【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高電圧パルスの印加によりパルスストリーマ放電を発生させて殺菌等を行なう装置に使用可能な高電圧パルス発生用電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の高電圧パルス発生用電源装置として昇圧トランスの１次巻線に電流を流して電磁エネルギーを蓄積し、その電流を遮断することによる巻線の反発電圧を２次巻線に伝えて高電圧パルスを得る方法が種々考案されている。以下にこれら従来例の構成と動作を図面を用いて説明する。
【０００３】
図１５は従来の電源装置の構成図で、直流電源１、１次巻線３ａ、２次巻線３ｂを有する昇圧トランス３、直流電源１より１次巻線３ａへ断続して電流を流すためのスイッチング素子４、スイッチング素子４と並列に接続されたダイオード５、当該電源装置に接続される負荷７、２次巻線３ｂと負荷７との間に挿入されたインダクタ８、負荷７と並列に接続されたコンデンサ９および前記スイッチング素子４をスイッチング駆動する信号を生成する駆動回路４１を備える。前記負荷７はパルスストリーマ放電をさせる電極構造を有し、電気的には主に静電容量の特性を示す。
【０００４】
以上の構成において、その動作を説明する。スイッチング素子４が駆動回路４１からのスイッチング素子駆動信号によりオンになると、直流電源１から昇圧トランス３の１次巻線３ａに図１６に示すような概略直線状に増加する電流が流れ、前記１次巻線３ａに電磁エネルギーが蓄積される。
【０００５】
次に駆動手段４１からのスイッチング素子駆動信号により、スイッチング素子４がオフになると、前記１次巻線３ａに反発電圧が発生する。それが昇圧トランス３の巻線比に応じて２次巻線３ｂに伝達され、２次巻線３ｂに高い電圧が発生する。これを励振源としてインダクタ８、コンデンサ９で共振が起こり、図１６に示すようなピークが高く、幅の狭いパルス電圧が発生し、これが負荷７に印加されることとなる。
【０００６】
この２次側の共振により、再度昇圧トランス巻線３ａ、３ｂの電圧極性が反転して１次巻線３ａの電圧が直流電源１の電圧を超えるとダイオード５が導通し、直流電源１にエネルギーが回生される。
【０００７】
２次側の共振により以上のような動作が繰返される結果、ダイオード５には図１６に示すような回生電流が流れる。これらの基本動作をもとに、さらに出力電圧パルスの立ち上がり速度を上げるために、図１７のように２次側の回路に高圧スイッチ１０を設け、コンデンサ９の電圧がピークに達した瞬間に高耐圧スイッチ１０を導通させて負荷７に電圧パルスを印加する方法が考案されている（例えば特許文献１参照）。
【０００８】
【特許文献１】
特開平１０−２２４１８７公報「パルス電源装置」（請求項１、図１）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら前記従来の構成では、出力電圧のピークはスイッチング素子４をオフした直後に発生するが、その波高値はスイッチング素子４のオフ時の速度に大きく依存するため、スイッチング素子４の部品ばらつきの影響を受けやすいという課題を有していた。
【００１０】
また、出力電圧のパルス幅は２次側の共振時定数に依存するためパルス幅の制御ができないという課題をも有していた。
【００１１】
また、スイッチング素子４のオフ時に昇圧トランス３の漏れインダクタンスにより大きなサージ電圧が発生し、それがスイッチング素子４に印加されるためスイッチング素子４に高耐圧が必要になるとともに、スイッチングノイズが大きくなるという課題も有していた。
【００１２】
特許文献１の例では２次側回路に高耐圧のスイッチング素子が必要となり、装置の大型化、コストアップにつながるという課題も有していた。
【００１３】
負荷の短絡時や開放時には過電流や過電圧が発生してスイッチング素子の破壊および絶縁を脅かすといった課題があった。
【００１４】
本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、出力電圧の波高値およびパルス幅の制御が容易で、安定した出力電圧パルスを得ることができ、更に電流容量、耐圧の比較的小さなスイッチング素子を使用でき、かつ過大電流などにも安全性を確保できる電源装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、昇圧トランスと、直流電源および昇圧トランスの１次巻線間を接続するラインに直列に挿入したスイッチング素子および第１の抵抗と、前記スイッチング素子を駆動する駆動手段と、直列接続したダイオードおよび第２の抵抗よりなり、前記ダイオードのカソードに直流電源のプラス電圧が印加される向きにして前記１次巻線に並列に接続した直列回路と、上記昇圧トランスの一次巻線もしくは２次巻線の電流を検出する電流検出手段とを備える。この電流検出手段の検出信号が過電流レベルを上回るとき、前記駆動手段により、前記スイッチング素子をオフにする。
【００１６】
このような構成であれば、前記スイッチング素子の導通中に出力電圧がピークまで立ち上がり、その後自然に減少するため、スイッチング素子のオン幅で出力電圧パルスの波高値およびパルス幅が制御可能となり、特性の安定化、異常時の遮断等の安全設計が容易となると同時に、負荷の短絡時にはスイッチング素子がオフにされる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態について図面に基づき説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における電源装置１００の構成図である。図１において、直流電源１のプラス端子は、抵抗２（第１の抵抗に相当）を介して、昇圧トランス３の１次巻線３ａの一端に接続され、そして、直流電源１のマイナス端子は、マイナス側のライン電流を検出する電流検出回路４２およびこのラインを断続するためのスイッチング素子４を介して前記１次巻線３ａの他端に接続しており、直流電源１、抵抗２、昇圧トランス３の１次巻線３ａ、スイッチング素子４、電流検出回路４２がループ状に接続される。
【００１８】
そして、ダイオード５のカソードは、前記昇圧トランス３の１次巻線３ａの１端で前記抵抗２が接続された側（プラス側のライン）に接続され、前記ダイオード５のアノードは抵抗６（第２の抵抗に相当）を通じて、前記昇圧トランス３の１次巻線３ａの他端で前記スイッチング素子４に接続された側（マイナス側のライン）に接続される。さらに前記昇圧トランス３の２次巻線３ｂには電源装置１００の負荷７に相当するパルスストリーマ放電電極が接続される。
【００１９】
更に、過電流判定回路４３は、電流検出回路４２で検出された信号（電流値を電圧変換した信号）と、基準回路よりの基準電圧（過電流防止レベル“ＯＣ１”を電圧変換したもの）との比較により、過電流を判定して所定の信号を出力する。その信号をラッチしたラッチ回路４４は、駆動回路４１にトリガ信号を供給する。前記駆動回路４１はそのトリガ信号により、前記スイッチング素子４をオフ状態にする。解除信号出力回路４５は、前記ラッチ回路４４でのラッチをクリアにして、前記オフ状態を解除するための解除信号を供給する。
【００２０】
以上の構成において、その動作を図２の波形図を用いて説明する。まず駆動回路４１からのオン信号に基づきスイッチング素子４がオンすると、直流電源１から負荷７の容量を充電する電流と、昇圧トランス３の励磁インダクタンスに流れる電流が抵抗２を介して供給される。
【００２１】
前記負荷７の容量成分を充電する電流は、概略負荷容量の１次換算値と抵抗２の積で表される時定数に基づいて増加する。一方、昇圧トランス３の励磁インダクタンスに流れる電流はスイッチング素子４のオンと同時に０から概略直線的に増加する。ここで、前記負荷容量成分を充電する電流が、前記励磁インダクタンスに流れる電流よりも速く立ち上がるように抵抗２の抵抗値を選定することにより、負荷７に印加される出力電圧の立ち上がりを速くすることができる。
【００２２】
前記励磁インダクタンスに流れる電流が増加すると、抵抗２による電圧降下が増加し、昇圧トランス３の１次巻線３ａの電圧が、負荷７の容量に充電された電圧の１次換算値より小さくなり、負荷容量の電圧、すなわち出力電圧の低下が始まる（時点ｔ）。
【００２３】
この直後にスイッチング素子４をオフすると、前記励磁インダクタンスに流れていた電流は、抵抗６、ダイオード５に環流し、やがて０となる。その後、昇圧トランス３の２次巻線３ｂと負荷７の容量の共振により、図２に示すような共振が発生し、そのエネルギーは主として抵抗６で消費されながら減衰することとなる。
【００２４】
以上の一連の動作によりパルス幅が１μｓ程度の高電圧パルス出力を得ることができる。なお、図２に示した波形は、直流電源１の電圧が２８０Ｖ（ＡＣ１００Ｖを倍電圧整流したもの）、抵抗２の抵抗値が１５Ω、昇圧トランス３の巻線比が１／３０、同励磁インダクタンスが２７μＨ、負荷７の容量が３７ｐＦ、抵抗６の抵抗値が４．７Ωの場合の例である。
【００２５】
ここで、スイッチング素子４のオン幅を図２よりも小さくした場合の波形を図３に示す。基本動作は同様であるが、スイッチング素子４のオフと同時に直流電源１からのエネルギー注入が停止するため、出力電圧パルスの波高値およびパルス幅がともに図２の場合より小さくなる。
【００２６】
このように、正常時の動作においては、スイッチング素子４のスイッチング速度に依存しない出力電圧パルスが得られ、スイッチング素子４のオンパルス幅を制御することで、出力電圧パルスの波高値およびパルス幅を制御することができる。また、第１の抵抗２によって直流電源１から供給される電流を抑制できるため、スイッチング素子４の電流容量低減、負荷短絡時の保護が容易となる。
【００２７】
一方、電源装置１００において負荷７に短絡が発生した時の動作波形を図４に示している。負荷７に相当するパルスストリーマ放電電極が経年変化や異物の挟み込み等により短絡状態となった場合を想定したものである。負荷７の短絡時にはスイッチング素子４を流れる１次電流ピークは、図２、図３に示される負荷７の正常時の前記１次電流ピークＩ１よりも大きくなる。
【００２８】
ここで、電流検出回路４２よりの検出信号が過電流防レベルＯＣ１を上回るようになると、過電流判定回路４３より所定の信号が出力され、これがラッチ回路４４でラッチされると、このラッチ回路４４は駆動回路４１にトリガ信号を出力し、これにより、スイッチング素子４はオフにされる。
【００２９】
上記の短絡状況が解消されれば、改修解除信号出力回路４５より出力される解除信号によって、前記ラッチ回路４４でラッチしたデータをクリアにして、スイッチング素子４をオンに復帰できる。
【００３０】
このように、負荷７の短絡を検知し、図４に示したように瞬時に駆動手段４１の出力を停止して、スイッチング素子４を一時的にオフにできるので負荷７の短絡時に安全性を確保できる。また、短絡発生時にスイッチング素子４に流れる１次電流が抑制されることで、スイッチング素子４の電流容量を低減できる。
【００３１】
さらに、抵抗６とダイオード５による電流環流経路があるため、スイッチング素子４のオフ時のサージ電圧を抑制でき、スイッチング素子４に特別な高耐圧を必要とせず、不要輻射も低減できる。また、スイッチング素子４をオフすることにより、出力電圧上昇を抑えることができるため、保護制御が容易となる。
【００３２】
なお、本実施の形態では昇圧トランス３の１次巻線３ａと２次巻線３ｂの極性を同極性（図中に付した黒丸が同一側にある）としたが、図１５にあるように逆極性であってもよい。また、スイッチング素子４は双方向スイッチとしたが、昇圧トランス３から直流電源１へ導通する片方向スイッチでもよい。
【００３３】
また、図１の電源装置１００では、プラス側ラインに抵抗２を、マイナス側ラインにスイッチング素子４を挿入したが、プラス側ラインにスイッチング素子４を、マイナス側ラインに抵抗２を挿入してもよく、また、いずれか一方のラインにスイッチング素子４および抵抗２を直列にして挿入してもよい。更に、ダイオード５および抵抗６による直列回路は、図中、上側にダイオード５が、下側に抵抗６が位置するが、上下の位置が反転しても差し支えない。
【００３４】
（実施の形態２）
図５は本発明の実施の形態２における電源装置２００の構成図である。図５において図１と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。図１の１次側に備えた電流検出回路４２に替えて、図５では、昇圧トランス３の２次巻線３ｂの出力電圧を検出する電圧検出回路４６を備える。過電圧判定回路４７は、前記電圧検出回路４６で検出した電圧信号と、基準回路よりの基準電圧（過電圧防止レベル“ＯＶ”）との比較により、過電圧を判定する。
【００３５】
この電源装置２００において、負荷７が正常の場合の動作は、図１の電源装置１００の場合と同じである。
【００３６】
一方、この電源装置２００の負荷７が開放された時の動作波形を図６に示している。この負荷７の開放は、パルスストリーマ放電電極と昇圧トランス３の２次巻線３ｂの出力端７ａ、７ｂと負荷７とを接続するラインの一方、もしくは双方が断線した時を想定したものである。
【００３７】
負荷７の開放時には昇圧トランス３の２次巻線３ｂに印加される出力電圧ピークは、図２、図３に示される負荷７の正常時に印加される前記出力電圧ピークＶｏ１、Ｖｏ２よりも高くなる。ここで電圧検出回路４６により検出された信号が、過電圧防止レベルＯＶ（＞Ｖｏ１＞Ｖｏ２）を超えると、過電圧判定回路４７はラッチ回路４４に所定の信号を出力し、その信号をラッチしたラッチ回路４４は、駆動回路４１にトリガ信号を出力することにより、前記スイッチング素子４をオフ状態にする。
【００３８】
このように、昇圧トランス３の２次巻線３ｂの出力電圧を検出することで負荷７の開放を検知でき、図６に示すように瞬時にスイッチング素子４をオフできるので負荷７の開放時に安全性を確保できる。
【００３９】
上記の開放状態が解消されれば、改修解除信号出力回路４５より出力される解除信号によって、前記ラッチ回路４４でラッチしたデータをクリアにして、スイッチング素子４をオンに復帰できる。
【００４０】
（実施の形態３）
図７は本発明の実施の形態３における電源装置３００の構成図である。図７において図１と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。図１にて１次側に備えていた電流検出回路４２に替え、図７では、昇圧トランス３の２次側に電流検出回路４８を設けている。そして、過電流判定回路４９は、電流検出回路４８で検出された信号（電流値を電圧変換した信号）と、基準回路よりの基準電圧（過電流防止レベル“ＯＣ２”を電圧変換したもの）との比較により、過電流を判定する。
【００４１】
この電源装置３００において、負荷７が正常の場合の動作は、図１の電源装置１００の場合と同じである。
【００４２】
一方、この電源装置３００にて負荷７に相当するパルスストリーマ放電電極に、異常放電状態が発生した時の動作波形を図８に示している。この場合、図８において、負荷７のアーク放電時に負荷７を流れる出力電流ピークは図２、図３に示される負荷７の正常時の前記出力電流ピークＩｏ１、Ｉｏ２よりも大きくなる。
【００４３】
ここで、電流検出回路４８により検出された信号が、過電流防止レベルＯＶ２（＞Ｉｏ１＞Ｉｏ２）を超えると、過電流判定回路４９はラッチ回路４４に所定の信号を出力し、その信号をラッチしたラッチ回路４４は、駆動回路４１にトリガ信号を出力することにより、前記スイッチング素子４をオフ状態にする。
【００４４】
上記の異常放電が解消されれば、改修解除信号出力回路４５より出力される解除信号によって、前記ラッチ回路４４でラッチしたデータをクリアにして、スイッチング素子４をオンに復帰できる。
【００４５】
このように、負荷７を流れる出力電流を検出することで、負荷７の異常放電状態であるアーク放電を検知でき、図８に示すように即時にスイッチング素子４をオフできるので負荷７のアーク放電時に安全性を確保できる。
【００４６】
（実施の形態４）
図９、図１０、図１１は本発明の実施の形態４における電源装置３００、４００、５００の構成図である。図９、図１０、図１１において図１、図５、図７と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００４７】
これらの電源装置３００、４００、５００では、ダイオード５のカソードと昇圧トランス３の１次巻線３ａ間にインダクタ８が挿入されている。このような構成とすることにより、スイッチング素子４をオンした時にインダクタ８と負荷７などの負荷容量との間で共振が起こり、出力電圧の波高値をより高くすることが可能となる。
【００４８】
（実施の形態５）
図１２、図１３、図１４は本発明の実施の形態５における電源装置７００、８００、９００の構成図である。図１２、図１３、図１４において図９、図１０、図１１と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００４９】
電源装置７００、８００、９００においては、ダイオード５のカソードと昇圧トランス３の１次巻線３ａ間に挿入していた（図９、図１０、図１１中の）インダクタンス８に替え、昇圧トランス３の１次漏れインダクタンスを宛てがうようにしたものであり、回路の接続構としては、それぞれ図１、図７、図９と同じである。このためインダクタ８の設置を省略でき、装置の小型化、コストダウンが可能となる。
【００５０】
【発明の効果】
以上のように、本発明の電源装置によれば、出力電圧の波高値およびパルス幅の制御が容易となり、安定した出力電圧パルスを得ることができる。また、電流容量、耐圧の比較的小さなスイッチング素子が使用可能となり、装置の小型化、コストダウンができる。さらに、スイッチング素子のスイッチング時の不要輻射を低く抑えることができる。さらに負荷の異常を検知し即時遮断することで安全性を確保できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１における電源装置の各部動作波形図
【図３】本発明の実施の形態１における電源装置の異なる条件下の各部動作波形図
【図４】本発明の実施の形態１における電源装置の過電流保護が動作した時の各部動作波形図
【図５】本発明の実施の形態２における電源装置の構成図
【図６】本発明の実施の形態２における電源装置の過電圧保護が動作した時の各部動作波形図
【図７】本発明の実施の形態３における電源装置の構成図
【図８】本発明の実施の形態３における電源装置の過電流保護が動作した時の各部動作波形図
【図９】本発明の実施の形態４における電源装置の構成図
【図１０】本発明の実施の形態４における電源装置の構成図
【図１１】本発明の実施の形態４における電源装置の構成図
【図１２】本発明の実施の形態５における電源装置の構成図
【図１３】本発明の実施の形態５における電源装置の構成図
【図１４】本発明の実施の形態５における電源装置の構成図
【図１５】従来の電源装置の構成図
【図１６】従来の電源装置の各部動作波形図
【図１７】従来の電源装置の異なる構成図
【符号の説明】
１ 直流電源
２ 抵抗
３ 昇圧トランス
３ａ １次巻線
３ｂ ２次巻線
４ スイッチング素子
５ ダイオード
６ 抵抗
７ 負荷
７ａ、７ｂ ２次巻線の出力端
８ インダクタ
９ コンデンサ
１０ 高耐圧スイッチ
４１ 駆動回路
４２ 電流検出回路
４３ 過電流判定回路
４４ ラッチ回路
４５ 解除信号
４６ 電圧検出回路
４７ 過電圧判定回路
４８ 電流検出回路
４９ 過電流判定回路
１００〜９００ 電源装置[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply for generating a high-voltage pulse that can be used for a device that performs pulse streamer discharge by application of a high-voltage pulse to perform sterilization or the like.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a power supply device for generating a high-voltage pulse of this kind, a current is applied to a primary winding of a step-up transformer to accumulate electromagnetic energy, and a repulsion voltage of the winding by interrupting the current is transmitted to a secondary winding. Various methods have been devised for obtaining a high voltage pulse. The configuration and operation of these conventional examples will be described below with reference to the drawings.
[0003]
FIG. 15 is a configuration diagram of a conventional power supply device, in which a DC power supply 1, a primary winding 3a, a step-up transformer 3 having a secondary winding 3b, and an intermittent current flowing from the DC power supply 1 to the primary winding 3a. Switching element 4, diode 5 connected in parallel with switching element 4, load 7 connected to the power supply device, inductor 8 inserted between secondary winding 3 b and load 7, in parallel with load 7 A drive circuit 41 is provided for generating a signal for driving the switching of the connected capacitor 9 and the switching element 4. The load 7 has an electrode structure for performing a pulse streamer discharge, and electrically exhibits mainly a characteristic of capacitance.
[0004]
The operation of the above configuration will be described. When the switching element 4 is turned on by a switching element drive signal from the drive circuit 41, a current that increases in a substantially linear manner as shown in FIG. Electromagnetic energy is stored in the next winding 3a.
[0005]
Next, when the switching element 4 is turned off by the switching element drive signal from the driving means 41, a repulsive voltage is generated in the primary winding 3a. This is transmitted to the secondary winding 3b according to the winding ratio of the step-up transformer 3, and a high voltage is generated in the secondary winding 3b. Using this as an excitation source, resonance occurs in the inductor 8 and the capacitor 9, and a pulse voltage having a high peak and a narrow width as shown in FIG. 16 is generated, and this is applied to the load 7.
[0006]
Due to the resonance on the secondary side, the voltage polarity of the step-up transformer windings 3a and 3b is reversed again, and when the voltage of the primary winding 3a exceeds the voltage of the DC power supply 1, the diode 5 conducts, and the energy is supplied to the DC power supply 1. Is regenerated.
[0007]
As a result of the above-described operation being repeated by resonance on the secondary side, a regenerative current flows through the diode 5 as shown in FIG. Based on these basic operations, in order to further increase the rising speed of the output voltage pulse, a high voltage switch 10 is provided in the secondary side circuit as shown in FIG. A method of applying a voltage pulse to the load 7 by turning on the withstand voltage switch 10 has been devised (for example, see Patent Document 1).
[0008]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-224187, "Pulse Power Supply Device" (Claim 1, FIG. 1)
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional configuration, the peak of the output voltage occurs immediately after the switching element 4 is turned off. However, the peak value greatly depends on the speed at which the switching element 4 is turned off. Had the problem of being susceptible to
[0010]
In addition, there is another problem that the pulse width of the output voltage cannot be controlled because it depends on the resonance time constant of the secondary side.
[0011]
Further, when the switching element 4 is turned off, a large surge voltage is generated due to the leakage inductance of the step-up transformer 3 and applied to the switching element 4, so that the switching element 4 needs to have a high withstand voltage and the switching noise increases. There were also issues.
[0012]
In the example of Patent Document 1, a switching element having a high withstand voltage is required for the secondary side circuit, which also has a problem that the size of the device is increased and the cost is increased.
[0013]
When a load is short-circuited or opened, an overcurrent or an overvoltage is generated, and there is a problem that the switching element is broken and insulation is threatened.
[0014]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems, and it is easy to control the peak value and pulse width of an output voltage, to obtain a stable output voltage pulse, and to compare current capacity and breakdown voltage. It is an object of the present invention to provide a power supply device which can use a switching element having a very small size and can ensure safety against an excessive current or the like.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems, a power supply device according to the present invention includes a boosting transformer, a switching element and a first resistor inserted in series in a line connecting a DC power supply and a primary winding of the boosting transformer, and the switching element And a series circuit comprising a diode and a second resistor connected in series, and connected in parallel to the primary winding in a direction in which a positive voltage of a DC power supply is applied to a cathode of the diode. Current detecting means for detecting the current of the primary winding or the secondary winding of the step-up transformer. When the detection signal of the current detecting means exceeds the overcurrent level, the switching element is turned off by the driving means.
[0016]
With such a configuration, the output voltage rises to a peak during the conduction of the switching element, and then decreases naturally, so that the peak value and the pulse width of the output voltage pulse can be controlled by the ON width of the switching element, and the characteristic In addition, the safety design such as stabilization of the power supply and disconnection at the time of abnormality becomes easy, and the switching element is turned off when the load is short-circuited.
[0017]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a configuration diagram of a power supply device 100 according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, a plus terminal of a DC power supply 1 is connected to one end of a primary winding 3a of a step-up transformer 3 via a resistor 2 (corresponding to a first resistor). Are connected to the other end of the primary winding 3a via a current detecting circuit 42 for detecting a line current on the negative side and a switching element 4 for connecting and disconnecting this line. The primary winding 3a of the transformer 3, the switching element 4, and the current detection circuit 42 are connected in a loop.
[0018]
The cathode of the diode 5 is connected to the one end of the primary winding 3a of the step-up transformer 3 to the side to which the resistor 2 is connected (the positive line), and the anode of the diode 5 is connected to the resistor 6 (the 2 is connected to the other end of the primary winding 3a of the step-up transformer 3 on the side (minus side line) connected to the switching element 4. Further, a pulse streamer discharge electrode corresponding to the load 7 of the power supply device 100 is connected to the secondary winding 3b of the step-up transformer 3.
[0019]
Further, the overcurrent determination circuit 43 includes a signal detected by the current detection circuit 42 (a signal obtained by converting the current value into a voltage) and a reference voltage (a voltage obtained by converting the overcurrent prevention level “OC1”) from the reference circuit. , An overcurrent is determined and a predetermined signal is output. The latch circuit 44 that has latched the signal supplies a trigger signal to the drive circuit 41. The drive circuit 41 turns off the switching element 4 according to the trigger signal. A release signal output circuit 45 supplies a release signal for clearing the latch in the latch circuit 44 and releasing the off state.
[0020]
The operation of the above configuration will be described with reference to the waveform diagram of FIG. First, when the switching element 4 is turned on based on the ON signal from the drive circuit 41, a current for charging the capacity of the load 7 and a current flowing to the exciting inductance of the step-up transformer 3 are supplied via the resistor 2 from the DC power supply 1.
[0021]
The current for charging the capacitance component of the load 7 increases based on a time constant represented by a product of a first-order converted value of the load capacitance and the resistance 2. On the other hand, the current flowing through the exciting inductance of the step-up transformer 3 increases substantially linearly from 0 at the same time when the switching element 4 is turned on. Here, the rise of the output voltage applied to the load 7 is increased by selecting the resistance value of the resistor 2 so that the current for charging the load capacitance component rises faster than the current flowing to the exciting inductance. Can be.
[0022]
When the current flowing through the exciting inductance increases, the voltage drop due to the resistor 2 increases, and the voltage of the primary winding 3a of the step-up transformer 3 becomes smaller than the primary conversion value of the voltage charged in the capacity of the load 7, The voltage of the load capacitance, that is, the output voltage starts to decrease (time t).
[0023]
Immediately after this, when the switching element 4 is turned off, the current flowing through the exciting inductance flows back to the resistor 6 and the diode 5 and eventually becomes zero. Thereafter, resonance occurs between the secondary winding 3b of the step-up transformer 3 and the capacitance of the load 7 as shown in FIG. 2, and the energy is attenuated while being consumed mainly by the resistor 6.
[0024]
By the above series of operations, a high-voltage pulse output having a pulse width of about 1 μs can be obtained. The waveform shown in FIG. 2 shows that the voltage of the DC power supply 1 is 280 V (100 V AC rectified), the resistance value of the resistor 2 is 15Ω, the winding ratio of the step-up transformer 3 is 1/30, and the excitation inductance is the same. Is 27 μH, the capacitance of the load 7 is 37 pF, and the resistance value of the resistor 6 is 4.7Ω.
[0025]
Here, FIG. 3 shows a waveform when the ON width of the switching element 4 is smaller than that in FIG. The basic operation is the same, but the energy injection from the DC power supply 1 is stopped at the same time when the switching element 4 is turned off, so that the peak value and the pulse width of the output voltage pulse are both smaller than those in FIG.
[0026]
As described above, in the normal operation, an output voltage pulse independent of the switching speed of the switching element 4 is obtained, and the peak value and the pulse width of the output voltage pulse are controlled by controlling the on-pulse width of the switching element 4. can do. In addition, since the current supplied from the DC power supply 1 can be suppressed by the first resistor 2, the current capacity of the switching element 4 can be reduced, and protection in the event of a load short circuit can be facilitated.
[0027]
On the other hand, FIG. 4 shows an operation waveform when a short circuit occurs in the load 7 in the power supply device 100. It is assumed that the pulse streamer discharge electrode corresponding to the load 7 has been short-circuited due to aging, foreign matter trapping, or the like. When the load 7 is short-circuited, the primary current peak flowing through the switching element 4 is larger than the primary current peak I1 shown in FIGS. 2 and 3 when the load 7 is normal.
[0028]
Here, when the detection signal from the current detection circuit 42 exceeds the overcurrent protection level OC1, a predetermined signal is output from the overcurrent determination circuit 43, and when this signal is latched by the latch circuit 44, the latch circuit 44 Outputs a trigger signal to the drive circuit 41, whereby the switching element 4 is turned off.
[0029]
When the short-circuit situation is eliminated, the data latched by the latch circuit 44 is cleared by the release signal output from the repair release signal output circuit 45, and the switching element 4 can be returned to ON.
[0030]
As described above, the short circuit of the load 7 is detected, and the output of the driving means 41 is stopped instantaneously as shown in FIG. 4 to temporarily turn off the switching element 4. Can be secured. In addition, the current capacity of the switching element 4 can be reduced by suppressing the primary current flowing through the switching element 4 when a short circuit occurs.
[0031]
Further, since there is a current return path formed by the resistor 6 and the diode 5, the surge voltage when the switching element 4 is turned off can be suppressed, the switching element 4 does not need to have a special high withstand voltage, and unnecessary radiation can be reduced. Further, by turning off the switching element 4, an increase in the output voltage can be suppressed, so that protection control is facilitated.
[0032]
In the present embodiment, the polarities of the primary winding 3a and the secondary winding 3b of the step-up transformer 3 are the same (the black circles in the figure are on the same side), but as shown in FIG. The polarity may be reversed. The switching element 4 is a bidirectional switch, but may be a one-way switch that conducts from the step-up transformer 3 to the DC power supply 1.
[0033]
Also, in the power supply device 100 of FIG. 1, the resistor 2 is inserted into the plus line and the switching element 4 is inserted into the minus line. However, the switching element 4 is inserted into the plus line and the resistor 2 is inserted into the minus line. Alternatively, the switching element 4 and the resistor 2 may be inserted in one of the lines in series. Further, in the series circuit including the diode 5 and the resistor 6, the diode 5 is located on the upper side and the resistor 6 is located on the lower side in the figure, but the upper and lower positions may be reversed.
[0034]
(Embodiment 2)
FIG. 5 is a configuration diagram of a power supply device 200 according to Embodiment 2 of the present invention. 5, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. Instead of the current detection circuit 42 provided on the primary side in FIG. 1, a voltage detection circuit 46 for detecting the output voltage of the secondary winding 3b of the step-up transformer 3 is provided in FIG. The overvoltage determination circuit 47 determines an overvoltage by comparing the voltage signal detected by the voltage detection circuit 46 with a reference voltage (overvoltage prevention level “OV”) from a reference circuit.
[0035]
In the power supply device 200, the operation when the load 7 is normal is the same as the case of the power supply device 100 in FIG.
[0036]
On the other hand, FIG. 6 shows an operation waveform when the load 7 of the power supply device 200 is released. The opening of the load 7 is based on the assumption that one or both of the lines connecting the pulse streamer discharge electrode and the output terminals 7a and 7b of the secondary winding 3b of the step-up transformer 3 and the load 7 are disconnected. .
[0037]
When the load 7 is open, the output voltage peak applied to the secondary winding 3b of the step-up transformer 3 is higher than the output voltage peaks Vo1 and Vo2 shown in FIGS. . Here, when the signal detected by the voltage detection circuit 46 exceeds the overvoltage prevention level OV (>Vo1> Vo2), the overvoltage determination circuit 47 outputs a predetermined signal to the latch circuit 44, and the latch circuit that latches the signal The reference numeral 44 outputs a trigger signal to the drive circuit 41 to turn off the switching element 4.
[0038]
Thus, the opening of the load 7 can be detected by detecting the output voltage of the secondary winding 3b of the step-up transformer 3, and the switching element 4 can be turned off instantly as shown in FIG. Nature can be secured.
[0039]
When the open state is resolved, the data latched by the latch circuit 44 is cleared by the release signal output from the repair release signal output circuit 45, and the switching element 4 can be turned on again.
[0040]
(Embodiment 3)
FIG. 7 is a configuration diagram of a power supply device 300 according to Embodiment 3 of the present invention. 7, the same components as those of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. Instead of the current detection circuit 42 provided on the primary side in FIG. 1, a current detection circuit 48 is provided on the secondary side of the step-up transformer 3 in FIG. The overcurrent judging circuit 49 compares the signal detected by the current detecting circuit 48 (the signal obtained by voltage-converting the current value) with the reference voltage (the voltage obtained by converting the overcurrent prevention level “OC2” into a voltage) from the reference circuit. The overcurrent is determined by comparing.
[0041]
In the power supply device 300, the operation when the load 7 is normal is the same as the case of the power supply device 100 in FIG.
[0042]
On the other hand, FIG. 8 shows an operation waveform when an abnormal discharge state occurs in the pulse streamer discharge electrode corresponding to the load 7 in the power supply device 300. In this case, in FIG. 8, the output current peak flowing through the load 7 during the arc discharge of the load 7 is larger than the output current peaks Io1 and Io2 of the load 7 shown in FIGS.
[0043]
Here, when the signal detected by the current detection circuit 48 exceeds the overcurrent prevention level OV2 (>Io1> Io2), the overcurrent determination circuit 49 outputs a predetermined signal to the latch circuit 44 and latches the signal. The latch circuit 44 outputs the trigger signal to the drive circuit 41 to turn off the switching element 4.
[0044]
When the abnormal discharge is eliminated, the data latched by the latch circuit 44 is cleared by the release signal output from the repair release signal output circuit 45, and the switching element 4 can be turned on again.
[0045]
As described above, by detecting the output current flowing through the load 7, an arc discharge in an abnormal discharge state of the load 7 can be detected, and the switching element 4 can be immediately turned off as shown in FIG. Sometimes safety can be ensured.
[0046]
(Embodiment 4)
9, 10, and 11 are configuration diagrams of power supply devices 300, 400, and 500 according to the fourth embodiment of the present invention. 9, 10, and 11, the same components as those in FIGS. 1, 5, and 7 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0047]
In these power supply devices 300, 400 and 500, the inductor 8 is inserted between the cathode of the diode 5 and the primary winding 3a of the step-up transformer 3. With such a configuration, when the switching element 4 is turned on, resonance occurs between the inductor 8 and the load capacitance such as the load 7, and the peak value of the output voltage can be further increased.
[0048]
(Embodiment 5)
12, 13, and 14 are configuration diagrams of power supply devices 700, 800, and 900 according to the fifth embodiment of the present invention. 12, 13, and 14, the same components as those in FIGS. 9, 10, and 11 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0049]
In the power supply devices 700, 800, and 900, the step-up transformer 3 is inserted between the cathode of the diode 5 and the primary winding 3a of the step-up transformer 3 (in FIG. 9, FIG. 10, and FIG. 11). , And the connection structure of the circuit is the same as that shown in FIGS. 1, 7, and 9, respectively. Therefore, the installation of the inductor 8 can be omitted, and the size and cost of the device can be reduced.
[0050]
【The invention's effect】
As described above, according to the power supply device of the present invention, it is easy to control the peak value and the pulse width of the output voltage, and a stable output voltage pulse can be obtained. In addition, a switching element having a relatively small current capacity and withstand voltage can be used, and the size and cost of the device can be reduced. Furthermore, unnecessary radiation at the time of switching of the switching element can be suppressed low. Further, safety can be ensured by detecting an abnormal load and immediately shutting off the load.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a power supply device according to a first embodiment of the present invention; FIG. 2 is an operation waveform diagram of each unit of the power supply device according to the first embodiment of the present invention; FIG. FIG. 4 is an operation waveform diagram of each part under different conditions. FIG. 4 is an operation waveform diagram of each part when overcurrent protection of the power supply device according to the first embodiment of the present invention is activated. FIG. 5 is a power supply device according to the second embodiment of the present invention. FIG. 6 is an operation waveform diagram of each unit when overvoltage protection of the power supply device according to Embodiment 2 of the present invention is activated. FIG. 7 is a configuration diagram of a power supply device according to Embodiment 3 of the present invention. FIG. 9 is an operation waveform diagram of each unit when overcurrent protection of the power supply device according to Embodiment 3 of the present invention is activated. FIG. 9 is a configuration diagram of the power supply device according to Embodiment 4 of the present invention. FIG. FIG. 11 is a configuration diagram of the power supply device in FIG. FIG. 12 is a configuration diagram of a power supply device according to a fifth embodiment of the present invention. FIG. 13 is a configuration diagram of a power supply device according to a fifth embodiment of the present invention. FIG. 15 is a configuration diagram of a conventional power supply device. FIG. 16 is an operation waveform diagram of each part of the conventional power supply device. FIG. 17 is a different configuration diagram of the conventional power supply device. Description】
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 Resistance 3 Boost transformer 3a Primary winding 3b Secondary winding 4 Switching element 5 Diode 6 Resistance 7 Load 7a, 7b Secondary winding output terminal 8 Inductor 9 Capacitor 10 High voltage switch 41 Drive circuit 42 Current Detection circuit 43 Overcurrent determination circuit 44 Latch circuit 45 Release signal 46 Voltage detection circuit 47 Overvoltage determination circuit 48 Current detection circuit 49 Overcurrent determination circuit 100 to 900 Power supply device
