JP2005030809A - Radar system of mobile unit, radar system, radar signal processing method, and radar signal processor - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To secure sufficient detection performance of a target to a change in the collapse itself of the linearity of a transmission signal, and variations in the linearity of transmission signals for each product. <P>SOLUTION: The radar system of the mobile unit comprises A/D converters 201, 202 for sampling a beat signal for outputting the digital voltage value; a memory 203 for storing the digital voltage value; and unneeded frequency component separation sections 207, 208 for inputting the digital voltage value stored in the memory as a measurement signal for separating an unneeded frequency component varying with time and a frequency component corresponding to a target. Further, the radar system comprises frequency analysis sections 211, 212 for converting the measurement signal to a frequency spectrum for outputting; target signal detection sections 213, 214 for inputting the frequency spectrum, and detecting a target beat frequency corresponding to the target for outputting; and a target characteristic calculation section 216 for detecting the target, on the basis of the plurality of target beat frequencies. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【数２】

以下の式（３），（４）により前記対目標相対距離Ｒや前記目標相対速度Ｖが計算され、目標が検知される。
【数３】

【数４】

【０００８】
しかし、前述のような各フェーズのビート信号Ｓｂを利用して目標を検知するレ−ダ方式においては、実際には、レ−ダ送受信装置におけるＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の印加電圧に対する非線形な発振周波数特性や前記ＶＣＯの発振周波数の短期安定度（位相雑音）などにより、周波数変調の理想的な線形性（直線性）は確保できず、周波数変調の線形性は崩れる。つまり、図６（ａ）に破線で示すように、理想的な送信信号Ｓｔ０はほぼ直線になるが、周波数変調の線形性が崩れると、前記ＶＣＯの送信信号Ｓｔ１は、図６（ａ）に破線で示すように、曲線（若干湾曲した非線形な信号）となる。
【０００９】
従って、送信信号Ｓｔ１が時間的に遅れたものである受信信号Ｓｒ１も、図６（ｂ）に点線Ｓｒ１で示すように、前記送信信号Ｓｔ１と同様に、受信周波数と時間との関係が若干湾曲した非線形な受信信号となる。
【００１０】
また、前記受信信号Ｓｒ１に対応する前記対目標相対距離Ｒに比べて前記対目標相対距離Ｒが大きい場合の受信信号Ｓｒ２は、図６（ｃ）の点線Ｓｒ２で示すように、前記送信信号Ｓｔ１に対する時間的な遅れが、前記受信信号Ｓｒ１より大きくなる。
【００１１】
なお、前記図６（ａ）〜（ｃ）は、何れもアップフェ−ズの場合について図示し、ダウンフェ−ズの場合については図示省略してあるが、ダウンフェ−ズの場合もアップフェ−ズの場合と同様になる。
【００１２】
前述のように、前記送信信号Ｓｔ１の送信周波数と時間との関係が例えば図６（ａ）の実線で示されるような若干湾曲した非線形な送信信号となった場合、つまり、前記受信信号Ｓｒ１の受信周波数と時間との関係が図６（ｂ）に点線Ｓｒ１で示すように若干湾曲した非線形な受信信号となった場合、前記目標の検知に使われる前記ビート信号Ｓｂのビート周波数に影響が出てくる。
【００１３】
即ち、前記受信信号Ｓｒ１の受信周波数と時間との関係が図６（ｂ）に点線Ｓｒ１で示すように若干湾曲した非線形な受信信号となった場合、時間に対する前記ビート周波数は、前記受信信号Ｓｒ１の場合には図７の実線で、受信信号Ｓｒ２の場合には図７の破線で示される。つまり、理想的な場合には前記式（１），（２）で表され、時間に対して変化しないはずのビート周波数が、前記送信信号Ｓｔ１の周波数変調における理想的な線形性が確保されていないことにより、時間的に変化する。このようなビート周波数の時間的な変化によって、目標の周波数スペクトルではピークにおいてパワー値（強度値）の拡散が起こり、図５において破線Ｐｓｄで示されるようにピーク形状が急峻でなくなる為、前記対目標相対距離Ｒや前記目標相対速度Ｖ等の測定精度が低下し、目標の検知性能が低下する。
【００１４】
また、図７に示されているように、受信信号Ｓｒ２の場合の方が、即ち目標が遠く対目標相対距離Ｒが長い場合（換言すればビート周波数が高い場合）の方が、受信信号Ｓｒ１の場合より、即ち目標が近く対目標相対距離Ｒが短い場合（換言すればビート周波数が低い場合）より、ビート周波数の変化の幅が大きい。
【００１５】
また、前記目標ビート周波数と周波数パワースペクトルにおけるパワー拡散範囲とは図８で示されるような単調増加の関係にあり、目標ビート周波数が高いほど拡散範囲が広がるため、目標ビート周波数が高いほど前記対目標相対距離Ｒや前記目標相対速度Ｖ等の測定精度の低下の度合いが増大し、目標の検知性能の低下の度合いが増大する。
【００１６】
このような目標の検知性能の低下を改善するための技術として、特開２００１−２２８２４１号公報（特許文献１）のレーダ方式がある。この特許文献１に記載のレーダ方式は、前記目標ビート周波数と周波数パワースペクトルにおけるパワー拡散範囲とが図８で示されるような単調増加の関係にある点に着目して前記目標の検知性能の低下を改善するものである。
【００１７】
以下、この特許文献１に記載のレ−ダ方式、レーダ送受信装置、レーダ信号処理方法、及びレーダ信号処理装置を、図９〜図１３により説明する。図９はレーダ装置の構成を示すブロック図、図１０はレーダ送受信装置のアップフェーズにおける各信号の時間に対する周波数を示す説明図、図１１はレーダ送受信装置のダウンフェーズにおける各信号の時間に対する周波数を示す説明図、図１２はレーダ送受信装置の第１のスイッチと第２のスイッチにおける接続端子を示す説明図、図１３はレーダ送受信装置のメモリ上に生成されるデータマトリクスを示す説明図である。
【００１８】
図９に示すレーダ送受信装置１では、制御部１０１の制御によって、変調波形発生部１０２がＶＣＯ１０３へ印加する電圧を変化させることで、前記アップフェ−ズのＶＣＯ信号（図１０（ａ）に図示）や前記ダウンフェ−ズのＶＣＯ信号（図１１（ａ）に図示）が生成される。各フェーズのＶＣＯ信号は、前記制御部１０１の制御によって図１２に示すタイミングでｔ端子及びｒ端子が切換わる前記第１のスイッチ１０４および前記第２のスイッチ１０５を経て、図１０（ｂ）や図１１（ｂ）において実線で示す間欠的な送信信号（図１２においてｔ端子へ切り換えられている期間τに送信）となり、当該間欠的な送信信号は、前記アンテナ１０６から電波として空中へ放射される。
【００１９】
前記アンテナ１０６から空中へ放射された電波は、その一部が、相対距離Ｒ及び相対速度Ｖで先行走行の前記目標３で反射して再び前記アンテナ１０６に届き、前記第２のスイッチ１０５がそのｒ端子に接続されている期間（図１２においてｒ端子へ切り換えられている期間（Ｔ−τ））で、図１０（ｃ）や図１１（ｃ）において実線で示す受信信号となる。また、第１のスイッチ１０４がｒ端子に接続されている期間（図１２においてｒ端子へ切り換えられている期間（Ｔ−τ））のＶＣＯ信号は、図１０（ｃ）や図１１（ｃ）において破線で示すローカル信号となる。
【００２０】
前記受信信号と前記ローカル信号とは、前記分配回路１０７及び前記ミキサ１１０の経路を経て前記ミキサ１１０によりミキシングされると共に、前記分配回路１０８、前記移相回路１０９（前記ローカル信号の位相をπ／２ラジアンだけシフトしてミキサ１１１へ出力する）、及び前記ミキサ１１１の経路を経て前記ミキサ１１１によりミキシングされ、図１０（ｄ）（アップフェ−ズの場合）及び図１１（ｄ）（ダウンフェ−ズの場合）において実線で示すビート信号が生成される。このビート信号は複素信号として生成され、前記ミキサ１１０が実部信号（Ｉ）を出力し、前記ミキサ１１１が虚部信号（Ｑ）を出力する。
【００２１】
レーダ信号処理装置２では、ＡＤ変換器（アナログ信号をディジタル信号に変換する）２０１が、前記レーダ送受信装置１の制御部１０１からの制御用信号Ｃｔｒｌによって制御されて、前記レーダ送受信装置１で生成される複素ビート信号の実部信号Ｉをサンプリングしてディジタル電圧値に変換し、当該ディジタル電圧値をメモリ２０３に記憶する。同様に、ＡＤ変換器（アナログ信号をディジタル信号に変換する）２０２が、前記レーダ送受信装置１の制御部１０１からの制御用信号Ｃｔｒｌによって制御されて、前記レーダ送受信装置１で生成される複素ビート信号の虚部信号Ｑをサンプリングしてディジタル電圧値に変換し、当該ディジタル電圧値をメモリ２０３に記憶する。
【００２２】
なお、前記ディジタル電圧値が前記メモリ２０３に記憶される際には、図１０（ｂ）（アップフェ−ズの場合を図示してある）や図１１（ｂ）（ダウンフェ−ズの場合を図示してある）に示される送信信号Ｐ（１）に続くＮ個のサンプリングデ−タＲ（１），Ｒ（２），．．．，Ｒ（Ｎ）を列方向データとして、図１３に示されるように、前記メモリ２０３の｛Ｐ（１），Ｒ（１）｝，｛Ｐ（１），Ｒ（２）｝，．．．，｛Ｐ（１），Ｒ（Ｎ）｝に記憶する。同様に、送信信号Ｐ（２）以降のサンプリングデ−タＲ（１），Ｒ（２），．．．，Ｒ（Ｎ）も列方向データとして、前記メモリ２０３の｛Ｐ（２），Ｒ（１）｝，｛Ｐ（２），Ｒ（２）｝，．．．，｛Ｐ（２），Ｒ（Ｎ）｝に記憶し、これを送信信号Ｐ（Ｍ）まで繰り返してＮ行Ｍ列のデータマトリクスを前記メモリ２０３上に生成する。このとき、Ｒ（ｋ）｛ｋ＝１，２，．．．，Ｎ｝の行には、式（５）で示される範囲の対目標相対距離Ｒに存在する目標３からの反射波の信号が含まれている。
【数５】

【００２３】
信号処理制御部２０４は制御用信号Ｃｔｒｌによって、前記アップフェーズあるいは前記ダウンフェーズの観測が終了した時点で、各Ｒ（ｋ）｛ｋ＝１，２，．．．，Ｎ｝ごとに、以降の処理について制御を行う。
【００２４】
周波数分析部２１１が前記メモリ２０３上に生成されたアップフェーズにおけるデータマトリクスのＲ（ｋ）｛ｋ＝１，２，．．．，Ｎ｝の行方向データ群を読み出し、周波数スペクトルに変換して出力する。同様に、周波数分析部２１２が前記メモリ４上に生成されたダウンフェーズにおけるデータマトリクスのＲ（ｋ）｛ｋ＝１，２，．．．，Ｎ｝の行方向データ群を読み出し、周波数スペクトルに変換して出力する。
【００２５】
前記周波数分析部２１１で変換されたアップフェーズにおける周波数スペクトルは強度値加算部２１７に、前記周波数分析部２１２で変換されたダウンフェーズにおける周波数スペクトルは強度値加算部２１８にそれぞれ入力される。前記強度値加算部２１７，２１８では、前記目標ビート周波数と周波数パワースペクトルにおけるパワー拡散範囲とが図８で示されるような単調増加の関係にある特性を基に予め設定された拡散範囲に対応する周波数に渡ってスペクトル強度値（スペクトルパワ−値）を算術加算し、加算後の強度値と加算範囲の周波数から選択した代表周波数で表された強度値加算後周波数スペクトルを計算する。
【００２６】
前記強度値加算部２１７，２１８での前記スペクトル強度値（スペクトルパワ−値）の加算は、具体的には、前記周波数変調の線形性の崩れ（非線形性）によるスペクトル強度値（スペクトルパワ−値）の拡散範囲幅（例えば、最大ピ−クの１／２以上の強度値をもつ周波数の幅）が、複素信号として生成されたビート信号の実部信号（Ｉ）及び虚部信号（Ｑ）の周波数に対して図８のような関係があるものと想定し、予めビート信号の周波数に応じて、信号強度の拡散範囲分に相当する強度値を加算する。
【００２７】
前記強度値加算後周波数スペクトルから、アップフェ−ズ用の目標信号検出部２１３及びダウンフェ−ズ用の目標信号検出部２１４が、各フェ−ズの当該強度値加算後周波数スペクトルから急峻なスペクトルをそれぞれ検出しそのスペクトルの周波数及び強度値（パワ−値）を、組合せ探索部２１１へ出力する。
【００２８】
前記組合せ探索部２１１は、前記アップフェ−ズの期間におけるスペクトルの周波数と前記ダウンフェ−ズの期間におけるスペクトルの周波数とを組み合わせて前記対目標相対距離Ｒｋを計算し、全ての対目標相対距離Ｒｋ（ｋ＝１〜ｎ）を計算すると、前記式（５）のＲｋの範囲に属する対目標相対距離があれば、当該範囲に属する対目標相対距離の計算に使用された周波数の組合せ及びスペクトル強度値（パワ−値）の組合せを特定し、前記特定した周波数の組合せを速度計算部２１６１へ、前記特定したスペクトル強度値（パワ−値）の組合せを強度計算部２１６２へ、前記式（５）のＲｋの範囲に属する対目標相対距離を方位角計算部２１６３へ出力する。
【００２９】
前記速度計算部２１６１は、前記特定した周波数の組合せを入力すると前記目標３に対する対目標相対速度Ｖを計算し、当該対目標相対速度Ｖを前記方位角計算部２１６３へ出力する。
【００３０】
前記強度計算部２１６２は、前記特定したスペクトル強度値（パワ−値）の組合せを入力すると当該スペクトル強度値（パワ−値）の組合せの平均値を基準にして前記特定したスペクトル強度値（パワ−値）の組合せ中から代表のスペクトル強度値を選択し、当該選択した代表のスペクトル強度値を前記方位角計算部２１６３へ出力する。
【００３１】
前記方位角計算部２１６３は、前記組合せ探索部２１１から前記式（５）のＲｋの範囲に属する対目標相対距離を、前記強度計算部２１６２から前記代表のスペクトル強度値を、前記速度計算部２１６２から対目標相対速度Ｖを、それぞれ入力すると、例えば先行走行の自動車等の前記目標３の方位角を計算する。
【００３２】
【特許文献１】
特開２００１−２２８２４１号公報（図１〜図１３、段落番号０００１〜００８０）
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
前述のように、従来、周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号により目標を検知する移動体のレ−ダ方式においては、時間に対して変化しないはずのビート周波数が、前記送信信号の周波数変調における理想的な線形性が確保されていないことにより、時間的に変化し、目標の周波数スペクトルではピークにおいてパワー値（強度値）の拡散が起こり、ピーク形状が急峻でなくなる為、前記対目標相対距離や前記目標相対速度、目標の方位角等の測定精度が低下し、目標の検知性能が低下する。
【００３４】
このような目標の検知性能の低下を抑制或いは防止する為、前記特許文献１に記載の周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号により目標を検知する移動体のレ−ダ方式においては、前記目標ビート周波数と周波数パワースペクトルにおけるパワー拡散範囲とが図８で示されるような単調増加の関係にある点に着目し、前記アップフェーズ用の周波数分析部２１１の次段にアップフェーズ用の強度値加算部２１７を設けると共に、前記ダウンフェーズ用の周波数分析部２１２の次段にダウンフェーズ用の強度値加算部２１８を設け、前記周波数変調の線形性の崩れ（非線形性）によるスペクトル強度値（スペクトルパワ−値）の拡散範囲幅（例えば、最大ピ−クの１／２以上の強度値をもつ周波数の幅）が、複素信号として生成されたビート信号の実部信号（Ｉ）及び虚部信号（Ｑ）の周波数に対して図８のような関係があるものと想定し、前記各強度値加算部２１７，２１８で予めビート信号の周波数に応じて、信号強度の拡散範囲分に相当する強度値を加算し、強度値加算後周波数スペクトルから、前記アップフェ−ズ用の目標信号検出部２１３及び前記ダウンフェ−ズ用の目標信号検出部２１４が、各フェ−ズの当該強度値加算後周波数スペクトルから急峻なスペクトルをそれぞれ検出しそのスペクトルの周波数及び強度値（パワ−値）から、対目標相対距離、対目標相対速度、目標の方位角、等の目標の検知を行うようにしてある。
【００３５】
前記特許文献１に記載の周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号により目標を検知する移動体のレ−ダ方式によれば、実機における前記送信信号の線形性の確保が困難なことが原因で前記目標の検知性能が低下することを抑制することは可能である。しかし、厳密には、実機においては、レーダ送受信装置での送信信号の線形性の崩れは、同一構成同一機能のレーダ送受信装置であっても製品ごとにバラツキがあり、また、同一製品であっても経時変化し、周囲温度の変化などによっても変化する。このような送信信号の線形性の崩れ自体の変化や製品ごとのバラツキについては、前記特許文献１に記載の移動体のレ−ダ方式では、前述のように周波数変調の線形性の崩れ（非線形性）によるスペクトル強度値（スペクトルパワ−値）の拡散範囲幅（例えば、最大ピ−クの１／２以上の強度値をもつ周波数の幅）が、複素信号として生成されたビート信号の実部信号（Ｉ）及び虚部信号（Ｑ）の周波数に対して図８のような関係があるものと想定し、前記各強度値加算部２１７，２１８で予めビート信号の周波数に応じて、信号強度の拡散範囲分に相当する強度値を加算する方式では、加算する強度値が図８のような関係があるものと想定して固定されているため対応できない。従って、前記特許文献１に記載の移動体のレ−ダ方式では、前述のような送信信号の線形性の崩れ自体の変化に対して目標の十分な検知性能を確保できない。特に、ビート周波数が高い場合には、送信信号の線形性の崩れ自体の変化に依るその拡散範囲の変動が大きく、前記特許文献１に記載の移動体のレ−ダ方式における性能劣化の改善効果は小さくなる。
【００３６】
この発明は、前述のような実情に鑑みてなされたもので、周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号により目標を検知する移動体のレ−ダ方式において、送信信号の線形性の崩れ自体の変化や送信信号の線形性の製品ごとのバラツキに対して目標の十分な検知性能を確保できるようにすることを目的とするものである。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る移動体のレ−ダ方式は、周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号から目標を検知する移動体のレ−ダ方式において、前記ビ−ト信号に含まれる周波数変動分を分離し、周波数変動分が分離されたビート信号から目標を検知するものである。
【００３８】
また、この発明に係る移動体のレーダ装置は、周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号から目標を検知する移動体のレ−ダ装置において、前記ビート信号をサンプリングしてそのディジタル電圧値を出力するＡＤ変換器と、前記ディジタル電圧値を記憶するメモリと、前記メモリに記憶された前記ディジタル電圧値を入力して時間的に変動する不要な周波数成分と目標に対応する周波数成分とを分離した測定用信号として出力する不要周波数成分分離部と、前記測定用信号を周波数スペクトルへ変換して出力する周波数分析部と、前記周波数スペクトルを入力して目標に対応する目標ビート周波数を検出して出力する目標信号検出部と、複数の前記目標ビート周波数に基づいて目標を検知する目標諸元計算部とを備えているものである。
【００３９】
また、この発明に係る移動体のレーダ信号処理方法は、周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号から目標を検知するレーダ信号処理方法であって、前記ビート信号を入力して時間的に変動する不要な周波数成分と目標に対応する周波数成分とを分離した測定用信号として出力する不要周波数成分分離のステップと、前記測定用信号を入力して周波数スペクトルへ変換するステップと、前記周波数スペクトルを入力して目標に対応する目標ビート周波数を検出するステップと、前記目標ビート周波数から対目標相対距離や対目標相対速度、方位角などを計算して前記目標を検知するステップとを有しているものである。
【００４０】
また、この発明に係る移動体のレ−ダ信号処理装置は、周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号から目標を検知する移動体のレ−ダ信号処理装置であって、前記ビート信号をサンプリングしてそのディジタル電圧値を出力するＡＤ変換器と、前記ディジタル電圧値を記憶するメモリと、前記メモリに記憶された前記ディジタル電圧値を入力して時間的に変動する不要な周波数成分と目標に対応する周波数成分とを分離した測定用信号として出力する不要周波数成分分離部と、前記測定用信号を周波数スペクトルへ変換して出力する周波数分析部と、前記周波数スペクトルを入力して目標に対応する目標ビート周波数を検出して出力する目標信号検出部と、複数の前記目標ビート周波数に基づいて目標を検知する目標諸元計算部とを備えているものである。
【００４１】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明を自動車等の移動体の前記ＦＭＩＣＷ方式のレーダ方式に適用した場合の一例を、この発明の実施の形態１として、図１〜図３に基づいて、又、図１〜図３以外の他の図も参照しながら、説明する。図１はこの発明の実施の形態１のレーダ信号処理装置の一例を示す構成図、図２は図１のレーダ信号処理装置における処理手順を示す説明図、図３は図１のレーダ信号処理装置での周波数パワースペクトルを示す説明図である。
【００４２】
この発明の実施の形態１の移動体のレ−ダ装置は、図１に示すように、基本的には、例えば移動体に搭載の例えば前記ＦＭＩＣＷ方式のレーダ送受信装置１と、このレーダ送受信装置１に接続され例えば移動体に搭載されるレーダ信号処理装置２とから構成され、先行走行の他の自動車などの移動体である目標３を検知するものである。
【００４３】
以下、図１の移動体のレ−ダ装置の詳細構成を説明し、その後、詳細な動作説明をする。
【００４４】
先ず、図１の移動体のレ−ダ装置の詳細構成を説明する。
【００４５】
前記レーダ送受信装置１は、図１に図示のように、制御部１０１と、変調波形発生部１０２と、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１０３と、第１のスイッチ１０４と、第２のスイッチ１０５と、送受信用のアンテナ１０６と、分配回路１０７と、分配回路１０８と、移相回路１０９と、ミキサ１１０と、ミキサ１１１とで構成されている。
【００４６】
前記制御部１０１は、前記変調波形発生部１０２や前記第１及び第２のスイッチ１０４，１０５を、それらの機能を行うように制御する。前記変調波形発生部１０２は、前記制御部１０１に制御されて前記アップフェ−ズとダウンフェ−ズとからなる変調波形を生成する。前記ＶＣＯ１０３は、前記変調波形発生部１０２により生成された変調波形を入力して前記アンテナ１０６から送信された電波は、前記目標３で反射されて前記アンテナ１０６により受信される。
【００４７】
前記レーダ信号処理装置２は、図１に図示のように、ＡＤ変換器（入力されたアナログ信号をディジタル信号に変換して出力する）２０１と、ＡＤ変換器２０２と、メモリ２０３と、例えばＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）で構成された信号処理制御部２０４と、選択的に切り換えられる切換端子Ｌと切換端子Ｈとを有したアップフェ−ズ用の入力切換え部２０５と、選択的に切り換えられる切換端子Ｌと切換端子Ｈとを有したダウンフェ−ズ用の入力切換え部２０６と、アップフェ−ズ用の不要周波数成分分離部２０７と、ダウンフェ−ズ用の不要周波数成分分離部２０８と、選択的に切り換えられる切換端子Ｌと切換端子Ｈとを有したアップフェ−ズ用の出力切換え部２０９と、選択的に切り換えられる切換端子Ｌと切換端子Ｈとを有したダウンフェ−ズ用の出力切換え部２１０と、アップフェ−ズ用の周波数分析部２１１と、ダウンフェ−ズ用の周波数分析部２１２と、アップフェ−ズ用の目標信号検出部２１３と、ダウンフェ−ズ用の目標信号検出部２１４と、組合せ探索部２１５と、対目標相対速度や対目標相対距離、目標の方位角等の目標諸元を計算する目標諸元計算部２１６とから構成されている。
【００４８】
次に、図１の移動体のレ−ダ装置の詳細な動作説明をする。
【００４９】
図１に示すレーダ送受信装置１では、制御部１０１の制御によって、変調波形発生部１０２がＶＣＯ１０３へ印加する電圧を変化させることで、前記アップフェ−ズのＶＣＯ信号（図１０（ａ）参照）や前記ダウンフェ−ズのＶＣＯ信号（図１１（ａ）参照）が生成される。各フェーズのＶＣＯ信号は、前記制御部１０１の制御によって図１２に示すタイミングでｔ端子及びｒ端子が切換わる前記第１のスイッチ１０４および前記第２のスイッチ１０５を経て、図１０（ｂ）や図１１（ｂ）において実線で示す間欠的な送信信号（図１２においてｔ端子へ切り換えられている期間τに送信）となり、当該間欠的な送信信号は、前記アンテナ１０６から電波として空中へ放射される。
【００５０】
前記アンテナ１０６から空中へ放射された電波は、その一部が、相対距離Ｒ及び相対速度Ｖで先行走行の前記目標３で反射して再び前記アンテナ１０６に届き、前記第２のスイッチ１０５がそのｒ端子に接続されている期間（図１２においてｒ端子へ切り換えられている期間（Ｔ−τ））で、図１０（ｃ）や図１１（ｃ）において実線で示す受信信号となる。また、第１のスイッチ１０４がｒ端子に接続されている期間（図１２においてｒ端子へ切り換えられている期間（Ｔ−τ））のＶＣＯ信号は、図１０（ｃ）や図１１（ｃ）において破線で示すローカル信号となる。
【００５１】
前記受信信号と前記ローカル信号とは、前記分配回路１０７及び前記ミキサ１１０の経路を経て前記ミキサ１１０によりミキシングされると共に、前記分配回路１０８、前記移相回路１０９（前記ローカル信号の位相をπ／２ラジアンだけシフトしてミキサ１１１へ出力する）、及び前記ミキサ１１１の経路を経て前記ミキサ１１１によりミキシングされ、図１０（ｄ）（アップフェ−ズの場合）及び図１１（ｄ）（ダウンフェ−ズの場合）において実線で示すビート信号が生成される。このビート信号は複素信号として生成され、前記ミキサ１１０が実部信号（Ｉ）を出力し、前記ミキサ１１１が虚部信号（Ｑ）を出力する。
【００５２】
前記レーダ信号処理装置２では、前記ＡＤ変換器２０１が、前記レーダ送受信装置１の制御部１０１からの制御用信号Ｃｔｒｌによって制御されて、前記レーダ送受信装置１で生成される複素ビート信号の実部信号Ｉをサンプリングしてディジタル電圧値に変換し、当該ディジタル電圧値をメモリ２０３に記憶する。同様に、ＡＤ変換器（アナログ信号をディジタル信号に変換する）２０２が、前記レーダ送受信装置１の制御部１０１からの制御用信号Ｃｔｒｌによって制御されて、前記レーダ送受信装置１で生成される複素ビート信号の虚部信号Ｑをサンプリングしてディジタル電圧値に変換し、当該ディジタル電圧値をメモリ２０３に記憶する。
【００５３】
なお、前記ディジタル電圧値が前記メモリ２０３に記憶される際には、図１０（ｂ）（アップフェ−ズの場合を図示してある）や図１１（ｂ）（ダウンフェ−ズの場合を図示してある）に示される送信信号Ｐ（１）に続くＮ個のサンプリングデ−タＲ（１），Ｒ（２），．．．，Ｒ（Ｎ）を列方向データとして、図１３に示されるように、前記メモリ２０３の｛Ｐ（１），Ｒ（１）｝，｛Ｐ（１），Ｒ（２）｝，．．．，｛Ｐ（１），Ｒ（Ｎ）｝に記憶する。同様に、送信信号Ｐ（２）以降のサンプリングデ−タＲ（１），Ｒ（２），．．．，Ｒ（Ｎ）も列方向データとして、前記メモリ２０３の｛Ｐ（２），Ｒ（１）｝，｛Ｐ（２），Ｒ（２）｝，．．．，｛Ｐ（２），Ｒ（Ｎ）｝に記憶し、これを送信信号Ｐ（Ｍ）まで繰り返してＮ行Ｍ列のデータマトリクスを前記メモリ２０３上に生成する。
【００５４】
つまり、前記メモリ２０３上に各フェーズごとのディジタル電圧値に関するデータマトリクスを生成する。
【００５５】
なお、以後、前記アップフェ−ズのデータマトリクスにおけるデ−タ格納領域｛Ｐ（１），Ｒ（１）｝，｛Ｐ（１），Ｒ（２）｝，．．，｛Ｐ（１），Ｒ（Ｎ）｝，｛Ｐ（２），Ｒ（１）｝，｛Ｐ（２），Ｒ（２）｝，．．，｛Ｐ（２），Ｒ（Ｎ）｝，．．，｛Ｐ（Ｍ），Ｒ（１）｝，｛Ｐ（Ｍ），Ｒ（２）｝，．．，｛Ｐ（Ｍ），Ｒ（Ｎ）｝には、夫々前記アップフェ−ズでの対応Ｒ（ｋ）行のビート信号のディジタル電圧値データ群Ｓｕ（ｔ）｛ｔ＝１，２，．．，Ｍ｝が格納されるものとして説明する。
【００５６】
同様に、前記ダウンフェ−ズのデータマトリクスにおけるデ−タ格納領域｛Ｐ（１），Ｒ（１）｝，｛Ｐ（１），Ｒ（２）｝，．．，｛Ｐ（１），Ｒ（Ｎ）｝，｛Ｐ（２），Ｒ（１）｝，｛Ｐ（２），Ｒ（２）｝，．．，｛Ｐ（２），Ｒ（Ｎ）｝，．．，｛Ｐ（Ｍ），Ｒ（１）｝，｛Ｐ（Ｍ），Ｒ（２）｝，．．，｛Ｐ（Ｍ），Ｒ（Ｎ）｝には、夫々前記ダウンフェ−ズでの対応Ｒ（ｋ）行のビート信号のディジタル電圧値データ群Ｓｄ（ｔ）｛ｔ＝１，２，．．，Ｍ｝が格納されるものとして説明する。
【００５７】
なお、Ｒ（ｋ）｛ｋ＝１，２，．．．，Ｎ｝の行には、前記式（５）で示される範囲の対目標相対距離Ｒに存在する目標３からの反射波の信号が含まれている。
【００５８】
以降、前記信号処理制御部２０４は、制御用信号Ｃｔｒｌによって、アップフェーズあるいはダウンフェーズの観測が終了した時点で、つまり、前記アップフェーズにおける前記ビート信号のディジタル電圧値データ群を前記メモリ２０３に格納し終えた後あるいは前記ダウンフェーズにおける前記ビート信号のディジタル電圧値データ群を前記メモリ２０３に格納し終えた後、図２に示す処理手順（ステップＳＴ１〜ＳＴ１８）に従って前記レ−ダ信号処理装置２の各構成要素を制御し、前記レ−ダ信号処理装置２の各構成要素は、前記信号処理制御部２０４による制御に基づいて動作し、この発明の実施の形態１のレ−ダ方式の所期の機能を呈する。
【００５９】
以下、前記ビート信号のディジタル電圧値データ群を前記メモリ２０３に格納し終えた後の動作を、図２に示す前記処理手順（ステップＳＴ１〜ＳＴ１８）に従って、図１の前記レ−ダ信号処理装置２における各構成要素と関連付けながら説明する。
【００６０】
先ず、前記信号処理制御部２０４が内部のカウンタ用変数ｋを初期化して、ｋ＝１とする。（ステップＳＴ１）
【００６１】
前記ステップＳＴ１での処理に続いてステップＳＴ２での処理が行われる。
【００６２】
ステップＳＴ２では、前記信号処理制御部２０４により、前記メモリ２０３上に生成されたアップフェーズのデータマトリクスからＲ（ｋ）行のビート信号のディジタル電圧値データ群Ｓｕ（ｔ）｛ｔ＝１，２，．．，Ｍ｝が読み出される。
【００６３】
このステップＳＴ２での前記処理の後、ステップＳＴ３に進む。
【００６４】
ここで、ステップＳＴ３での処理の説明の前に、読み出されるビート信号の特性について述べる。
【００６５】
送信信号の周波数変調における線形性が理想的に確保されている場合、目標ビート周波数Ｂｉ（ｔ）はＦｂであるとする。
【数６】

この場合、周波数パワースペクトルは図５の実線のようにパワーが周波数Ｆｂに集中し、そのピーク形状は急峻である。
【００６６】
これに対して実際の場合には、厳密には、レーダ送受信装置での送信信号の線形性の崩れは、同一構成同一機能のレーダ送受信装置であっても製品ごとにバラツキがあり、また、同一製品であっても経時変化し、周囲温度の変化などによっても変化するため、送信信号の周波数変調における線形性の確保が困難であり、目標ビート周波数Ｂ（ｔ）には時間的に変動する成分ｘ（ｔ）が加わる。従って、実機においては、目標ビート周波数Ｂ（ｔ）は、以下の式（７）となる。
【数７】

【００６７】
ここで、前記目標ビート周波数Ｂ（ｔ）の時間的な変動成分ｘ（ｔ）が、目標ビート周波数Ｂ（ｔ）の真値であるＦｂを中心に変調時間Ｔ［ｓ］の間にα［Ｈｚ］分増大（あるいは減少）する場合、前記目標ビート周波数Ｂ（ｔ）の時間的な変動成分ｘ（ｔ）は、以下の式（８）で表せる。
【数８】

【００６８】
このとき、前記目標ビート周波数Ｂ（ｔ）の時間的な変動成分ｘ（ｔ）を時間についての積分した結果Ｘ（ｔ）は、以下の式（９）で表され、
【数９】

【００６９】
前記目標ビート周波数Ｂ（ｔ）の時間的な変動成分ｘ（ｔ）を時間についての積分した結果Ｘ（ｔ）により、ビート信号Ｓｂ（ｔ）は、以下の式（１０）で表される。
【数１０】

【００７０】
ビート信号Ｓｂ（ｔ）の周波数パワースペクトルは、図５の破線のように、目標ビート周波数Ｂ（ｔ）の真値Ｆｂ付近でパワーが拡散し、そのピーク形状は急峻でなくなる。
【００７１】
ここで、観測期間Ｔ内で時間方向を逆にした信号Ｓｂ（Ｔ−ｔ）は式（１１）で表される。
【数１１】

【００７２】
そこで、前記ビート信号Ｓｂ（ｔ）に、前述の観測期間Ｔ内で時間方向を逆にした信号Ｓｂ（Ｔ−ｔ）を乗じた信号ＳＳｂ（ｔ）について、式を展開し整理すると、以下の式（１２）が得られる。
【数１２】

【００７３】
式（１２）より、その第１項の位相部分を時間について微分してその周波数ＦＦ１を求めると、以下の式（１３）となり、前記式（１２）の第１項の位相部分を時間について微分して求められた周波数ＦＦ１は、ビート周波数の変動成分ｘ（ｔ）を２倍した周波数である。
【数１３】

【００７４】
一方、前記式（１２）の第２項の位相部分を時間について微分してその周波数ＦＦ２を求めると、以下の式（１４）となり、前記式（１２）の第２項の位相部分を時間について微分して求められた周波数ＦＦ２は、目標ビート周波数Ｆｂを２倍した周波数である。
【数１４】

【００７５】
従って、前記ビート信号Ｓｂ（ｔ）に、前述の観測期間Ｔ内で時間方向を逆にした信号Ｓｂ（Ｔ−ｔ）を乗じた信号ＳＳｂ（ｔ）では、目標ビート周波数Ｆｂと変動成分ｘ（ｔ）が周波数上で分離されている。
【００７６】
そのため、前記ビート信号Ｓｂ（ｔ）に、前述の観測期間Ｔ内で時間方向を逆にした信号Ｓｂ（Ｔ−ｔ）を乗じた信号ＳＳｂ（ｔ）から得た周波数パワースペクトルでは、図３の点線のように前記変動成分ｘ（ｔ）に起因する周波数成分と目標ビート周波数Ｆｂとは分離され、前記変動成分ｘ（ｔ）に起因する周波数成分が低域周波数に現れる。ただし、目標ビート周波数のスペクトルピークＰｓは、図３に点線で示されているように、目標ビート周波数の真値の周波数Ｆｂの２倍周波数の点に現れる。
【００７７】
前述のように、観測期間Ｔ内で時間方向を逆にした信号Ｓｂ（Ｔ−ｔ）を乗じた信号ＳＳｂ（ｔ）の特性を利用して、目標ビート周波数Ｆｂと変動成分ｘ（ｔ）とを分離することが可能である。ところで、前述のように変動成分ｘ（ｔ）に起因する周波数成分が低域周波数に現れるため、目標ビート周波数Ｆｂが低い場合には変動成分ｘ（ｔ）に起因する周波数成分との十分な分離が行われない。そこで、目標ビート周波数Ｆｂが高い場合にのみ、観測期間Ｔ内で時間方向を逆にした信号Ｓｂ（Ｔ−ｔ）を乗じた信号ＳＳｂ（ｔ）の特性を利用するようにしてもよい。
【００７８】
前記式（１），（２）より、目標の距離が遠い場合（対目標相対距離Ｒが長い場合）には、目標のビート周波数が高くなる確率が高い。この点を考慮に入れて、ステップＳＴ３では、現在処理中のデータは前記式（５）の距離範囲を対象としていることから、信号処理制御部２０４が内部カウンタ用変数ｋの値をあらかじめ設定されているしきい値Ｋと比較して、ｋ≦Ｋであれば、アップフェーズの場合は、アップフェーズ用の出力切換え部２０５とアップフェーズ用の入力切換え部２０９とを同期して切換端子Ｌに接続してステップＳＴ４に進み、ｋ＞Ｋであれば、アップフェーズ用の出力切換え部２０５とアップフェーズ用の入力切換え部２０９とを同期して切換端子Ｈに接続してステップＳＴ５に進む。
【００７９】
前記ステップＳＴ３での判定結果、ステップＳＴ４に進んだ場合、当該ステップＳＴ４では、前記信号処理制御部２０４が、アップフェーズにおけるビート信号Ｓｕ（ｔ）｛ｔ＝１，２，．．．，Ｍ｝をそのままアップフェーズにおける測定用信号ＳＳｕ（ｔ）｛ｔ＝１，２，．．．，Ｍ｝として、ステップ６へ進む。
【００８０】
前記ステップＳＴ３での判定結果、ステップＳＴ５に進んだ場合、当該ステップＳＴ５では、前記信号処理制御部２０４による制御により、前記アップフェーズにおけるビート信号Ｓｕ（ｔ）が入力された不要周波数成分分離部２０７が、前記アップフェーズにおけるビート信号Ｓｕ（ｔ）に、アップフェーズにおける観測期間Ｔ内で時間方向を逆にした信号Ｓｕ（Ｔ−ｔ＋１）を乗じたアップフェーズにおける測定用信号ＳＳｕ（ｔ）｛ｔ＝１，２，．．．，Ｍ｝を計算し、ステップＳＴ６へ進む。
【００８１】
ステップＳＴ６では、アップフェーズ用の周波数分析部２１１がステップＳＴ４あるいはステップＳＴ５で得られた前記アップフェーズにおける測定用信号ＳＳｕ（ｔ）を入力し、例えばＦＦＴ処理を実施して、アップフェーズにおける周波数パワースペクトルＳＳｕ（ｆ）を得る。
【００８２】
ステップＳＴ６での前記処理の後、ステップＳＴ７に進む。
【００８３】
ステップＳＴ７では、アップフェーズ用の目標信号検出部２１３が前記周波数パワースペクトルＳＳｕ（ｆ）を入力して、例えば予め設定されたしきい値以上のパワーを有するピーク周波数を検出して、アップフェーズにおけるビート周波数Ｕｕｉ｛ｉ＝１，２，．．．，Ｎｕ｝を検出する。ただし、ｋ＞Ｋの場合、Ｕｕｉはアップフェーズにおける真のビート周波数の２倍の値である。
【００８４】
ステップＳＴ７での前記処理の後、ステップＳＴ８に進む。
【００８５】
ステップＳＴ８では、前述のアップフェーズの場合の前記ステップＳＴ２と同様に、前記信号処理制御部２０４により、前記メモリ２０３上に生成されたダウンフェーズのデータマトリクスからＲ（ｋ）行のビート信号のディジタル電圧値データ群Ｓｄ（ｔ）｛ｔ＝１，２，．．．，Ｍ｝が読み出される。
【００８６】
ステップＳＴ８での前記処理の後、ステップＳＴ９に進む。
【００８７】
ステップＳＴ９では、前述のアップフェーズの場合の前記ステップＳＴ３と同様に、現在処理中のデータは前記式（５）の距離範囲を対象としていることから、前記信号処理制御部２０４が内部カウンタ用変数ｋの値を予め設定されているしきい値Ｋと比較して、ｋ≦Ｋであれば、ダウンフェーズの場合は、ダウンフェーズ用の出力切換え部２０６とダウンフェーズ用の入力切換え部２１０とを同期して切換端子Ｌに接続してステップＳＴ１０に進み、ｋ＞Ｋであれば、ダウンフェーズ用の出力切換え部２０６と、ダウンフェーズ用の入力切換え部２１０とを同期して切換端子Ｈに接続してステップＳＴ１１に進む。
【００８８】
前記ステップＳＴ９での判定結果、ステップＳＴ１０に進んだ場合、当該ステップＳＴ１０では、前述のアップフェーズの場合のステップＳＴ４の場合と同様に、前記信号処理制御部２０４が、ダウンフェーズにおけるビート信号Ｓｄ（ｔ）｛ｔ＝１，２，．．．，Ｍ｝をそのまま測定用信号ＳＳｄ（ｔ）｛ｔ＝１，２，．．．，Ｍ｝として、ステップＳＴ１２へ進む。
【００８９】
前記ステップＳＴ９での判定結果、ステップＳＴ１１に進んだ場合、当該ステップＳＴ１１では、前述のアップフェーズの場合のステップＳＴ５の場合と同様に、前記信号処理制御部２０４による制御により、前記ダウンフェーズにおけるビート信号Ｓｄ（ｔ）が入力された不要周波数成分分離部２０８が、前記ダウンフェーズにおけるビート信号Ｓｄ（ｔ）に、ダウンフェーズにおける観測期間Ｔ内で時間方向を逆にした信号Ｓｄ（Ｔ−ｔ＋１）を乗じたダウンフェーズにおける測定用信号ＳＳｄ（ｔ）｛ｔ＝１，２，．．．，Ｍ｝を計算し、ステップＳＴ１２へ進む。
【００９０】
ステップＳＴ１２では、ダウンフェーズ用の周波数分析部２１２が前記ステップＳＴ１０あるいは前記ステップＳＴ１１で得られた前記ダウンフェーズにおける測定用信号ＳＳｄ（ｔ）を入力し、例えばＦＦＴ処理などを実施して、ダウンフェーズにおける周波数パワースペクトルＳＳｄ（ｆ）を得る。
【００９１】
ステップＳＴ１２での前記処理の後、ステップＳＴ１３に進む。
【００９２】
ステップＳＴ１３では、前述のアップフェーズの場合のステップＳＴ７と同様に、ダウンフェーズ用の目標信号検出部２１４が前記周波数パワースペクトルＳＳｄ（ｆ）を入力して、例えば予め設定されたしきい値以上のパワーを有するピーク周波数を検出して、ダウンフェーズにおけるビート周波数Ｄｄｊ｛ｊ＝１，２，．．．，Ｎｄ｝を検出する。ただし、ｋ＞Ｋの場合、Ｄｄｊはダウンフェーズにおける真のビート周波数の２倍の値である。
【００９３】
ステップＳＴ１３での前記処理の後、ステップＳＴ１４に進む。
【００９４】
ステップ１４では、前記信号処理制御部２０４による制御により、前記組合せ探索部１２が前記ステップ７において前記アップフェーズ用の目標検出部２１３が検出した前記アップフェーズにおけるビート周波数Ｕｕｉ｛ｉ＝１，２，．．．，Ｎｕ｝と、前記ステップ１３において前記ダウンフェーズ用の目標検出部２１４が検出した前記ダウンフェーズにおけるビート周波数Ｄｄｊ｛ｊ＝１，２，．．．，Ｎｄ｝とを入力して、前記アップフェーズにおけるビート周波数Ｕｕｉと前記ダウンフェーズにおけるビート周波数Ｄｄｊに関する全ての周波数組合せの中から、例えば、現在処理中であるデータは前記式（５）の距離範囲に存在する目標であることを利用して、ｋ≦Ｋの場合は、前記式（３）においてＵ＝Ｕｕｐ，Ｄ＝Ｄｄｑとして計算した対目標相対距離Ｒが前記式（５）の範囲内であるか、ｋ＞Ｋの場合は、以下の式（１５）で計算した対目標相対距離Ｒが前記式（５）の範囲内であるかを判断基準として、前記アップフェーズおよび前記ダウンフェーズにおける目標３に対応するビート周波数の周波数組｛Ｕｕｐ，Ｄｄｑ｝を探索する。なお、Ｕｕｐは前記アップフェーズにおける目標３に対応するビート周波数、Ｄｄｑは前記ダウンフェーズにおける目標３に対応するビート周波数である。
【数１５】

【００９５】
ステップＳＴ１４での前記処理の後、ステップＳＴ１５に進む。
【００９６】
ステップ１５では、例えば前述の特許文献１のレ−ダ装置と同様に速度計算部、強度計算部、方位角計算部等で構成される前記目標諸元計算部２１６が、目標３の相対速度、方位角を計算して出力する。ただし、対目標相対速度Ｖについては、ｋ≦Ｋの場合は、前記式（４）においてＵ＝Ｕｕｐ， Ｄ＝Ｄｄｑとして計算し、ｋ＞Ｋの場合は以下の式（１６）で計算する。
【数１６】

【００９７】
ステップＳＴ１５での前記処理の後、ステップＳＴ１６に進む。
【００９８】
ステップ１６では、前記信号処理制御部２０４がその内部カウンタ用変数ｋの値に１を加える。
【００９９】
ステップＳＴ１６での前記処理の後、ステップＳＴ１７に進む。
【０１００】
ステップ１７では、前記信号処理制御部２０４がその内部カウンタ用変数ｋの値をＮと比較し、ｋ≦Ｎであれば前記ステップ２に進み、ｋ＞Ｎであればステップ１８に進む。
【０１０１】
ステップ１８では、前記信号処理制御部２０４が前記レ−ダ送受信装置１の制御部１０１からの制御として観測終了が入力されているかを判定し、入力されていなければ前記ステップ１に戻り、入力されていれば信号処理動作を終了する。
【０１０２】
この発明の実施の形態１は、前述のように、周波数変調された送信信号と受信信号をミキシングして生成されるビート信号から、対目標相対距離や対目標相対速度、目標の方位角などを測定して目標を検知する移動体のレーダ装置であって、前記ビート信号をサンプリングしてそのディジタル電圧値を出力するＡＤ変換器２０１，２０２と、前記ディジタル電圧値を記憶するメモリ２０３と、前記メモリ２０３に記憶された前記ディジタル電圧値を読み出して２つの出力端のどちらか１つに出力する出力切換え部２０５，２０６と、前記出力切換え部の１つの出力端から前記ビート信号のディジタル電圧値を入力して時間的に変動する不要な周波数成分と目標に対応する周波数成分を分離した測定用信号として出力する不要周波数成分分離部２０７，２０８と、前記不要周波数成分分離部の出力と前記出力切換え部の出力を入力してどちらか１つを出力する入力切換え部２０９，２１０と、前記入力切換え部の出力信号を周波数スペクトルへ変換して出力する周波数分析部２１１，２１２と、前記周波数分析部から周波数スペクトルを入力して目標に対応する周波数（目標ビート周波数）を検出して出力する目標信号検出部２１３，２１４と、前記目標ビート周波数を複数入力して目標に対応する周波数組を探索する組合せ探索部２１５と、前記目標に対応する周波数組を入力して目標との相対距離や相対速度、方位角などを計算して出力する目標諸元計算部２１６を備えた移動体のレーダ装置であり、移動体のレーダ装置のレ−ダ信号処理装置である。
【０１０３】
また、この発明の実施の形態１は、前述のように、概念的には、周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号から目標を検知する移動体のレ−ダ装置において、前記ビート信号をサンプリングしてそのディジタル電圧値を出力するＡＤ変換器２０１，２０２と、前記ディジタル電圧値を記憶するメモリ２０３と、前記メモリに記憶された前記ディジタル電圧値を入力して時間的に変動する不要な周波数成分と目標に対応する周波数成分とを分離した測定用信号として出力する不要周波数成分分離部２０７，２０８と、前記測定用信号を周波数スペクトルへ変換して出力する周波数分析部２１１，２１２と、前記周波数スペクトルを入力して目標に対応する目標ビート周波数を検出して出力する目標信号検出部２１３，２１４と、複数の前記目標ビート周波数に基づいて目標を検知する目標諸元計算部２１６とを備えた移動体のレーダ装置であり、移動体のレーダ装置のレ−ダ信号処理装置である。
【０１０４】
また、この発明の実施の形態１は、前述のように、更に概念的には、周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号から目標を検知する移動体のレ−ダ方式において、前記ビ−ト信号に含まれる周波数変動分を分離し、周波数変動分が分離されたビート信号から目標を検知する移動体のレ−ダ方式である。
【０１０５】
また、この発明の実施の形態１は、更に観点を変えれば、前述のように、概念的には、周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号から目標を検知する移動体のレーダ信号処理方法であって、前記ビート信号を入力して時間的に変動する不要な周波数成分と目標に対応する周波数成分とを分離した測定用信号として出力する不要周波数成分分離のステップＳＴ４，ＳＴ５，ＳＴ１０，ＳＴ１１と、前記測定用信号を入力して周波数スペクトルへ変換するステップＳＴ６，１２と、前記周波数スペクトルを入力して目標に対応する目標ビート周波数を検出するステップＳＴ７，ＳＴ１３と、前記目標ビート周波数から対目標相対距離や対目標相対速度、方位角などを計算して前記目標を検知するステップＳＴ１５とを有している移動体のレーダ信号処理方法である。
【０１０６】
従って、前述のように、送信信号の線形性の崩れ自体の変化や送信信号の線形性の製品ごとのバラツキによる目標の周波数スペクトルにおけるピークパワー（強度）の拡散を減じて急峻なピークを得ることができ、送信信号の線形性の崩れ自体の変化や送信信号の線形性の製品ごとのバラツキ対して目標の十分な検知性能を確保することができる。
【０１０７】
また、この発明の実施の形態１は、前述のように、更に、前記不要周波数成分分離部２０７，２０８で、期間Ｔで観測されたビート信号Ｓｂ（ｔ）に対して観測期間Ｔ内で時間方向を逆にした信号Ｓｂ（Ｔ−ｔ）を乗じる処理をして不要周波数成分を分離するようにし、予め設定した固定的データに依存しないようにしたので、送信信号の線形性の崩れ自体の変化や送信信号の線形性の製品ごとのバラツキに対応して目標の十分な検知性能を自動的に確保することができる。
【０１０８】
また、この発明の実施の形態１は、前述のように、更に、その時点で処理対象である対目標相対距離と予め設定した距離しきい値との大小関係に基づいて前記不要周波数成分の分離をするようにしたので、性能劣化の改善の度合いが小さく、かつ、分離した不要周波数成分の影響を受ける近距離では不要周波数成分分離部２０７，２０８を動作させず、性能改善の度合いが大きく、かつ、分離した不要成分の影響が少ない遠距離で不要周波数成分分離部２０７，２０８を動作させることができる。
【０１０９】
なお、レ−ダ搭載側および目標３が、双方とも移動体の場合、及び何れか一方が移動体で他方が非移動体（固定）の場合、の何れにもこの発明は適用することができる。
【０１１０】
また、前記レ−ダ送受信装置１とレ−ダ信号処理装置２との間の信号の伝送は有線、無線の何れでも可能であるので、前記レ−ダ送受信装置１とレ−ダ信号処理装置２とを物理的に一体にしたり、同一物に搭載しなくてもよい。
【０１１１】
なお、前述の各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
【０１１２】
【発明の効果】
この発明は、前述のように、周波数変調された送信信号と受信信号とから得られるビート信号から目標を検知する移動体のレ−ダ方式において、前記ビ−ト信号に含まれる周波数変動分を分離し、周波数変動分が分離されたビート信号から目標を検知するので、送信信号の線形性の崩れ自体の変化や送信信号の線形性の製品ごとのバラツキ対して目標の十分な検知性能を確保することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に構成を示したブロック図である。
【図２】図１における処理手順を示した動作説明図である。
【図３】図１における周波数パワースペクトルを示した説明図である。
【図４】一般的なＦＭＣＷレーダにおける各信号の時間に対する周波数を示した説明図である。
【図５】一般的なＦＭＣＷレーダにおける周波数パワースペクトルを示す説明図である。
【図６】一般的なＦＭＣＷレーダにおける送信信号と受信信号を示す説明図である。
【図７】一般的なＦＭＣＷレーダにおけるビート周波数を示す説明図である。
【図８】一般的なＦＭＣＷレーダにおけるビート周波数と周波数スペクトルにおける拡散範囲を示す説明図である。
【図９】従来のレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来のレーダ信号処理装置のアップフェーズにおける各信号の時間に対する周波数を示す説明図である。
【図１１】従来のレーダ送受信装置のダウンフェーズにおける各信号の時間に対する周波数を示す説明図である。
【図１２】従来のレーダ送受信装置の第１のスイッチと第２のスイッチにおける接続端子を示す説明図である。
【図１３】従来のレーダ送受信装置のメモリ上に生成されるデータマトリクスを示す説明図である。
【符号の説明】
１ レ−ダ送受信装置、
２ レーダ信号処理装置、
２０１ ＡＤ変換器、
２０２ ＡＤ変換器、
２０３ メモリ、
２０５ 出力切換え部、
２０６ 出力切換え部、
２０７ 不要周波数成分分離部、
２０８ 不要周波数成分分離部、
２０９ 入力切換え部、
２１０ 入力切換え部、
２１１ 周波数分析部、
２１２ 周波数分析部、
２１３ 目標信号検出部、
２１４ 目標信号検出部、
２１５ 組合せ探索部、
２１６ 目標諸元計算部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radar system, a radar signal processing method, and a radar signal processing apparatus for detecting a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal.
[0002]
[Prior art]
Hereinafter, in order to explain the background of the invention, the prior art will be described first with reference to FIGS. 4 to 8, the concept of a representative radar system and its problems, and then with reference to FIGS. 9 to 13. The configuration / function of an example of a conventional radar system (apparatus) that solves the problem and the problem will be described.
[0003]
First, the concept of a typical radar system (apparatus) and its problems will be described. FIG. 4 is an explanatory diagram showing the frequency with respect to time of each signal in an FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave) radar, FIG. 5 is an explanatory diagram showing a frequency power spectrum in the FMCW radar, and FIG. 6 is a transmission signal and a received signal in the FMCW radar. FIG. 7 is an explanatory diagram showing the beat frequency in the FMCW radar, and FIG. 8 is an explanatory diagram showing the beat frequency and the spread range in the frequency spectrum in the radar.
[0004]
For example, a radar device is mounted on a moving body such as a vehicle, and an FMCW radar that is widely used in a radar system of a moving body that detects a target by a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal; In an FMICW (Frequency-Modulated Interrupted Continuous Wave) radar, a modulation period in which the frequency increases with time (commonly referred to as “up phase”) and a modulation period in which the frequency decreases with time (commonly referred to as “down phase”). 4 is used continuously or intermittently as the transmission signal St, and the reception signal Sr and the transmission signal as shown by the dotted line in FIG. Watch the beat signal Sb (broken line in FIG. 4) generated by mixing St. To.
[0005]
In addition, when meaning both the said up phase and the said down phase, it describes as "each phase" hereafter.
[0006]
The beat signal Sb of each phase is converted into a frequency power spectrum Ps as shown by a solid line in FIG. 5 by FFT (Fast Fourier Transform) processing or the like, for example, a set threshold value Tv or more shown by a one-point difference line in FIG. A peak frequency having a power level of 2 is detected and set as a target beat frequency.
[0007]
The target beat frequency U in the up phase and the target beat frequency D in the down phase detected in this way are the relative distance to the target (hereinafter referred to as “target relative distance”) R and the relative speed with respect to the target. (Hereinafter referred to as “target relative speed”) V, frequency modulation width B, frequency modulation time T, radio wave speed (light speed) c, radio wave wavelength λ, expressed by the following equations (1) and (2). So
[Expression 1]

[Expression 2]

The target relative distance R and the target relative speed V are calculated by the following equations (3) and (4), and the target is detected.
[Equation 3]

[Expression 4]

[0008]
However, in the radar method in which the target is detected using the beat signal Sb of each phase as described above, actually, the nonlinear oscillation frequency with respect to the applied voltage of the VCO (Voltage Controlled Oscillator) in the radar transmission / reception apparatus. Due to the characteristics and short-term stability (phase noise) of the oscillation frequency of the VCO, ideal linearity (linearity) of frequency modulation cannot be ensured, and the linearity of frequency modulation is lost. That is, as indicated by a broken line in FIG. 6A, the ideal transmission signal St0 is substantially a straight line, but when the linearity of the frequency modulation is lost, the transmission signal St1 of the VCO is shown in FIG. 6A. As shown by a broken line, a curve (a slightly curved non-linear signal) is obtained.
[0009]
Therefore, the reception signal Sr1 that is delayed in time with respect to the transmission signal St1 also has a slightly curved relationship between the reception frequency and time, as indicated by the dotted line Sr1 in FIG. 6B. Non-linear received signal.
[0010]
Further, the received signal Sr2 when the target relative distance R is larger than the target relative distance R corresponding to the received signal Sr1 is the transmission signal St1 as indicated by a dotted line Sr2 in FIG. 6C. Is larger than the received signal Sr1.
[0011]
6 (a) to 6 (c) all show the case of the up phase, and the case of the down phase is omitted, but the case of the down phase is also up phase. It becomes the same as the case of.
[0012]
As described above, when the relationship between the transmission frequency and time of the transmission signal St1 is a slightly curved non-linear transmission signal as shown by the solid line in FIG. 6A, for example, that is, the reception signal Sr1 When the relationship between the reception frequency and the time is a non-linear reception signal that is slightly curved as shown by the dotted line Sr1 in FIG. 6B, the beat frequency of the beat signal Sb used for detecting the target is affected. Come.
[0013]
That is, when the relationship between the reception frequency of the reception signal Sr1 and time is a non-linear reception signal that is slightly curved as shown by a dotted line Sr1 in FIG. 6B, the beat frequency with respect to time is the reception signal Sr1. 7 is indicated by a solid line in FIG. 7, and the received signal Sr2 is indicated by a broken line in FIG. That is, in an ideal case, the beat frequency, which is expressed by the equations (1) and (2) and should not change with time, ensures ideal linearity in the frequency modulation of the transmission signal St1. It changes with time due to the absence. Due to the temporal change of the beat frequency, the power value (intensity value) is diffused at the peak in the target frequency spectrum, and the peak shape is not steep as shown by the broken line Psd in FIG. The measurement accuracy of the target relative distance R, the target relative speed V, etc. is lowered, and the target detection performance is lowered.
[0014]
Also, as shown in FIG. 7, the received signal Sr1 is better when the received signal is Sr2, that is, when the target is farther and the target relative distance R is longer (in other words, when the beat frequency is higher). In other words, the width of the change in the beat frequency is larger than that in the case where the target is close and the target relative distance R is short (in other words, the beat frequency is low).
[0015]
Further, the target beat frequency and the power spread range in the frequency power spectrum are in a monotonically increasing relationship as shown in FIG. 8, and the spread range becomes wider as the target beat frequency is higher. The degree of decrease in measurement accuracy such as the target relative distance R and the target relative speed V increases, and the degree of decrease in target detection performance increases.
[0016]
As a technique for improving such a decrease in target detection performance, there is a radar system disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2001-228241 (Patent Document 1). The radar system described in Patent Document 1 focuses on the point that the target beat frequency and the power spread range in the frequency power spectrum have a monotonically increasing relationship as shown in FIG. Is to improve.
[0017]
The radar system, radar transmission / reception device, radar signal processing method, and radar signal processing device described in Patent Document 1 will be described below with reference to FIGS. FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the radar apparatus, FIG. 10 is an explanatory diagram showing the frequency of each signal in the up phase of the radar transceiver apparatus, and FIG. 11 shows the frequency of each signal in the down phase of the radar transceiver apparatus. FIG. 12 is an explanatory diagram showing connection terminals of the first switch and the second switch of the radar transceiver device, and FIG. 13 is an explanatory diagram showing a data matrix generated on the memory of the radar transceiver device.
[0018]
In the radar transmission / reception apparatus 1 shown in FIG. 9, the up-phase VCO signal (shown in FIG. 10A) is changed by changing the voltage applied to the VCO 103 by the modulation waveform generation unit 102 under the control of the control unit 101. ) And the VCO signal of the down phase (shown in FIG. 11A). The VCO signal of each phase passes through the first switch 104 and the second switch 105 in which the t terminal and the r terminal are switched at the timing shown in FIG. In FIG. 11B, an intermittent transmission signal indicated by a solid line is transmitted (transmitted during a period τ switched to the t terminal in FIG. 12), and the intermittent transmission signal is radiated from the antenna 106 into the air as a radio wave. The
[0019]
A part of the radio wave radiated from the antenna 106 into the air is reflected by the target 3 traveling ahead at a relative distance R and a relative speed V, and reaches the antenna 106 again. The second switch 105 In the period connected to the r terminal (period (T−τ) in which the terminal is switched to the r terminal in FIG. 12), the received signal is indicated by a solid line in FIG. 10C and FIG. Further, the VCO signal during the period in which the first switch 104 is connected to the r terminal (period (T-τ) in which the first switch 104 is switched to the r terminal in FIG. 12) is shown in FIG. 10 (c) and FIG. 11 (c). The local signal indicated by a broken line in FIG.
[0020]
The received signal and the local signal are mixed by the mixer 110 via the path of the distribution circuit 107 and the mixer 110, and the distribution circuit 108 and the phase shift circuit 109 (the phase of the local signal is changed to π / 2 radians and output to the mixer 111), and mixed by the mixer 111 via the path of the mixer 111, as shown in FIG. 10D (up phase) and FIG. 11D (down phase). The beat signal indicated by the solid line is generated. The beat signal is generated as a complex signal. The mixer 110 outputs a real part signal (I), and the mixer 111 outputs an imaginary part signal (Q).
[0021]
In the radar signal processing device 2, an AD converter (converting an analog signal into a digital signal) 201 is controlled by a control signal Ctrl from the control unit 101 of the radar transmission / reception device 1 and generated by the radar transmission / reception device 1. The real part signal I of the complex beat signal is sampled and converted into a digital voltage value, and the digital voltage value is stored in the memory 203. Similarly, an AD converter (converting an analog signal into a digital signal) 202 is controlled by a control signal Ctrl from the control unit 101 of the radar transmission / reception device 1 to generate a complex beat generated by the radar transmission / reception device 1. The imaginary part signal Q of the signal is sampled and converted into a digital voltage value, and the digital voltage value is stored in the memory 203.
[0022]
When the digital voltage value is stored in the memory 203, FIG. 10B (up phase is shown) and FIG. 11B (down phase is shown). N sampling data R (1), R (2),... Following the transmission signal P (1) shown in FIG. . . , R (N) as column direction data, as shown in FIG. 13, {P (1), R (1)}, {P (1), R (2)},. . . , {P (1), R (N)}. Similarly, sampling data R (1), R (2),. . . , R (N) as column direction data, {P (2), R (1)}, {P (2), R (2)},. . . , {P (2), R (N)}, and this is repeated up to the transmission signal P (M) to generate a data matrix of N rows and M columns on the memory 203. At this time, R (k) {k = 1, 2,. . . , N} includes a signal of a reflected wave from the target 3 existing at the relative distance R to the target in the range represented by the equation (5).
[Equation 5]

[0023]
The signal processing control unit 204 uses the control signal Ctrl to detect each R (k) {k = 1, 2,. . . , N}, the subsequent processing is controlled.
[0024]
R (k) {k = 1, 2,... Of the data matrix in the up phase generated by the frequency analysis unit 211 on the memory 203. . . , N} row direction data group is read out, converted into a frequency spectrum and output. Similarly, R (k) {k = 1, 2,... Of the data matrix in the down phase generated by the frequency analysis unit 212 on the memory 4. . . , N} row direction data group is read out, converted into a frequency spectrum and output.
[0025]
The frequency spectrum in the up phase converted by the frequency analysis unit 211 is input to the intensity value addition unit 217, and the frequency spectrum in the down phase converted by the frequency analysis unit 212 is input to the intensity value addition unit 218. In the intensity value adding sections 217 and 218, the target beat frequency and the power diffusion range in the frequency power spectrum correspond to a diffusion range set in advance based on a characteristic that has a monotonically increasing relationship as shown in FIG. The spectrum intensity value (spectrum power value) is arithmetically added over the frequency, and the frequency spectrum after adding the intensity value represented by the representative frequency selected from the added intensity value and the frequency in the addition range is calculated.
[0026]
Specifically, the addition of the spectral intensity values (spectral power values) in the intensity value adding sections 217 and 218 is performed by spectral intensity values (spectral power values) due to the linearity collapse (nonlinearity) of the frequency modulation. ) Spreading range width (for example, a frequency width having an intensity value equal to or greater than 1/2 of the maximum peak) is a real signal (I) and an imaginary signal (Q) of a beat signal generated as a complex signal. It is assumed that there is a relationship as shown in FIG.
[0027]
From the frequency spectrum after the intensity value addition, the target signal detection unit 213 for the up phase and the target signal detection unit 214 for the down phase have a steep spectrum from the frequency spectrum after the intensity value addition of each phase. Each is detected and the frequency and intensity value (power value) of the spectrum are output to the combination search unit 211.
[0028]
The combination search unit 211 calculates the target relative distance Rk by combining the spectrum frequency in the up-phase period and the spectrum frequency in the down-phase period, and calculates all target relative distances Rk. When (k = 1 to n) is calculated, if there is a relative target distance belonging to the range of Rk in the formula (5), the combination of frequencies and spectrum intensity used for calculating the relative target distance belonging to the range. A combination of values (power values) is specified, the combination of the specified frequencies is sent to the speed calculation unit 2161, the combination of the specified spectrum intensity values (power values) is sent to the intensity calculation unit 2162, and the equation (5) Are output to the azimuth calculating unit 2163.
[0029]
When the speed combination unit 2161 receives the specified combination of frequencies, the speed calculation unit 2161 calculates a target relative speed V with respect to the target 3 and outputs the target relative speed V to the azimuth angle calculation unit 2163.
[0030]
When the combination of the specified spectrum intensity values (power values) is input, the intensity calculation unit 2162 receives the specified spectrum intensity value (power) based on the average value of the combination of the spectrum intensity values (power values). The representative spectral intensity value is selected from the combinations of the (value), and the selected representative spectral intensity value is output to the azimuth calculating unit 2163.
[0031]
The azimuth calculation unit 2163 calculates the relative distance to target belonging to the range of Rk in the equation (5) from the combination search unit 211, the representative spectral intensity value from the intensity calculation unit 2162, and the speed calculation unit 2162. When the relative speed V with respect to the target is input, the azimuth angle of the target 3 such as a preceding car is calculated.
[0032]
[Patent Document 1]
JP 2001-228241 A (FIGS. 1 to 13, paragraph numbers 0001 to 0080)
[0033]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, conventionally, in a radar system for detecting a target by a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal, the beat frequency that should not change with respect to time is The ideal linearity in the frequency modulation of the transmission signal is not ensured, so it changes over time, and the power value (intensity value) spreads at the peak in the target frequency spectrum, and the peak shape is not steep. The measurement accuracy of the relative distance to the target, the target relative speed, the azimuth angle of the target, and the like are lowered, and the target detection performance is lowered.
[0034]
In order to suppress or prevent such a decrease in target detection performance, a moving body radar system that detects a target using a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and reception signal described in Patent Document 1 above. Note that the target beat frequency and the power spread range in the frequency power spectrum have a monotonically increasing relationship as shown in FIG. An intensity value adding unit 217 for down-phase and a down-phase intensity value adding unit 218 in the next stage of the frequency analyzing unit 212 for down-phase, and a spectrum caused by the collapse (non-linearity) of the linearity of the frequency modulation. The spread range width of the intensity value (spectrum power value) (for example, the width of the frequency having an intensity value of 1/2 or more of the maximum peak) is the complex signal. 8 is assumed to have a relationship as shown in FIG. 8 with respect to the frequencies of the real part signal (I) and the imaginary part signal (Q) of the beat signal generated in this way, and the intensity value adding units 217 and 218 beat in advance. Depending on the frequency of the signal, an intensity value corresponding to the spread range of the signal intensity is added, and the target signal detection unit 213 for up-phase and the target for down-phase are obtained from the frequency spectrum after the intensity value addition. The signal detection unit 214 detects a steep spectrum from the frequency spectrum after adding the intensity value of each phase, and calculates the relative distance to target, the relative speed of target from the frequency and intensity value (power value) of the spectrum. A target such as a target azimuth is detected.
[0035]
According to the radar system of a moving body that detects a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and reception signal described in Patent Document 1, it is difficult to ensure the linearity of the transmission signal in an actual machine. It is possible to prevent the target detection performance from deteriorating due to such reasons. However, strictly speaking, in a real machine, the linearity of the transmission signal in the radar transmission / reception apparatus varies from product to product even if the radar transmission / reception apparatus has the same configuration and the same function. Changes with time, and changes with changes in ambient temperature. Regarding the change in the linearity of the transmission signal itself and the variation among products, in the radar system of the mobile body described in Patent Document 1, the linearity of the frequency modulation (nonlinearity) is applied as described above. The spread range width (for example, the width of the frequency having an intensity value of 1/2 or more of the maximum peak) of the spectrum intensity value (spectrum power value) by the characteristic) is the real part of the beat signal generated as a complex signal. It is assumed that there is a relationship as shown in FIG. 8 with respect to the frequency of the signal (I) and the imaginary part signal (Q), and the signal intensity is previously determined by the intensity value adding units 217 and 218 according to the frequency of the beat signal. In the method of adding intensity values corresponding to the diffusion range, the intensity value to be added is fixed assuming that there is a relationship as shown in FIG. Therefore, in the mobile radar system described in Patent Document 1, sufficient target detection performance cannot be ensured against the change in the linearity of the transmission signal itself as described above. In particular, when the beat frequency is high, the fluctuation of the diffusion range due to the change in the linearity of the transmission signal itself is large, and the effect of improving the performance degradation in the mobile radar system described in Patent Document 1 Becomes smaller.
[0036]
The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and in a radar system of a mobile unit that detects a target by a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal, the linearity of the transmission signal is determined. It is an object to ensure sufficient target detection performance against changes in product breakdown and variations in transmission signal linearity between products.
[0037]
[Means for Solving the Problems]
The mobile radar system according to the present invention is a mobile radar system that detects a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and reception signal, and is included in the beat signal. The frequency variation is separated, and the target is detected from the beat signal from which the frequency variation is separated.
[0038]
The mobile radar device according to the present invention is a mobile radar device that detects a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal, and samples the beat signal. AD converter that outputs a digital voltage value, a memory that stores the digital voltage value, an unnecessary frequency component that varies with time by inputting the digital voltage value stored in the memory, and a frequency corresponding to the target An unnecessary frequency component separation unit that outputs the measurement signal as a separated signal, a frequency analysis unit that converts the measurement signal into a frequency spectrum and outputs the signal, and a target beat frequency corresponding to the target by inputting the frequency spectrum A target signal detector that detects and outputs a target, and a target specification calculator that detects a target based on the plurality of target beat frequencies. It is those who are.
[0039]
A radar signal processing method for a moving body according to the present invention is a radar signal processing method for detecting a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal, and inputs the beat signal. A step of separating unnecessary frequency components that are output as measurement signals obtained by separating unnecessary frequency components that vary with time and a frequency component corresponding to a target, and a step of inputting the measurement signals and converting them into a frequency spectrum; Detecting a target beat frequency corresponding to a target by inputting the frequency spectrum; and detecting the target by calculating a relative distance to target, a relative speed to target, an azimuth angle, and the like from the target beat frequency. It is what you have.
[0040]
A mobile radar signal processing apparatus according to the present invention is a mobile radar signal processing apparatus that detects a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal. An AD converter that samples the beat signal and outputs the digital voltage value, a memory that stores the digital voltage value, and an unnecessary time-varying input of the digital voltage value stored in the memory An unnecessary frequency component separator that outputs a frequency component and a frequency component corresponding to a target as a measurement signal, a frequency analyzer that converts the measurement signal into a frequency spectrum and outputs the frequency spectrum, and the frequency spectrum is input. A target signal detector for detecting and outputting a target beat frequency corresponding to the target, and target parameters for detecting the target based on the plurality of target beat frequencies. In which and a calculator.
[0041]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, an example in which the present invention is applied to the FMICW radar system of a moving body such as an automobile will be described as Embodiment 1 of the present invention based on FIGS. 1 to 3 and FIGS. This will be described with reference to other figures. 1 is a block diagram showing an example of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 1 of the present invention, FIG. 2 is an explanatory diagram showing a processing procedure in the radar signal processing apparatus of FIG. 1, and FIG. 3 is a radar signal processing apparatus of FIG. It is explanatory drawing which shows the frequency power spectrum in.
[0042]
As shown in FIG. 1, the mobile radar apparatus according to the first embodiment of the present invention basically includes, for example, the FMICW radar transmission / reception apparatus 1 mounted on the mobile body and the radar transmission / reception apparatus. The radar signal processing device 2 is connected to 1 and mounted on a moving body, for example, and detects a target 3 that is a moving body such as another automobile traveling ahead.
[0043]
The detailed configuration of the mobile radar apparatus shown in FIG. 1 will be described below, and then the detailed operation will be described.
[0044]
First, a detailed configuration of the mobile radar apparatus shown in FIG. 1 will be described.
[0045]
As shown in FIG. 1, the radar transmitting / receiving apparatus 1 includes a control unit 101, a modulation waveform generation unit 102, a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 103, a first switch 104, a second switch 105, It includes a transmission / reception antenna 106, a distribution circuit 107, a distribution circuit 108, a phase shift circuit 109, a mixer 110, and a mixer 111.
[0046]
The control unit 101 controls the modulation waveform generation unit 102 and the first and second switches 104 and 105 to perform their functions. The modulation waveform generation unit 102 is controlled by the control unit 101 to generate a modulation waveform including the up phase and the down phase. The VCO 103 receives the modulation waveform generated by the modulation waveform generator 102 and the radio wave transmitted from the antenna 106 is reflected by the target 3 and received by the antenna 106.
[0047]
As shown in FIG. 1, the radar signal processing apparatus 2 includes an AD converter 201 (converts an input analog signal into a digital signal and outputs it) 201, an AD converter 202, a memory 203, and a CPU, for example. (Central Processing Unit), a signal processing control unit 204, an input switching unit 205 for up-phase having a switching terminal L and a switching terminal H that are selectively switched, and a switching terminal that is selectively switched An input switching unit 206 for down phase having L and a switching terminal H, an unnecessary frequency component separating unit 207 for up phase, and an unnecessary frequency component separating unit 208 for down phase, Up-phase output switching section 209 having switching terminal L and switching terminal H to be switched, and switching terminal to be selectively switched Down-phase output switching unit 210 having L and switching terminal H, up-phase frequency analysis unit 211, down-phase frequency analysis unit 212, and up-phase target Signal specification unit 213, down phase target signal detection unit 214, combination search unit 215, target specification calculation for calculating target specifications such as target relative speed, target relative distance, target azimuth, and the like Part 216.
[0048]
Next, the detailed operation of the mobile radar apparatus shown in FIG. 1 will be described.
[0049]
In the radar transmitting / receiving apparatus 1 shown in FIG. 1, the up-phase VCO signal is changed by changing the voltage applied to the VCO 103 by the modulation waveform generator 102 under the control of the control unit 101 (see FIG. 10A). Or the down-phase VCO signal (see FIG. 11A). The VCO signal of each phase passes through the first switch 104 and the second switch 105 in which the t terminal and the r terminal are switched at the timing shown in FIG. In FIG. 11B, an intermittent transmission signal indicated by a solid line is transmitted (transmitted during a period τ switched to the t terminal in FIG. 12), and the intermittent transmission signal is radiated from the antenna 106 into the air as a radio wave. The
[0050]
A part of the radio wave radiated from the antenna 106 into the air is reflected by the target 3 traveling ahead at a relative distance R and a relative speed V, and reaches the antenna 106 again. The second switch 105 In the period connected to the r terminal (period (T−τ) in which the terminal is switched to the r terminal in FIG. 12), the received signal is indicated by a solid line in FIG. 10C and FIG. Further, the VCO signal during the period in which the first switch 104 is connected to the r terminal (period (T-τ) in which the first switch 104 is switched to the r terminal in FIG. 12) is shown in FIG. 10 (c) and FIG. 11 (c). The local signal indicated by a broken line in FIG.
[0051]
The received signal and the local signal are mixed by the mixer 110 via the path of the distribution circuit 107 and the mixer 110, and the distribution circuit 108 and the phase shift circuit 109 (the phase of the local signal is changed to π / 2 radians and output to the mixer 111), and mixed by the mixer 111 via the path of the mixer 111, FIG. 10 (d) (in the case of up phase) and FIG. 11 (d) (in the down phase). The beat signal indicated by the solid line is generated. The beat signal is generated as a complex signal. The mixer 110 outputs a real part signal (I), and the mixer 111 outputs an imaginary part signal (Q).
[0052]
In the radar signal processing device 2, the AD converter 201 is controlled by a control signal Ctrl from the control unit 101 of the radar transmission / reception device 1, and a real part of a complex beat signal generated by the radar transmission / reception device 1. The signal I is sampled and converted into a digital voltage value, and the digital voltage value is stored in the memory 203. Similarly, an AD converter (converting an analog signal into a digital signal) 202 is controlled by a control signal Ctrl from the control unit 101 of the radar transmission / reception device 1 to generate a complex beat generated by the radar transmission / reception device 1. The imaginary part signal Q of the signal is sampled and converted into a digital voltage value, and the digital voltage value is stored in the memory 203.
[0053]
When the digital voltage value is stored in the memory 203, FIG. 10B (up phase is shown) and FIG. 11B (down phase is shown). N sampling data R (1), R (2),... Following the transmission signal P (1) shown in FIG. . . , R (N) as column direction data, as shown in FIG. 13, {P (1), R (1)}, {P (1), R (2)},. . . , {P (1), R (N)}. Similarly, sampling data R (1), R (2),. . . , R (N) as column direction data, {P (2), R (1)}, {P (2), R (2)},. . . , {P (2), R (N)}, and this is repeated up to the transmission signal P (M) to generate a data matrix of N rows and M columns on the memory 203.
[0054]
That is, a data matrix relating to the digital voltage value for each phase is generated on the memory 203.
[0055]
Hereinafter, data storage areas {P (1), R (1)}, {P (1), R (2)},. . , {P (1), R (N)}, {P (2), R (1)}, {P (2), R (2)},. . , {P (2), R (N)},. . , {P (M), R (1)}, {P (M), R (2)},. . , {P (M), R (N)} include digital voltage value data groups Su (t) {t = 1, 2,... Of beat signals in the corresponding R (k) rows in the up phase. . , M} is stored.
[0056]
Similarly, the data storage areas {P (1), R (1)}, {P (1), R (2)},. . , {P (1), R (N)}, {P (2), R (1)}, {P (2), R (2)},. . , {P (2), R (N)},. . , {P (M), R (1)}, {P (M), R (2)},. . , {P (M), R (N)} include digital voltage value data groups Sd (t) {t = 1, 2,... Of beat signals in the corresponding R (k) rows in the down phase. . , M} is stored.
[0057]
R (k) {k = 1, 2,. . . , N} includes a signal of a reflected wave from the target 3 existing at the relative distance R with respect to the target in the range represented by the equation (5).
[0058]
Thereafter, the signal processing control unit 204 stores the digital voltage value data group of the beat signal in the up phase in the memory 203 when the observation of the up phase or the down phase is completed by the control signal Ctrl. After completion of the processing or after storing the digital voltage value data group of the beat signal in the down phase in the memory 203, the radar signal processing device 2 according to the processing procedure (steps ST1 to ST18) shown in FIG. The components of the radar signal processing apparatus 2 operate based on the control by the signal processing control unit 204, and the components of the radar system according to the first embodiment of the present invention are as follows. The function of the period is exhibited.
[0059]
The operation after the digital voltage value data group of the beat signal has been stored in the memory 203 will be described below in accordance with the processing procedure (steps ST1 to ST18) shown in FIG. 2 will be described in association with each component in FIG.
[0060]
First, the signal processing control unit 204 initializes an internal counter variable k so that k = 1. (Step ST1)
[0061]
Subsequent to the process in step ST1, the process in step ST2 is performed.
[0062]
In step ST2, a digital voltage value data group Su (t) {t = 1, 2 of beat signals of R (k) rows from the up-phase data matrix generated on the memory 203 by the signal processing control unit 204. ,. . , M} is read out.
[0063]
After the process in step ST2, the process proceeds to step ST3.
[0064]
Here, before describing the processing in step ST3, the characteristics of the read beat signal will be described.
[0065]
When the linearity in the frequency modulation of the transmission signal is ideally ensured, the target beat frequency Bi (t) is assumed to be Fb.
[Formula 6]

In this case, in the frequency power spectrum, the power is concentrated on the frequency Fb as shown by the solid line in FIG.
[0066]
On the other hand, in the actual case, strictly speaking, the linearity of the transmission signal in the radar transmitter / receiver varies from product to product even if the radar transmitter / receiver has the same configuration and the same function. Even if it is a product, it changes with time, and also changes with changes in ambient temperature, etc., so it is difficult to ensure linearity in frequency modulation of the transmission signal, and the target beat frequency B (t) is a component that varies with time. x (t) is added. Therefore, in the actual machine, the target beat frequency B (t) is expressed by the following expression (7).
[Expression 7]

[0067]
Here, the temporal fluctuation component x (t) of the target beat frequency B (t) is α [] during the modulation time T [s] around the true value Fb of the target beat frequency B (t). In the case of increasing (or decreasing) by [Hz], the temporal variation component x (t) of the target beat frequency B (t) can be expressed by the following equation (8).
[Equation 8]

[0068]
At this time, a result X (t) obtained by integrating the temporal variation component x (t) of the target beat frequency B (t) with respect to time is expressed by the following equation (9):
[Equation 9]

[0069]
The beat signal Sb (t) is expressed by the following equation (10) based on the result X (t) obtained by integrating the temporal variation component x (t) of the target beat frequency B (t) with respect to time.
[Expression 10]

[0070]
In the frequency power spectrum of the beat signal Sb (t), as shown by the broken line in FIG. 5, the power diffuses in the vicinity of the true value Fb of the target beat frequency B (t), and the peak shape is not steep.
[0071]
Here, the signal Sb (T−t) in which the time direction is reversed within the observation period T is expressed by Expression (11).
[Expression 11]

[0072]
Therefore, by developing and organizing the equation for the signal SSb (t) obtained by multiplying the beat signal Sb (t) by the signal Sb (T−t) whose time direction is reversed in the observation period T described above, Equation (12) is obtained.
[Expression 12]

[0073]
From the equation (12), when the phase portion of the first term is differentiated with respect to time to obtain the frequency FF1, the following equation (13) is obtained, and the phase portion of the first term of the equation (12) is differentiated with respect to time. The frequency FF1 obtained as described above is a frequency obtained by doubling the fluctuation component x (t) of the beat frequency.
[Formula 13]

[0074]
On the other hand, when the frequency FF2 is obtained by differentiating the phase portion of the second term of the equation (12) with respect to time, the following equation (14) is obtained, and the phase portion of the second term of the equation (12) is changed with respect to time. The frequency FF2 obtained by differentiation is a frequency obtained by doubling the target beat frequency Fb.
[Expression 14]

[0075]
Therefore, in the signal SSb (t) obtained by multiplying the beat signal Sb (t) by the signal Sb (T−t) whose time direction is reversed in the observation period T, the target beat frequency Fb and the fluctuation component x ( t) is separated in frequency.
[0076]
Therefore, in the frequency power spectrum obtained from the signal SSb (t) obtained by multiplying the beat signal Sb (t) by the signal Sb (T−t) whose time direction is reversed in the observation period T, the frequency power spectrum shown in FIG. As shown by the dotted line, the frequency component due to the fluctuation component x (t) and the target beat frequency Fb are separated, and the frequency component due to the fluctuation component x (t) appears at a low frequency. However, the spectrum peak Ps of the target beat frequency appears at a point having a frequency twice the true frequency Fb of the target beat frequency, as indicated by a dotted line in FIG.
[0077]
As described above, the target beat frequency Fb, the fluctuation component x (t), and the characteristics of the signal SSb (t) multiplied by the signal Sb (T−t) whose time direction is reversed within the observation period T are used. Can be separated. By the way, since the frequency component resulting from the fluctuation component x (t) appears in the low frequency as described above, when the target beat frequency Fb is low, sufficient separation from the frequency component resulting from the fluctuation component x (t) is achieved. Is not done. Therefore, only when the target beat frequency Fb is high, the characteristics of the signal SSb (t) multiplied by the signal Sb (T−t) whose time direction is reversed within the observation period T may be used.
[0078]
From the formulas (1) and (2), when the target distance is far (when the target relative distance R is long), there is a high probability that the target beat frequency will be high. In consideration of this point, in step ST3, since the data currently being processed covers the distance range of the equation (5), the signal processing control unit 204 sets the value of the internal counter variable k in advance. If k ≦ K as compared with the threshold value K, the up-phase output switching unit 205 and the up-phase input switching unit 209 are synchronized with the switching terminal L in the up phase. Connect and proceed to step ST4. If k> K, the up-phase output switching unit 205 and the up-phase input switching unit 209 are synchronously connected to the switching terminal H and proceed to step ST5.
[0079]
As a result of the determination in step ST3, if the process proceeds to step ST4, in step ST4, the signal processing control unit 204 determines that the beat signal Su (t) {t = 1, 2,. . . , M} are directly used as measurement signals SSu (t) {t = 1, 2,. . . , M}, go to step 6.
[0080]
As a result of the determination in step ST3, if the process proceeds to step ST5, in step ST5, the unnecessary frequency component separation unit 207 to which the beat signal Su (t) in the up phase is input is controlled by the signal processing control unit 204. Is obtained by multiplying the beat signal Su (t) in the up phase by a signal Su (T−t + 1) whose time direction is reversed within the observation period T in the up phase. = 1, 2,. . . , M} and proceed to step ST6.
[0081]
In step ST6, the frequency analysis unit 211 for the up phase receives the measurement signal SSu (t) in the up phase obtained in step ST4 or step ST5, performs, for example, FFT processing, and performs frequency power in the up phase. A spectrum SSu (f) is obtained.
[0082]
After the process in step ST6, the process proceeds to step ST7.
[0083]
In step ST7, the up-phase target signal detector 213 inputs the frequency power spectrum SSu (f), for example, detects a peak frequency having a power equal to or higher than a preset threshold value, and in the up-phase Beat frequency Uui {i = 1, 2,. . . , Nu}. However, when k> K, Uui is twice the true beat frequency in the up phase.
[0084]
After the process in step ST7, the process proceeds to step ST8.
[0085]
In step ST8, as in step ST2 in the case of the above-described up phase, the digital signal of R (k) rows of beat signals is generated from the down phase data matrix generated on the memory 203 by the signal processing control unit 204. Voltage value data group Sd (t) {t = 1, 2,. . . , M} is read out.
[0086]
After the process in step ST8, the process proceeds to step ST9.
[0087]
In step ST9, as in step ST3 in the case of the above-described up phase, since the data currently being processed covers the distance range of the equation (5), the signal processing control unit 204 sets the internal counter variable. The value of k is compared with a preset threshold value K. If k ≦ K, the output switching unit 206 for the down phase and the input switching unit 210 for the down phase are connected in the down phase. Synchronously connect to the switching terminal L and proceed to step ST10. If k> K, the down-phase output switching unit 206 and the down-phase input switching unit 210 are synchronized and connected to the switching terminal H. Then, the process proceeds to step ST11.
[0088]
As a result of the determination in step ST9, when the process proceeds to step ST10, the signal processing control unit 204, in step ST10, performs the beat signal Sd ( t) {t = 1, 2,. . . , M} are directly used as measurement signals SSd (t) {t = 1, 2,. . . , M}, the process proceeds to step ST12.
[0089]
As a result of the determination in step ST9, when the process proceeds to step ST11, the beat in the down phase is controlled in step ST11 by the control by the signal processing control unit 204 as in the case of step ST5 in the up phase. The unnecessary frequency component separation unit 208 to which the signal Sd (t) is input has a signal Sd (T−t + 1) obtained by reversing the time direction in the observation period T in the down phase to the beat signal Sd (t) in the down phase. Signal SSd (t) {t = 1, 2,. . . , M} and proceed to step ST12.
[0090]
In step ST12, the frequency analysis unit 212 for the down phase inputs the measurement signal SSd (t) in the down phase obtained in the step ST10 or the step ST11, and performs, for example, FFT processing. A frequency power spectrum SSd (f) at is obtained.
[0091]
After the process in step ST12, the process proceeds to step ST13.
[0092]
In step ST13, similarly to step ST7 in the case of the above-described up phase, the target signal detection unit 214 for down phase inputs the frequency power spectrum SSd (f) and, for example, exceeds a preset threshold value. The peak frequency having power is detected, and the beat frequency Ddj {j = 1, 2,. . . , Nd}. However, when k> K, Ddj is twice the true beat frequency in the down phase.
[0093]
After the process in step ST13, the process proceeds to step ST14.
[0094]
In step 14, under the control by the signal processing control unit 204, the combination search unit 12 detects the beat frequency Uui in the up phase detected by the up phase target detection unit 213 in step 7 {i = 1, 2, . . . , Nu} and the beat frequency Ddj {j = 1, 2,... In the down phase detected by the down phase target detection unit 214 in step 13. . . , Nd} and the data currently being processed is, for example, the distance range of Equation (5) from among all frequency combinations related to the beat frequency Uui in the up phase and the beat frequency Ddj in the down phase. In the case of k ≦ K, the relative distance R to target calculated as U = Uup, D = Ddq in the equation (3) is within the range of the equation (5). If k> K, the target in the up phase and the down phase is determined based on whether or not the relative distance R to target calculated by the following equation (15) is within the range of the equation (5). A frequency set {Uup, Ddq} of beat frequencies corresponding to 3 is searched. Uup is a beat frequency corresponding to the target 3 in the up phase, and Ddq is a beat frequency corresponding to the target 3 in the down phase.
[Expression 15]

[0095]
After the process in step ST14, the process proceeds to step ST15.
[0096]
In step 15, for example, the target specification calculation unit 216 including a speed calculation unit, an intensity calculation unit, an azimuth angle calculation unit, and the like, similar to the radar device of Patent Document 1 described above, Calculate and output the azimuth angle. However, the target relative speed V is calculated as U = Uup and D = Ddq in the above equation (4) when k ≦ K, and is calculated according to the following equation (16) when k> K.
[Expression 16]

[0097]
After the process in step ST15, the process proceeds to step ST16.
[0098]
In step 16, the signal processing control unit 204 adds 1 to the value of the internal counter variable k.
[0099]
After the process in step ST16, the process proceeds to step ST17.
[0100]
In step 17, the signal processing control unit 204 compares the value of the internal counter variable k with N. If k ≦ N, the process proceeds to step 2, and if k> N, the process proceeds to step 18.
[0101]
In step 18, the signal processing control unit 204 determines whether or not the observation end is input as control from the control unit 101 of the radar transmitting / receiving apparatus 1. If not input, the process returns to step 1 and is input. If so, the signal processing operation is terminated.
[0102]
In the first embodiment of the present invention, as described above, the target relative distance, the target relative speed, the target azimuth angle, and the like are determined from the beat signal generated by mixing the frequency-modulated transmission signal and the reception signal. A mobile radar device for measuring and detecting a target, AD converters 201 and 202 for sampling the beat signal and outputting the digital voltage value, a memory 203 for storing the digital voltage value, Output switching units 205 and 206 for reading out the digital voltage value stored in the memory 203 and outputting it to one of two output terminals, and the digital voltage value of the beat signal from one output terminal of the output switching unit An unnecessary frequency component separation unit that outputs an unnecessary frequency component that changes over time and a frequency component corresponding to the target as a measurement signal. 07, 208, input switching units 209 and 210 for inputting the output of the unnecessary frequency component separation unit and the output switching unit and outputting one of them, and the output signal of the input switching unit to the frequency spectrum Frequency analysis units 211 and 212 that convert and output; target signal detection units 213 and 214 that detect and output a frequency (target beat frequency) corresponding to a target by inputting a frequency spectrum from the frequency analysis unit; A combination search unit 215 for searching for a frequency set corresponding to the target by inputting a plurality of target beat frequencies, and calculating a relative distance, relative speed, azimuth, etc. with respect to the target by inputting the frequency set corresponding to the target This is a mobile radar device having a target specification calculation unit 216 for outputting, and is a radar signal processing device of the mobile radar device.
[0103]
In addition, as described above, the first embodiment of the present invention is conceptually a mobile radar device that detects a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal. The AD converters 201 and 202 that sample the beat signal and output the digital voltage value, the memory 203 that stores the digital voltage value, and the digital voltage value stored in the memory are input temporally. Unnecessary frequency component separators 207 and 208 that output the fluctuation frequency component corresponding to the target and the frequency component corresponding to the target are output as a measurement signal, and the frequency analysis unit 211 that converts the measurement signal into a frequency spectrum and outputs it. , 212, and target signal detectors 213, 21 for inputting the frequency spectrum and detecting and outputting a target beat frequency corresponding to the target. When a radar apparatus of a mobile body and a target specifications calculation unit 216 for detecting a target based on a plurality of the target beat frequency, Le of the radar device of the mobile - a da signal processor.
[0104]
Further, as described above, the first embodiment of the present invention is more conceptually based on a mobile radar system that detects a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal. This is a radar system for a moving body that separates frequency fluctuations included in the beat signal and detects a target from a beat signal from which the frequency fluctuations are separated.
[0105]
Further, according to the first embodiment of the present invention, if the viewpoint is further changed, as described above, conceptually, the mobile body that detects the target from the beat signal obtained from the frequency-modulated transmission signal and the reception signal is used. A radar signal processing method for separating unnecessary frequency components ST4 and ST5 for inputting the beat signal and outputting an unnecessary frequency component that varies with time and a frequency component corresponding to a target as a measurement signal. , ST10, ST11, steps ST6, 12 for inputting the measurement signal and converting it to a frequency spectrum, steps ST7, ST13 for inputting the frequency spectrum and detecting a target beat frequency corresponding to the target, and the target A step ST15 for detecting the target by calculating a relative distance to the target, a relative speed to the target, an azimuth angle, and the like from the beat frequency. A radar signal processing method of a mobile that.
[0106]
Therefore, as described above, it is possible to obtain a steep peak by reducing the dispersion of the peak power (intensity) in the target frequency spectrum due to the change in the linearity of the transmission signal itself or the variation of the transmission signal linearity from product to product It is possible to secure sufficient target detection performance against changes in the linearity of the transmission signal itself and variations in the linearity of the transmission signal from product to product.
[0107]
Further, in the first embodiment of the present invention, as described above, the unnecessary frequency component separation units 207 and 208 further perform time in the observation period T with respect to the beat signal Sb (t) observed in the period T. The process of multiplying the signal Sb (Tt) whose direction is reversed is performed so as to separate unnecessary frequency components so that it does not depend on fixed data set in advance. It is possible to automatically ensure a sufficient target detection performance in response to variations and product-to-product variations in transmission signal linearity.
[0108]
In addition, as described above, the first embodiment of the present invention further separates the unnecessary frequency components based on the magnitude relationship between the target relative distance to be processed at that time and a preset distance threshold value. Since the degree of improvement in performance degradation is small, and the unnecessary frequency component separation units 207 and 208 are not operated at a short distance affected by the separated unnecessary frequency component, the degree of performance improvement is large. In addition, the unnecessary frequency component separation units 207 and 208 can be operated at a long distance with little influence of the separated unnecessary components.
[0109]
It should be noted that the present invention can be applied to both the case where the radar mounting side and the target 3 are both moving bodies, and the case where either one is a moving body and the other is a non-moving body (fixed). .
[0110]
The transmission / reception of the signal between the radar transmission / reception device 1 and the radar signal processing device 2 can be performed either by wire or wirelessly. Therefore, the radar transmission / reception device 1 and the radar signal processing device. 2 may not be physically integrated or mounted on the same object.
[0111]
In addition, in each figure mentioned above, the same code | symbol shows the same or an equivalent part.
[0112]
【The invention's effect】
As described above, the present invention provides a mobile radar system that detects a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal, and detects a frequency fluctuation included in the beat signal. Since the target is detected from the beat signal that is separated and the frequency fluctuation component is separated, sufficient detection performance of the target is ensured against the change in the linearity of the transmission signal itself and the variation in the linearity of the transmission signal from product to product. There is an effect that can be done.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory diagram showing a processing procedure in FIG. 1;
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a frequency power spectrum in FIG. 1;
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a frequency with respect to time of each signal in a general FMCW radar.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing a frequency power spectrum in a general FMCW radar.
FIG. 6 is an explanatory diagram showing a transmission signal and a reception signal in a general FMCW radar.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing a beat frequency in a general FMCW radar.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing a beat frequency and a spread range in a frequency spectrum in a general FMCW radar.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a conventional radar apparatus.
FIG. 10 is an explanatory diagram showing the frequency with respect to time of each signal in the up phase of a conventional radar signal processing apparatus;
FIG. 11 is an explanatory diagram showing the frequency with respect to time of each signal in the down phase of a conventional radar transmitting / receiving apparatus.
FIG. 12 is an explanatory diagram showing connection terminals in a first switch and a second switch of a conventional radar transmission / reception apparatus.
FIG. 13 is an explanatory diagram showing a data matrix generated on a memory of a conventional radar transmitting / receiving apparatus.
[Explanation of symbols]
1 radar transmitter / receiver,
2 Radar signal processing device,
201 AD converter,
202 AD converter,
203 memory,
205 output switching unit,
206 output switching unit,
207 unnecessary frequency component separation unit,
208 unnecessary frequency component separation unit,
209 input switching unit,
210 input switching unit,
211 Frequency analysis unit,
212 Frequency analysis unit,
213 target signal detector,
214 target signal detector,
215 combination search unit,
216 Target specification calculation unit.

Claims (9)

In a mobile radar system that detects a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal,
Separating frequency fluctuations contained in the beat signal;
A moving body radar system characterized in that a target is detected from a beat signal from which frequency fluctuations are separated. The mobile body radar system according to claim 1,
A mobile radar system characterized by detecting a target from a beat signal from which frequency fluctuations are separated when the distance to the target is relatively large. In a mobile radar apparatus for detecting a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal,
An AD converter that samples the beat signal and outputs the digital voltage value;
A memory for storing the digital voltage value;
An unnecessary frequency component separator that inputs the digital voltage value stored in the memory and outputs an unnecessary frequency component that fluctuates in time and a frequency component corresponding to a target as a measurement signal;
A frequency analyzer that converts the measurement signal into a frequency spectrum and outputs the frequency spectrum;
A target signal detector that inputs the frequency spectrum and detects and outputs a target beat frequency corresponding to the target; and
A mobile radar apparatus comprising: a target specification calculation unit that detects a target based on a plurality of target beat frequencies. A radar signal processing method for a moving body that detects a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal,
An unnecessary frequency component separation step of inputting the beat signal and outputting an unnecessary frequency component that fluctuates in time and a frequency component corresponding to a target as a measurement signal;
Inputting the measurement signal and converting it to a frequency spectrum;
Detecting the target beat frequency corresponding to the target by inputting the frequency spectrum;
And a step of detecting the target by calculating a target relative distance, a target relative speed, an azimuth angle, and the like from the target beat frequency. The radar signal processing method for a moving body according to claim 4,
As the unnecessary frequency component separation step, a process of multiplying the beat signal Sb (t) observed in the period T by a signal Sb (T−t) whose time direction is reversed in the observation period T is performed. A radar signal processing method for a moving body. In the radar signal processing method of the moving body according to claim 5,
Determining an execution condition of the unnecessary frequency component separation step;
A radar signal processing method for a moving body, which uses a magnitude relation between a relative distance to target which is a processing target at that time and a preset distance threshold value as the implementation condition. A radar signal processing apparatus for a moving body that detects a target from a beat signal obtained from a frequency-modulated transmission signal and a reception signal,
An AD converter that samples the beat signal and outputs the digital voltage value;
A memory for storing the digital voltage value;
An unnecessary frequency component separator that inputs the digital voltage value stored in the memory and outputs an unnecessary frequency component that fluctuates in time and a frequency component corresponding to a target as a measurement signal;
A frequency analyzer that converts the measurement signal into a frequency spectrum and outputs the frequency spectrum;
A target signal detector that inputs the frequency spectrum and detects and outputs a target beat frequency corresponding to the target; and
A mobile radar signal processing apparatus, comprising: a target specification calculation unit that detects a target based on a plurality of target beat frequencies. The radar signal processing apparatus for a moving body according to claim 7,
The unnecessary frequency component separating unit multiplies the beat signal Sb (t) observed in the period T by a signal Sb (T−t) whose time direction is reversed in the observation period T to perform unnecessary frequency component processing. A radar signal processing apparatus for a moving body, characterized in that The radar signal processing apparatus for a moving body according to claim 8,
An apparatus for processing a radar signal of a moving body, wherein the unnecessary frequency component is separated based on a magnitude relationship between a relative distance to target which is a processing target at that time and a preset distance threshold value.

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