JP2005020699A - Output circuit and semiconductor integrated circuit incorporating the same therein - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、外部回路に信号を出力するための出力回路に関し、さらに、そのような出力回路を内蔵する半導体集積回路に関する。 The present invention relates to an output circuit for outputting a signal to an external circuit, and further to a semiconductor integrated circuit incorporating such an output circuit.
近年、インタフェース信号が非常に高速化しており、インタフェース信号のノイズ対策、EMI(電磁波障害)対策が必要となっている。このようなノイズ対策、EMI対策として、インタフェース信号の振幅を小さくすることが行われている。しかしながら、下記の特許文献1に記載されているように、出力回路に供給される電源電圧を下げることによって信号の振幅を小さくすると、電源回路が複雑になってしまう。また、高電源電圧系の回路と低電源電圧系の回路との間で、信号の基準レベルが一致しなくなるおそれもある。
In recent years, interface signals have become very fast, and interface signal noise countermeasures and EMI (electromagnetic wave interference) countermeasures are required. As measures against noise and EMI, the amplitude of the interface signal is reduced. However, as described in
さらに、インタフェース信号として差動信号が用いられる場合もある。図18は、従来の差動信号出力回路の一例を示す図である。図18に示す差動信号出力回路81は、1つの入力信号J1に基づいて、一対の差動信号としての第1の出力信号J4及び第2の出力信号J4バーを出力する回路である。しかしながら、差動信号出力回路81において、駆動信号J3は、インバータINV82が有する遅延時間だけ駆動信号J2より遅延しており、そのため、第1の出力信号J4及び第2の出力信号J4バーは、スキューを有することになる。
Further, a differential signal may be used as the interface signal. FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a conventional differential signal output circuit. A differential
上記のようなスキューを低減することができる差動信号出力回路も用いられている。図19は、従来の差動信号出力回路の他の例を示す図である。図19に示す差動信号出力回路91は、1つの入力信号K1に基づいて、一対の差動信号としての第1の出力信号K4及び第2の出力信号K4バーを出力する回路である。インタフェース信号出力回路91は、インタフェース信号出力回路81(図18参照)と比較して、キャパシタC91を更に具備しており、このキャパシタC91により駆動信号K2を遅延させて駆動信号K2及びK3のスキューを低減し、これにより第1の出力信号K4及び第2の出力信号K4バーのスキューを低減することができる。
A differential signal output circuit capable of reducing the skew as described above is also used. FIG. 19 is a diagram showing another example of a conventional differential signal output circuit. A differential
しかしながら、インタフェース信号出力回路91においては、製造プロセスのばらつきにより、第1の出力信号K4及び第2の出力信号K4バーのスキューを低減するために必要とされる静電容量とキャパシタC91が有する静電容量とが一致しなくなることがある。これにより、歩留まりが低下したり、顧客先で製品不良が生じる場合があった。また、電源電位の変動や温度変動等に対するマージンを厳しくする必要があり、これにより、歩留まりが低下する場合があった。
そこで、上記の点に鑑み、本発明の第1の目的は、小振幅の信号を出力する出力回路において、簡単な回路構成によって高速動作を可能とすることである。また、本発明の第2の目的は、一対の差動信号を出力する差動信号出力回路において、歩留まりの低下等を防止することである。さらに、本発明の第3の目的は、そのような出力回路を内蔵する半導体集積回路を提供することである。 In view of the above, a first object of the present invention is to enable high-speed operation with a simple circuit configuration in an output circuit that outputs a signal with a small amplitude. A second object of the present invention is to prevent a decrease in yield and the like in a differential signal output circuit that outputs a pair of differential signals. The third object of the present invention is to provide a semiconductor integrated circuit incorporating such an output circuit.
以上の課題を解決するため、本発明の第1の観点に係る出力回路は、第1の駆動信号に基づいて、電源電圧よりも小さい振幅を有する出力信号を出力するための出力回路であって、ゲートに第1の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第1のMOSトランジスタと、ゲートに第2の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第2の型の第2のMOSトランジスタと、第1のMOSトランジスタから出力される信号と第2のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる出力信号を第2のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第2の駆動信号を生成する帰還回路とを具備する。 In order to solve the above problems, an output circuit according to a first aspect of the present invention is an output circuit for outputting an output signal having an amplitude smaller than a power supply voltage based on a first drive signal. A first type first MOS transistor that applies a first drive signal to the gate and outputs a signal from the drain; and a second type that applies a second drive signal to the gate and outputs a signal from the drain. By feeding back the output signal obtained by combining the second MOS transistor, the signal output from the first MOS transistor, and the signal output from the second MOS transistor to the gate of the second MOS transistor A feedback circuit for generating a second drive signal.
ここで、帰還回路が、第1のMOSトランジスタのドレインと第2のMOSトランジスタのドレインとの接続点に第1の端子が接続された受動素子と、受動素子の第2の端子から供給される信号をバッファするバッファ回路とを含むようにしても良い。 Here, the feedback circuit is supplied from the passive element having the first terminal connected to the connection point between the drain of the first MOS transistor and the drain of the second MOS transistor, and the second terminal of the passive element. And a buffer circuit for buffering the signal.
本発明の第2の観点に係る出力回路は、第1の駆動信号に基づいて、電源電圧よりも小さい振幅を有する出力信号を出力するための出力回路であって、ゲートに第1の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第1のMOSトランジスタと、ゲートに第2の駆動信号が印加されソースから信号を出力する第1の型の第2のMOSトランジスタと、第1のMOSトランジスタから出力される信号と第2のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる出力信号を反転して第2のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第2の駆動信号を生成する帰還回路とを具備する。 An output circuit according to a second aspect of the present invention is an output circuit for outputting an output signal having an amplitude smaller than a power supply voltage based on a first drive signal, the first drive signal being applied to a gate. Is applied, and a first type first MOS transistor that outputs a signal from the drain; a first type second MOS transistor that applies a second drive signal to the gate and outputs a signal from the source; The second drive signal is obtained by inverting the output signal obtained by combining the signal output from the first MOS transistor and the signal output from the second MOS transistor and feeding back to the gate of the second MOS transistor. And a feedback circuit for generating.
ここで、帰還回路が、第1のMOSトランジスタのドレインと第2のMOSトランジスタのソースとの接続点に第1の端子が接続された受動素子と、受動素子の第2の端子から供給される信号を反転するインバータとを含むようにしても良い。 Here, the feedback circuit is supplied from the passive element having the first terminal connected to the connection point between the drain of the first MOS transistor and the source of the second MOS transistor, and the second terminal of the passive element. An inverter that inverts the signal may be included.
本発明の第3の観点に係る出力回路は、一対の差動信号を構成する第1及び第2の駆動信号に基づいて、電源電圧よりも小さい振幅を有し一対の差動信号を構成する第1及び第2の出力信号を出力するための出力回路であって、ゲートに第1の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第1のMOSトランジスタと、ゲートに第3の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第2の型の第2のMOSトランジスタと、第1のMOSトランジスタから出力される信号と第2のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる第1の出力信号を第2のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第3の駆動信号を生成する第1の帰還回路と、ゲートに第2の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第3のMOSトランジスタと、ゲートに第4の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第2の型の第4のMOSトランジスタと、第3のMOSトランジスタから出力される信号と第4のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる第2の出力信号を第4のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第4の駆動信号を生成する第2の帰還回路とを具備する。 An output circuit according to a third aspect of the present invention configures a pair of differential signals having an amplitude smaller than the power supply voltage based on the first and second drive signals configuring the pair of differential signals. An output circuit for outputting first and second output signals, wherein a first drive signal is applied to the gate and a signal is output from the drain, and a first type first MOS transistor and a gate having a first drive signal. A second type second MOS transistor that outputs a signal from the drain when a drive signal of 3 is applied, and a signal output from the first MOS transistor and a signal output from the second MOS transistor. A first feedback circuit for generating a third drive signal by feeding back the first output signal obtained in this way to the gate of the second MOS transistor, and a signal from the drain when the second drive signal is applied to the gate. Out Output from the third MOS transistor of the first type, the fourth MOS transistor of the second type that applies the fourth drive signal to the gate and outputs the signal from the drain, and the third MOS transistor. A second feedback circuit for generating a fourth drive signal by feeding back a second output signal obtained by synthesizing the signal and a signal output from the fourth MOS transistor to the gate of the fourth MOS transistor; It comprises.
本発明の第4の観点に係る出力回路は、一対の差動信号を構成する第1及び第2の駆動信号に基づいて、電源電圧よりも小さい振幅を有し一対の差動信号を構成する第1及び第2の出力信号を出力するための出力回路であって、ゲートに第1の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第1のMOSトランジスタと、ゲートに第3の駆動信号が印加されソースから信号を出力する第1の型の第2のMOSトランジスタと、第1のMOSトランジスタから出力される信号と第2のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる第1の出力信号を反転して第2のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第3の駆動信号を生成する第1の帰還回路と、ゲートに第2の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第3のMOSトランジスタと、ゲートに第4の駆動信号が印加されソースから信号を出力する第1の型の第4のMOSトランジスタと、第3のMOSトランジスタから出力される信号と第4のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる第2の出力信号を反転して第4のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第4の駆動信号を生成する第2の帰還回路とを具備する。 An output circuit according to a fourth aspect of the present invention forms a pair of differential signals having an amplitude smaller than the power supply voltage based on the first and second drive signals forming the pair of differential signals. An output circuit for outputting first and second output signals, wherein a first drive signal is applied to the gate and a signal is output from the drain, and a first type first MOS transistor and a gate having a first drive signal. A first type second MOS transistor that outputs a signal from the source when a drive signal of 3 is applied, and a signal output from the first MOS transistor and a signal output from the second MOS transistor. A first feedback circuit for generating a third drive signal by inverting the first output signal obtained in this way and feeding it back to the gate of the second MOS transistor, and the second drive signal applied to the gate and the drain From Is output from the third MOS transistor of the first type that outputs the signal from the source by applying the fourth driving signal to the gate and outputting the signal from the source. The fourth output signal is generated by inverting the second output signal obtained by combining the signal to be output and the signal output from the fourth MOS transistor and feeding back to the gate of the fourth MOS transistor. And a second feedback circuit.
本発明の第3又は第4の観点に係る出力回路は、入力信号を反転して第1の駆動信号を出力する第1の反転回路と、第1の駆動信号を反転して第2の駆動信号を出力する第2の反転回路とをさらに具備するようにしても良い。 The output circuit according to the third or fourth aspect of the present invention includes a first inverting circuit that inverts an input signal and outputs a first drive signal, and a second drive that inverts the first drive signal. A second inverting circuit that outputs a signal may be further included.
本発明の第5の観点に係る出力回路は、一対の差動信号を構成する第1及び第2の駆動信号に基づいて、一対の差動信号を構成する第1及び第2の出力信号を出力するための出力回路であって、第1及び第2の駆動信号を所定のレベルの信号にそれぞれ変換して出力する第1及び第2の信号レベル変換回路と、第1の信号レベル変換回路が出力する信号と第2の信号レベル変換回路が出力する信号との差に応じた信号を出力する第1の差動回路と、第2の信号レベル変換回路が出力する信号と第1の信号レベル変換回路が出力する信号との差に応じた信号を出力する第2の差動回路と、第1の差動回路が出力する信号に基づいて第1の出力信号を生成する第1の出力信号生成回路と、第2の差動回路が出力する信号に基づいて第2の出力信号を生成する第2の出力信号生成回路とを具備する。 The output circuit according to the fifth aspect of the present invention is configured to output the first and second output signals constituting the pair of differential signals based on the first and second drive signals constituting the pair of differential signals. First and second signal level conversion circuits that output first and second drive signals by converting the first and second drive signals into predetermined level signals, respectively, and a first signal level conversion circuit The first differential circuit that outputs a signal corresponding to the difference between the signal output from the second signal level conversion circuit and the signal output from the second signal level conversion circuit, the signal output from the second signal level conversion circuit, and the first signal A second differential circuit that outputs a signal corresponding to the difference from the signal output from the level conversion circuit, and a first output that generates the first output signal based on the signal output from the first differential circuit A second output signal based on a signal output from the signal generation circuit and the second differential circuit; ; And a second output signal generation circuit for generating.
ここで、第1又は第2の信号レベル変換回路が、シングルエンド・センスアンプを含むようにしても良いし、第1又は第2の差動回路が、カレントミラー型差動増幅回路を含むようにしても良いし、第1又は第2の出力信号生成回路が、インバータを含むようにしても良い。 Here, the first or second signal level conversion circuit may include a single-ended sense amplifier, or the first or second differential circuit may include a current mirror type differential amplifier circuit. However, the first or second output signal generation circuit may include an inverter.
また、入力信号を反転して第1の駆動信号を出力する第1の反転回路と、第1の駆動信号を反転して第2の駆動信号を出力する第2の反転回路とをさらに具備するようにしても良い。 Further, a first inversion circuit that inverts the input signal and outputs a first drive signal, and a second inversion circuit that inverts the first drive signal and outputs a second drive signal are further included. You may do it.
その場合に、第1及び第2の反転回路が、第1及び第2の電源電位から電力の供給を受けて動作し、第1及び第2の信号レベル変換回路、第1及び第2の差動回路、並びに、第1及び第2の出力信号生成回路が、第1及び第3の電源電位から電力の供給を受けて動作するようにしても良い。 In that case, the first and second inversion circuits operate by receiving power from the first and second power supply potentials, and the first and second signal level conversion circuits, the first and second differences, The dynamic circuit and the first and second output signal generation circuits may operate by receiving power supply from the first and third power supply potentials.
あるいは、第1及び第2の反転回路が、第1及び第2の電源電位から電力の供給を受けて動作し、第1及び第2の信号レベル変換回路が、第1及び第3の電源電位から電力の供給を受けて動作し、第1及び第2の差動回路並びに第1及び第2の出力信号生成回路が、第1及び第4の電源電位から電力の供給を受けて動作するようにしても良い。 Alternatively, the first and second inversion circuits operate with power supplied from the first and second power supply potentials, and the first and second signal level conversion circuits operate with the first and third power supply potentials. So that the first and second differential circuits and the first and second output signal generation circuits operate with power supplied from the first and fourth power supply potentials. Anyway.
このとき、第3の電源電位が第2の電源電位より高電位であり、第4の電源電位が第3の電源電位より高電位であるようにしても良いし、あるいは、第3の電源電位が第2の電源電位より低電位であり、第4の電源電位が第3の電源電位より低電位であるようにしても良い。 At this time, the third power supply potential may be higher than the second power supply potential, and the fourth power supply potential may be higher than the third power supply potential, or the third power supply potential may be set. May be lower than the second power supply potential, and the fourth power supply potential may be lower than the third power supply potential.
さらに、本発明に係る半導体集積回路は、上記のいずれかの信号出力回路を内蔵している。 Furthermore, a semiconductor integrated circuit according to the present invention incorporates any one of the signal output circuits described above.
本発明の第1〜第4の観点によれば、小振幅の信号を出力する出力回路において、帰還回路を用いてネガティブ・フィードバックをかけることにより、簡単な回路構成によって高速動作を可能とすることができる。また、本発明の第5の観点によれば、一対の差動信号を出力する差動信号出力回路において、歩留まりの低下等を防止することができる。さらに、本発明の第5の観点により得られる一対の差動出力信号においては、電源電圧や動作温度やプロセスの変動が生じても、そのアイパターン形状の維持が可能となる。 According to the first to fourth aspects of the present invention, in an output circuit that outputs a signal having a small amplitude, high-speed operation can be performed with a simple circuit configuration by applying negative feedback using a feedback circuit. Can do. According to the fifth aspect of the present invention, in a differential signal output circuit that outputs a pair of differential signals, it is possible to prevent a decrease in yield and the like. Further, in the pair of differential output signals obtained according to the fifth aspect of the present invention, the eye pattern shape can be maintained even if the power supply voltage, the operating temperature, or the process varies.
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照番号を付して、説明を省略する。
図1は、本発明の第1の実施形態に係る出力回路の構成を示す図である。出力回路10は、ゲートに駆動信号が供給されるNチャネルトランジスタQN10と、トランジスタQN10に直列接続されたPチャネルトランジスタQP10と、トランジスタQP10及びQN10のドレインに接続された出力端子及びプロテクションデバイス101と、プロテクションデバイス101を介して出力回路10の出力信号が供給されるバッファ回路102とを含んでいる。なお、バッファ回路102は、直列に接続された2段のインバータによって構成される。
Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The same constituent elements are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an output circuit according to the first embodiment of the present invention. The
トランジスタQP10のソースは電源電位VDDに接続されており、トランジスタQN10のソースは電源電位VSS(本実施形態においては接地電位とする)に接続されている。プロテクションデバイス101は、出力端子に印加される静電気からバッファ回路102の入力を保護するための素子であり、プロテクションデバイス101としては、例えば、抵抗が用いられる。出力回路10の出力信号は、プロテクションデバイス101を介してバッファ回路102の入力に供給され、バッファ回路102から出力される信号は、トランジスタQP10のゲートに供給され、これによって自己帰還回路が形成されている。
The source of the transistor QP10 is connected to the power supply potential V DD , and the source of the transistor QN10 is connected to the power supply potential V SS (in this embodiment, the ground potential). The
図2は、図1に示す出力回路の出力信号の波形を示す図である。駆動信号がローレベルであるときには、トランジスタQN10がオフ状態であり、出力信号の電位は、自己帰還の働きによって、ほぼ(VDD−VSS)/2となっている。駆動信号がハイレベルになると、トランジスタQN10がオン状態となり、出力信号の電位は、電源電位VSSの近くまで下降する。従って、出力信号の振幅は、電源電圧(VDD−VSS)のほぼ半分のハーフ・スイングとなる。さらに、この出力回路は、自己帰還の働きによって高速動作を行うことができる。 FIG. 2 is a diagram showing a waveform of an output signal of the output circuit shown in FIG. When the drive signal is at a low level, the transistor QN10 is in an off state, and the potential of the output signal is approximately (V DD −V SS ) / 2 due to the self-feedback action. When the drive signal is at a high level, the transistor QN10 is turned on, the potential of the output signal is lowered to near the power supply potential V SS. Therefore, the amplitude of the output signal is a half swing that is approximately half of the power supply voltage (V DD −V SS ). Furthermore, this output circuit can perform high-speed operation by the function of self-feedback.
本実施形態においては、駆動信号のハイレベルを電源電位VDDとし、ローレベルを電源電位VSSとすることができる。あるいは、駆動信号のハイレベルを電源電位VDD以外の電位としても良い。その場合には、本実施形態に係る出力回路は、レベルシフタとしての機能をも有するようになる。なお、出力回路10の出力信号は、バッファ回路102を構成するいずれかのインバータの出力から得るようにしても良い。
In the present embodiment, the high level of the drive signal to the power supply potential V DD, may be a low level of power supply potential V SS. Alternatively, the high level of the drive signal may be set to a potential other than the power supply potential V DD . In that case, the output circuit according to the present embodiment also has a function as a level shifter. Note that the output signal of the
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。
図3は、本発明の第2の実施形態に係る出力回路の構成を示す図である。この出力回路は、ゲートに駆動信号が供給されるPチャネルトランジスタQP10と、トランジスタQP10に直列接続されたNチャネルトランジスタQN10と、トランジスタQP10及びQN10のドレインに接続された出力端子及びプロテクションデバイス101と、プロテクションデバイス101を介して出力回路の出力信号が供給されるバッファ回路102とを含んでいる。
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 3 is a diagram showing the configuration of the output circuit according to the second embodiment of the present invention. This output circuit includes a P-channel transistor QP10 whose gate is supplied with a drive signal, an N-channel transistor QN10 connected in series to the transistor QP10, an output terminal and a
トランジスタQP10のソースは電源電位VDDに接続されており、トランジスタQN10のソースは電源電位VSS(本実施形態においては接地電位とする)に接続されている。この出力回路の出力信号は、プロテクションデバイス101を介してバッファ回路102の入力に供給され、バッファ回路102から出力される信号は、トランジスタQN10のゲートに供給され、これによって自己帰還回路が形成されている。
The source of the transistor QP10 is connected to the power supply potential V DD , and the source of the transistor QN10 is connected to the power supply potential V SS (in this embodiment, the ground potential). The output signal of this output circuit is supplied to the input of the
図4は、図3に示す出力回路の出力信号の波形を示す図である。駆動信号がハイレベルであるときには、トランジスタQP10がオフ状態であり、出力信号の電位は、自己帰還の働きによって、ほぼ(VDD−VSS)/2となっている。駆動信号がローレベルになると、トランジスタQP10がオン状態となり、出力信号の電位は、電源電位VDDの近くまで上昇する。従って、出力信号の振幅は、電源電圧(VDD−VSS)のほぼ半分のハーフ・スイングとなる。さらに、この出力回路は、自己帰還の働きによって高速動作を行うことができる。 FIG. 4 is a diagram showing a waveform of an output signal of the output circuit shown in FIG. When the drive signal is at a high level, the transistor QP10 is in an off state, and the potential of the output signal is approximately (V DD −V SS ) / 2 due to the self-feedback action. When the drive signal becomes a low level, the transistor QP10 is turned on, and the potential of the output signal rises to near the power supply potential V DD . Therefore, the amplitude of the output signal is a half swing that is approximately half of the power supply voltage (V DD −V SS ). Furthermore, this output circuit can perform high-speed operation by the function of self-feedback.
本実施形態においては、駆動信号のハイレベルを電源電位VDDとし、ローレベルを電源電位VSSとすることができる。あるいは、駆動信号のローレベルを電源電位VSS以外の電位としても良い。その場合には、本実施形態に係る出力回路は、レベルシフタとしての機能をも有するようになる。なお、出力回路の出力信号は、バッファ回路102を構成するいずれかのインバータの出力から得るようにしても良い。
In the present embodiment, the high level of the drive signal to the power supply potential V DD, may be a low level of power supply potential V SS. Alternatively, the low level of the drive signal may be a potential other than the power supply voltage V SS to. In that case, the output circuit according to the present embodiment also has a function as a level shifter. Note that the output signal of the output circuit may be obtained from the output of one of the inverters constituting the
次に、本発明の第3の実施形態について説明する。
図5は、本発明の第3の実施形態に係る出力回路の構成を示す図である。この出力回路は、ゲートに駆動信号が供給されるNチャネルトランジスタQN10と、トランジスタQN10に直列接続されたNチャネルトランジスタQN20と、トランジスタQN10のドレイン及びトランジスタQN20のソースに接続された出力端子及びプロテクションデバイス101と、プロテクションデバイス101を介して出力回路の出力信号が供給されるインバータ103とを含んでいる。
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of an output circuit according to the third embodiment of the present invention. This output circuit includes an N-channel transistor QN10 whose gate is supplied with a drive signal, an N-channel transistor QN20 connected in series to the transistor QN10, an output terminal connected to the drain of the transistor QN10 and the source of the transistor QN20, and a protection device. 101 and an
トランジスタQN20のドレインは電源電位VDDに接続されており、トランジスタQN10のソースは電源電位VSS(本実施形態においては接地電位とする)に接続されている。この出力回路の出力信号は、プロテクションデバイス101を介してインバータ103の入力に供給され、インバータ103から出力される信号は、トランジスタQN20のゲートに供給され、これによって自己帰還回路が形成されている。
The drain of the transistor QN20 is connected to the power supply potential V DD , and the source of the transistor QN10 is connected to the power supply potential V SS (in this embodiment, the ground potential). The output signal of this output circuit is supplied to the input of the
駆動信号がローレベルであるときには、トランジスタQN10がオフ状態であり、出力信号の電位は、自己帰還の働きによって、ほぼ(VDD−VSS)/2となっている。駆動信号がハイレベルになると、トランジスタQN10がオン状態となり、出力信号の電位は、電源電位VSSの近くまで下降する。従って、出力信号の振幅は、電源電圧(VDD−VSS)のほぼ半分のハーフ・スイングとなる。さらに、この出力回路は、自己帰還の働きによって高速動作を行うことができる。 When the drive signal is at a low level, the transistor QN10 is in an off state, and the potential of the output signal is approximately (V DD −V SS ) / 2 due to the self-feedback action. When the drive signal is at a high level, the transistor QN10 is turned on, the potential of the output signal is lowered to near the power supply potential V SS. Therefore, the amplitude of the output signal is a half swing that is approximately half of the power supply voltage (V DD −V SS ). Furthermore, this output circuit can perform high-speed operation by the function of self-feedback.
本実施形態においては、駆動信号のハイレベルを電源電位VDDとし、ローレベルを電源電位VSSとすることができる。あるいは、駆動信号のハイレベルを電源電位VDD以外の電位としても良い。その場合には、本実施形態に係る出力回路は、レベルシフタとしての機能をも有するようになる。なお、出力回路の出力信号は、インバータ103の出力から得るようにしても良い。
In the present embodiment, the high level of the drive signal to the power supply potential V DD, may be a low level of power supply potential V SS. Alternatively, the high level of the drive signal may be set to a potential other than the power supply potential V DD . In that case, the output circuit according to the present embodiment also has a function as a level shifter. Note that the output signal of the output circuit may be obtained from the output of the
次に、本発明の第4の実施形態について説明する。
図6は、本発明の第4の実施形態に係る出力回路の構成を示す図である。この出力回路は、ゲートに駆動信号が供給されるPチャネルトランジスタQP10と、トランジスタQP10に直列接続されたPチャネルトランジスタQP20と、トランジスタQP10のドレイン及びトランジスタQP20のソースに接続された出力端子及びプロテクションデバイス101と、プロテクションデバイス101を介して出力回路の出力信号が供給されるインバータ103とを含んでいる。
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of an output circuit according to the fourth embodiment of the present invention. The output circuit includes a P-channel transistor QP10 whose gate is supplied with a drive signal, a P-channel transistor QP20 connected in series to the transistor QP10, an output terminal connected to the drain of the transistor QP10 and the source of the transistor QP20, and a protection device. 101 and an
トランジスタQP10のソースは電源電位VDDに接続されており、トランジスタQP20のドレインは電源電位VSS(本実施形態においては接地電位とする)に接続されている。この出力回路の出力信号は、プロテクションデバイス101を介してインバータ103の入力に供給され、インバータ103から出力される信号は、トランジスタQP20のゲートに供給され、これによって自己帰還回路が形成されている。
The source of the transistor QP10 is connected to the power supply potential V DD , and the drain of the transistor QP20 is connected to the power supply potential V SS (in this embodiment, the ground potential). The output signal of this output circuit is supplied to the input of the
駆動信号がハイレベルであるときには、トランジスタQP10がオフ状態であり、出力信号の電位は、自己帰還の働きによって、ほぼ(VDD−VSS)/2となっている。駆動信号がローレベルになると、トランジスタQP10がオン状態となり、出力信号の電位は、電源電位VDDの近くまで上昇する。従って、出力信号の振幅は、電源電圧(VDD−VSS)のほぼ半分のハーフ・スイングとなる。さらに、この出力回路は、自己帰還の働きによって高速動作を行うことができる。 When the drive signal is at a high level, the transistor QP10 is in an off state, and the potential of the output signal is approximately (V DD −V SS ) / 2 due to the self-feedback action. When the drive signal becomes a low level, the transistor QP10 is turned on, and the potential of the output signal rises to near the power supply potential V DD . Therefore, the amplitude of the output signal is a half swing that is approximately half of the power supply voltage (V DD −V SS ). Furthermore, this output circuit can perform high-speed operation by the function of self-feedback.
本実施形態においては、駆動信号のハイレベルを電源電位VDDとし、ローレベルを電源電位VSSとすることができる。あるいは、駆動信号のローレベルを電源電位VSS以外の電位としても良い。その場合には、本実施形態に係る出力回路は、レベルシフタとしての機能をも有するようになる。なお、出力回路の出力信号は、インバータ103の出力から得るようにしても良い。
In the present embodiment, the high level of the drive signal to the power supply potential V DD, may be a low level of power supply potential V SS. Alternatively, the low level of the drive signal may be a potential other than the power supply voltage V SS to. In that case, the output circuit according to the present embodiment also has a function as a level shifter. Note that the output signal of the output circuit may be obtained from the output of the
次に、本発明を差動信号出力回路に適用した実施形態について以下に説明する。
図7は、本発明の第5の実施形態に係る出力回路の構成を示す図である。この差動信号出力回路は、先に説明したシングル構成の出力回路を2つ用いることにより、差動信号を入力して差動信号を出力するようにしたものである。
Next, an embodiment in which the present invention is applied to a differential signal output circuit will be described below.
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of an output circuit according to the fifth embodiment of the present invention. This differential signal output circuit is configured to input a differential signal and output a differential signal by using two output circuits having a single configuration described above.
図7に示す差動信号出力回路には、図1に示す第1の実施形態に係る出力回路10が2つ含まれている。2つの出力回路10は、差動の駆動信号AI及びAIバーを入力して、差動の出力信号AO及びAOバーを出力する。これにより、電源電圧(VDD−VSS)のほぼ半分のハーフ・スイングの差動信号を出力することができる。なお、出力回路10の替わりに、図3、図5、図6に示す第2〜第4の実施形態に係る出力回路の内のいずれかを用いるようにしても良い。
The differential signal output circuit shown in FIG. 7 includes two
図8は、本発明の第6の実施形態に係る出力回路の構成を示す図である。この差動信号出力回路は、1系統の信号を入力して差動信号を出力するようにしたものである。
図8に示す差動信号出力回路には、インバータ104及び105と、図1に示す第1の実施形態に係る出力回路10が2つ含まれている。インバータ104は、入力信号A1を反転して駆動信号A2を生成し、インバータ105は、駆動信号A2を反転して駆動信号A3を生成する。
FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the output circuit according to the sixth embodiment of the present invention. This differential signal output circuit inputs a single signal and outputs a differential signal.
The differential signal output circuit shown in FIG. 8 includes
2つの出力回路10は、差動の駆動信号A2及びA3を入力して、差動の出力信号A4及びA5を出力する。これにより、電源電圧(VDD−VSS)のほぼ半分のハーフ・スイングの差動信号を出力することができる。なお、出力回路10の替わりに、図3、図5、図6に示す第2〜第4の実施形態に係る出力回路の内のいずれかを用いるようにしても良い。
The two
図9は、本発明の第7の実施形態に係る出力回路の構成を示す図である。この差動信号出力回路1は、入力信号A1に基づいて、一対の差動信号としての第1の出力信号A8及び第2の出力信号A8バーを出力する回路であり、インバータINV1、INV2、INV7、INV8と、シングルエンド・センスアンプ2及び3と、カレントミラー型差動増幅回路4及び5とを具備する。これらの回路の各々は、高電位側の電源電位VDD及び低電位側の電源電位VSSにより電力の供給を受けて動作する。
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of an output circuit according to the seventh embodiment of the present invention. The differential
図9に示すように、インバータINV1には入力信号A1が供給されており、インバータINV1は、この入力信号A1を反転した駆動信号A2を出力する。なお、本実施形態においては、入力信号A1及び駆動信号A2は、ローレベル(ここでは、低電位側の電源電位VSS)〜ハイレベル(ここでは、高電位側の電源電位VDD)の間で変化する。
駆動信号A2は、インバータINV2に供給されており、インバータINV2は、この駆動信号A2を反転した駆動信号A3を出力する。なお、本実施形態においては、駆動信号A3は、ローレベル〜ハイレベルの間で変化する。
As shown in FIG. 9, an input signal A1 is supplied to the inverter INV1, and the inverter INV1 outputs a drive signal A2 obtained by inverting the input signal A1. In this embodiment, the input signal A1 and the drive signal A2 are between a low level (here, the low-potential-side power supply potential V SS ) and a high level (here, the high-potential-side power supply potential V DD ). It changes with.
The drive signal A2 is supplied to the inverter INV2, and the inverter INV2 outputs a drive signal A3 obtained by inverting the drive signal A2. In the present embodiment, the drive signal A3 changes between a low level and a high level.
シングルエンド・センスアンプ2は、PチャネルトランジスタQP1と、NチャネルトランジスタQN1と、インバータINV3、INV4とを具備している。このシングルエンド・センスアンプ2は、図1に示す出力回路10とほぼ同様の構成を有しており、駆動信号A2を反転し更に所定のレベルに変換した信号A4を、差動増幅回路4及び5に供給する。なお、本実施形態及び以下の本実施形態におけるシングルエンド・センスアンプとしては、図1に示す出力回路10の他に、図3、図5、図6に示す出力回路の内のいずれかを用いることができる。
The single-ended sense amplifier 2 includes a P-channel transistor QP1, an N-channel transistor QN1, and inverters INV3 and INV4. This single-ended sense amplifier 2 has substantially the same configuration as the
シングルエンド・センスアンプ2において、トランジスタQP1のソース〜ドレイン経路とトランジスタQN1のソース〜ドレイン経路は、高電位側の電源電位VDDと低電位側の電源電位VSSとの間に直列に接続されており、トランジスタQN1のゲートには、駆動信号A2が供給されている。トランジスタQP1とトランジスタQN1の接続点は、インバータINV3の入力に接続されており、インバータINV3の出力信号は、インバータINV4に供給されている。 In single-ended sense amplifier 2, a source-drain path of the source-drain path of the transistor QN1 of the transistor QP1 is connected in series between power supply potential V SS power supply potential V DD and the low potential side of the high potential side The drive signal A2 is supplied to the gate of the transistor QN1. The connection point between the transistors QP1 and QN1 is connected to the input of the inverter INV3, and the output signal of the inverter INV3 is supplied to the inverter INV4.
インバータINV4の出力は、トランジスタQP1のゲートに接続されており、トランジスタQP1は、インバータINV4の出力〜インバータINV3の入力にかけて、ネガティブフィードバックループを構成する。従って、インバータINV4が出力する信号A4のレベルは、上記フィードバックループのゲインに応じたレベルとなる。インバータINV4が出力する信号A4は、トランジスタQP1のゲートにフィードバック入力されるほか、差動増幅回路4及び5に供給される。
The output of the inverter INV4 is connected to the gate of the transistor QP1, and the transistor QP1 forms a negative feedback loop from the output of the inverter INV4 to the input of the inverter INV3. Therefore, the level of the signal A4 output from the inverter INV4 is a level corresponding to the gain of the feedback loop. The signal A4 output from the inverter INV4 is fed back to the gate of the transistor QP1 and supplied to the
シングルエンド・センスアンプ3は、PチャネルトランジスタQP2と、NチャネルトランジスタQN2と、インバータINV5及びINV6とを具備している。このシングルエンド・センスアンプ3は、駆動信号A3を反転し更に所定のレベルに変換した信号A5を差動増幅回路4及び5に供給する。
The single-ended sense amplifier 3 includes a P-channel transistor QP2, an N-channel transistor QN2, and inverters INV5 and INV6. The single-ended sense amplifier 3 supplies a signal A5 obtained by inverting the drive signal A3 and converting it to a predetermined level to the
シングルエンド・センスアンプ3内のトランジスタQP2、QN2、インバータINV5、INV6は、シングルエンド・センスアンプ2内のトランジスタQP1、QN1、インバータINV3、INV4と同様に接続されており、その結果、シングルエンド・センスアンプ3は、シングルエンド・センスアンプ2と同様の回路構成を有している。 The transistors QP2 and QN2 and the inverters INV5 and INV6 in the single-ended sense amplifier 3 are connected in the same manner as the transistors QP1 and QN1 and the inverters INV3 and INV4 in the single-ended sense amplifier 2. As a result, the single-ended sense amplifier 3 The sense amplifier 3 has a circuit configuration similar to that of the single-ended sense amplifier 2.
差動増幅回路4は、PチャネルトランジスタQP3及びQP4と、NチャネルトランジスタQN3〜QN5とを具備しており、信号A4と信号A5との差に応じた信号A6をインバータINV8に供給する。具体的には、差動増幅回路4が出力する信号A6は、信号A4が信号A5より低電位のときにはローレベルとなり、信号A4が信号A5より高電位のときにはハイレベルとなる。 The differential amplifier circuit 4 includes P-channel transistors QP3 and QP4 and N-channel transistors QN3 to QN5, and supplies a signal A6 corresponding to the difference between the signal A4 and the signal A5 to the inverter INV8. Specifically, the signal A6 output from the differential amplifier circuit 4 is at a low level when the signal A4 is at a lower potential than the signal A5, and is at a high level when the signal A4 is at a higher potential than the signal A5.
トランジスタQP3、QP4のソースには、高電位側の電源電位VDDが供給されており、トランジスタQP3のゲート及びドレイン並びにトランジスタQP4のゲートは相互に接続されている。トランジスタQN3のドレインは、トランジスタQP3のドレイン及びゲートに接続されており、トランジスタQN3のゲートには、信号A4が供給されている。トランジスタQN4のドレインは、トランジスタQP4のドレインに接続されており、トランジスタQN4のゲートには、信号A5が供給されている。このトランジスタQN4のドレインとトランジスタQP4のドレインとの接続点の電位が、信号A6としてインバータINV8に供給される。 The sources of the transistors QP3 and QP4 are supplied with the power supply potential V DD on the high potential side, and the gate and drain of the transistor QP3 and the gate of the transistor QP4 are connected to each other. The drain of the transistor QN3 is connected to the drain and gate of the transistor QP3, and the signal A4 is supplied to the gate of the transistor QN3. The drain of the transistor QN4 is connected to the drain of the transistor QP4, and the signal A5 is supplied to the gate of the transistor QN4. The potential at the connection point between the drain of the transistor QN4 and the drain of the transistor QP4 is supplied as a signal A6 to the inverter INV8.
トランジスタQN5のソースには、低電位側の電源電位VSSが供給されており、トランジスタQN5のドレインは、トランジスタQN3、QN4のソースに接続されている。また、トランジスタQN5のゲートには、イネーブル信号EN1が供給されており、イネーブル信号EN1がハイレベルのときに、トランジスタQN5はオン状態となり、差動増幅回路4が動作する。 The source of the transistor QN5 is the power supply voltage V SS of the low potential side is supplied, the drain of the transistor QN5 is connected to the source of the transistor QN3, QN4. The enable signal EN1 is supplied to the gate of the transistor QN5. When the enable signal EN1 is at a high level, the transistor QN5 is turned on and the differential amplifier circuit 4 operates.
差動増幅回路5は、PチャネルトランジスタQP5及びQP6と、NチャネルトランジスタQN6〜QN8とを具備しており、信号A5と信号A4との差に応じた信号A7をインバータINV7に供給する。具体的には、差動増幅回路5が出力する信号A7は、信号A4が信号A5より低電位のときにはハイレベルとなり、信号A4が信号A5より高電位のときにはローレベルとなる。
The
差動増幅回路5内のトランジスタQP5、QP6、トランジスタQN6〜QN8は、差動増幅回路4内のトランジスタQP3、QP4、トランジスタQN3〜QN5と同様に接続されており、その結果、差動増幅回路5は、差動増幅回路4と同様の回路構成を有している。
The transistors QP5 and QP6 and the transistors QN6 to QN8 in the
インバータINV7には信号A7が供給されており、インバータINV7は、この信号A7を反転した信号を第1の出力信号A8として出力する。インバータINV8には信号A6が供給されており、インバータINV8は、この信号A8を反転した信号を第2の出力信号A8バーとして出力する。 A signal A7 is supplied to the inverter INV7, and the inverter INV7 outputs a signal obtained by inverting the signal A7 as the first output signal A8. A signal A6 is supplied to the inverter INV8, and the inverter INV8 outputs a signal obtained by inverting the signal A8 as the second output signal A8 bar.
図10は、差動信号出力回路1の動作を示すタイミングチャートである。
図10に示すように、時刻t0において入力信号A1がローレベルからハイレベルに変化すると、インバータINV1が出力する駆動信号A2は、所定の遅延時間の後、ハイレベルからローレベルに変化する。駆動信号A2がハイレベルからローレベルに変化すると、シングルエンド・センスアンプ2が出力する信号A4は、低電位側の電源電位VSSより高電位である第1のレベルから、第1のレベルより高電位であり且つ高電位側の電源電位VDDより低電位である第2のレベルに変化する。
FIG. 10 is a timing chart showing the operation of the differential
As shown in FIG. 10, the input signals A1 at time t 0 is changed from low level to high level, the drive signal A2 inverter INV1 outputs, after a predetermined delay time, changes from a high level to a low level. When the drive signal A2 is changed from high level to low level, the signal A4 output from the single-ended sense amplifier 2, the first level is a higher potential than the power supply voltage V SS of the low potential side, than the first level It changes to the second level which is a high potential and lower than the power supply potential V DD on the high potential side.
一方、駆動信号A2がハイレベルからローレベルに変化すると、インバータINV2が出力する駆動信号A3は、所定の遅延時間の後、ローレベルからハイレベルに変化する。駆動信号A3がローレベルからハイレベルに変化すると、シングルエンド・センスアンプ3が出力する信号A5は、第2のレベルから第1のレベルに変化する。 On the other hand, when the drive signal A2 changes from the high level to the low level, the drive signal A3 output from the inverter INV2 changes from the low level to the high level after a predetermined delay time. When the drive signal A3 changes from the low level to the high level, the signal A5 output from the single-ended sense amplifier 3 changes from the second level to the first level.
初期時においては、信号A4の電位は信号A5の電位より低くなっており、差動増幅回路5が出力する信号A7は、ハイレベルとなっており、インバータINV7が出力する第1の出力信号A8は、ローレベルとなっている。また、差動増幅回路4が出力する信号A6は、ローレベルとなっており、インバータINV8が出力する第2の出力信号A8バーは、ハイレベルとなっている。
At the initial time, the potential of the signal A4 is lower than the potential of the signal A5, the signal A7 output from the
その後、上記したように時刻t0において入力信号A1がローレベルからハイレベルに変化すると、信号A4の電位が信号A5の電位より高くなる。これにより、信号A7は、ハイレベルからローレベルに変化し、第1の出力信号A8は、ローレベルからハイレベルに変化する。また、信号A6は、ローレベルからハイレベルに変化し、第2の出力信号A8バーは、ハイレベルからローレベルに変化する。 Then, the input signal A1 at time t 0 as described above changes from a low level to a high level, the potential of the signal A4 becomes higher than the potential of the signal A5. As a result, the signal A7 changes from high level to low level, and the first output signal A8 changes from low level to high level. The signal A6 changes from low level to high level, and the second output signal A8 bar changes from high level to low level.
次に、時刻t1において入力信号A1がハイレベルからローレベルに変化すると、駆動信号A2は、所定の遅延時間の後、ローレベルからハイレベルに変化する。駆動信号A2がローレベルからハイレベルに変化すると、シングルエンド・センスアンプ2が出力する信号A4は、第2のレベルから第1のレベルに変化する。 Then, the input signal A1 at time t 1 is changes from a high level to a low level, the drive signal A2, after a predetermined delay time, changes from low level to high level. When the drive signal A2 changes from the low level to the high level, the signal A4 output from the single-ended sense amplifier 2 changes from the second level to the first level.
一方、駆動信号A2がローレベルからハイレベルに変化すると、インバータINV2が出力する駆動信号A3は、所定の遅延時間の後、ハイレベルからローレベルに変化する。駆動信号A3がハイレベルからローレベルに変化すると、シングルエンド・センスアンプ3が出力する信号A5は、第1のレベルから第2のレベルに変化する。 On the other hand, when the drive signal A2 changes from low level to high level, the drive signal A3 output from the inverter INV2 changes from high level to low level after a predetermined delay time. When the drive signal A3 changes from the high level to the low level, the signal A5 output from the single-ended sense amplifier 3 changes from the first level to the second level.
従って、信号A4の電位が信号A5の電位より低くなり、信号A7は、ローレベルからハイレベルに変化し、第1の出力信号A8は、ハイレベルからローレベルに変化する。また、信号A6は、ハイレベルからローレベルに変化し、第2の出力信号A8バーは、ローレベルからハイレベルに変化する。 Accordingly, the potential of the signal A4 becomes lower than the potential of the signal A5, the signal A7 changes from low level to high level, and the first output signal A8 changes from high level to low level. The signal A6 changes from high level to low level, and the second output signal A8 bar changes from low level to high level.
ここで、差動増幅回路4及び5は、信号A4と信号A5の電位差に応じた信号A6及びA7を出力するため、信号A6と信号A7の間のスキューは生じない。従って、第1の出力信号A8と第2の出力信号A8バーとの間のスキューも生じない。
Here, since the
なお、製造プロセスのばらつき、温度変動、電源電位(ここでは、VDD又はVSS)の変動等により、信号A2〜A5が変化するタイミングが変動する場合がある。しかしながら、そのような場合であっても、差動増幅回路4及び5が、信号A4と信号A5の電位差に応じた信号A6及びA7を出力するので、第1の出力信号A8及び第2の出力信号A8バーが変化するタイミングが前後に変動することはあっても、第1の出力信号A8と第2の出力信号A8バーとの間のスキューが生ずることはない。
Note that the timing at which the signals A2 to A5 change may fluctuate due to variations in manufacturing processes, temperature fluctuations, fluctuations in power supply potential (here, V DD or V SS ), and the like. However, even in such a case, since the
以上説明したように、本実施形態に係る差動信号出力回路によれば、従来の差動信号出力回路91(図19参照)のようにキャパシタを必要としないので、歩留まりの低下等を防止することができる。 As described above, according to the differential signal output circuit according to the present embodiment, a capacitor is not required unlike the conventional differential signal output circuit 91 (see FIG. 19), thereby preventing a decrease in yield and the like. be able to.
次に、本発明の第8の実施形態について説明する。図11は、本発明の第8の実施形態に係る出力回路を示す図である。この差動信号出力回路11は、入力信号B1に基づいて、一対の差動信号としての第1の出力信号B8及び第2の出力信号B8バーを出力する回路であり、インバータINV1、INV2、INV7、INV8と、シングルエンド・センスアンプ12及び13と、カレントミラー型差動増幅回路14及び15とを具備する。これらの回路の各々は、高電位側の電源電位VDD及び低電位側の電源電位VSSにより電力の供給を受けて動作する。
Next, an eighth embodiment of the present invention will be described. FIG. 11 is a diagram showing an output circuit according to the eighth embodiment of the present invention. The differential
差動信号出力回路11を先に説明した差動信号出力回路1(図9参照)と比較すると、差動信号出力回路1内のシングルエンド・センスアンプ2が駆動信号A2と逆相の信号A4を出力し、シングルエンド・センスアンプ3が駆動信号A3と逆相の信号A5を出力するのに対し、差動信号出力回路11内のシングルエンド・センスアンプ12は駆動信号B2と同相の信号B4を出力し、シングルエンド・センスアンプ13は駆動信号B3と同相の信号B5を出力する。また、差動信号出力回路11内の差動増幅回路14及び15は、差動信号出力回路1内の差動増幅回路4及び5と、電源電位VDD及びVSSに関して逆転した回路構成となっている。
When the differential
差動信号出力回路11は、差動信号出力回路1と同様に、スキューのない第1の出力信号B8及び第2の出力信号B8バーを出力することができ、また、従来のインタフェース信号出力回路91(図19参照)のようにキャパシタを必要としないので、歩留まりの低下等を防止することができる。
Similar to the differential
次に、本発明の第9の実施形態について説明する。図12は、本発明の第9の実施形態に係る出力回路を示す図である。この差動信号出力回路21は、入力信号C1に基づいて、一対の差動信号としての第1の出力信号C8及び第2の出力信号C8バーを出力する回路であり、インバータINV1、INV2、INV7、INV8と、シングルエンド・センスアンプ22及び23と、カレントミラー型差動増幅回路4及び5とを具備する。これらの回路の各々は、高電位側の電源電位VDD及び低電位側の電源電位VSSにより電力の供給を受けて動作する。
Next, a ninth embodiment of the present invention will be described. FIG. 12 is a diagram showing an output circuit according to the ninth embodiment of the present invention. The differential
差動信号出力回路21は、先に説明した差動信号出力回路11(図11参照)と比較して、シングルエンド・センスアンプ22及び23の構成が異なっている。シングルエンド・センスアンプ22は、NチャネルトランジスタQN21及びQN22と、インバータINV23及びINV24とを具備しており、駆動信号C2を反転した信号C4を差動増幅回路4及び5に供給する。
The differential
トランジスタQN21及びQN22のソース〜ドレイン経路は、高電位側の電源電位VDDと低電位側の電源電位VSSとの間に直列に接続されており、トランジスタQN22のゲートには、駆動信号C2が供給されている。トランジスタQN21とトランジスタQN22の接続点は、インバータINV23の入力に接続されている。 Source ~ drain path of transistor QN21 and QN22 are connected in series between power supply potential V SS power supply potential V DD and the low potential side of the high potential side, the gate of the transistor QN22 is driving signal C2 is Have been supplied. A connection point between the transistors QN21 and QN22 is connected to an input of the inverter INV23.
インバータINV23の出力は、トランジスタQN21のゲートに接続されており、トランジスタQN21は、インバータINV23の出力〜入力にかけて、ネガティブフィードバックループを構成する。従って、インバータINV23が出力する信号のレベルは、上記フィードバックループのゲインに応じたレベルとなる。インバータINV23の出力信号は、インバータINV24にも供給されており、インバータINV24は、インバータINV23の出力信号を反転した信号C4を差動増幅回路4及び5に供給する。
The output of the inverter INV23 is connected to the gate of the transistor QN21, and the transistor QN21 forms a negative feedback loop from the output to the input of the inverter INV23. Therefore, the level of the signal output from the inverter INV23 is a level corresponding to the gain of the feedback loop. The output signal of the inverter INV23 is also supplied to the inverter INV24, and the inverter INV24 supplies the signal C4 obtained by inverting the output signal of the inverter INV23 to the
シングルエンド・センスアンプ23は、NチャネルトランジスタQN23、QN24と、インバータINV25、INV26とを具備しており、駆動信号C3を反転した信号C5を差動増幅回路4及び5に供給する。シングルエンド・センスアンプ23内のトランジスタQN23、QN24、インバータINV25、INV26は、シングルエンド・センスアンプ22内のトランジスタQN21、QN22、インバータINV23、INV24と同様に接続されており、その結果、シングルエンド・センスアンプ23は、シングルエンド・センスアンプ22と同様の回路構成を有している。
The single-ended sense amplifier 23 includes N-channel transistors QN23 and QN24 and inverters INV25 and INV26, and supplies a signal C5 obtained by inverting the drive signal C3 to the
差動信号出力回路21は、差動信号出力回路11と同様に、スキューのない第1の出力信号B8及び第2の出力信号B8バーを出力することができ、また、従来の差動信号出力回路91(図19参照)のようにキャパシタを必要としないので、歩留まりの低下等を防止することができる。
Similar to the differential
次に、本発明の第10の実施形態について説明する。図13は、本発明の第10の実施形態に係る出力回路を示す図である。この差動信号出力回路31は、入力信号D1に基づいて、一対の差動信号としての第1の出力信号D8及び第2の出力信号D8バーを出力する回路であり、インバータINV31、INV32、INV37、INV38と、シングルエンド・センスアンプ32及び33と、カレントミラー型差動増幅回路34及び35とを具備する。
Next, a tenth embodiment of the present invention will be described. FIG. 13 is a diagram showing an output circuit according to the tenth embodiment of the present invention. The differential
シングルエンド・センスアンプ32は、PチャネルトランジスタQP31と、NチャネルトランジスタQN31と、インバータINV33、INV34とを具備しており、先に説明した差動信号出力回路1(図9参照)内のシングルエンド・センスアンプ2と同様の回路構成を有している。同様に、シングルエンド・センスアンプ33は、PチャネルトランジスタQP32と、NチャネルトランジスタQN32と、インバータINV35、INV36とを具備しており、先に説明した信号出力回路1(図9参照)内のシングルエンド・センスアンプ3と同様の回路構成を有している。
The single-ended
また、差動増幅回路34は、PチャネルトランジスタQP33及びQP34と、NチャネルトランジスタQN33〜QN35とを具備しており、先に説明した信号出力回路1(図9参照)内の差動増幅回路4と同様の回路構成を有している。同様に、差動増幅回路35は、PチャネルトランジスタQP35及びQP36と、NチャネルトランジスタQN36〜QN38とを具備しており、先に説明した信号出力回路1(図9参照)内の差動増幅回路5と同様の回路構成を有している。
The
差動信号出力回路31においては、先に説明した信号出力回路1(図9参照)と比較して、インバータINV31及びINV32には、高電位側の電源電位VDD1及び低電位側の電源電位VSSにより電力が供給されており、シングルエンド・センスアンプ32及び33と、差動増幅回路34及び35と、インバータINV37及びINV38とには、高電位側の電源電位VDD2及び低電位側の電源電位VSSにより電力が供給されている点が異なっている。
In the differential
ここで、
VDD2>VDD1 …(1)
とすれば、差動信号出力回路31は、昇圧回路としての機能を有することになる。例えば、電源電位VSSを0V、電源電位VDD1を1.8V、電源電位VDD2を2.5Vとすれば、1.8Vレベルの入力信号D1に基づいて、2.5Vレベルの第1の出力信号D8及び第2の出力信号D8バーを出力することが可能となる。
here,
V DD2 > V DD1 (1)
Then, the differential
また、
VDD1>VDD2 …(2)
とすれば、差動信号出力回路31は、降圧回路としての機能を有することになる。例えば、電源電位VSSを0V、電源電位VDD2を1.8V、電源電位VDD1を2.5Vとすれば、2.5Vレベルの入力信号D1に基づいて、1.8Vレベルの第1の出力信号D8及び第2の出力信号D8バーを出力することが可能となる。
Also,
V DD1 > V DD2 (2)
Then, the differential
次に、本発明の第11の実施形態について説明する。図14は、本発明の第11の実施形態に係る出力回路を示す図である。この差動信号出力回路41は、入力信号E1に基づいて、一対の差動信号としての第1の出力信号E8及び第2の出力信号E8バーを出力する回路であり、インバータINV31、INV32、INV47、INV48と、シングルエンド・センスアンプ32及び33と、カレントミラー型差動増幅回路44及び45とを具備する。
Next, an eleventh embodiment of the present invention will be described. FIG. 14 is a diagram showing an output circuit according to the eleventh embodiment of the present invention. The differential
差動増幅回路44は、PチャネルトランジスタQP43及びQP44と、NチャネルトランジスタQN43〜QN45とを具備しており、先に説明した差動信号出力回路1(図9参照)内の差動増幅回路4と同様の回路構成を有している。同様に、差動増幅回路45は、PチャネルトランジスタQP45及びQP46と、NチャネルトランジスタQN46〜QN48とを具備しており、先に説明した差動信号出力回路1(図9参照)内の差動増幅回路5と同様の回路構成を有している。
The
差動信号出力回路41においては、先に説明した差動信号出力回路1(図9参照)と比較して、インバータINV31及びINV32には、高電位側の電源電位VDD1及び低電位側の電源電位VSSにより電力が供給されており、シングルエンド・センスアンプ32及び33には、高電位側の電源電位VDD2及び低電位側の電源電位VSSにより電力が供給されており、差動増幅回路44及び45と、インバータINV47及びINV48とには、高電位側の電源電位VDD3及び低電位側の電源電位VSSにより電力が供給されている点が異なっている。
In the differential
ここで、
VDD3>VDD2>VDD1 …(3)
とすれば、差動信号出力回路41は、昇圧回路としての機能を有することになる。この差動信号出力回路41は、先に説明した差動信号出力回路31(図13参照)と比較して、入力信号E1と第1の出力信号E8及び第2の出力信号E8バーとの電位差が大きい場合に特に有効である。
here,
V DD3 > V DD2 > V DD1 (3)
Then, the differential
例えば、先に説明した差動信号出力回路31(図13参照)において、1.8Vレベルの入力信号D1に基づいて、5Vレベルの第1の出力信号D8及び第2の出力信号D8バーを出力するためには、低電位側の電源電位VSSとして0Vを、高電位側の電源電位VDD1として1.8Vを、高電位側の電源電位VDD2として5Vを供給することが必要である。しかしながら、そのような電源電位を供給すると、5Vの電源電位で動作するシングルエンド・センスアンプ32及び33が、1.8Vレベルの駆動信号D2及びD3を受け取ることになり、所望の動作を行うことが困難である。
For example, in the differential signal output circuit 31 (see FIG. 13) described above, the first output signal D8 and the second output signal D8 bar of 5V level are output based on the input signal D1 of 1.8V level. to the the 0V as the power supply voltage V SS of the low potential side, the 1.8V as a power source potential V DD1 of the high potential side, it is necessary to supply the 5V as supply potential V DD2 of the high potential side. However, when such a power supply potential is supplied, the single-ended
一方、差動信号出力回路41においては、低電位側の電源電位VSSとして0Vを、高電位側の電源電位VDD1として1.8Vを、電源電位VDD2として3.3Vを、電源電位VDD3として5Vを供給することにすれば、1.8Vレベルの入力信号E1に基づいて、5Vレベルの第1の出力信号E8及び第2の出力信号E8バーを出力することが容易となる。
On the other hand, in the differential
また、
VDD1>VDD2>VDD3 …(4)
とすれば、差動信号出力回路41は、降圧回路としての機能を有することになる。この差動信号出力回路41は、先に説明した差動信号出力回路31(図13参照)と比較して、入力信号E1と第1の出力信号E8及び第2の出力信号E8バーとの電位差が大きい場合に特に有効である。
Also,
V DD1 > V DD2 > V DD3 (4)
Then, the differential
例えば、先に説明した差動信号出力回路31(図13参照)において、5Vレベルの入力信号D1に基づいて、1.8Vレベルの第1の出力信号D8及び第2の出力信号D8バーを出力するためには、低電位側の電源電位VSSとして0Vを、高電位側の電源電位VDD1として5Vを、高電位側の電源電位VDD2として1.8Vを供給することが必要である。しかしながら、そのような電源電位を供給すると、1.8Vの電源電位で動作するシングルエンド・センスアンプ32及び33が、5Vレベルの駆動信号D2及びD3を受け取ることになり、所望の動作を行うことが困難である。
For example, in the differential
一方、差動信号出力回路41においては、低電位側の電源電位VSSとして0Vを、高電位側の電源電位VDD1として5Vを、電源電位VDD2として3.3Vを、電源電位VDD3として1.8Vを供給することにすれば、5Vレベルの入力信号E1に基づいて、1.8Vレベルの第1の出力信号E8及び第2の出力信号E8バーを出力することが容易となる。
On the other hand, in the differential
次に、本発明の第12の実施形態について説明する。図15は、本発明の第12の実施形態に係る出力回路を示す図である。この差動信号出力回路51は、入力信号F1に基づいて、一対の差動信号としての第1の出力信号F8及び第2の出力信号F8バーを出力する回路であり、インバータINV1、INV2、INV7、INV8と、シングルエンド・センスアンプ52及び53と、カレントミラー型差動増幅回路14及び15とを具備する。これらの回路の各々は、高電位側の電源電位VDD及び低電位側の電源電位VSSにより電力の供給を受けて動作する。
Next, a twelfth embodiment of the present invention will be described. FIG. 15 is a diagram showing an output circuit according to the twelfth embodiment of the present invention. The differential
信号出力回路51は、先に説明した差動信号出力回路11(図11参照)と比較して、シングルエンド・センスアンプ52及び53の構成が異なっている。シングルエンド・センスアンプ52は、NチャネルトランジスタQN51及びQN52と、インバータINV53とを具備しており、駆動信号F2を所定の電位レベルに変換した信号F4を差動増幅回路14及び15に供給する。
The
トランジスタQN51及びQN52のソース〜ドレイン経路は、高電位側の電源電位VDDと低電位側の電源電位VSSとの間に直列に接続されており、トランジスタQN52のゲートには、駆動信号F2が供給されている。トランジスタQN51とトランジスタQN52の接続点は、インバータINV53の入力に接続されている。 Source ~ drain path of transistor QN51 and QN52 are connected in series between power supply potential V SS power supply potential V DD and the low potential side of the high potential side, the gate of the transistor QN52 is driving signal F2 is Have been supplied. A connection point between the transistors QN51 and QN52 is connected to an input of the inverter INV53.
インバータINV53の出力は、トランジスタQN51のゲートに接続されており、トランジスタQN51は、インバータINV53の出力〜入力にかけて、ネガティブフィードバックループを構成する。従って、インバータINV53が出力する信号F4のレベルは、上記フィードバックループのゲインに応じたレベルとなる。 The output of the inverter INV53 is connected to the gate of the transistor QN51, and the transistor QN51 forms a negative feedback loop from the output to the input of the inverter INV53. Therefore, the level of the signal F4 output from the inverter INV53 is a level corresponding to the gain of the feedback loop.
シングルエンド・センスアンプ53は、NチャネルトランジスタQN53、QN54と、インバータINV55とを具備しており、駆動信号F3を所定のレベルに変換した信号F5を差動増幅回路14及び15に供給する。
The single-ended
シングルエンド・センスアンプ53内のトランジスタQN53、QN54、インバータINV55は、シングルエンド・センスアンプ52内のトランジスタQN51、QN52、インバータINV53と同様に接続されており、その結果、シングルエンド・センスアンプ53は、シングルエンド・センスアンプ52と同様の回路構成を有している。
The transistors QN53 and QN54 and the inverter INV55 in the single-ended
このように、差動信号出力回路51によれば、差動信号出力回路11と同等の機能を差動信号出力回路11より少ない素子数で実現することができる。
Thus, according to the differential
次に、本発明の第13の実施形態について説明する。図16は、本発明の第13の実施形態に係る出力回路を示す図である。この差動信号出力回路61は、入力信号G1に基づいて、一対の差動信号としての第1の出力信号G8及び第2の出力信号G8バーを出力する回路であり、インバータINV31、INV32、INV37、INV38と、シングルエンド・センスアンプ62及び63と、カレントミラー型差動増幅回路34及び35とを具備する。
Next, a thirteenth embodiment of the present invention is described. FIG. 16 is a diagram showing an output circuit according to a thirteenth embodiment of the present invention. The differential
差動信号出力回路61は、先に説明した差動信号出力回路31(図13参照)と比較して、シングルエンド・センスアンプ62及び63の構成が異なっている。シングルエンド・センスアンプ62は、NチャネルトランジスタQN61及びQN62と、インバータINV63とを具備しており、駆動信号G2を所定のレベルに変換した信号G4を差動増幅回路34及び35に供給する。
The differential
トランジスタQN61及びQN62のソース〜ドレイン経路は、高電位側の電源電位VDD2と低電位側の電源電位VSSとの間に直列に接続されており、トランジスタQN62のゲートには、駆動信号G2が供給されている。トランジスタQN61とトランジスタQN62の接続点は、インバータINV63の入力に接続されている。 Source ~ drain path of transistor QN61 and QN62 includes a power supply potential V DD2 of the high potential side are connected in series between power supply potential V SS of the low potential side, the gate of the transistor QN62 is the drive signal G2 is Have been supplied. A connection point between the transistors QN61 and QN62 is connected to an input of the inverter INV63.
インバータINV63の出力は、トランジスタQN61のゲートに接続されており、トランジスタQN61は、インバータINV63の出力〜入力にかけて、ネガティブフィードバックループを構成する。従って、インバータINV63が出力する信号G4のレベルは、上記フィードバックループのゲインに応じたレベルとなる。 The output of the inverter INV63 is connected to the gate of the transistor QN61, and the transistor QN61 forms a negative feedback loop from the output to the input of the inverter INV63. Therefore, the level of the signal G4 output from the inverter INV63 is a level corresponding to the gain of the feedback loop.
シングルエンド・センスアンプ63は、NチャネルトランジスタQN63及びQN64と、インバータINV65とを具備しており、駆動信号G3を所定のレベルに変換した信号G5を差動増幅回路34及び35に供給する。
The single-ended
シングルエンド・センスアンプ63内のトランジスタQN63、QN64、インバータINV65は、シングルエンド・センスアンプ62内のトランジスタQN61、QN62、インバータINV63と同様に接続されており、その結果、シングルエンド・センスアンプ63は、シングルエンド・センスアンプ62と同様の回路構成を有している。
The transistors QN63 and QN64 in the single-ended
このように、差動信号出力回路61によれば、差動信号出力回路31と同等の機能を差動信号出力回路31より少ない素子数で実現することができる。
Thus, according to the differential
次に、本発明の第14の実施形態について説明する。図17は、本発明の第14の実施形態に係る出力回路を示す図である。この差動信号出力回路71は、入力信号H1に基づいて、一対の差動信号としての第1の出力信号H8及び第2の出力信号H8バーを出力する回路であり、インバータINV31、INV32、INV47、INV48と、シングルエンド・センスアンプ62及び63と、カレントミラー型差動増幅回路44及び45とを具備する。
Next, a fourteenth embodiment of the present invention is described. FIG. 17 is a diagram illustrating an output circuit according to a fourteenth embodiment of the present invention. The differential
差動信号出力回路71は、先に説明した差動信号出力回路41(図14参照)内のシングルエンド・センスアンプ32及び33に代えて、先に説明した差動信号出力回路61(図16参照)内のシングルエンド・センスアンプ62及び63を用いたものである。
The differential
差動信号出力回路71によれば、差動信号出力回路41と同等の機能を差動信号出力回路41より少ない素子数で実現することができる。
According to the differential
本発明は、外部回路に信号を出力するための出力回路や、そのような出力回路を内蔵する半導体集積回路において利用することが可能である。 The present invention can be used in an output circuit for outputting a signal to an external circuit and a semiconductor integrated circuit incorporating such an output circuit.
10 出力回路、 1、11、21、31、41、51、61、71 差動信号出力回路、 2、3、12、13、22、23、32、33、52、53、62、63 シングルエンド・センスアンプ、 4、5、14、15、34、35、44、45 差動増幅回路、 101 プロテクションデバイス、 102 バッファ回路、 103〜105、INV1、INV2、… インバータ、 QP1、QP2、… Pチャネルトランジスタ、 QN1、QN2、… Nチャネルトランジスタ
10
Claims (17)
ゲートに第1の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第1のMOSトランジスタと、
ゲートに第2の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第2の型の第2のMOSトランジスタと、
前記第1のMOSトランジスタから出力される信号と前記第2のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる出力信号を前記第2のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第2の駆動信号を生成する帰還回路と、
を具備する出力回路。 An output circuit for outputting an output signal having an amplitude smaller than a power supply voltage based on a first drive signal,
A first MOS transistor of a first type that applies a first drive signal to the gate and outputs a signal from the drain;
A second MOS transistor of a second type that applies a second drive signal to the gate and outputs a signal from the drain;
The second drive is performed by feeding back an output signal obtained by synthesizing the signal output from the first MOS transistor and the signal output from the second MOS transistor to the gate of the second MOS transistor. A feedback circuit for generating a signal;
An output circuit comprising:
前記第1のMOSトランジスタのドレインと前記第2のMOSトランジスタのドレインとの接続点に第1の端子が接続された受動素子と、
前記受動素子の第2の端子から供給される信号をバッファするバッファ回路と、
を含む、請求項1記載の出力回路。 The feedback circuit is
A passive element having a first terminal connected to a connection point between the drain of the first MOS transistor and the drain of the second MOS transistor;
A buffer circuit for buffering a signal supplied from the second terminal of the passive element;
The output circuit according to claim 1, comprising:
ゲートに第1の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第1のMOSトランジスタと、
ゲートに第2の駆動信号が印加されソースから信号を出力する第1の型の第2のMOSトランジスタと、
前記第1のMOSトランジスタから出力される信号と前記第2のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる出力信号を反転して前記第2のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第2の駆動信号を生成する帰還回路と、
を具備する出力回路。 An output circuit for outputting an output signal having an amplitude smaller than a power supply voltage based on a first drive signal,
A first MOS transistor of a first type that applies a first drive signal to the gate and outputs a signal from the drain;
A second MOS transistor of a first type that applies a second drive signal to the gate and outputs a signal from the source;
The output signal obtained by combining the signal output from the first MOS transistor and the signal output from the second MOS transistor is inverted and fed back to the gate of the second MOS transistor. A feedback circuit for generating two drive signals;
An output circuit comprising:
前記第1のMOSトランジスタのドレインと前記第2のMOSトランジスタのソースとの接続点に第1の端子が接続された受動素子と、
前記受動素子の第2の端子から供給される信号を反転するインバータと、
を含む、請求項3記載の出力回路。 The feedback circuit is
A passive element having a first terminal connected to a connection point between the drain of the first MOS transistor and the source of the second MOS transistor;
An inverter for inverting the signal supplied from the second terminal of the passive element;
The output circuit according to claim 3, comprising:
ゲートに第1の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第1のMOSトランジスタと、
ゲートに第3の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第2の型の第2のMOSトランジスタと、
前記第1のMOSトランジスタから出力される信号と前記第2のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる第1の出力信号を前記第2のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第3の駆動信号を生成する第1の帰還回路と、
ゲートに第2の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第3のMOSトランジスタと、
ゲートに第4の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第2の型の第4のMOSトランジスタと、
前記第3のMOSトランジスタから出力される信号と前記第4のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる第2の出力信号を前記第4のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第4の駆動信号を生成する第2の帰還回路と、
を具備する出力回路。 Based on the first and second drive signals constituting the pair of differential signals, for outputting the first and second output signals constituting the pair of differential signals having an amplitude smaller than the power supply voltage. An output circuit,
A first MOS transistor of a first type that applies a first drive signal to the gate and outputs a signal from the drain;
A second MOS transistor of a second type in which a third drive signal is applied to the gate and a signal is output from the drain;
A first output signal obtained by synthesizing a signal output from the first MOS transistor and a signal output from the second MOS transistor is fed back to the gate of the second MOS transistor to return the first output signal. A first feedback circuit for generating a drive signal of 3;
A third MOS transistor of the first type that applies a second drive signal to the gate and outputs a signal from the drain;
A fourth MOS transistor of a second type that applies a fourth drive signal to the gate and outputs a signal from the drain;
A second output signal obtained by synthesizing the signal output from the third MOS transistor and the signal output from the fourth MOS transistor is fed back to the gate of the fourth MOS transistor. A second feedback circuit for generating four drive signals;
An output circuit comprising:
ゲートに第1の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第1のMOSトランジスタと、
ゲートに第3の駆動信号が印加されソースから信号を出力する第1の型の第2のMOSトランジスタと、
前記第1のMOSトランジスタから出力される信号と前記第2のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる第1の出力信号を反転して前記第2のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第3の駆動信号を生成する第1の帰還回路と、
ゲートに第2の駆動信号が印加されドレインから信号を出力する第1の型の第3のMOSトランジスタと、
ゲートに第4の駆動信号が印加されソースから信号を出力する第1の型の第4のMOSトランジスタと、
前記第3のMOSトランジスタから出力される信号と前記第4のMOSトランジスタから出力される信号とを合成して得られる第2の出力信号を反転して前記第4のMOSトランジスタのゲートに帰還させることにより第4の駆動信号を生成する第2の帰還回路と、
を具備する出力回路。 Based on the first and second drive signals constituting the pair of differential signals, for outputting the first and second output signals constituting the pair of differential signals having an amplitude smaller than the power supply voltage. An output circuit,
A first MOS transistor of a first type that applies a first drive signal to the gate and outputs a signal from the drain;
A second MOS transistor of the first type that applies a third drive signal to the gate and outputs a signal from the source;
The first output signal obtained by synthesizing the signal output from the first MOS transistor and the signal output from the second MOS transistor is inverted and fed back to the gate of the second MOS transistor. A first feedback circuit for generating a third drive signal thereby,
A third MOS transistor of the first type that applies a second drive signal to the gate and outputs a signal from the drain;
A fourth MOS transistor of a first type that applies a fourth drive signal to the gate and outputs a signal from the source;
The second output signal obtained by synthesizing the signal output from the third MOS transistor and the signal output from the fourth MOS transistor is inverted and fed back to the gate of the fourth MOS transistor. A second feedback circuit for generating a fourth drive signal by
An output circuit comprising:
第1の駆動信号を反転して第2の駆動信号を出力する第2の反転回路と、
をさらに具備する請求項5又は6記載の出力回路。 A first inverting circuit that inverts an input signal and outputs a first drive signal;
A second inverting circuit that inverts the first drive signal and outputs a second drive signal;
The output circuit according to claim 5, further comprising:
第1及び第2の駆動信号を所定のレベルの信号にそれぞれ変換して出力する第1及び第2の信号レベル変換回路と、
前記第1の信号レベル変換回路が出力する信号と前記第2の信号レベル変換回路が出力する信号との差に応じた信号を出力する第1の差動回路と、
前記第2の信号レベル変換回路が出力する信号と前記第1の信号レベル変換回路が出力する信号との差に応じた信号を出力する第2の差動回路と、
前記第1の差動回路が出力する信号に基づいて第1の出力信号を生成する第1の出力信号生成回路と、
前記第2の差動回路が出力する信号に基づいて第2の出力信号を生成する第2の出力信号生成回路と、
を具備する出力回路。 An output circuit for outputting first and second output signals constituting a pair of differential signals based on first and second drive signals constituting a pair of differential signals,
First and second signal level conversion circuits for converting the first and second drive signals into signals of predetermined levels and outputting the signals, respectively;
A first differential circuit that outputs a signal corresponding to a difference between a signal output from the first signal level conversion circuit and a signal output from the second signal level conversion circuit;
A second differential circuit that outputs a signal corresponding to a difference between a signal output from the second signal level conversion circuit and a signal output from the first signal level conversion circuit;
A first output signal generation circuit that generates a first output signal based on a signal output from the first differential circuit;
A second output signal generation circuit for generating a second output signal based on a signal output from the second differential circuit;
An output circuit comprising:
第1の駆動信号を反転して第2の駆動信号を出力する第2の反転回路と、
をさらに具備する請求項8記載の出力回路。 A first inverting circuit that inverts an input signal and outputs a first drive signal;
A second inverting circuit that inverts the first drive signal and outputs a second drive signal;
The output circuit according to claim 8, further comprising:
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004011396A JP3852447B2 (en) | 2003-06-03 | 2004-01-20 | Output circuit and semiconductor integrated circuit incorporating the same |
US10/859,450 US7057438B2 (en) | 2003-06-03 | 2004-06-02 | Output circuit and semiconductor integrated circuit incorporating it therein |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003158252 | 2003-06-03 | ||
JP2004011396A JP3852447B2 (en) | 2003-06-03 | 2004-01-20 | Output circuit and semiconductor integrated circuit incorporating the same |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005020699A true JP2005020699A (en) | 2005-01-20 |
JP3852447B2 JP3852447B2 (en) | 2006-11-29 |
Family
ID=33566722
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004011396A Expired - Lifetime JP3852447B2 (en) | 2003-06-03 | 2004-01-20 | Output circuit and semiconductor integrated circuit incorporating the same |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7057438B2 (en) |
JP (1) | JP3852447B2 (en) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9516256B2 (en) * | 2011-03-03 | 2016-12-06 | Thomson Licensing | Apparatus and method for processing a radio frequency signal |
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CN105934885B (en) * | 2014-02-06 | 2019-03-29 | 日立汽车系统株式会社 | Load driving circuits |
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-
2004
- 2004-01-20 JP JP2004011396A patent/JP3852447B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2004-06-02 US US10/859,450 patent/US7057438B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20050007174A1 (en) | 2005-01-13 |
US7057438B2 (en) | 2006-06-06 |
JP3852447B2 (en) | 2006-11-29 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20051209 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060131 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060331 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060530 |
|
A521 | Written amendment |
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|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090915 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100915 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110915 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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