項1に記載の電圧発生回路。 The error amplifier has first and second differential amplifier circuits connected in cascade,
The control circuit controls whether to drive both the first and second differential amplifier circuits or only the second differential amplifier circuit according to a value of the control voltage. Item 2. The voltage generation circuit according to Item 1.
前記基準電圧が入力される一方入力端子と、
前記内部電源電圧が入力される他方入力端子と、
前記第1の差動増幅回路の駆動を制御する駆動制御端子と、
出力端子対と
を有し、
前記第2の差動増幅回路は、
前記基準電圧が入力される一方入力端子と、前記内部電源電圧が入力される他方入力端子とを含む第1の入力端子対と、
前記出力端子対に接続された第2の入力端子対と、
前記第1の入力端子対に関する前記第2の差動増幅回路の駆動を制御する第1の駆動制御端子対と、
前記第2の入力端子対に関する前記第2の差動増幅回路の駆動を制御する第2の駆動制御端子対と、
前記制御電極に接続された出力端子と
を有し、
前記制御回路の出力に応じて、
前記第1の差動増幅回路は駆動され、前記第1の入力端子対に関して前記第2の差動増幅回路は駆動されず、前記第2の入力端子対に関して前記第2の差動増幅回路は駆動される第1の状態と、
前記第1の差動増幅回路は駆動されず、前記第1の入力端子対に関して前記第2の差動増幅回路は駆動され、前記第2の入力端子対に関して前記第2の差動増幅回路は駆動されない第2の状態と
が切り換えられる、請求項2に記載の電圧発生回路。
The first differential amplifier circuit includes:
One input terminal to which the reference voltage is input;
The other input terminal to which the internal power supply voltage is input;
A drive control terminal for controlling driving of the first differential amplifier circuit;
An output terminal pair,
The second differential amplifier circuit includes:
A first input terminal pair including one input terminal to which the reference voltage is input and the other input terminal to which the internal power supply voltage is input;
A second input terminal pair connected to the output terminal pair;
A first drive control terminal pair for controlling driving of the second differential amplifier circuit with respect to the first input terminal pair;
A second drive control terminal pair for controlling driving of the second differential amplifier circuit with respect to the second input terminal pair;
An output terminal connected to the control electrode;
Depending on the output of the control circuit,
The first differential amplifier circuit is driven, the second differential amplifier circuit is not driven with respect to the first input terminal pair, and the second differential amplifier circuit with respect to the second input terminal pair is A first state to be driven;
The first differential amplifier circuit is not driven, the second differential amplifier circuit is driven with respect to the first input terminal pair, and the second differential amplifier circuit with respect to the second input terminal pair is The voltage generation circuit according to claim 2, wherein the voltage generation circuit is switched to a second state that is not driven.
Priority Applications (1)
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JP2003299620A JP2005071067A (en) | 2003-08-25 | 2003-08-25 | Voltage generation circuit |
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JP2009080653A (en) * | 2007-09-26 | 2009-04-16 | Renesas Technology Corp | Semiconductor integrated circuit device |
JP2011244651A (en) * | 2010-05-20 | 2011-12-01 | Renesas Electronics Corp | Booster circuit |
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2003
- 2003-08-25 JP JP2003299620A patent/JP2005071067A/en active Pending
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