【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特に光ディジタル信号を受信するための増幅部を有した光受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１２及び図１３にこの種の光受信装置の従来例を示す。図１２に示すものは、受光素子の出力を電流‐電圧変換器１０１及びハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１０２を通してポストアンプ（演算増幅器）に入力するものである。図１３に示すものは、受光素子の出力を電流‐電圧変換器１１１及び、ピークホールド（Ｐｅａｋ Ｈｏｌｄ）回路１１２とボトムホールド（Ｂｏｔｔｏｍ Ｈｏｌｄ）回路１１３を有した変換回路１１４を通してポストアンプに入力するものである。
【０００３】
上記の回路で、受光素子に発生する電流を図１４に示すものとすると、図１２、図１３に示す回路共に電流‐電圧変換器１０１、１１１により図１５に示す電圧Ｖ１１、Ｖ２１を発生する。
【０００４】
そして、図１２の回路では、ハイパスフィルタ１０２により電流‐電圧変換器１０１以前の直流成分を除去することによって、出力電圧Ｖ１２の直流成分が参照電圧Ｖ１３と等しくなるようにし、電圧Ｖ１２とＶ１３との差を増幅あるいは比較することでパルス幅の変動が少ない信号（Ｖ１４）を出力する。
【０００５】
また、図１３の回路では、ピークホールド回路１１２、ボトムホールド回路１１３の出力電圧として図４に示すＶＨ、ＶＬの電圧を発生し、これによって（ＶＨ＋ＶＬ）／２の電圧Ｖ２４を発生し、この電圧Ｖ２４と電流‐電圧変換器１１１の出力電圧Ｖ２１との差を増幅あるいは比較することでパルス幅の少ない信号（Ｖ２５）を出力する。
【０００６】
また、他の光受信回路として、例えば入力信号の低レベルが過大であってもデューティ比に変動を生じさせないようにすることも提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００１−２１１０４０号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記のような従来の光受信装置にあっては、次のような問題点があった。
【０００９】
図１２の回路では、ハイパスフィルタ１０２の出力電圧Ｖ１２の直流成分が安定するまでの時間はハイパスフィルタ１０２の時定数により決定されるが、高速光伝送ではベースバンド信号を伝送するため、低域の周波数を通過させる必要がある。このため、ハイパスフィルタ１０２の時定数は大きくなってしまい、信号が安定するまでに長い時間を要する。
【００１０】
図１３の回路では、高速伝送時にはピークホールド回路１１２及びボトムホールド回路１１３は高精度かつ高速で応答する必要があるが、これを実現するには巨大な回路規模が必要となってしまう。
【００１１】
そして、この回路では出力のＶＨあるいはＶＬの電圧が線形領域を越えてしまうと正しい信号が再生できない。このため、ダイナミックレンジが狭くなり、広ダイナミックレンジを要求されるアプリケーションには不向きとなる。
【００１２】
本発明は、上記のような問題点に鑑みてなされたもので、短時間で出力信号が安定し、感度特性に影響を与えることなく、また大規模で高精度の回路が不要で、広ダイナミックレンジが得られる光受信装置を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る光受信装置は、受光素子と、該受光素子で発生する電流を電圧に変換する変換回路と、変換された電圧を検出する検出回路と、検出された電圧に応じた電流を出力する変換回路と、該変換回路の出力を一定時間有効にするためのスイッチとを有し、信号が入力されたことを検出したときに該入力信号に応じた電流をあらかじめ充電することで正常な信号が出力されるまでの時間を短縮するように構成したものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面について説明する。
【００１５】
図１は本発明に係る光受信装置の回路構成を示すブロック図である。同図において、１はホトダイオード等の受光素子、２は受光素子１で発生する電流を電圧に変換する電流‐電圧変換器（ＴＩＡ）、３はその電圧を検出するためのキャリア検出回路、４はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、５はサンプルホールド回路、６はワンショットパルス発生回路、７は上記検出された電圧に応じた電流を出力する電圧‐電流変換器、８はその変換出力を所定時間有効にするためのスイッチ、９は電圧制限回路、１０は充電回路、１１はポストアンプである。また、Ｒ１は抵抗、Ｃ１は容量（コンデンサ）である。
【００１６】
上記構成の回路において、初期状態ではキャリア検出回路３はキャリアを検出しておらず、スイッチ８は開放状態で、電圧制限回路９は動作しない領域にあるものとする。そして、この状態における受光素子１により発生する電流ｉ１に対する電圧ｖ１、ｖ２の伝達関数を考える。
【００１７】
図１の回路から電圧制限回路９、充電回路１０及びポストアンプ１１を除いた回路は、図２に示す回路となる。そして、電流‐電圧変換器２の変換インピーダンス、入力インピーダンスをそれぞれＲ２、Ｒ３、受光素子１を電流源１２とすると、その交流等価回路は図３に示す回路となり、上記の伝達関数は次式で表されるようになる。
【００１８】
【数１】
【００１９】
ここで、Ｒ１≫Ｒ３、かつ使用する信号の角周波数をωとしたときに１≫ω・Ｃ１・Ｒ３、Ｃ１・Ｒ１＝τとすると、式（１）、（２）は次のようになる。
【００２０】
【数２】
【００２１】
式（３）からｖ１はローパスフィルタの出力であることが分かる。ここで、入力電流ｉ１の直流成分をｉ２、交流成分をｉ３とすると、入力電流ｉ１は次式で表される。
【００２２】
ｉ１＝ｉ２＋ｉ３………（５）
式（３）と式（５）より、電圧ｖ１は次式で表される。
【００２３】
【数３】
【００２４】
電流ｉ１の交流成分ｉ３が時定数τを持つローパスフィルタで十分減衰するものとした場合、式（６）より電圧ｖ１は次式で表される。
【００２５】
ｖ１＝ｉ２・Ｒ１・１／（１＋ｓ・τ）………（７）
ここで、ｉ２、Ｒ１及びτは時間に依存しない定数であるから、時間ｔ＝０におけるｖ１の電圧を０とすると、式（７）より時間ｔにおけるｖ１の電圧（ｔ）の出力は次式で表される。
【００２６】
【数４】
【００２７】
式（８）より、ｔ→∞において、ｖ１はｉ２・Ｒ１に収束する。
【００２８】
一方、電流‐電圧変換器２に流れる電流をｉ４とすると、この電流ｉ４は次式で表される。
【００２９】
ｉ４＝ｉ１−ｖ１／Ｒ１………（９）
式（５）と式（９）より、電圧ｖ１に対する電圧ｖ２は次式のようになる。
【００３０】
【数５】
【００３１】
ここで、式（１０）の各項の意味は次の通りである。
【００３２】
ｉ２；入力信号の直流成分
ｉ３；入力信号の交流成分
−ｖ１／Ｒ１；Ｃ１及びＲ１により生じる低周波成分
【００３３】
図４は上記の回路における入力電流ｉ１に対する電圧ｖ１、ｖ２の波形を示す図である。式（１０）から明らかなように、ｖ１の電圧が収束することにより、ｖ２の低周波成分も収束する。そこで、ｖ１の電圧を短時間で収束させるための条件を考える。今、時間ｔ１におけるｖ１の電圧をｖ３、収束する電圧をｖ４とすると、式（８）よりｖ３、ｖ４はそれぞれ次式で表される。
【００３４】
【数６】
【００３５】
そして、ｖ１の電圧部分に発光素子を電流源としたときの電流ｉ５を一定時間ｔ２の間注入することにより、ｖ１の電圧をｖ３からｖ４に変化させるための状件は、次のようになる。
【００３６】
【数７】
【００３７】
上記の式（８）と（１０）から、時間ｔ１におけるｖ２の電圧ｖ２（ｔ１）は次のようになる。
【００３８】
【数８】
【００３９】
そして、この信号が図１のローパスフィルタ４を通過することによって高周波成分ｉ３が除去されるとすると、ローパスフィルタ４の出力電圧ｖ５は次式で表される。
【００４０】
【数９】
【００４１】
上記の式（１３）と（１５）から、ｉ４・ｔ２は次のようになる。
【００４２】
ｉ４・ｔ２＝Ｃ１・（Ｒ１／Ｒ２）・ｖ５………（１６）
ここで、時間ｔ１においてキャリア検出回路３が入力信号を検出するものとすると、このキャリア検出回路３からの信号によりローパスフィルタ４の出力電圧ｖ５がサンプルホールド回路５により保持され、ワンショットパルス発生回路６から一定時間ｔ２のワンショットパルスが出力され、その間スイッチ８はクローズ（閉）となり、電圧‐電流変換器７からの出力電流ｉ４がｖ１の電圧の部分に注入される。このときのローパスフィルタ４の出力電圧ｖ５、サンプルホールド回路５の出力電圧ｖ６、キャリア検出回路３の出力電圧ｖ７及びワンショットパルス発生回路６の出力電圧ｖ８を図５に示す。
【００４３】
上記のスイッチ８がクローズの状態では、サンプルホールド回路５は常に電圧保持状態となっている。したがって、帰還ループが動作している状態は存在しないので、ローパスフィルタ４の時定数をどのように設定しても発振する可能性はない。そして、このキャリア検出回路３と、ローパスフィルタ４と、サンプルホールド回路５と、ワンショットパルス発生回路６と、電圧‐電流変換器（Ｇｍアンプ）７とから充電回路１０が構成されている。
【００４４】
また、電圧‐電流変換器７の伝達関数をＧｍとすると、電圧‐電流変換器７の出力電流ｉ４は次式で表される。
【００４５】
ｉ４＝Ｇｍ・ｖ５………（１７）
よって、式（１６）は次のようになる。
【００４６】
【数１０】
【００４７】
以上より、図１に示す回路で、式（１８）を満たすように条件を設定することで、キャリア検出回路３がキャリアを検出した後、時間ｔ２後に正しいパルスが再生される。また、時間ｔ２を抵抗と容量の積のみに依存させることは容易であり、その積で決定されるものとすると、式（１８）の条件は各定数の比によってのみ決定され、絶対値には依存しない。このため、容易に高精度を得ることができる。図６にその回路例を示す。
【００４８】
そして、サンプルホールド回路５あるいは電圧‐電流変換器７が飽和してしまう強入力領域では、図１の回路において電圧制限回路９として使用しているダイオードがオンし、インピーダンスが低下するので、並列に接続されている抵抗Ｒ１が低下した場合と同じ効果を持つ。このため、Ｃ１・Ｒ１の時定数が見かけ上低下し、ｖ１及びｖ２の低周波成分は短時間で収束する。また、一般にハイパスフィルタの時定数が低下すると、冗長量によってパルス幅が変動してしまうが、図１の回路では時定数の低下は強入力時のみであるので、受信特性には影響を与えない。
【００４９】
図７に二値化回路１３を用いた構成例を示す。図８及び図９はこの図７の回路に対するシミュレーション結果を示したものであり、図８の（ａ）は従来の充電回路が存在しない場合の波形を示し、図９の（ａ）は実施例の充電回路１０が存在する場合の波形を示している。また、図８、図９の（ｂ）は同図の（ａ）のそれぞれの枠線の部分を拡大して示している。
【００５０】
図１０の（ａ）、（ｂ）は他の実施例の回路構成を示す図である。この回路における電圧制限回路９の構成例を図１１の（ａ）、（ｂ）に示す。ここでは、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を用いた場合を示している。入力の範囲によっては、この電圧制限回路９は必要ではない。
【００５１】
このように、本実施例では、短時間で出力信号が安定し、感度特性に影響を与えることなく、また大規模で高精度の回路が不要で、広ダイナミックレンジが得られる光受信装置を実現することができる。
【００５２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、短時間で出力信号が安定し、感度特性に影響を与えることなく、また大規模で高精度の回路が不要で、広ダイナミックレンジが得られるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例の回路構成を示すブロック図
【図２】図１の回路から要部を除いた回路図
【図３】図２の回路の交流等価回路図
【図４】実施例の回路の各部の出力波形図
【図５】実施例の回路の各部の出力波形図
【図６】図１の回路の変化回路例を示す図
【図７】図１の回路の変化回路例を示す図
【図８】図７の回路に対するシミュレーション結果を示す図
【図９】図７の回路に対するシミュレーション結果を示す図
【図１０】他の実施例の回路構成を示す図
【図１１】図１０の電圧制御回路の構成例を示す図
【図１２】従来例の回路構成を示すブロック図
【図１３】他の従来例の回路構成を示すブロック図
【図１４】図１２及び図１３の各部の出力波形図
【図１５】図１２及び図１３の各部の出力波形図
【符号の説明】
１ 受光素子
２ 電流‐電圧変換器
３ キャリア検出回路
４ ローパスフィルタ
５ サンプルホールド回路
６ ワンショットパルス発生回路
７ 電圧‐電流変換器
８ スイッチ
９ 電圧制限回路
１０ 充電回路
１１ ポストアンプ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention particularly relates to an optical receiver having an amplifier for receiving an optical digital signal.
[0002]
[Prior art]
FIGS. 12 and 13 show a conventional example of this type of optical receiver. In FIG. 12, the output of the light receiving element is input to a post-amplifier (operational amplifier) through a current-voltage converter 101 and a high-pass filter (HPF) 102. FIG. 13 shows an example in which the output of the light receiving element is input to a post-amplifier through a current-voltage converter 111 and a conversion circuit 114 having a peak hold circuit 112 and a bottom hold circuit 113. It is.
[0003]
Assuming that the current generated in the light receiving element in the above circuit is as shown in FIG. 14, the circuits shown in FIGS. 12 and 13 generate the voltages V11 and V21 shown in FIG. 15 by the current-voltage converters 101 and 111, respectively.
[0004]
In the circuit of FIG. 12, the DC component before the current-voltage converter 101 is removed by the high-pass filter 102 so that the DC component of the output voltage V12 becomes equal to the reference voltage V13. By amplifying or comparing the difference, a signal (V14) with a small pulse width variation is output.
[0005]
Further, in the circuit of FIG. 13, VH and VL voltages shown in FIG. 4 are generated as output voltages of the peak hold circuit 112 and the bottom hold circuit 113, thereby generating a voltage V24 of (VH + VL) / 2. A signal (V25) having a small pulse width is output by amplifying or comparing the difference between V24 and the output voltage V21 of the current-voltage converter 111.
[0006]
Further, as another optical receiving circuit, for example, it has been proposed that the duty ratio does not fluctuate even when the low level of the input signal is excessive (for example, see Patent Document 1).
[0007]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-2111040
[Problems to be solved by the invention]
By the way, the conventional optical receiver as described above has the following problems.
[0009]
In the circuit of FIG. 12, the time until the DC component of the output voltage V12 of the high-pass filter 102 stabilizes is determined by the time constant of the high-pass filter 102. However, in high-speed optical transmission, a baseband signal is transmitted. Need to pass frequency. For this reason, the time constant of the high-pass filter 102 becomes large, and it takes a long time until the signal is stabilized.
[0010]
In the circuit of FIG. 13, the peak hold circuit 112 and the bottom hold circuit 113 need to respond with high accuracy and high speed at the time of high-speed transmission, but a huge circuit scale is required to realize this.
[0011]
In this circuit, if the output voltage VH or VL exceeds the linear region, a correct signal cannot be reproduced. For this reason, the dynamic range is narrowed, which is not suitable for applications requiring a wide dynamic range.
[0012]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-described problems. The output signal is stabilized in a short time, does not affect the sensitivity characteristics, and does not require a large-scale and high-precision circuit. It is an object of the present invention to provide an optical receiver capable of obtaining a range.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
An optical receiving device according to the present invention includes a light receiving element, a conversion circuit that converts a current generated by the light receiving element into a voltage, a detection circuit that detects the converted voltage, and outputs a current corresponding to the detected voltage. And a switch for validating the output of the conversion circuit for a certain period of time. When detecting that a signal has been input, a current corresponding to the input signal is charged in advance to enable normal operation. It is configured to reduce the time until a signal is output.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0015]
FIG. 1 is a block diagram showing a circuit configuration of an optical receiver according to the present invention. In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a light receiving element such as a photodiode, 2 denotes a current-voltage converter (TIA) that converts a current generated by the light receiving element 1 into a voltage, 3 denotes a carrier detection circuit for detecting the voltage, and 4 denotes A low-pass filter (LPF), 5 is a sample-and-hold circuit, 6 is a one-shot pulse generation circuit, 7 is a voltage-current converter that outputs a current corresponding to the detected voltage, and 8 is a conversion-effective output for a predetermined time. 9 is a voltage limiting circuit, 10 is a charging circuit, and 11 is a post-amplifier. R1 is a resistor, and C1 is a capacitor (capacitor).
[0016]
In the circuit having the above configuration, it is assumed that the carrier detection circuit 3 does not detect a carrier in an initial state, the switch 8 is in an open state, and the voltage limiting circuit 9 is in a non-operable region. Then, a transfer function of the voltages v1 and v2 with respect to the current i1 generated by the light receiving element 1 in this state is considered.
[0017]
The circuit excluding the voltage limiting circuit 9, the charging circuit 10, and the post-amplifier 11 from the circuit of FIG. 1 is the circuit shown in FIG. If the conversion impedance and the input impedance of the current-voltage converter 2 are R2 and R3, respectively, and the light receiving element 1 is the current source 12, the AC equivalent circuit is a circuit shown in FIG. Will be represented.
[0018]
(Equation 1)
[0019]
Here, if R1≫R3 and 1 角 ω · C1 · R3, C1 · R1 = τ, where ω is the angular frequency of the signal to be used, the equations (1) and (2) are as follows. .
[0020]
(Equation 2)
[0021]
From equation (3), it can be seen that v1 is the output of the low-pass filter. Here, assuming that the DC component of the input current i1 is i2 and the AC component is i3, the input current i1 is expressed by the following equation.
[0022]
i1 = i2 + i3 (5)
From Expressions (3) and (5), the voltage v1 is expressed by the following expression.
[0023]
[Equation 3]
[0024]
Assuming that the AC component i3 of the current i1 is sufficiently attenuated by the low-pass filter having the time constant τ, the voltage v1 is expressed by the following equation from the equation (6).
[0025]
v1 = i2 · R1 · 1 / (1 + s · τ) (7)
Here, since i2, R1, and τ are constants that do not depend on time, if the voltage of v1 at time t = 0 is set to 0, the output of the voltage (t) of v1 at time t is given by the following equation from equation (7). Is represented by
[0026]
(Equation 4)
[0027]
From equation (8), at t → ∞, v1 converges to i2 · R1.
[0028]
On the other hand, assuming that the current flowing through the current-voltage converter 2 is i4, this current i4 is expressed by the following equation.
[0029]
i4 = i1-v1 / R1 (9)
From Expressions (5) and (9), the voltage v2 with respect to the voltage v1 is as follows.
[0030]
(Equation 5)
[0031]
Here, the meaning of each term in the equation (10) is as follows.
[0032]
i2; DC component of input signal i3; AC component of input signal -v1 / R1; low frequency component generated by C1 and R1
FIG. 4 is a diagram showing waveforms of the voltages v1 and v2 with respect to the input current i1 in the above circuit. As is clear from the equation (10), when the voltage of v1 converges, the low frequency component of v2 also converges. Therefore, conditions for converging the voltage of v1 in a short time will be considered. Assuming that the voltage of v1 at time t1 is v3 and the converging voltage is v4, v3 and v4 are expressed by the following equations from equation (8).
[0034]
(Equation 6)
[0035]
Then, a condition for changing the voltage of v1 from v3 to v4 by injecting a current i5 when the light emitting element is used as a current source into the voltage portion of v1 for a certain period of time t2 is as follows. .
[0036]
(Equation 7)
[0037]
From the above equations (8) and (10), the voltage v2 (t1) of v2 at time t1 is as follows.
[0038]
(Equation 8)
[0039]
Then, assuming that the high-frequency component i3 is removed by passing this signal through the low-pass filter 4 of FIG. 1, the output voltage v5 of the low-pass filter 4 is expressed by the following equation.
[0040]
(Equation 9)
[0041]
From the above equations (13) and (15), i4 · t2 is as follows.
[0042]
i4 · t2 = C1 · (R1 / R2) · v5 (16)
Here, assuming that the carrier detection circuit 3 detects the input signal at time t1, the output voltage v5 of the low-pass filter 4 is held by the sample-and-hold circuit 5 by the signal from the carrier detection circuit 3, and the one-shot pulse generation circuit 6 outputs a one-shot pulse for a certain time t2, during which the switch 8 is closed (closed), and the output current i4 from the voltage-current converter 7 is injected into the voltage portion of v1. FIG. 5 shows the output voltage v5 of the low-pass filter 4, the output voltage v6 of the sample and hold circuit 5, the output voltage v7 of the carrier detection circuit 3, and the output voltage v8 of the one-shot pulse generation circuit 6 at this time.
[0043]
When the switch 8 is closed, the sample hold circuit 5 is always in a voltage holding state. Therefore, since there is no state in which the feedback loop operates, there is no possibility of oscillation regardless of the time constant of the low-pass filter 4. The carrier detection circuit 3, low-pass filter 4, sample and hold circuit 5, one-shot pulse generation circuit 6, and voltage-current converter (Gm amplifier) 7 constitute a charging circuit 10.
[0044]
Further, assuming that the transfer function of the voltage-current converter 7 is Gm, the output current i4 of the voltage-current converter 7 is represented by the following equation.
[0045]
i4 = Gm · v5 (17)
Therefore, equation (16) becomes as follows.
[0046]
(Equation 10)
[0047]
As described above, by setting conditions in the circuit shown in FIG. 1 so as to satisfy Expression (18), a correct pulse is reproduced after time t2 after the carrier detection circuit 3 detects a carrier. Further, it is easy to make the time t2 dependent only on the product of the resistance and the capacitance. If the time t2 is determined by the product, the condition of Expression (18) is determined only by the ratio of each constant, and the absolute value is Not dependent. Therefore, high accuracy can be easily obtained. FIG. 6 shows an example of the circuit.
[0048]
In a strong input region where the sample-hold circuit 5 or the voltage-current converter 7 is saturated, the diode used as the voltage limiting circuit 9 in the circuit of FIG. 1 is turned on, and the impedance is reduced. This has the same effect as when the connected resistor R1 is reduced. For this reason, the time constant of C1 · R1 decreases apparently, and the low-frequency components of v1 and v2 converge in a short time. In general, when the time constant of the high-pass filter decreases, the pulse width fluctuates due to the amount of redundancy. However, in the circuit of FIG. 1, since the time constant decreases only at the time of strong input, the reception characteristics are not affected. .
[0049]
FIG. 7 shows a configuration example using the binarization circuit 13. FIGS. 8 and 9 show simulation results for the circuit of FIG. 7. FIG. 8A shows a waveform when a conventional charging circuit does not exist, and FIG. 9A shows an example. 3 shows a waveform when the charging circuit 10 of FIG. FIGS. 8B and 9B show enlarged portions of respective frame lines in FIG. 8A.
[0050]
FIGS. 10A and 10B are diagrams showing a circuit configuration of another embodiment. FIGS. 11A and 11B show configuration examples of the voltage limiting circuit 9 in this circuit. Here, the case where the transistors Tr1 and Tr2 are used is shown. Depending on the input range, the voltage limiting circuit 9 is not necessary.
[0051]
As described above, in the present embodiment, an optical receiving device that stabilizes the output signal in a short time, does not affect the sensitivity characteristics, does not require a large-scale high-precision circuit, and can obtain a wide dynamic range is realized. can do.
[0052]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the output signal is stabilized in a short time, the sensitivity characteristics are not affected, and a large-scale, high-precision circuit is not required, and a wide dynamic range can be obtained. There is.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a circuit configuration of an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a circuit diagram of the circuit of FIG. 1 excluding a main part. FIG. 3 is an AC equivalent circuit diagram of the circuit of FIG. FIG. 5 is an output waveform diagram of each part of the circuit of the embodiment. FIG. 6 is a diagram showing an example of a change circuit of the circuit of FIG. 1. FIG. 7 is an example of a change circuit of the circuit of FIG. FIG. 8 is a diagram showing a simulation result for the circuit of FIG. 7; FIG. 9 is a diagram showing a simulation result for the circuit of FIG. 7; FIG. 10 is a diagram showing a circuit configuration of another embodiment. FIG. 12 is a block diagram showing a circuit configuration of a conventional example. FIG. 13 is a block diagram showing a circuit configuration of another conventional example. FIG. 14 is a block diagram showing a circuit configuration of another conventional example. FIG. 15 is an output waveform diagram of each part of FIG. 12 and FIG.
REFERENCE SIGNS LIST 1 light receiving element 2 current-voltage converter 3 carrier detection circuit 4 low-pass filter 5 sample-hold circuit 6 one-shot pulse generation circuit 7 voltage-current converter 8 switch 9 voltage limiting circuit 10 charging circuit 11 post-amplifier
