JP2004343823A - 空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】制御装置の小型化目的で、電流制御を行う際に必要な入力電流を、専用のＣＴ（カレントトランス）を用いずに、圧縮機モータの母線電流を用いて検出する従来の方式では、圧縮機の負荷電流のみから入力電流を推定するため、制御部や、他の負荷であるファンモータ等の電流が考慮されておらず、入力電流が小さい場合に充分な精度が得られない場合があった。
【解決手段】倍電圧整流回路１０の直流出力電圧によって駆動されるファンモータ１５を備え、直流出力電圧と、倍電圧整流回路１０の負極側に接続されたコンデンサ７の電圧とを、所定のサンプリング周期毎に検出し、この差分と、コンデンサ６およびコンデンサ７の容量との積を用いて、交流電源１からの入力電流を求めることにより、ＣＴを用いずに、より正確な入力電流値に基いた圧縮機の回転数制御を行う。
【選択図】 図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源からの入力電流に基いて、圧縮機の回転数制御を行い、入力電流制御を行う空気調和機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、空気調和機は、機器の使用電流がブレーカの作動する電流を超えないように、交流電源からの入力電流が所定の値以上になると圧縮機の回転数を下げるといった電流制御を行っている。交流電源からの入力電流の検出は、専用のカレントトランスを設けて行うのが一般的であるが、空気調和機における制御装置の小型化およびコストダウンのため、カレントトランスを用いずに入力電流を推定する方法として、図１０に示すように圧縮機２の母線電流検出のために設けられた電流検出手段３と、交流電源１から絶縁されていない制御部４とを用いて入力電流値を推定する方法が記載されている（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
また、圧縮機２のモータ母線電流の電流検出手段３として設けられたシャント抵抗の両端電圧を積分回路によって積分して入力電流を推定する方法についても、記載されている（例えば特許文献２参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−３３７６８６号公報
【特許文献２】
特開２００１−２６８９３４号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の構成では、いずれも、圧縮機のモータ電流のみを用いて入力電流を推定するため、その原理上、制御部や、ファンモータといった、機器に搭載されている圧縮機以外の負荷に流れる電流が考慮されない。中でもファンモータは、最大時、入力電力で３０Ｗを超えることも多く、これら圧縮機以外の負荷電流の、入力電流に対して占める割合が高くなるほど、得られる入力電流の検出誤差が大きくなるという課題を有していた。
【０００６】
また、圧縮機を駆動するインバータ部におけるスイッチングの度に、シャント抵抗の両端電圧に高周波ノイズ成分が重畳するため、シャント抵抗を用いて高い入力電流検出精度を得るためには、ローパスフィルタ処理を行うなどの工夫が必要であった。
【０００７】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、倍電圧整流回路を構成するコンデンサハーフブリッジ中点電圧と、整流回路の直流出力電圧とを、整流回路と絶縁されていないマイコンやＤＳＰなどで構成される制御部を用いて、一定時間毎に検出し、その差分とコンデンサの容量との積を用いて所定の演算を行うことで入力電流を推定することにより、カレントトランスを用いずに、圧縮機以外の負荷電流も含んだトータルの入力電流値によって圧縮機の回転数制御を可能とする空気調和機を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、ダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの各々の直流出力端と前記ダイオードブリッジの一方の交流入力端との間にそれぞれ少なくとも１個のコンデンサが接続されて形成されたコンデンサハーフブリッジとを備えた倍電圧整流回路と、前記整流回路の負極側の出力端子をグランド電位として接続された制御部と、圧縮機と、前記制御部の指示に基き、前記整流回路の直流出力電圧によって前記圧縮機を駆動するインバータ部と、熱交換器と、前記熱交換器を放熱するファンと、ファンを駆動するファンモータと、前記制御部の指示に基き、前記整流回路の直流出力電圧によって前記ファンモータを駆動するファンモータ駆動部とを備え、所定のサンプリング周期毎に、前記制御部を用いて、前記整流回路の直流出力電圧および前記整流回路におけるコンデンサハーフブリッジ中点電圧を検出し、前記直流出力電圧および前記ハーフブリッジの中点電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサの容量との積から、前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサに流れる電流を求め、さらに得られた前記各コンデンサに流れる電流の差を求めることによって、交流電源からの入力電流を検出し、検出した入力電流に基いて前記圧縮機の回転数を制御するものである。
【０００９】
また本発明は、整流回路は、直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、さらに、インバータ部に直列に接続され、前記整流回路より前記インバータ部へと流れる電流を検出する電流検出手段と、交流電源の電源位相検出手段とを備え、倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量は、あらかじめ入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、前記ファンモータを停止させ、かつ、インバータ部を通して圧縮機に通電を行った状態において、前記位相検出手段によって前記交流電源の位相を検出し、前記交流電源の位相がゼロクロス点を含む所定の位相範囲内にある期間内において、電流検出手段において検出される電流値と、前記直流出力電圧の時間変化率と、ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値とするものである。
【００１０】
また本発明は、整流回路は、直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、さらに、インバータ部に直列に接続され、前記整流回路より前記インバータ部へと流れる電流を検出する電流検出手段を備え、倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量は、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、前記ファンモータを停止させ、かつ、インバータ部を通して前記圧縮機に通電を行った状態において、前記直流出力電圧が増加から減少に転じてから第１の所定時間経過後より第２の所定時間が経過するまでの期間に、前記電流検出手段において検出される電流値と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値とするものである。
【００１１】
また本発明は、倍電圧整流回路を構成するコンデンサの容量は、圧縮機の駆動開始より第３の所定時間経過後に、ファンモータを停止させ、演算するものである。
【００１２】
また本発明は、倍電圧整流回路を構成するコンデンサの容量は、圧縮機の駆動開始より、第４の所定の時間毎に前記ファンモータを停止させ、演算するものである。
【００１３】
また本発明は、所定のサンプリング周期は、インバータ部におけるＰＷＭ信号のキャリア周期と等しいものである。
【００１４】
かかる構成をなすことにより、カレントトランスを用いることなく、任意の電流波形に対して、圧縮機以外の負荷電流も含む入力電流を検出することができ、より正確な入力電流に基いた圧縮機の回転数制御を行うことができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１６】
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１にかかる本発明の空気調和機の構成である。
【００１７】
同図に示すように、本発明の空気調和機は、そのコンバータ回路として、ダイオードブリッジ５および、コンデンサ６、コンデンサ７で構成されるコンデンサハーフブリッジ８、平滑コンデンサ９からなる倍電圧整流回路１０を構成しており、さらに交流電源１とダイオードブリッジ５との間には、力率改善用にリアクタ１１が接続されている。
【００１８】
また、本発明の空気調和機は、圧縮機２と、制御部４の指示によって圧縮機２を駆動するインバータ部１２と、熱交換器１３と、熱交換器１３を放熱するファン１４とこれを駆動するＤＣブラシレス方式のファンモータ１５と、制御部４の指示に基いてファンモータ１５を駆動するファンモータ駆動部１６とを有し、インバータ部１２およびファンモータ駆動部１６は、ともに倍電圧整流回路１０の直流出力側に設けられた平滑コンデンサ９に接続されている。なお、ファンモータ駆動部１６は、電子制御装置内にあってもよいし、ファンモータ１５に内蔵されていてもよい。
【００１９】
圧縮機２の回転数を制御する制御部４は、マイコンやＤＳＰ等で構成されており、交流電源１からは絶縁されずに、倍電圧整流回路１０とグランド電位を共通とする形で接続されている。
【００２０】
また、倍電圧整流回路１０の直流出力電圧Ｖ３およびコンデンサハーフブリッジ８の中点電圧であるコンデンサ７の両端電圧Ｖ２を、電源電圧ＶＣＣが５Ｖや３．５Ｖ系である制御部４で検出するために、平滑コンデンサ９および倍電圧整流回路１０の負極側に接続されたコンデンサ７にはそれぞれ分圧抵抗１７ａ、１７ｂおよび分圧抵抗１８ａ、１８ｂが設けられ、制御部４内のＡＤ変換手段１９を介して、制御部４内の入力電流演算手段へと接続される。
コンデンサハーフブリッジ８の中点電圧を検出するために接続される分圧抵抗１８ａ、１８ｂは、自身を流れる電流が問題にならない程度の大きさとなるよう、数十ｋΩ程度の値とする。
【００２１】
倍電圧整流回路１０の正極側に接続されたコンデンサ６の電圧をＶ１とすると、交流電源１からの入力電流の瞬時値Ｉａｃは、コンデンサハーフブリッジ８の中点Ｐにおけるキルヒホッフの法則から、次の関係式で表される。
【００２２】
Ｉａｃ＝Ｃ１・（ｄＶ１／ｄｔ）−Ｃ２・（ｄＶ２／ｄｔ）
なお、それぞれの微分演算項は、サンプリング周期Δｔを１ステップとして、現時刻の値から１ステップ前の値を引いて得られる差分ΔＸ_ｉ＝Ｘ_ｉ−Ｘ_ｉ−１ を用いて
ΔＸ_ｉ／Δｔ （ただし Ｘは、Ｖ１〜Ｖ３を ｉはステップを表す）にて求められる。
【００２３】
ここで、Ｖ１＝Ｖ３−Ｖ２であることに注意すると、上式より、
Ｉａｃ＝Ｃ１・（ΔＶ３／Δｔ）−（Ｃ１＋Ｃ２）・（ΔＶ２／Δｔ）が成立する。
【００２４】
したがって、本実施の形態の空気調和機は、所定のサンプリング時間Δｔ毎に、上記の電圧Ｖ２およびＶ３を、制御部４内のＡＤ変換手段１９を用いて検出し、それらの差分を時間Δｔ毎に演算することで、上記関係式を用いて入力電流値を推定することができる。
【００２５】
図２は、実施の形態１にかかる各部の電圧波形および入力電流波形と、ＡＤ変換のタイミングを示したものである。
【００２６】
図中２０は、直流出力電圧である平滑コンデンサ９の電圧Ｖ３をＡＤ変換手段１８にて検出する際にかかるＡＤサンプリング時間、２１はコンデンサハーフブリッジ８の中点電圧であるコンデンサ７の電圧Ｖ２を同じくＡＤ変換手段１８にて検出する際のＡＤサンプリング時間を表す。
【００２７】
本実施の形態では、ＡＤ変換手段１９は、少なくとも独立した２個のＡＤ変換器を有し、Ｖ２およびＶ３を同時に検出する。
【００２８】
なお、ＡＤ変換手段１９において、独立したＡＤ変換器を同時に使用できない場合には、Ｖ２またはＶ３の一方を先に変換し、変換終了後に他方を変換してもよい。この場合、演算精度は悪くなるが、それほど入力電流の検出精度を必要としない場合には有効である。
【００２９】
また、演算精度および演算処理速度の観点から、平滑コンデンサ９の電圧Ｖ３、およびコンデンサ７の電圧Ｖ２のサンプリング周波数は、数ｋ〜数十Ｈｚ程度としている。
【００３０】
上記サンプリング周期毎にコンデンサ６およびコンデンサ７の電圧の時間変化率と当該コンデンサ容量とから上記の計算を行うことで、入力電流の瞬時値Ｉａｃが得られる。さらにこれを電源周期毎に２乗平均をとることで、交流の入力電流の実効値Ｉａｃ（ｒｍｓ）を推定する。
【００３１】
具体的な計算式は、次式となる。
【００３２】
Ｉａｃ（ｒｍｓ）＝√｛Σ（Ｉａｃ_ｉ×Ｉａｃ_ｉ×Δｔ）／Ｔ｝
（ただし、Σはｉについて演算するもので、ｉはステップを、Ｔは２乗平均をとる期間を表す）
なお、交流電源１の周期の検出については、コンデンサ７の両端電圧Ｖ２における電圧リプルの変動周期を検出することで、これを推定する。具体的には、各ステップにおける検出電圧Ｖ２の差分ΔＶ２が正から負に転じるタイミング、すなわちＶ２のピーク間の検出ステップ数にΔｔをかけて周期を得る。
【００３３】
こうして得られる変動周期は、電源周期に等しい。さらに得られた変動周期を整数倍した範囲で平均化処理を行なうことにより、推定誤差を低くすることができる。
【００３４】
以上のように、検出電圧Ｖ２の変動周期を利用すれば、演算は多少複雑になるものの、交流電源１の位相検出手段２２を必要とせずに、交流電源１の電源周期を検出できるため、電子制御装置をより小型化し、コストを削減することができる。
【００３５】
なお、本実施の形態では、交流電源１の周期を、コンデンサ７の電圧をもって推定したが、同様に平滑コンデンサ９の電圧Ｖ３をもって推定してもよい。また、別の方法として、交流電源１の周期を正しく検出するため、交流電源１の両端に位相検出手段２２を設け、位相検出手段２２によって周期を検出しても構わない。
【００３６】
以上のようにして得られる電流値は、コンデンサインプット時の電流波形を前提に設計されたカレントトランスによる検出方法とは異なり、実効値の定義に沿って求められるため、電流値の平均をとる期間を充分にとれば、任意の入力電流波形に対しても正確な実効値を得ることができる。
【００３７】
本発明の空気調和機は、こうして得られた交流電源１からの入力電流値がブレーカ電流値以下に設定された所定の電流値を超えないように、圧縮機２の回転数を制御する。具体的には、入力電流値が所定の電流値以上となった場合に圧縮機２の回転数指令値を小さくする。
【００３８】
また、制御部４の演算負荷を小さくする目的で、あえて上記実効値の計算を行わず、得られる入力電流の瞬時値でもって圧縮機２の回転数制御を行ってもよい。
【００３９】
すなわち、入力電流を２０Ａに抑制したい場合、入力電流の瞬時値が２０×√２＝２８Ａを超えないように圧縮機２の回転数を制限するといった制御を行ってもよい。
【００４０】
さらに、得られた入力電流値によって、圧縮機２のの駆動方式を切り替えたり、駆動制御に用いられる制御用パラメータを変更してもよい。
【００４１】
以上のように、本発明の空気調和機は、カレントトランスを用いずに正確な入力電流値を得て、圧縮機２の回転数制御を行うことができる。
【００４２】
なお、空気調和機の負荷には、ファンモータ１５の他にも冷暖房を切り替える４方弁や、冷媒の絞り量を調整する膨張弁などがある（図示せず）。上記についても、倍電圧整流回路１０の出力もしくは、これよりさらにＤＣ−ＤＣコンバータ等で変換された異なる直流電圧によって駆動されることが望ましい。ただし、いずれの負荷も、消費電力は数Ｗ程度であることから、入力電流の検出精度を多少犠牲にしても良い場合には、交流電源電圧による駆動を行ってもよい。
【００４３】
また、倍電圧整流回路１０のコンデンサハーフブリッジ８を構成するコンデンサ６、コンデンサ７は、一般に電解コンデンサが用いられることが多い。本発明の入力電流検出方法は、電流推定精度がコンデンサ容量の精度に依存することから、コンデンサ６およびコンデンサ７にフィルムコンデンサを用いれば、コンデンサの容量公差と経年変化とが小さくなり、より推定精度を向上することが可能となる。
【００４４】
（実施の形態２）
図３に、本発明の実施の形態２にかかる空気調和機の回路構成を示す。
【００４５】
圧縮機２のモータを駆動するインバータ部１２のグランド側には、圧縮機２のモータへ流れる母線電流を検出するために、シャント抵抗からなる電流検出手段３が設けられている。
【００４６】
上記のインバータ部１２およびファンモータ駆動部１６の制御を行う制御部４は、交流電源１から絶縁されずに、倍電圧整流回路１０のグランド電位を同じとする形で接続されており、制御部４内に設けられたＡＤ変換手段１９は、平滑コンデンサ９およびコンデンサ７の電圧と、圧縮機２のモータの母線電流値として、上記シャント抵抗の両端電圧の検出を行う。
【００４７】
ＡＤ変換手段１９は、理想的には、独立した３つのＡＤ変換器を有することが好ましいが、独立した２つのＡＤ変換器しか使用できない場合には、例えば、Ｖ２およびＶ３を同時に検出し、検出完了直後に、母線電流をＶ２またはＶ３で使用したＡＤ変換器を用いて検出してもよい。
【００４８】
圧縮機２の起動時には、圧縮機２のモータのロータ位置を所定の向きとする目的で、数秒程度、圧縮機２への通電相を固定した状態でほぼ一定の電流を流す。この期間、ファンモータ１５は完全に停止させておく。他にも負荷がある場合は、これも停止させておく（図示せず）。
【００４９】
本発明の空気調和機では、この時の圧縮機２の母線電流値を、電流検出手段３にて検出し、以下に示す方法を用いて、コンデンサ６およびコンデンサ７の容量を推定し、推定精度を向上させる。
【００５０】
その具体的な方法について以下に述べる。図４は、実施の形態２にかかる、ファンモータ１５が通電されていない時の、交流電源１からの入力電流の流れを示す。
【００５１】
圧縮機２の起動開始時に、ある相を通じてモータの母線電流にＩｍｏｔｏｒ［Ａ］だけ通電されている場合、倍電圧整流回路１０を構成するコンデンサのうち、正極側のコンデンサ６の容量をＣ１、同コンデンサ電圧をＶ１、負極側のコンデンサ７の容量をＣ２、同コンデンサ電圧をＶ２、平滑コンデンサ９の容量をＣ３、同コンデンサ電圧をＶ３とすると、交流電源１からの入力電流Ｉａｃは、制御部４を含むトータルの負荷電流をＩＬとすると、ダイオード５ａのカソードにおけるキルヒホッフの法則から、次式で表される。
【００５２】
Ｉａｃ＝Ｃ１・（ｄＶ１／ｄｔ）＋Ｃ３・（ｄＶ３／ｄｔ）＋ＩＬ
さらにＶ１＝Ｖ３−Ｖ２を用いて、
Ｉａｃ＝−Ｃ１・（ｄＶ２／ｄｔ）＋（Ｃ３＋Ｃ１）・（ｄＶ３／ｄｔ）＋ＩＬ
ここで、空気調和機は、ファンモータ１５を始め他のすべての負荷を停止させていることから、倍電圧整流回路１０から流れる電流は、制御部４と圧縮機２の位置決め用電流のみである。この時の制御部４の消費電力は、他の負荷もすべて駆動していないことから、せいぜい数Ｗ程度であり、その電流値は、ＡＣ１００Ｖの場合で０．１Ａ未満である。一方、圧縮機２のモータのロータ位置決め時における圧縮機モータの母線電流は通常５Ａ程度であることから、制御部４を流れる電流を無視して、ＩＬ＝Ｉｍｏｔｏｒとしても精度上支障はない。
【００５３】
圧縮機モータの起動時には、ロータの位置決めのため、２パターン以上の異なる通電パターンに従って順次、定電流を流している。図５および図６にその通電パターンを示す。ロータの位置決め時の通電パターンとして、最初のパターンでは、上アームがＶ相およびＷ相−下アームがＵ相（図ではＸと表記）の通電により、モータ母線電流Ｉ１［Ａ］を数秒流す。
【００５４】
次に、上アームがＷ相−下アームがＵ相（図ではＸと表記）の通電により母線電流Ｉ２［Ａ］を流しており、本発明の空気調和機では、このロータ位置決め時の電流を利用してコンデンサハーフブリッジ８を構成するコンデンサ６およびコンデンサ７の容量を推定演算するものである。
【００５５】
空気調和機は、コンデンサ６およびコンデンサ７の容量を推定するため、まず交流電源１からの入力電流がゼロである期間を推定する。入力電流のゼロ期間の推定には次の２つの方法がある。図７に入力電流ゼロ期間の推定にかかる各部の電圧・電流波形を示す。
【００５６】
まず第１の方法は、交流電源１の位相検出手段２２を設けてこれを推定する方法である。
【００５７】
入力電流の瞬時値Ｉａｃがゼロとなる交流電源１の位相は、コンデンサ容量推定のために流す母線電流Ｉ１およびＩ２をあらかじめ決めておくことにより、シミュレーションなどで容易に予測することが可能である。実際には、コンバータ回路を構成するリアクタ１１やコンデンサ６およびコンデンサ７および平滑コンデンサ９の予想されるバラツキを加味して、あらかじめインバータ部１２を通して通電する電流値Ｉ１およびＩ２に対して入力電流がゼロとなる区間を求めておく。
【００５８】
その結果、図７において、ゼロクロス点のＡ［ｍｓ］前からＢ［ｍｓ］後までがＩａｃ＝０となる点であれば、本制御では、ゼロクロス点のＡ’（＜Ａ）［ｍｓ］前からＢ’（＜Ｂ）［ｍｓ］後までの範囲に相当する電源位相区間Ｔ０を、入力電流ゼロ期間と見なす方法である。
【００５９】
これを実現する位相検出手段２２の例としては、交流電源１に並列にフォトカプラの１次側と抵抗を直列に接続し、前記フォトカプラの２次側のトランジスタのコレクタに負荷抵抗をつけてＶＣＣに接続された回路などがある。
【００６０】
第２の方法は、直流出力電圧Ｖ３の波形から推測する方法である。入力電流がゼロとなる期間では、倍電圧整流回路１０の直流出力電圧Ｖ３は減少している。直流出力電圧Ｖ３が減少する期間のうち、その前半と後半の一部は、０＜Ｉａｃ＜Ｉｍｏｔｏｒとなっている区間であることから、入力電流がゼロとなる期間Ｔは、直流出力Ｖ３が減少する期間から、これらの期間を除いた期間となる。
【００６１】
したがって、第１の方法と同様に、あらかじめ、コンバータを構成する回路のバラツキを考慮してシミュレーションを行っておき、直流出力電圧Ｖ３が減少する期間のうち、前半のＣ’（＞Ｃ）［ｍｓ］と後半のＤ’（＞Ｄ）［ｍｓ］の部分を除いた期間を入力電流ゼロ期間Ｔ１として求めておく。
【００６２】
実際には、一定時間Δｔ’毎に、直流出力電圧Ｖ３をサンプリングし、Ｖ３が増加から減少に転じてＣ’［ｍｓ］経過した時点より、時間Ｔ１［ｍｓ］経過するまでに、直流出力電圧Ｖ３およびコンデンサ７の電圧Ｖ２と電流検出手段３であるシャント抵抗の両端電圧をΔｔ’毎に検出すればよい。
【００６３】
ここで、Δｔ’は、サンプリング周期Δｔと同じでもよいし、違った値でも構わない。
【００６４】
以上いずれかの方法によって、入力電流がゼロである期間を推定し、この期間内にΔｔ’毎に検出したＶ２およびＶ３および母線電流Ｉｍｏｔｏｒを検出する。
【００６５】
この期間内では、交流電源１からの入力電流はゼロと考えられるから、先のＩａｃの式から、Ｉａｃ＝０とおいたＣ１とＣ３に関する次の関係式が得られる。
【００６６】
−Ｃ１・（ΔＶ２／Δｔ’）＋（Ｃ３＋Ｃ１）・（ΔＶ３／Δｔ’）＋Ｉ１＝０
同様にして、位置決め時の電流がＩ２の場合に
−Ｃ１・（ΔＶ２／Δｔ’）＋（Ｃ３＋Ｃ１）・（ΔＶ３／Δｔ’）＋Ｉ２＝０
が得られる。
【００６７】
上の２式における（ΔＶ２／Δｔ’）および（ΔＶ３／Δｔ’）は、検出時刻も、モータの母線電流値も異なっており、一般的に異なる値となる。
【００６８】
それぞれの微分項は、時間Δｔ’毎にサンプリングされた値Ｘ_ｉを用いて中央差分によって求められる。
【００６９】
なお、本演算は、リアルタイミングに行う必要がないことから、演算に必要な３点の値、Ｘ_ｉ−１，Ｘ_ｉ，Ｘ_ｉ＋１を検出した後に、ΔＸ_ｉを求める。
【００７０】
仮にｉステップ目に検出された母線電流がＩ１の場合、
−Ｃ１・（Ｖ２_ｉ＋１−Ｖ２_ｉ−１ ）／（２Δｔ）
＋（Ｃ３＋Ｃ１）・（Ｖ３_ｉ＋１−Ｖ３_ｉ−１ ）／（２Δｔ）＋Ｉ１＝０
同様にして、ｊステップ目に検出された母線電流がＩ２の場合、
−Ｃ１・（Ｖ２_ｊ＋１−Ｖ２_ｊ−１ ）／（２Δｔ）
＋（Ｃ３＋Ｃ１）・（Ｖ３_ｊ＋１−Ｖ３_ｊ−１ ）／（２Δｔ）＋Ｉ２＝０が得られる。
【００７１】
以上２式の連立方程式を解くことでＣ１，Ｃ３を求めることができ、これによりコンデンサ６およびコンデンサ７の容量の推定が可能となる。具体的には、これを解いて、
Ｃ１＝｛（Ｖ３_ｊ＋１−Ｖ３_ｊ−１ ）・Ｉ１−（Ｖ３_ｉ＋１−Ｖ３_ｉ−１ ）・Ｉ２｝×２Δｔ／｛（Ｖ２_ｉ＋１−Ｖ２_ｉ−１ ）・（Ｖ３_ｊ＋１−Ｖ３_ｊ−１ ）−（Ｖ２_ｊ＋１−Ｖ２_ｊ−１ ）・（Ｖ３_ｉ＋１−Ｖ３_ｉ−１ ）｝により、コンデンサ６の容量Ｃ１の推定が可能になる。
【００７２】
タイミングによっては稀に得られた２式が同一の式となり、上記の計算ができない場合が存在するが、この場合には、再度各電圧の検出を行い、計算ができるまでこれを繰り返せばよい。
【００７３】
また、ダイオードブリッジ５の共通カソード端における同様の関係式
Ｉａｃ＝Ｃ２・（ΔＶ２／Δｔ）＋Ｃ３・（ΔＶ３／Δｔ）＋Ｉｍｏｔｏｒ（ただし、ＩｍｏｔｏｒはＩ１およびＩ２）から、同様にして、コンデンサ７の容量Ｃ２を推定することが可能である。
【００７４】
本発明の空気調和機は、以上にあげた方法で、コンデンサ６およびコンデンサ７の容量を事前に算出し、これを用いて、実施の形態１記載の入力電流検出および圧縮機２の回転数制御を行い、入力電流制御を行う。
【００７５】
また、空気調和機が、平滑コンデンサ９を持たない場合には、Ｖ２およびＶ３の電圧検出は１回のみでよく、それぞれ
Ｃ１（ｄＶ１／ｄｔ）＋Ｉ１＝０
Ｃ２（ｄＶ２／ｄｔ）＋Ｉ１＝０から、
Ｃ１＝−Ｉ１・（ｄＶ１／ｄｔ）^−１＝−Ｉ１・｛（ｄＶ３／ｄｔ）−（ｄＶ２／ｄｔ）｝^−１
Ｃ２＝−Ｉ１・（ｄＶ２／ｄｔ）^−１によって演算される。
【００７６】
以上のように、圧縮機２の起動開始時に行う位置決め時のモータ通電時を利用して、直流出力電圧Ｖ３およびコンデンサハーフブリッジ電圧Ｖ２と、モータ母線電流を検出し、Ｖ２およびＶ３の時間変化率と、モータ母線電流とから、倍電圧整流回路１０を構成するコンデンサ６およびコンデンサ７の容量を推定することができる。
【００７７】
これにより、経年変化によって、倍電圧を構成するコンデンサ６およびコンデンサ７の容量値が変化しても、圧縮機２の起動の度に、容量値の補正が可能なため、入力電流の推定誤差を常に一定に保つことが可能となる。
【００７８】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３における空気調和機の構成は、実施の形態２と同様に図３であり、説明は省略する。
【００７９】
空気調和機の制御部４は、圧縮機２の運転開始から、あらかじめ定められた時間Ｔ２経過後に、圧縮機２の運転中に、前記ファンモータ１５のみを一時的に停止させ、入力電流の瞬時値がゼロである期間を、交流電源１の位相検出手段２２を用いて検出し、この区間に検出された複数組の、直流出力電圧Ｖ３と、コンデンサ７の電圧Ｖ２の値を用いて、適宜コンデンサ６およびコンデンサ７の容量を算出する。
【００８０】
コンデンサの容量算出後は、ファンモータ１５の運転を再開して通常動作に戻り、コンデンサ６およびコンデンサ７の値を更新して入力電流の検出を継続する。
【００８１】
圧縮機２の運転からの経過時間Ｔ２については、制御装置の温度上昇が安定しはじめる程度の時間が好ましいが、あまり長いと、室内温度が目標温度に到達し、一度も検出しないうちに、圧縮機２が停止する恐れもあることから、１０分から３０分程度としている。
【００８２】
氷点下など、室外気温が非常に低い場合には、圧縮機２の運転前後で、圧縮機２のインバータ部１２等の温度上昇によって、コンデンサ６およびコンデンサ７の雰囲気温度が５０℃以上上昇することもあるので、特にコンデンサの温度特性が大きい場合には、本発明を実施することで、その補正効果が期待できる。
【００８３】
また、空気調和機の室外機周辺の温度変動が比較的大きい場合には、その応答に追随するため、一定時間Ｔ３毎にファンモータ１５を停止し、コンデンサ６およびコンデンサ７の容量を算出することも可能である。Ｔ３については、空気調和機の能力に影響を及ぼさない程度となるよう、１時間から数時間程度とする。
【００８４】
（実施の形態４）
図８は、本発明の実施の形態４にかかる空気調和機の圧縮機運転時におけるロータ位置検出時のＡＤ変換動作を表したものである。
空気調和機の圧縮機駆動方法には様々な方法があるが、本空気調和機の制御方式は、インバータ部１２におけるＰＷＭ信号のキャリア周期毎にＡＤ変換を行い、圧縮機２のロータ位置検出を行うものである。
【００８５】
ＰＷＭ信号のキャリア周期毎にＡＤ変換器を用いてロータの位置検出を行うような空気調和機の圧縮機駆動方式の例として、例えば「電流推定誤差に基づくセンサレスブラシレスＤＣモータ制御（電気学会論文誌Ｄ平成７年１１５巻４号）」に示されるような正弦波駆動方式がある。
【００８６】
図９は、本実施の形態における構成と圧縮機の駆動制御に関するブロック図である。上記記載の、圧縮機２の正弦波駆動では、圧縮機２のロータ位置と回転数（速度）を推測するために、圧縮機モータの２相の電流Ｉｖ，Ｉｗを検出し、モータの誘起電圧を推定して、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のＰＷＭデューティを決定する。
【００８７】
ＰＷＭ信号のデューティはインバータ部１２のＰＷＭ信号のキャリア周期毎に決定することから、圧縮機モータの２相の電流Ｉｖ，ｉｗも、ＰＷＭ信号のキャリア周期に同期して、制御部４内のＡＤ変換手段１９を用いて検出される。
【００８８】
上記ＡＤ変換は、ＰＷＭ信号のキャリア周期の前半区間において終了し、キャリア周期の後半では、ロータの位置推定や、次キャリアにおけるＰＷＭ信号のデューティ生成が行われており、上記ＡＤ変換手段１９は休止状態となっている。
【００８９】
したがって、入力電流検出のために直流出力電圧Ｖ３およびコンデンサハーフブリッジ８の中点電圧Ｖ２の検出を行うサンプリング周期を、上記圧縮機２のインバータ制御におけるＰＷＭ信号のキャリア周期と等しくすれば、圧縮機２のロータ位置検出に使用するＡＤ変換器が動作していないキャリア周期の後半期間に、このＡＤ変換器を利用して、直流出力電圧Ｖ３およびハーフブリッジ８の中点電圧Ｖ２を検出することが可能となり、これにより、電流検出用に、新たに独立したＡＤ変換器を必要とせずにすむ。
【００９０】
なお、上記の圧縮機２の制御においては、ＰＷＭデューティを決定する際、直流出力電圧Ｖ３を必要としており、本制御においてキャリア周期の中央時点で検出するＶ３の値をこれと共用することで、トータルのＡＤ変換回数を削減することができる。
【００９１】
直流出力電圧Ｖ３、およびコンデンサハーフブリッジ８の中点電圧Ｖ２を検出するサンプリング周期値が、圧縮機２のインバータ制御で用いるＰＷＭキャリア周期と異なる場合には、入力電流検出用に用いられるＡＤ変換手段内のＡＤ変換器と、圧縮機２のロータ位置検出に用いられるＡＤ変換器とは、タイミングによって同時に動作する可能性があるため、独立している必要があるが、本発明のように、入力電流検出のサンプリング周期を、ＰＷＭ信号のキャリア周期に等しくすれば、圧縮機２の駆動に用いているＡＤ変換器を、キャリア周期内で使用していいない期間を利用して、入力電流検出用として使用することができるため、ＡＤ変換手段１９に必要な独立したＡＤ変換の数を減らすことができる。
【００９２】
また、本実施の形態記載の圧縮機２の制御のように、空気調和機にもともとキャリア周期毎に直流出力電圧を検出している制御が搭載されている場合には、その値を流用することが可能となるため、直流出力電圧Ｖ３の検出に要するＡＤ変換の回数を減らすことが可能となる。
【００９３】
また、圧縮機２の駆動制御では、一般にキャリア周期毎に演算を行うアルゴリズムとなっているため、これと入力電流検出のための電圧サンプリングをリンクさせることによって、制御全体のアルゴリズムを簡単にすることができるという利点もある。
【００９４】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、ダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの各々の直流出力端と前記ダイオードブリッジの一方の交流入力端との間にそれぞれ少なくとも１個のコンデンサが接続されて形成されたコンデンサハーフブリッジとを備えた倍電圧整流回路と、前記整流回路の負極側の出力端子をグランド電位として接続された制御部と、圧縮機と、前記制御部の指示に基き、前記整流回路の直流出力電圧によって前記圧縮機を駆動するインバータ部と、熱交換器と、前記熱交換器を放熱するファンと、ファンを駆動するファンモータと、前記制御部の指示に基き、前記整流回路の直流出力電圧によって前記ファンモータを駆動するファンモータ駆動部とを備え、所定のサンプリング周期毎に、前記制御部を用いて、前記整流回路の直流出力電圧および前記整流回路におけるコンデンサハーフブリッジ中点電圧を検出し、前記直流出力電圧および前記ハーフブリッジの中点電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサの容量との積から、前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサに流れる電流を求め、さらに得られた前記各コンデンサに流れる電流の差を求めることによって、交流電源からの入力電流を検出し、検出した入力電流に基いて前記圧縮機の回転数を制御するもので、この構成によれば、カレントトランスを用いることなく、任意の電流波形に対して、圧縮機以外の負荷電流も含む入力電流を検出することができ、より正確な入力電流に基いた圧縮機の回転数制御を行うことが可能となるという効果を奏する。
また、本発明では、整流回路は、直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、さらに、インバータ部に直列に接続され、前記整流回路より前記インバータ部へと流れる電流を検出する電流検出手段と、交流電源の電源位相検出手段とを備え、倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量は、あらかじめ入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、前記ファンモータを停止させ、かつ、インバータ部を通して圧縮機に通電を行った状態において、前記位相検出手段によって前記交流電源の位相を検出し、前記交流電源の位相がゼロクロス点を含む所定の位相範囲内にある期間内において、電流検出手段において検出される電流値と、前記直流出力電圧の時間変化率と、ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値とするもので、倍電圧コンデンサの容量を推定演算するため、倍電圧コンデンサの経年変化や、バラツキに対して補正を行うことができ、さらに高精度な電流検出が可能となる。
【００９５】
さらに、本発明によれば、整流回路は、直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、さらに、インバータ部に直列に接続され、前記整流回路より前記インバータ部へと流れる電流を検出する電流検出手段を備え、倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量は、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、前記ファンモータを停止させ、かつ、インバータ部を通して前記圧縮機に通電を行った状態において、前記直流出力電圧が増加から減少に転じてから第１の所定時間経過後より第２の所定時間が経過するまでの期間に、前記電流検出手段において検出される電流値と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値とするもので、倍電圧コンデンサ容量の推定演算が、簡単な式となり、制御部の負担が小さくなるという効果を奏する。
【００９６】
また、本発明によれば、倍電圧整流回路を構成するコンデンサの容量は、圧縮機の駆動開始より第３の所定時間経過後に、ファンモータを停止させ、演算するもので、実際に電流検出を行う際の雰囲気温度と近い条件下にて倍電圧コンデンサ容量の推定演算を行うことができるため、コンデンサの温度特性の影響を排除することが可能となる。
【００９７】
さらに、本発明によれば、倍電圧整流回路を構成するコンデンサの容量は、圧縮機の駆動開始より、第４の所定の時間毎に前記ファンモータを停止させ、演算するもので、常に雰囲気に近い温度条件にて倍電圧コンデンサ容量の推定演算を行うことができ、周囲温度の変動が比較的激しい場合にも対応することが可能となる。
【００９８】
また、本発明によれば、所定のサンプリング周期は、インバータ部におけるＰＷＭ信号のキャリア周期と等しくするもので、制御のアルゴリズムを簡単にでき、さらに、キャリア周期毎にＡＤ変換を行ってロータの位置検出を行う正弦波駆動などの圧縮機駆動制御に用いる場合には、ＡＤ変換手段として、独立動作可能なＡＤ変換器の個数や、ＡＤ変換の回数を最小とする構成をとることが可能となるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の空気調和機の構成を表す図
【図２】本発明の第１の実施の形態の各部の電圧波形および入力電流波形とＡＤ変換のタイミングを表す図
【図３】本発明の第２および第３の実施の形態を示す空気調和機の構成を表す図
【図４】本発明の第２の実施の形態のファンモータが通電されていない時の交流電源からの入力電流の流れを表す図
【図５】本発明の圧縮機の起動時におけるモータ通電の各相ゲート波形図
【図６】本発明の圧縮機の起動時におけるモータ通電の電流の流れ図
【図７】本発明の第２の実施の形態の入力電流ゼロ期間の推定にかかる各部の電圧・電流波形を表す図
【図８】本発明の第４の実施の形態の空気調和機の圧縮機運転時におけるロータ位置検出時のＡＤ変換動作を表す図
【図９】本発明の第４の実施の形態の構成と圧縮機の駆動制御に関するブロック図
【図１０】
従来の空気調和機の制御回路図
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 圧縮機
３ 電流検出手段
４ 制御部
５ ダイオードブリッジ
６ コンデンサ
７ コンデンサ
８ コンデンサハーフブリッジ
９ 平滑コンデンサ
１０ 倍電圧整流回路
１１ リアクタ
１２ インバータ部
１３ 熱交換器
１４ ファン
１５ ファンモータ
１６ ファンモータ駆動部
１７ａ 分圧抵抗
１７ｂ 分圧抵抗
１８ａ 分圧抵抗
１８ｂ 分圧抵抗
１９ ＡＤ変換手段
２０ 直流出力電圧検出のＡＤサンプリング時間
２１ コンデンサハーフブリッジ中点電圧のＡＤサンプリング時間
２２ 位相検出手段
３１ 交流電源の入力電圧波形
３２ 入力電流波形
３３ 直流出力電圧波形
３４ コンデンサハーフブリッジ中点電圧波形
３５ コンバータ部
３６ 温度検出部および四方弁その他のアクチュエータ駆動部
３７ 室内機制御部
３８ 室外機制御部
Ｖ１ コンデンサ６の両端電圧
Ｖ２ コンデンサハーフブリッジ中点電圧
Ｖ３ 直流出力電圧
Δｔ サンプリング周期
Ｃ’ 第１の所定時間
Ｔ１ 第２の所定時間
Ｔ２ 第３の所定時間
Ｔ３ 第４の所定時間

Claims (6)

1. ダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの各々の直流出力端と前記ダイオードブリッジの一方の交流入力端との間にそれぞれ少なくとも１個のコンデンサが接続されて形成されたコンデンサハーフブリッジとを備えた倍電圧整流回路と、前記整流回路の負極側の出力端子をグランド電位として接続された制御部と、圧縮機と、前記制御部の指示に基き、前記整流回路の直流出力電圧によって前記圧縮機を駆動するインバータ部と、熱交換器と、前記熱交換器を放熱するファンと、ファンを駆動するファンモータと、前記制御部の指示に基き、前記整流回路の直流出力電圧によって前記ファンモータを駆動するファンモータ駆動部とを備え、所定のサンプリング周期毎に、前記制御部を用いて、前記整流回路の直流出力電圧および前記整流回路におけるコンデンサハーフブリッジ中点電圧を検出し、前記直流出力電圧および前記ハーフブリッジの中点電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサの容量との積から、前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサに流れる電流を求め、さらに得られた前記各コンデンサに流れる電流の差を求めることによって、交流電源からの入力電流を検出し、検出した入力電流に基いて前記圧縮機の回転数を制御することを特徴とする空気調和機。
2. 整流回路は、直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、さらに、インバータ部に直列に接続され、前記整流回路より前記インバータ部へと流れる電流を検出する電流検出手段と、交流電源の電源位相検出手段とを備え、倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量は、あらかじめ入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、前記ファンモータを停止させ、かつ、インバータ部を通して圧縮機に通電を行った状態において、前記位相検出手段によって前記交流電源の位相を検出し、前記交流電源の位相がゼロクロス点を含む所定の位相範囲内にある期間内において、電流検出手段において検出される電流値と、前記直流出力電圧の時間変化率と、ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値とすることを特徴とする、請求項１記載の空気調和機。
3. 整流回路は、直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、さらに、インバータ部に直列に接続され、前記整流回路より前記インバータ部へと流れる電流を検出する電流検出手段を備え、倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量は、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、前記ファンモータを停止させ、かつ、インバータ部を通して前記圧縮機に通電を行った状態において、前記直流出力電圧が増加から減少に転じてから第１の所定時間経過後より第２の所定時間が経過するまでの期間に、前記電流検出手段において検出される電流値と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値とすることを特徴とする、請求項１記載の空気調和機。
4. 倍電圧整流回路を構成するコンデンサの容量は、圧縮機の駆動開始より第３の所定時間経過後に、ファンモータを停止させ、演算されることを特徴とする、請求項２〜３のいずれかに記載の空気調和機。
5. 倍電圧整流回路を構成するコンデンサの容量は、圧縮機の駆動開始より、第４の所定の時間毎に前記ファンモータを停止させ、演算されることを特徴とする、請求項２〜３のいずれかに記載の空気調和機。
6. 所定のサンプリング周期は、インバータ部におけるＰＷＭ信号のキャリア周期と等しいことを特徴とする、請求項１〜５のいずれかに記載の空気調和機。

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