JP2004328163A - Phase lock discrimination circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位相ロック判定回路に関し、特に、PLL(Phase Locked Loop)回路の基準信号と比較信号とが位相ロック状態であるか否かを判定する位相ロック判定回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来より、PLL回路の基準信号と比較信号が位相ロック状態であるか否かを判定する位相ロック判定回路には、アナログ方式のものとディジタル方式のものがある。
【0003】
以下に、従来例(1)(一般的なPLL回路)、従来例(2)(アナログ方式の位相ロック判定回路)、及び従来例(3)(ディジタル方式の位相ロック判定回路)のそれぞれについて、構成及び動作を説明する。
一般的な PLL 回路
図4は、一般的なPLL回路に従来のアナログ方式の位相ロック判定回路を接続した例を示したものである。
【0004】
同図のPLL回路100は、分周器1、周波数位相比較器3、チャージポンプ回路4、ループフィルタ5、及び電圧制御発振器(VCO)6がこの順に接続されたもので、さらに、分周器2が電圧制御発振器6と周波数位相比較器3の分周器1とは異なる他方の入力端子との間に接続され、フィードバックループを構成している。
【0005】
動作において、まず、分周器1が、PLL回路100に入力されたPLL入力信号10を分周し、基準信号11として周波数位相比較器3に与えると共に、分周器2が電圧制御発振器6からのフィードバック信号を分周し、比較信号21として周波数位相比較器3に与える。
【0006】
周波数位相比較器3は、基準信号11と比較信号21を比較し、基準信号11の位相の方が比較信号21の位相よりも進んでいるときにはポンプアップ信号36を出力し、比較信号21の位相の方が基準信号11の位相よりも進んでいるときにはポンプダウン信号37を出力してチャージポンプ回路4に与える。
【0007】
チャージポンプ回路4は、入力されたポンプアップ信号36及びポンプダウン信号37のパルス幅に応じて、それぞれ、ポンプアップ及びポンプダウンを行った信号を出力し、ループフィルタ5を介して入力電圧として電圧制御発振器6に与える。
【0008】
電圧制御発振器6は、入力電圧によって制御される出力周波数でPLL出力信号60を出力すると共に、分周器2を介して比較信号21として周波数位相比較器3にフィードバックされる。
上記の周波数位相比較器3の一般的な構成例を図5に示す。図示の如く、周波数位相比較器3は、2つのDフリップフロップ31,32、NAND回路33、及び2つのインバータ34,35を用いて構成することが出来る。
【0009】
同図のDフリップフロップ31及び32の各端子Dにはそれぞれ固定電位VDDが与えられ、各クロック端子CKには基準信号11及び比較信号21がそれぞれ入力されている。また、各出力端子Qからの出力信号は、それぞれインバータ34及び35を介してポンプアップ信号36及びポンプダウン信号37として出力されると共に、NAND回路を介してリセット信号として各リセット端子Rにそれぞれ与えられる。
【0010】
これにより、Dフリップフロップ31の端子Qからの出力は、基準信号11の立ち上がりエッジで固定電位VDDを叩くことにより固定電位VDDに対応した‘H’レベルにセットされた後、比較信号21の立ち上がりエッジでリセットされ、Dフリップフロップ32の端子Qからの出力は、比較信号21の立ち上がりエッジで同様にセットされた後、基準信号11の立ち上がりエッジでリセットされる。
【0011】
そして、ポンプアップ信号36は、上記のDフリップフロップ31の端子Qからの出力をインバータ34で反転した信号であるから、基準信号11の立ち上がりエッジでリセットされた後、比較信号21の立ち上がりエッジでセットされる。
一方、ポンプダウン信号37は、上記のDフリップフロップ32の端子Qからの出力をインバータ35で反転した信号であるから、比較信号21の立ち上がりエッジでリセットされた後、基準信号11の立ち上がりエッジでセットされる。
【0012】
このように、ポンプアップ信号36及びポンプダウン信号37は、それぞれ基準信号11及び比較信号21が互いに他方より進んでいる分の位相差に相当するパルス信号を負論理で表したものになる。
なお、一般的なPLL回路においては、周波数位相比較器3の代わりに、周波数の引き込みを行わずに基準信号と比較信号の位相の比較のみ行う位相比較回路を用いたものもある。このような位相比較回路の一例としては、2つの入力信号である基準信号と比較信号の位相差に拘らず、常に、2つの入力信号のいずれかと同等のパルス幅の出力信号を出力するものがある(例えば、特許文献1参照。)。
【0013】
アナログ方式の位相ロック判定回路
図4に示したアナログ方式の位相ロック判定回路7は、上記の如く構成されたPLL回路100の基準信号11と比較信号21が位相ロック状態であるか否かを、周波数位相比較器3から出力されるポンプアップ信号36及びポンプダウン信号37を用いて判定するものであり、NAND回路71、トランジスタ72、抵抗73,74、インバータ75、及びコンデンサ76で構成されている。
【0014】
動作において、NAND回路71は、ポンプアップ信号36及びポンプダウン信号37の否定論理積を出力する。すなわち、基準信号11と比較信号21に位相差があるときだけ‘H’レベルになる。トランジスタ72は、NAND回路71からの信号が‘H’レベルであるときのみ‘ON’になり、コンデンサ76の電荷は抵抗73→トランジスタ72を介して流れるため、コンデンサ76の電位Vcは抵抗73の抵抗値R1とコンデンサ76の容量Cの時定数で‘GND’に向かって変化する。
【0015】
従って、インバータ75の順方向閾値電圧を超える時間幅に相当する大きな位相差が発生した場合のみ、インバータ75の出力である位相ロック判定信号70は‘L’レベルから‘H’レベルに立ち上がり、位相ロック外れを検出することが出来る。逆に、小さな位相差の場合は、インバータ75の順方向閾値電圧を超えないため、位相ロック判定信号70は‘L’レベルのまま(すなわち、位相ロック状態)である。
【0016】
ディジタル方式の位相ロック判定回路
図6は、一般的なPLL回路に従来のディジタル方式の位相ロック判定回路を接続した例を示したものである。
同図のPLL回路200は、分周器1と周波数位相比較器3との間に分周器86が接続されていることを除き、図4に示したPLL回路100と同様の構成を有している。
【0017】
すなわち、図6のPLL回路200は、分周器1、分周器86、周波数位相比較器3、チャージポンプ回路4、ループフィルタ5、及び電圧制御発振器(VCO)6がこの順に接続され、さらに、分周器2が電圧制御発振器6と周波数位相比較器3の分周器1とは異なる他方の入力端子との間に接続され、フィードバックループを構成している。
【0018】
同図の構成ではPLL入力信号10を分周器1で分周した後、さらに分周器86により1/Nに分周した基準信号11と電圧制御発振器6からのPLL出力信号60を分周器2で分周した比較信号21とを周波数位相比較器3が比較する。
また、同図に示したディジタル方式の位相ロック判定回路8は、上記の如く構成されたPLL回路200の基準信号11と比較信号21が位相ロック状態であるか否かを、周波数位相比較器3から出力されるポンプアップ信号36及びポンプダウン信号37、並びに分周器1の出力信号を用いて判定するものであり、NAND回路81、Dフリップフロップ82、RSフリップフロップ83、タイマ84、及びAND回路85で構成されている。
【0019】
図示の如く、NAND回路81は、図4に示したアナログ方式の位相ロック判定回路7におけるNAND回路71と同様に、ポンプアップ信号36及びポンプダウン信号37の否定論理積を出力するものであり、この出力が、Dフリップフロップ82の端子Dに入力されている。
【0020】
また、分周器1の出力信号は、タイマ84の入力端子INにタイマ入力信号841として与えられると共に、分周器1の出力信号の立ち下りエッジでDフリップフロップ82を叩くために、タイマ入力信号841の反転信号をDフリップフロップ82の端子CKに入力している。
【0021】
さらに、Dフリップフロップ82の出力端子QとRSフリップフロップのセット端子Sとが接続され、Dフリップフロップ82及びRSフリップフロップ83のそれぞれの反転出力端子XQは、AND回路85を介してタイマ84のリセット端子Rに接続されている。
【0022】
また、タイマ84の出力端子OUTはRSフリップフロップ83のリセット端子Rに接続されている。
分周器86を分周器1の出力信号の立ち上がりエッジで駆動すると、分周器86の出力である基準信号11も分周器1の出力信号の立ち上がりエッジに同期して変化するため、Dフリップフロップ82を分周器1の出力信号841の立ち下りエッジで動作させることにより、NAND回路81が出力する位相差信号を、分周器1の出力信号(タイマ入力信号841)の周期の半分を閾値として監視し、位相差が閾値を超えたときに位相ロック外れを検出することが可能となる。
【0023】
上記の構成の位相ロック判定回路8の動作例を図7に示したタイムチャートを参照して以下に説明する。
図7のタイムチャートは、上から順に、タイマ84の入力信号841、基準信号11、比較信号21、NAND回路81の出力、Dフリップフロップ82の各出力Q,XQ、RSフリップフロップ83の各出力Q,XQ、タイマ84の端子R、タイマ84の出力端子OUT、及びタイマ84の動作をそれぞれ示している。
【0024】
図示の例では、基準信号11は、タイマ入力信号841を分周比N=4の分周器86で分周した信号である。また、タイマ84は、端子Rに入力される信号が‘L’レベルのときに動作し、‘H’レベルのときにリセットされて動作が停止するものである。同図の例では、タイマ84は、動作開始後、タイマ入力信号841の立ち上がりエッジを2カウントした時点で出力端子OUTの信号を‘H’レベルにセットするように動作し、この出力端子OUTの信号は、タイマ84の端子Rの入力信号が‘L’レベルの時は保持され、‘H’レベルの時はクリアされる。
【0025】
同図の基準信号11及び比較信号21に注目すると、両者の位相にズレが生じているため、NAND回路81の出力がパルス幅▲1▼→▲2▼→▲3▼の順に、次第に広がって行く。
パルス幅▲1▼は、タイマ入力信号841の半周期以下であるため、Dフリップフロップ82の出力Qは‘L’レベルのままである。
【0026】
パルス幅▲2▼及び▲3▼は、タイマ入力信号841の半周期以上であるため、いずれの場合も、Dフリップフロップ82の出力Qが‘H’レベルにセットされ、次のタイマ入力信号841の立ち下がりエッジによってリセットされる。
この場合、RSフリップフロップ83の出力Qも、Dフリップフロップ82の出力Qと同時に‘H’レベルにセットされるが、リセットはタイマ84の出力端子OUTからの信号に基づいて行われる。
【0027】
なお、タイマ84は、位相ロック判定信号80(RSフリップフロップ83の出力Q)の位相ロック外れ検出時のパルス幅を調整するためのものであり、NAND回路81から出力される基準信号11と比較信号21との位相差のパルス幅が▲2▼と▲3▼のように異なっていても、一定のパルス幅で位相ロック外れを示すことが可能になる。
【0028】
【特許文献1】
特開平9−130238号公報(要約、図1)
【0029】
【発明が解決しようとする課題】
上述の如く、従来のアナログ方式及びディジタル方式の位相ロック判定回路においては、周波数位相比較器3から出力されるポンプアップ信号36及びポンプダウン信号37に基づく基準信号11と比較信号21との位相差を、一定の閾値で監視していることになる。
【0030】
すなわち、基準信号11と比較信号21の立ち上がりエッジの位相差に応じて増減するパルス幅について、一定の閾値としてそれぞれ、アナログ方式の場合はインバータ75の順方向閾値電圧を用い、ディジタル方式の場合にはタイマ入力信号841の半周期を用いて監視することで、位相ロック外れを検出している。
【0031】
この場合、両方式共にロック時の基準信号と比較信号の位相を一旦一致させておく(すなわち、収束位相差をゼロにしておく)必要があった。
ところが、さまざまな周波数を扱うPLL回路においては、従来より基準信号と比較信号の位相差を全周波数領域で一致させることは困難である。
【0032】
また、アナログ方式の位相ロック判定回路7は、抵抗、コンデンサ、トランジスタによって構成されるため、検出精度が悪いばかりでなく、PLL回路が扱う周波数に応じて検出幅や伸長時間を切り替えることが困難であった。
一方、ディジタル方式の位相ロック判定回路8では、PLL回路200の周波数位相比較器3に入力する基準信号11よりも周波数の高い信号をタイマ入力信号841として使用する必要があるため、分周器86が余計に必要になり、位相ロック判定回路8を含めたPLL回路200の回路規模が増大する。このため、高周波を扱う場合には消費電力も増加してしまう。
【0033】
従って、本発明は、PLL回路の基準信号と比較信号との収束位相差に拘わらず、さまざまな周波数領域において位相ロック状態であるか否かを判定することが可能な位相ロック判定回路を提供すること目的とする。
さらに、位相ロック判定回路を含むPLL回路の回路規模を増大させないこと目的とする。
【0034】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明に係る位相ロック判定回路は、PLL回路の基準信号と該PLL回路の比較信号との位相差を、位相が進んでいる方の信号の周期と比較する比較回路と、該位相差が該周期を越えたときに、該基準信号と該比較信号との位相ロック状態が外れたことを示す位相ロック外れ信号を発生する出力回路と、を備えたことを特徴としている。
【0035】
すなわち、PLL回路の基準信号と該PLL回路の比較信号との位相ロック状態が保たれている間は、該基準信号と該比較信号との位相差は、位相が進んでいる方の信号の周期を越えることはないが、該位相ロック状態が外れることにより該基準信号の周波数と該比較信号の周波数との間にズレが生じると、該位相差は次第に大きくなり、やがて閾値である該周期を越えることになるため、このときに該位相ロック状態が外れたと判定する。
【0036】
当然のこととして、該位相ロック状態が外れたと判定するまでは、該位相ロック状態を保持していると判定することになる。
このように、該基準信号と該比較信号の位相差を、位相が進んでいる方の信号の周期と比較することは、該基準信号と該比較信号のそれぞれの周波数を互いに監視し合うことに相当しているため、従来のように位相ロック状態において該基準信号と該比較信号の位相を一旦一致させておく(すなわち、収束位相差をゼロにしておく)必要は無い。
【0037】
また、該位相ロック外れを判定するための閾値として、該基準信号及び該比較信号の内の位相が進んでいるいずれか一方の周期を使用するため、さまざまな周波数を扱うPLL回路に適用可能である。
このように、基準信号と比較信号との収束位相差の有無に拘らず、広範な周波数領域で位相ロック状態の判定を行うことが可能となる。
【0038】
上記の位相差は、該PLL回路における周波数位相比較器によって、該基準信号及び該比較信号に基づいて検出されるものであればよい。
また、上記の比較回路は、該位相差と該基準信号の周期とを比較する第1の比較部と、該位相差と該比較信号の周期とを比較する第2の比較部とを有してもよく、上記の出力回路は該第1の比較部又は第2の比較部の比較結果に基づき該位相ロック外れ信号を発生してもよい。
【0039】
この場合、該第1及び第2の比較部はそれぞれDフリップフロップであればよく、該出力回路はAND回路であればよい。
このように、2つのDフリップフロップ及び1つのAND回路のみを用いた小規模な回路で位相ロック判定回路を構成することが出来る。
【0040】
従って、特に、従来のディジタル方式の位相ロック判定回路と比較して、位相ロック状態の判定を行うための分周器を余計に必要としない分、回路規模を小さく抑えることが出来、さらには、高周波を扱うPLL回路であっても消費電力の増加を抑えることが出来る。
【0041】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明に係る位相ロック判定回路の実施例として、位相ロック判定回路9をPLL回路300に接続した場合を示したものである。
同図のPLL回路300は、図4に示した従来のアナログ方式の位相ロック判定回路7を接続した一般的なPLL回路100と同様に、分周器1、周波数位相比較器3、チャージポンプ回路4、ループフィルタ5、及び電圧制御発振器(VCO)6がこの順に接続されたもので、さらに、分周器2が電圧制御発振器6と周波数位相比較器3の分周器1とは異なる他方の入力端子との間に接続され、フィードバックループを構成している。
【0042】
また、位相ロック判定回路9は、2つのDフリップフロップ91,92及びAND回路93で構成されている。
図示の如く、Dフリップフロップ91には、分周器1から出力され周波数位相比較器3に与えられる基準信号11が端子CKに入力され、周波数位相比較器3から出力されるポンプアップ信号36が端子Dに入力される。
【0043】
一方、Dフリップフロップ92には、分周器2から出力され周波数位相比較器3に与えられる比較信号21が端子CKに入力され、周波数位相比較器3から出力されるポンプダウン信号37が端子Dに入力される。
また、2つのDフリップフロップ91及び92のそれぞれの出力端子Qは、AND回路93に接続されている。
【0044】
なお、図6に示した従来のディジタル方式の位相ロック判定回路8とは異なり、本実施例の位相ロック判定回路9では、基準信号11よりも周波数の高い信号を使用していないため、図6の分周器86に相当する分周器は不要である。
動作において、第1のDフリップフロップ91は、端子Dに入力されたポンプアップ信号36を、端子CKに入力された基準信号11の立ち上がりエッジで叩く。
【0045】
また、第2のDフリップフロップ92は、端子Dに入力されたポンプダウン信号37を、端子CKに入力された比較信号21の立ち上がりエッジで叩く。
さらに、AND回路93は、2つのDフリップフロップ91及び92の端子Qの出力の論理積を求めるため、AND回路93の出力である位相ロック判定信号90が‘H’レベルの時、位相ロック状態を表し、‘L’レベルの時は位相ロック外れ状態を表す。
【0046】
図2は、周波数位相比較器3が基準信号11の立ち上がりエッジでポンプアップ信号36をリセットし、比較信号21の立ち上がりエッジでセットするような動作中、すなわち基準信号11の位相が比較信号21の位相に対して進むとき、基準信号11又は比較信号21の周波数にズレが発生した場合に、図1の位相ロック判定回路9が位相ロック外れを検出する過程をタイムチャートに示したものである。
【0047】
同図のタイムチャートは、上から順に基準信号11、比較信号21、ポンプアップ信号36、ポンプダウン信号37、フリップフロップ91の出力信号、フリップフロップ92の出力信号、及び位相ロック判定信号90を示している。
また、説明の便宜上、基準信号11及び比較信号21の立ち上がりエッジに合わせ、破線T1〜T9及び一点鎖線t1〜t8が引かれている。
【0048】
図示の如く、基準信号11の位相が比較信号21の位相に対して進んでいる場合、周波数位相比較器3の出力であるポンプダウン信号37は常に‘H’レベルとなり、ポンプアップ信号36が‘L’レベルである時間が基準信号11と比較信号21との位相差に相当する。すなわち、T1とt1の間隔、T2とt2の間隔、T3とt3の間隔、・・・、の順に、次第に基準信号11と比較信号21との位相差は開いて行き、この様子が、ポンプアップ信号36が‘L’レベルである時間として表れる。
【0049】
Dフリップフロップ91の出力信号に注目すると、基準信号11の各立ち上がりエッジT1からT7までは、毎回、ポンプアップ信号36が‘H’レベルのときのクロックであるため、Dフリップフロップ91の出力信号も‘H’レベルのままである。
そして、基準信号11の立ち上がりエッジT7の後、比較信号21の立ち上がりエッジt7よりも先に、次の基準信号11の立ち上がりエッジT8が来てしまうため、ポンプアップ信号36が‘L’レベルである期間が基準信号11の周期(立ち上がりエッジT7とT8の間隔)を越えてしまうことになる。
【0050】
この場合、基準信号11の立ち上がりエッジT8において、ポンプアップ信号36が‘L’レベルであることから、Dフリップフロップ91の出力信号は、図示の如く、‘H’レベルから‘L’レベルに反転し、AND回路93の出力である位相ロック判定信号90も同様に‘H’レベルから‘L’レベルに反転する。これにより、位相ロック外れを検出することが可能となる。
【0051】
図3は、図2とは逆に、周波数位相比較器3が比較信号21の立ち上がりエッジでポンプダウン信号36をリセットし、基準信号11の立ち上がりエッジでセットするような動作中、すなわち比較信号21の位相が基準信号11の位相に対して進むとき、基準信号11又は比較信号21の周波数にズレが発生した場合に、図1の位相ロック判定回路9が位相ロック外れを検出する過程をタイムチャートに示したものである。
【0052】
図3においても、図2と同様に、基準信号11及び比較信号21の立ち上がりエッジに合わせ、破線T1〜T8及び一点鎖線t1〜t9が引かれている。
図3に示す如く、比較信号21の位相が基準信号11の位相に対して進んでいる場合、周波数位相比較器3の出力であるポンプアップ信号36は常に‘H’レベルとなり、ポンプダウン信号36が‘L’レベルである時間が比較信号21と基準信号11との位相差に相当する。すなわち、t1とT1の間隔、t2とT2の間隔、t3とT3の間隔、の順に、次第に比較信号21と基準信号11との位相差は開いて行き、この様子が、ポンプダウン信号37が‘L’レベルである時間として表れる。
【0053】
従って、Dフリップフロップ92の出力信号に注目すると、比較信号21の立ち上がりエッジt7の後、基準信号11の立ち上がりエッジT7よりも先に、次の比較信号21の立ち上がりエッジt8が来てしまうため、ポンプダウン信号37が‘L’レベルである期間が比較信号21の周期(立ち上がりエッジt7とt8の間隔)を越えてしまうことになる。
【0054】
この場合、比較信号21の立ち上がりエッジt8において、ポンプダウン信号37が‘L’レベルであることから、Dフリップフロップ92の出力信号は、図示の如く、‘H’レベルから‘L’レベルに反転し、AND回路93の出力である位相ロック判定信号90も同様に‘H’レベルから‘L’レベルに反転する。これにより、位相ロック外れを検出することが可能となる。
(付記1)
PLL回路の基準信号と該PLL回路の比較信号との位相差を、位相が進んでいる方の信号の周期と比較する比較回路と、
該位相差が該周期を越えたときに、該基準信号と該比較信号との位相ロック状態が外れたことを示す位相ロック外れ信号を発生する出力回路と、を備えたことを特徴とした位相ロック判定回路。
(付記2)付記1において、
該位相差は、該PLL回路における周波数位相比較器によって、該基準信号及び該比較信号に基づいて検出されることを特徴とした位相ロック判定回路。
(付記3)付記1または2において、
該比較回路が、該位相差と該基準信号の周期とを比較する第1の比較部と、該位相差と該比較信号の周期とを比較する第2の比較部とを有し、該出力回路が該第1の比較部又は第2の比較部の比較結果に基づき該位相ロック外れ信号を発生することを特徴とした位相ロック判定回路。
(付記4)付記3において、
該第1及び第2の比較部がそれぞれDフリップフロップであり、該出力回路がAND回路であることを特徴とする位相ロック判定回路。
【0055】
【発明の効果】
以上説明したように本発明に係る位相ロック判定回路によれば、比較回路がPLL回路の基準信号と該PLL回路の比較信号との位相差を、位相が進んでいる方の信号の周期と比較し、該位相差が該周期を越えたときに、出力回路が該基準信号と該比較信号との位相ロック状態が外れたことを示す位相ロック外れ信号を発生するように構成したので、PLL回路の基準信号と比較信号との収束位相差に拘わらず、さまざまな周波数領域において位相ロック状態であるか否かを判定することが可能になる。
【0056】
また、上記の比較回路を2つのDフリップフロップで構成し、出力回路をAND回路で構成することが可能であるため、小規模な回路で位相ロック判定回路を構成することが出来、位相ロック判定回路を含むPLL回路の回路規模を小さく抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る位相ロック判定回路の実施例を示したブロック図である。
【図2】図1の本発明に係る位相ロック判定回路の実施例における動作タイムチャート(1)を示した図である。
【図3】図1の本発明に係る位相ロック判定回路の実施例における動作タイムチャート(2)を示した図である。
【図4】従来のアナログ方式による位相ロック判定回路の構成を示したブロック図である。
【図5】一般的なPLL回路に用いられる周波数位相比較器の構成を示したブロック図である。
【図6】従来のディジタル方式による位相ロック判定回路の構成を示したブロック図である。
【図7】図6の位相ロック判定回路の動作タイムチャートを示した図である。
【符号の説明】
1,2,85 分周器
3 周波数位相比較器
4 チャージポンプ回路
5 ループフィルタ
6 電圧制御発振器(VCO)
7,8,9 位相ロック判定回路
10 PLL入力信号
31,32,82,91,92 Dフリップフロップ
60 PLL出力信号
70,80,90 位相ロック判定信号
71,81 NAND回路
83 RSフリップフロップ
84 タイマ
85,93 AND回路
100,200,300 PLL回路
図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a phase lock determination circuit, and more particularly to a phase lock determination circuit that determines whether a reference signal and a comparison signal of a PLL (Phase Locked Loop) circuit are in a phase locked state.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, there are an analog type and a digital type as a phase lock determination circuit for determining whether or not a reference signal and a comparison signal of a PLL circuit are in a phase locked state.
[0003]
In the following, each of the conventional example (1) (general PLL circuit), the conventional example (2) (analog phase lock determination circuit), and the conventional example (3) (digital phase lock determination circuit) will be described. The configuration and operation will be described.
General PLL circuit FIG. 4 shows an example in which a conventional analog phase lock determination circuit is connected to a general PLL circuit.
[0004]
The PLL circuit 100 shown in FIG. 1 includes a
[0005]
In operation, first, the
[0006]
The frequency phase comparator 3 compares the reference signal 11 with the comparison signal 21, and outputs a pump-up signal 36 when the phase of the reference signal 11 is ahead of the phase of the comparison signal 21, and outputs the pump-up signal 36. Is higher than the phase of the reference signal 11, the pump-down signal 37 is output and given to the
[0007]
The
[0008]
The voltage controlled oscillator 6 outputs the
FIG. 5 shows a general configuration example of the frequency-phase comparator 3. As shown, the frequency phase comparator 3 can be configured using two D flip-
[0009]
A fixed potential VDD is applied to each terminal D of the D flip-
[0010]
Thus, the output from the terminal Q of the D flip-
[0011]
Since the pump-up signal 36 is a signal obtained by inverting the output from the terminal Q of the D flip-
On the other hand, since the pump-down signal 37 is a signal obtained by inverting the output from the terminal Q of the D flip-
[0012]
As described above, the pump-up signal 36 and the pump-down signal 37 are pulse signals corresponding to the phase difference of the reference signal 11 and the comparison signal 21 leading from the other by negative logic.
It should be noted that some common PLL circuits use a phase comparison circuit that only compares the phase of the reference signal and the comparison signal without pulling in the frequency, instead of the frequency phase comparator 3. As an example of such a phase comparison circuit, one that always outputs an output signal having a pulse width equivalent to one of the two input signals, regardless of the phase difference between the reference signal and the comparison signal that are the two input signals. (For example, see Patent Document 1).
[0013]
Analog phase lock determination circuit The analog phase lock determination circuit 7 shown in FIG. 4 determines whether the reference signal 11 and the comparison signal 21 of the PLL circuit 100 configured as described above are in a phase locked state. The determination is made using the pump-up signal 36 and the pump-down signal 37 output from the frequency-phase comparator 3. The NAND circuit 71, the
[0014]
In operation, the NAND circuit 71 outputs the NAND of the pump-up signal 36 and the pump-down signal 37. That is, the signal goes to the “H” level only when there is a phase difference between the reference signal 11 and the comparison signal 21. The
[0015]
Therefore, only when a large phase difference corresponding to the time width exceeding the forward threshold voltage of the
[0016]
Digital phase lock determination circuit FIG. 6 shows an example in which a conventional digital phase lock determination circuit is connected to a general PLL circuit.
The PLL circuit 200 shown in FIG. 7 has the same configuration as the PLL circuit 100 shown in FIG. 4 except that a
[0017]
That is, in the PLL circuit 200 of FIG. 6, the
[0018]
In the configuration shown in the figure, after the
The digital phase lock determination circuit 8 shown in FIG. 3 determines whether the reference signal 11 and the comparison signal 21 of the PLL circuit 200 configured as described above are in a phase locked state by the frequency / phase comparator 3. The determination is made by using the pump-up signal 36 and the pump-down signal 37 output from the inverter and the output signal of the
[0019]
As shown, the
[0020]
The output signal of the
[0021]
Further, the output terminal Q of the D flip-
[0022]
The output terminal OUT of the
When the
[0023]
An operation example of the phase lock determination circuit 8 having the above configuration will be described below with reference to a time chart shown in FIG.
7, the input signal 841, the reference signal 11, the comparison signal 21, the output of the
[0024]
In the illustrated example, the reference signal 11 is a signal obtained by dividing the frequency of the timer input signal 841 by the
[0025]
Paying attention to the reference signal 11 and the comparison signal 21 in the same figure, since the phase of the two is shifted, the output of the
Since the pulse width {circle around (1)} is equal to or less than a half cycle of the timer input signal 841, the output Q of the D flip-
[0026]
Since the pulse widths (2) and (3) are equal to or longer than a half cycle of the timer input signal 841, the output Q of the D flip-
In this case, the output Q of the RS flip-
[0027]
The
[0028]
[Patent Document 1]
JP-A-9-130238 (Summary, FIG. 1)
[0029]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the conventional analog and digital phase lock determination circuits, the phase difference between the reference signal 11 and the comparison signal 21 based on the pump-up signal 36 and the pump-down signal 37 output from the frequency-phase comparator 3 Is monitored at a certain threshold.
[0030]
That is, for the pulse width that increases or decreases according to the phase difference between the rising edges of the reference signal 11 and the comparison signal 21, the forward threshold voltage of the
[0031]
In this case, in both systems, the phase of the reference signal and the phase of the comparison signal at the time of locking must be once matched (that is, the convergence phase difference must be zero).
However, in a PLL circuit that handles various frequencies, it has conventionally been difficult to make the phase difference between the reference signal and the comparison signal coincide in the entire frequency region.
[0032]
In addition, since the analog phase lock determination circuit 7 includes a resistor, a capacitor, and a transistor, not only is the detection accuracy low, but also it is difficult to switch the detection width and the extension time according to the frequency handled by the PLL circuit. there were.
On the other hand, in the digital phase lock determination circuit 8, since it is necessary to use a signal having a higher frequency than the reference signal 11 input to the frequency phase comparator 3 of the PLL circuit 200 as the timer input signal 841, the
[0033]
Therefore, the present invention provides a phase lock determination circuit capable of determining whether or not a phase lock state is established in various frequency regions regardless of a convergence phase difference between a reference signal of a PLL circuit and a comparison signal. That is the purpose.
It is another object of the present invention not to increase the circuit scale of a PLL circuit including a phase lock determination circuit.
[0034]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a phase lock determination circuit according to the present invention includes a comparator for comparing a phase difference between a reference signal of a PLL circuit and a comparison signal of the PLL circuit with a period of a signal whose phase is advanced. And an output circuit for generating, when the phase difference exceeds the period, a phase lock loss signal indicating that a phase lock state between the reference signal and the comparison signal has been released. And
[0035]
That is, while the phase locked state between the reference signal of the PLL circuit and the comparison signal of the PLL circuit is maintained, the phase difference between the reference signal and the comparison signal is equal to the period of the signal whose phase is advanced. However, if the phase lock state is lost and the frequency of the reference signal and the frequency of the comparison signal deviate from each other, the phase difference gradually increases, and the period, which is a threshold, is eventually reduced. At this time, it is determined that the phase lock state has been released.
[0036]
As a matter of course, it is determined that the phase locked state is maintained until it is determined that the phase locked state is released.
As described above, comparing the phase difference between the reference signal and the comparison signal with the cycle of the signal whose phase is advanced leads to monitoring the respective frequencies of the reference signal and the comparison signal with each other. Therefore, it is not necessary to once match the phases of the reference signal and the comparison signal in the phase locked state (that is, to make the convergence phase difference zero) as in the related art.
[0037]
In addition, since one of the periods in which the phase of the reference signal and the comparison signal is advanced is used as the threshold for determining the loss of the phase lock, it can be applied to a PLL circuit that handles various frequencies. is there.
Thus, regardless of the presence or absence of the convergence phase difference between the reference signal and the comparison signal, it is possible to determine the phase locked state in a wide frequency range.
[0038]
The above-mentioned phase difference only needs to be detected by the frequency phase comparator in the PLL circuit based on the reference signal and the comparison signal.
Further, the comparison circuit has a first comparison unit that compares the phase difference with the cycle of the reference signal, and a second comparison unit that compares the phase difference with the cycle of the comparison signal. The output circuit may generate the out-of-phase signal based on a comparison result of the first comparison unit or the second comparison unit.
[0039]
In this case, the first and second comparison units may be D flip-flops, and the output circuit may be an AND circuit.
As described above, the phase lock determination circuit can be configured by a small-scale circuit using only two D flip-flops and one AND circuit.
[0040]
Therefore, in particular, as compared with the conventional digital phase lock determination circuit, the circuit scale can be reduced because an extra frequency divider for determining the phase lock state is not required. Even with a PLL circuit that handles high frequencies, an increase in power consumption can be suppressed.
[0041]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows a case where a phase lock determination circuit 9 is connected to a PLL circuit 300 as an embodiment of a phase lock determination circuit according to the present invention.
The PLL circuit 300 shown in FIG. 2 includes a
[0042]
Further, the phase lock determination circuit 9 includes two D flip-
As shown in the figure, the reference signal 11 output from the
[0043]
On the other hand, the comparison signal 21 output from the
The output terminals Q of the two D flip-
[0044]
Note that, unlike the conventional digital phase lock determination circuit 8 shown in FIG. 6, the phase lock determination circuit 9 of the present embodiment does not use a signal having a higher frequency than the reference signal 11. A frequency divider corresponding to the
In operation, the first D flip-
[0045]
Further, the second D flip-
Further, the AND
[0046]
FIG. 2 shows an operation in which the frequency-phase comparator 3 resets the pump-up signal 36 at the rising edge of the reference signal 11 and sets it at the rising edge of the comparison signal 21, that is, the phase of the reference signal 11 FIG. 5 is a time chart showing a process in which the phase lock determination circuit 9 of FIG. 1 detects a phase lock loss when the frequency of the reference signal 11 or the comparison signal 21 is shifted when the phase advances.
[0047]
The time chart of FIG. 8 shows, from the top, the reference signal 11, the comparison signal 21, the pump-up signal 36, the pump-down signal 37, the output signal of the flip-
Further, for convenience of description, broken lines T1 to T9 and alternate long and short dash lines t1 to t8 are drawn in accordance with rising edges of the reference signal 11 and the comparison signal 21.
[0048]
As shown, when the phase of the reference signal 11 is ahead of the phase of the comparison signal 21, the pump-down signal 37, which is the output of the frequency-phase comparator 3, is always at the "H" level, and the pump-up signal 36 is at the "H" level. The time of the L ′ level corresponds to the phase difference between the reference signal 11 and the comparison signal 21. That is, the phase difference between the reference signal 11 and the comparison signal 21 gradually increases in the order of the interval between T1 and t1, the interval between T2 and t2, the interval between T3 and t3,. It appears as the time when the signal 36 is at the "L" level.
[0049]
Paying attention to the output signal of the D flip-
Then, after the rising edge T7 of the reference signal 11, the next rising edge T8 of the reference signal 11 comes before the rising edge t7 of the comparison signal 21, so that the pump-up signal 36 is at the "L" level. The period exceeds the period of the reference signal 11 (the interval between the rising edges T7 and T8).
[0050]
In this case, at the rising edge T8 of the reference signal 11, since the pump-up signal 36 is at the "L" level, the output signal of the D flip-
[0051]
FIG. 3 shows an operation in which the frequency-phase comparator 3 resets the pump-down signal 36 at the rising edge of the comparison signal 21 and sets it at the rising edge of the reference signal 11, that is, When the phase of the reference signal 11 advances with respect to the phase of the reference signal 11 and the frequency of the reference signal 11 or the comparison signal 21 shifts, the phase lock determination circuit 9 of FIG. This is shown in FIG.
[0052]
Also in FIG. 3, dashed lines T1 to T8 and alternate long and short dash lines t1 to t9 are drawn in synchronization with the rising edges of the reference signal 11 and the comparison signal 21, as in FIG.
As shown in FIG. 3, when the phase of the comparison signal 21 is ahead of the phase of the reference signal 11, the pump-up signal 36, which is the output of the frequency-phase comparator 3, always becomes “H” level, and the pump-down signal 36 Corresponds to the phase difference between the comparison signal 21 and the reference signal 11. That is, the phase difference between the comparison signal 21 and the reference signal 11 gradually increases in the order of the interval between t1 and T1, the interval between t2 and T2, and the interval between t3 and T3. It appears as a time that is at the L ′ level.
[0053]
Therefore, paying attention to the output signal of the D flip-
[0054]
In this case, at the rising edge t8 of the comparison signal 21, since the pump-down signal 37 is at the "L" level, the output signal of the D flip-
(Appendix 1)
A comparison circuit that compares a phase difference between a reference signal of the PLL circuit and a comparison signal of the PLL circuit with a cycle of a signal whose phase is advanced;
An output circuit for generating, when the phase difference exceeds the period, a phase lock loss signal indicating that a phase lock state between the reference signal and the comparison signal has been lost. Lock determination circuit.
(Supplementary Note 2) In
The phase lock determination circuit, wherein the phase difference is detected by a frequency phase comparator in the PLL circuit based on the reference signal and the comparison signal.
(Supplementary Note 3) In
The comparison circuit has a first comparison unit that compares the phase difference with the cycle of the reference signal, and a second comparison unit that compares the phase difference with the cycle of the comparison signal. A phase lock determination circuit, wherein a circuit generates the phase lock loss signal based on a comparison result of the first comparison unit or the second comparison unit.
(Supplementary Note 4) In supplementary note 3,
The first and second comparators are each a D flip-flop, and the output circuit is an AND circuit.
[0055]
【The invention's effect】
As described above, according to the phase lock determination circuit of the present invention, the comparison circuit compares the phase difference between the reference signal of the PLL circuit and the comparison signal of the PLL circuit with the cycle of the signal whose phase is advanced. When the phase difference exceeds the period, the output circuit is configured to generate a phase lock loss signal indicating that the phase lock state between the reference signal and the comparison signal has been released. Irrespective of the convergence phase difference between the reference signal and the comparison signal, it is possible to determine whether or not the phase is locked in various frequency ranges.
[0056]
In addition, since the above-described comparison circuit can be constituted by two D flip-flops and the output circuit can be constituted by an AND circuit, the phase lock judgment circuit can be constituted by a small-scale circuit. The circuit scale of the PLL circuit including the circuit can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a phase lock determination circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an operation time chart (1) in the embodiment of the phase lock determination circuit of FIG. 1 according to the present invention;
FIG. 3 is a diagram showing an operation time chart (2) in the embodiment of the phase lock determination circuit of FIG. 1 according to the present invention;
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional analog phase lock determination circuit.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a frequency phase comparator used in a general PLL circuit.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a conventional digital phase lock determination circuit.
FIG. 7 is a diagram showing an operation time chart of the phase lock determination circuit of FIG. 6;
[Explanation of symbols]
1, 2, 85 frequency divider 3
7, 8, 9 Phase
Claims (3)
該位相差が該周期を越えたときに、該基準信号と該比較信号との位相ロック状態が外れたことを示す位相ロック外れ信号を発生する出力回路と、を備えたことを特徴とした位相ロック判定回路。A comparison circuit that compares a phase difference between a reference signal of the PLL circuit and a comparison signal of the PLL circuit with a cycle of a signal whose phase is advanced;
An output circuit for generating, when the phase difference exceeds the period, a phase lock loss signal indicating that a phase lock state between the reference signal and the comparison signal has been lost. Lock determination circuit.
該位相差は、該PLL回路における周波数位相比較器によって、該基準信号及び該比較信号に基づいて検出されることを特徴とした位相ロック判定回路。In claim 1,
The phase lock determination circuit, wherein the phase difference is detected by a frequency phase comparator in the PLL circuit based on the reference signal and the comparison signal.
該比較回路が、該位相差と該基準信号の周期とを比較する第1の比較部と、該位相差と該比較信号の周期とを比較する第2の比較部とを有し、該出力回路が該第1の比較部又は第2の比較部の比較結果に基づき該位相ロック外れ信号を発生することを特徴とした位相ロック判定回路。In claim 1 or 2,
The comparison circuit has a first comparison unit that compares the phase difference with the cycle of the reference signal, and a second comparison unit that compares the phase difference with the cycle of the comparison signal. A phase lock determination circuit, wherein a circuit generates the phase lock loss signal based on a comparison result of the first comparison unit or the second comparison unit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007274081A (en) * | 2006-03-30 | 2007-10-18 | Mitsubishi Electric Corp | Phase locked loop type frequency synthesizer |
JP2011176611A (en) * | 2010-02-24 | 2011-09-08 | Japan Radio Co Ltd | Unlock detection circuit |
-
2003
- 2003-04-22 JP JP2003117562A patent/JP2004328163A/en not_active Withdrawn
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