JP2004312912A

JP2004312912A - Ac-ac direct conversion power converter

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Publication number: JP2004312912A
Application number: JP2003105020A
Authority: JP
Inventors: Junichi Ito; 淳一伊東; Hideki Oguchi; 英樹大口
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-04-09
Filing date: 2003-04-09
Publication date: 2004-11-04
Anticipated expiration: 2023-04-09
Also published as: JP4214386B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To simplify a commutating pattern generating means without the need of many voltage detectors for generating the commutating pattern and to realize turning off of all AC switches in a simple sequence when a failure occurs. <P>SOLUTION: This AC-AC direct conversion power converter, such as a matrix converter, comprises a power source mode deciding means 2 for deciding the power source mode from magnitude relation of a power source side multi-phase AC voltage; a gate pulse rearrangement means 1 for rearranging the gate pulse to a AC switch group, according to the power source mode; a commutation pattern generating means 4 for preventing short circuiting of the power source or the opening of a load end from the gate pulse of the rearranged AC switch group and for outputting a switch pattern of a unidirectional switch; and a pulse-distributing means 6 for distributing a drive pulse to each unidirectional switch which constitute each AC switch, according to the magnitude relation of the power source side polyphase AC voltage, based on the switching pattern. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを用いることなく、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換装置（以下、単に直接変換装置ともいう）に関し、特に、電源の短絡や負荷端の開放を防止するための転流方法に特徴を有する直接変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
まず、理解を容易にするため、単相交流チョッパの転流方法を説明する。
図９は、単相交流チョッパの回路図と、この単相交流チョッパ内の双方向性の交流スイッチ（電流を双方向に制御可能な半導体スイッチ）を構成する各単方向スイッチの転流パターンを示している。なお、図９において１０は単相交流電源、２０は負荷、Ｓ_１，Ｓ_２は双方向性の交流スイッチ、Ｓ_１ａ，Ｓ_１ｂ，Ｓ_２ａ，Ｓ_２ｂは交流スイッチＳ_１，Ｓ_２を構成する単方向スイッチである。
【０００３】
一般に、直接変換装置では、電源の短絡及び負荷端の開放を防止するため、図９に示すように双方向性の交流スイッチを構成する各単方向スイッチのオンオフのタイミングを個別に制御している。
なお、電源の短絡は、過大な短絡電流によりスイッチを破壊する原因となり、また、負荷が誘導性負荷の場合には、誘導性負荷に蓄えられたエネルギーの還流経路が負荷端の開放により消失するため、過大なサージ電圧がスイッチに印加されてスイッチを破壊するので、これらを防止する必要がある。
【０００４】
そこで、図９に示すごとく、交流スイッチＳ_１，Ｓ_２をゲートパルスによりオンオフさせるには、まず、対向アームの逆バイアスが印加される単方向スイッチをオンし、転流発生時間Ｔ_ｄが経過した後に、順バイアスが印加されるスイッチをオフする必要がある。
例えば、電源電圧が正のときにはスイッチＳ_１ｂをオンし、Ｔ_ｄが経過した後にスイッチＳ_２ａをオフする。また、電源電圧が負のときにはスイッチＳ_１ａをオンし、Ｔ_ｄが経過した後にスイッチＳ_２ｂをオフしている。
【０００５】
次に、多相交流電源として最も一般的に使用されている三相交流電源を例にとり、直接変換装置として、周波数変換が可能であるマトリクスコンバータを例示して説明する。
図１０に、マトリクスコンバータの概念的な回路図を示す。ここで、図１０は、入力相のＲ，Ｓ，Ｔ相と出力相のＵ相との間に接続される交流スイッチを示してあるが、入力相のＲ，Ｓ，Ｔ相と他の出力相であるＶ相、Ｗ相との間に接続される交流スイッチも同様の接続構成であり、後述する図１１のように、三相交流電源ＡＣとモータ等の負荷Ｍとの間に合計９個の交流スイッチが接続されることになる。
【０００６】
上記マトリクスコンバータの出力相（Ｕ相）一相分は、交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔ及び交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの間に接続されるＩＧＢＴ等の単方向スイッチＳ_ｒｕ，Ｓ_ｕｒ，Ｓ_ｕｓ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｕｔ，Ｓ_ｔｕにより、双方向性の交流スイッチＳ_Ａ，Ｓ_Ｂ，Ｓ_Ｃが構成される。なお、図示されていないが、単方向スイッチＳ_ｒｕ，Ｓ_ｕｒ，Ｓ_ｕｓ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｕｔ，Ｓ_ｔｕにはそれぞれ環流ダイオードが逆並列に接続されている。
【０００７】
この種のマトリクスコンバータの転流方法は、前述した単相交流チョッパの転流方法をそのまま適用すると、以下のようになる。
すなわち、各相の交流スイッチＳ_Ａ，Ｓ_Ｂ，Ｓ_Ｃに印加されている電源電圧の大きさを検出し、電源電圧の大きな相から小さな相への転流モードであるか電源電圧の小さな相から大きな相への転流モードであるかを判別し、各モードに応じて転流パターンを生成する必要がある。また、各交流スイッチＳ_Ａ，Ｓ_Ｂ，Ｓ_Ｃの両端の電圧を検出し、同一出力相内の単方向スイッチを駆動する他のゲートパルスに基づいて、多相の交流スイッチ内の単方向スイッチのオンオフ順序を切り替えて転流パターンを発生する必要がある。
この種の技術は、例えば特許文献１に開示されている。
【０００８】
【特許文献１】
特開２００１−６１２７６号公報（段落［０００５］，［００２９］，［図１］，［図３］等）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１に開示されている転流方法では、転流モードに応じて個別の転流パターンを用意する必要があり、転流パターン（転流シーケンス）発生回路が複雑になる。また、転流パターンを作成するには交流スイッチの両端の電圧を検出する必要があるため、三相の場合に電圧検出器が９個必要となり、コストの上昇を招く。
加えて、過電圧や過電流による故障発生時など、交流スイッチをすべてオフする必要がある場合、マトリクスコンバータをはじめとする直接変換装置では、誘導性負荷のエネルギーを処理するため直ちに交流スイッチを全てオフすることはできない。つまり、全てのスイッチをオフする際は、負荷電流の還流経路を確保し、負荷電流が減少した後に全てのスイッチをオフするため、複雑な回路やシーケンスが要求されることとなり、これらが制御装置のコストを上昇させる原因となる。
【００１０】
そこで本発明は、転流パターン発生のために多数の電圧検出器を付加することなく、転流パターン発生手段を簡略化すると共に、故障発生時に交流スイッチをすべてオフする際にも簡単なシーケンスで実現可能とした低コストの交流−交流直接変換形電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、単方向の電流を制御可能な少なくとも二つの単方向スイッチからなる双方向性の交流スイッチを複数設けて交流スイッチ群を構成し、多相交流電源の各相に接続される前記交流スイッチ群により多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換装置において、
電源側の多相交流電圧の大小関係から電源モードを判定する電源モード判定手段と、前記交流スイッチ群に対する駆動パルスを、前記電源モード判定手段により判定した電源モードに従って並び替える駆動パルス並び替え手段と、この駆動パルス並び替え手段により並び替えられた前記交流スイッチ群の駆動パルスから、電源の短絡または負荷端の開放を防止する単方向スイッチのスイッチングパターンを出力する転流パターン発生手段と、この転流パターン発生手段から出力されたスイッチングパターンに基づき、電源側の多相交流電圧の大小関係に従って各交流スイッチを構成する各単方向スイッチへ駆動パルスを分配するパルス分配手段と、を備えたものである。
【００１２】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流−交流直接変換形電力変換装置において、
電源電圧の中間電圧相に接続された交流スイッチがスイッチングする際に、電源電圧の最大電圧相に接続された交流スイッチとのスイッチングであるか、または電源電圧の最小電圧相に接続された交流スイッチとのスイッチングであるかを判定して切替信号を出力するスイッチング判定手段を備え、
前記転流パターン発生手段が、前記切替信号に従ってスイッチングパターンを切り替えるものである。
【００１３】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した交流−交流直接変換形電力変換装置において、
すべての交流スイッチをオフする際に、電源電圧の最大電圧相と最小電圧相とに接続されてそれぞれ逆バイアスが印加される単方向スイッチをオンする手段と、転流期間を経過した後に、電源電圧の中間電圧相に接続されているすべての単方向スイッチをオフする手段と、電源電圧の最大電圧相と最小電圧相とに接続されてそれぞれ順バイアスが印加される単方向スイッチをオフする手段と、を備えたものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は、本発明に係る直接変換装置の制御装置の構成を示すブロック図である。図示する構成は直接変換装置の出力相一相（例えばＵ相）分であり、出力相の他相についても同様に構成される。なお、ここでは、直接変換装置が三相−三相の直接変換を行うマトリクスコンバータであるものとして説明する。
【００１５】
本実施形態では、まず、三相交流電源の各相（Ｒ，Ｓ，Ｔ相）の電源電圧ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔの大小関係を電源モード判定手段２により判定する。そして、判定した電源モードに基づいて、ゲートパルス並び替え手段１が、三相各相にそれぞれ接続される交流スイッチ（図１０における交流スイッチＳ_Ａ，Ｓ_Ｂ，Ｓ_Ｃに相当）のゲートパルスＳ_ｒｕｒ ^＊，Ｓ_ｓｕｓ ^＊，Ｓ_ｔｕｔ ^＊を並び替え、最大電圧相に接続されている交流スイッチに対するゲートパルスをＳ_１ ^＊、中間電圧相に接続されている交流スイッチに対するゲートパルスをＳ_２ ^＊、最小電圧相に接続されている交流スイッチに対するゲートパルスをＳ_３ ^＊とする。
ここで、前記ゲートパルスＳ_ｒｕｒ ^＊，Ｓ_ｓｕｓ ^＊，Ｓ_ｔｕｔ ^＊は、図示されていないＰＷＭ回路から出力されるＰＷＭパルスである。
【００１６】
図２は、電源モード判定手段２による判定動作を示している。この判定手段２は、各相電源電圧ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔの大きさに着目し、Ｘ（Ｘ＝Ｒ，Ｓ，Ｔの何れか）相が最大のときＸ_Ｐ＝１（他相についてはＸ_Ｐ＝０）、Ｘ相が最小のときＸ_Ｎ＝１（他相についてはＸ_Ｎ＝０）として各相電源電圧ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔの大小関係を判定し、Ｘ_Ｐ及びＸ_Ｎ（Ｒ_Ｐ，Ｒ_Ｎ，Ｓ_Ｐ，Ｓ_Ｎ，Ｔ_Ｐ，Ｔ_Ｎ）の“１”，“０”の組合せを電源モードＩ〜ＶＩとして出力する。
【００１７】
表１は、ゲートパルス並び替え手段１の動作を示しており、電源モード判定手段２により判定された電源モードＩ〜ＶＩに応じて、入力されたゲートパルスＳ_ｒｕｒ ^＊，Ｓ_ｓｕｓ ^＊，Ｓ_ｔｕｔ ^＊をどのように並び替えてゲートパルスＳ_１ ^＊，Ｓ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊として出力するかを示したものである。
【００１８】
【表１】

【００１９】
ここで、ゲートパルスＳ_ｒｕｒ ^＊，Ｓ_ｓｕｓ ^＊，Ｓ_ｔｕｔ ^＊をどのように並び替えるかは、各相電源電圧ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔの大小関係、すなわちＸ_Ｐ及びＸ_Ｎ（Ｒ_Ｐ，Ｒ_Ｎ，Ｓ_Ｐ，Ｓ_Ｎ，Ｔ_Ｐ，Ｔ_Ｎ）の値に依存し、例えば表１のモードＩではＳ_Ｎ＝１，Ｔ_Ｐ＝１であるから、Ｓ相が最小電圧相、Ｔ相が最大電圧相（従ってＲ相が中間電圧相）となり、Ｓ相の交流スイッチに対するゲートパルスＳ_ｓｕｓ ^＊をゲートパルスＳ_３ ^＊に、Ｔ相の交流スイッチに対するゲートパルスＳ_ｔｕｔ ^＊をゲートパルスＳ_１ ^＊に、Ｒ相の交流スイッチに対するゲートパルスＳ_ｒｕｒ ^＊をゲートパルスＳ_２ ^＊に、それぞれ並べ替える。他のモードに関しても、同様の処理によって並び替えが実行される。
【００２０】
なお、電源モード判定手段２により判定される電源モードは、すべて“１”，“０”のディジタル信号の組み合わせであるから、ゲートパルス並び替え手段１はコード化された電源モードに応じてゲートパルスＳ_ｒｕｒ ^＊，Ｓ_ｓｕｓ ^＊，Ｓ_ｔｕｔ ^＊を並び替えれば良く、このような機能はディジタル回路によって容易に実現することができる。
ゲートパルス並び替え手段１から出力されるゲートパルスＳ_１ ^＊は常に最大電圧相、Ｓ_２ ^＊は中間電圧相、Ｓ_３ ^＊は最小電圧相に接続された交流スイッチのゲートパルスであり、前述した如く、表１から、電源モードＩでは、ゲートパルスＳ_ｔｕｔ ^＊をＳ_１ ^＊に、同じくＳ_ｓｕｓ ^＊をＳ_３ ^＊に、同じくＳ_ｒｕｒ ^＊をＳ_２ ^＊に振り分けて並び替え、電源モードＩＩでは、ゲートパルスＳ_ｒｕｒ ^＊をＳ_１ ^＊に、同じくＳ_ｓｕｓ ^＊をＳ_３ ^＊に、同じくＳ_ｔｕｔ ^＊をＳ_２ ^＊に振り分けて並び替える、……といった処理が行われる。
【００２１】
転流パターン発生手段４では、後述する図４〜図６に示すように、ゲートパルスＳ_１ ^＊，Ｓ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊に応じて転流パターンを付加することにより、最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相にそれぞれ接続される交流スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３を構成する単方向スイッチＳ_１ａ，Ｓ_１ｂ，Ｓ_２ａ，Ｓ_２ｂ，Ｓ_３ａ，Ｓ_３ｂに対するゲートパルスを出力する。なお、以下では、場合によってスイッチとゲートパルスとの参照符号を共通にする。
【００２２】
図３は、並び替え後のゲートパルスにより駆動される交流スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３を有するマトリクスコンバータの出力相一相（Ｕ相）分の回路を示しており、各交流スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３は単方向スイッチＳ_１ａ，Ｓ_１ｂ，Ｓ_２ａ，Ｓ_２ｂ，Ｓ_３ａ，Ｓ_３ｂにより構成されている。
既に明らかなように、図３の交流スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３及び単方向スイッチＳ_１ａ，Ｓ_１ｂ，Ｓ_２ａ，Ｓ_２ｂ，Ｓ_３ａ，Ｓ_３ｂは、図１０に示した交流スイッチＳ_Ａ，Ｓ_Ｂ，Ｓ_Ｃ及び単方向スイッチＳ_ｒｕ，Ｓ_ｕｒ，Ｓ_ｕｓ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｕｔ，Ｓ_ｔｕと物理的に一致するものではなく、例えば図３における交流スイッチＳ_１は図１０の交流スイッチＳ_Ａ，Ｓ_Ｂ，Ｓ_Ｃの何れかになり得るものである。
【００２３】
次に、図４〜図６は図１の転流パターン発生手段４の入出力信号（入力されるゲートパルスＳ_１ ^＊，Ｓ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊に応じて出力されるスイッチングパターン）を示しており、“Ｈｉｇｈ”レベルをスイッチのオン状態として示してある。
各交流スイッチを構成する２つの単方向スイッチは、転流を行うためにそれぞれ個別のゲートパルスにてオンオフされる。図４〜図６において、サフィックスａの単方向スイッチはＩＧＢＴモードで動作するスイッチのゲートパルスを表し、サフィックスｂの単方向スイッチは還流ダイオードモードで動作するスイッチのゲートパルスを表している。
図３の交流スイッチＳ_２は、後述するように場合によってＩＧＢＴモードと還流ダイオードモードになる単方向スイッチが変わるので、Ｓ_２ａ／ｂ，Ｓ_２ｂ／ａと表記している。
【００２４】
スイッチングパターンとしては、交流スイッチＳ_１，Ｓ_２でスイッチングする場合（図４）、同Ｓ_１，Ｓ_３でスイッチングする場合（図５）、同Ｓ_２，Ｓ_３でスイッチングする場合（図６）の三通りに場合分けすることができ、一方の交流スイッチがオンの場合には他方の交流スイッチはオフとなる。３個の交流スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３のうち、２個の交流スイッチが同時にオンすると電源短絡を招くので、スイッチングしていない相の交流スイッチはオフとなっている。
また、図４〜図６において、転流期間以外は、電流方向に関わらず、オン状態にある交流スイッチ（例えば、図４における交流スイッチＳ_１）のＩＧＢＴモード及び還流ダイオードモードの単方向スイッチ（Ｓ_１ａ，Ｓ_１ｂ）をオンする。
【００２５】
表２に、交流スイッチＳ_２を下アームとして動作させる場合（交流スイッチＳ_１，Ｓ_２をスイッチング）と上アームとして動作させる場合（交流スイッチＳ_２，Ｓ_３をスイッチング）の、電流通流方向と交流スイッチＳ_２の動作モードとの関係を示す。
【００２６】
【表２】

【００２７】
いま、交流スイッチＳ_１，Ｓ_３の単方向スイッチＳ_１ａ，Ｓ_１ｂ，Ｓ_３ａ，Ｓ_３ｂのゲートパルスに着目すると、図４，図５の場合には、単方向スイッチＳ_１ａ，Ｓ_１ｂのゲートパルスは交流スイッチＳ_１のゲートパルスＳ_１ ^＊に対して同一の関係にあり、また、図５，図６の場合には、単方向スイッチＳ_３ａ，Ｓ_３ｂのゲートパルスは交流スイッチＳ_３のゲートパルスＳ_３ ^＊に対して同一の関係にあるので、これらの単方向スイッチＳ_１ａ，Ｓ_１ｂ，Ｓ_３ａ，Ｓ_３ｂのゲートパルスは交流スイッチＳ_１，Ｓ_３のゲートパルスＳ_１ ^＊，Ｓ_３ ^＊によって一義的に求まる。
【００２８】
一方、中間電圧相に接続されている交流スイッチＳ_２は、交流スイッチＳ_１，Ｓ_２でスイッチングする場合と同Ｓ_２，Ｓ_３でスイッチングする場合とで、電流通流方向に応じてＩＧＢＴモードになる単方向スイッチが異なるため、各相電源電圧の大小関係（電源モードの判定）だけでは単方向スイッチＳ_２ａ，Ｓ_２ｂのスイッチングパターンを一義的に決定することができない。
このため、従来技術においては、電源電圧により転流するには交流スイッチの両端電圧を監視する必要があった。各交流スイッチの両端電圧を監視するためには専用の検出回路が必要となり、また、検出回路に供給する電源は、ＣＰＵ等の他の制御電源と絶縁する必要があるため、これらの回路を付加することがコストを上昇させる原因となる。
【００２９】
そこで本発明では、各交流スイッチの両端電圧を監視する必要がない電圧転流を実現する。すなわち、この実施形態では、交流スイッチの両端電圧を監視せずに電源電圧の大小関係だけで転流を可能にするために、交流スイッチＳ_１，Ｓ_２のスイッチングと同Ｓ_２，Ｓ_３のスイッチングとを判別してスイッチングパターンを切り替えるようにした。
交流スイッチＳ_１，Ｓ_２のスイッチングと同Ｓ_２，Ｓ_３のスイッチングとを判別するための判定手段が図１のスイッチング判定手段３であり、この例では、交流スイッチＳ_２，Ｓ_３のスイッチングを判定するように構成されている。
【００３０】
すなわち、スイッチング判定手段３は、ゲートパルス並び替え手段１から出力されるゲートパルスＳ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊に基づいて交流スイッチＳ_２，Ｓ_３のスイッチングを判定し、スイッチングパターンの切替信号を転流パターン発生手段４に出力する。
図７は、スイッチング判定手段３のブロック図を示している。ゲートパルスＳ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊のようなＰＷＭパルスは、ＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）等のディジタルハードウエアにより生成されるため、クロックに同期している。クロックに同期していれば、図６に示したゲートパルスＳ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジ（Ｕｐ／ｄｏｗｎエッジ）を抽出することにより、交流スイッチＳ_２，Ｓ_３によるスイッチングが行われていることの判定は容易である。
【００３１】
このため、図７に示す如く、ゲートパルスＳ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊をＵｐ／ｄｏｗｎエッジ抽出手段５１，５２にそれぞれ入力して交流スイッチＳ_２，Ｓ_３のスイッチングが発生している期間（交流スイッチＳ_２が上アームとして動作している期間）を検出し、交流スイッチＳ_２内のＩＧＢＴモードの単方向スイッチと還流ダイオードモードの単方向スイッチとを入れ替えたスイッチングパターンを発生するように、ＡＮＤゲート５３を介してスイッチングパターン切替信号を出力する。
なお、ＡＮＤゲート５３に入力される信号ａは転流期間中に“１”となる信号であり、図６に示したように、転流期間以外は交流スイッチＳ_２，Ｓ_３の単方向スイッチＳ_２ａ，Ｓ_２ｂ及びＳ_３ａ，Ｓ_３ｂが同時にオンまたはオフしているので、スイッチングパターン切替信号を転流期間中だけ発生させて交流スイッチＳ_２内のＩＧＢＴモードの単方向スイッチと還流ダイオードモードの単方向スイッチとを入れ替えれば良い。
【００３２】
次に、図１における故障処理手段５は、故障発生時にマトリクスコンバータの全ゲートをオフするためのものである。前述のように、誘導性負荷の場合、電流が流れている間に全ゲートを遮断すると、負荷エネルギーの還流経路が消失するため、スイッチング素子にサージ電圧が発生し、スイッチング素子を破壊する恐れがある。
このため本実施形態では、スイッチングパターンに対して簡単に還流モードを付加することにより、サージ電圧を発生させずにマトリクスコンバータの全ゲートをオフできるようにした。
【００３３】
図８は、故障処理手段５の構成を示している。この故障処理手段５は、過電圧や過電流の検出による故障発生信号ＴＲＩＰが入力されるワンショットタイマ６１と、このタイマ６１から出力される遅延信号ＤＴＲＩＰ、前記故障発生信号ＴＲＩＰ、及び転流パターン発生手段４からのゲートパルスＳ_１ａ〜Ｓ_３ｂが入力され、これらの入力信号に応じて故障発生時のゲートパルスＳ_１ａ〜Ｓ_３ｂを出力する論理回路６２から構成されている。
表３は、論理回路６２の動作を示す真理値表である。
【００３４】
【表３】

【００３５】
故障発生がない場合、故障発生信号ＴＲＩＰ及び遅延信号ＤＴＲＩＰは何れも“０”であり、故障処理手段５は入力されたゲートパルスＳ_１ａ〜Ｓ_３ｂをそのまま出力している（表３の１行目の状態）。
故障が発生した場合、故障発生信号ＴＲＩＰが“１”となり、交流スイッチＳ_１，Ｓ_３の還流ダイオードモードの単方向スイッチＳ_１ｂ，Ｓ_３ｂ（つまり、電源電圧の最大電圧相と最小電圧相とに接続されてそれぞれ逆バイアスが印加される単方向スイッチ）をオンする（表３の２行目の状態）。同時にワンショットタイマ６１を起動し、所定時間カウントさせる。カウントさせる時間は、転流期間と同程度である。
【００３６】
ワンショットタイマ６１が所定時間後にカウントアップした後（遅延信号ＤＴＲＩＰが“０”から“１”になった後）、交流スイッチＳ_１，Ｓ_３のＩＧＢＴモードの単方向スイッチＳ_１ａ，Ｓ_３ａ（つまり、電源電圧の最大電圧相と最小電圧相とに接続されてそれぞれ順バイアスが印加される単方向スイッチ）及びＳ_２ａ，Ｓ_２ｂ（つまり、電源電圧の中間電圧相に接続されるすべての単方向スイッチ）をオフする（表３の３行目の状態）。
前述した如く、先に単方向スイッチＳ_１ｂ，Ｓ_３ｂをオンさせることにより、還流経路を確保し、その後に単方向スイッチＳ_１ａ，Ｓ_３ａ及びＳ_２ａ，Ｓ_２ｂをオフすることで、誘導性負荷の場合にもサージ電圧を発生させずに全ゲートをオフすることができる。
なお、単方向スイッチＳ_１ｂ，Ｓ_３ｂは所定時間経過後にオフしてもよいし、負荷電流検出手段を別途設け、ＣＰＵ等により負荷電流を監視して負荷電流がゼロになった後に単方向スイッチＳ_１ｂ，Ｓ_３ｂをオフしてもよい。
【００３７】
図１におけるパルス分配手段６は、電源モード判定手段２により判定した電源モードに基づき、表４のごとくゲートパルスＳ_１ａ〜Ｓ_３ｂを分配する。なお、ゲートパルスＳ_１ａ〜Ｓ_３ｂは“０”または“１”のディジタル信号であるから、パルス分配手段６についても論理回路によって容易に実現することができる。
ここで、ゲートパルスＳ_１ａ〜Ｓ_３ｂは、図１０に示した各交流スイッチＳ_Ａ，Ｓ_Ｂ，Ｓ_Ｃの単方向スイッチＳ_ｒｕ，Ｓ_ｕｒ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｕｓ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｕｔに対するゲートパルスとなる。
【００３８】
【表４】

【００３９】
例えば、電源モードＩの状態で故障が発生したとすると、この電源モードＩでは最大電圧相がＴ相、最小電圧相がＳ相、中間電圧相がＲ相である。この状態で表３の２行目に従って単方向スイッチＳ_１ｂ，Ｓ_３ｂをオンすることは、表４の電源モードＩに従って図１０における単方向スイッチＳ_ｕｔ，Ｓ_ｓｕをオンすることに相当し、その後に表３の３行目に従って単方向スイッチＳ_１ａ，Ｓ_３ａ及びＳ_２ａ，Ｓ_２ｂをオフすることは、表４の電源モードＩに従って図１０における残りの単方向スイッチＳ_ｔｕ，Ｓ_ｕｓ，Ｓ_ｒｕ，Ｓ_ｕｒをオフすることに相当する。
従って、図１１において故障発生前に実線の経路で負荷電流が流れていた場合に、故障発生後は単方向スイッチＳ_ｕｔ，Ｓ_ｓｕをオンすることで図１１の破線で示すような環流経路が形成され、その後に全ゲートをオフすることにより、サージ電圧を発生させないで運転を停止することが可能になる。
【００４０】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、マトリクスコンバータ等の直接変換装置において、電源モードに応じて交流スイッチのゲートパルスを並び替えることにより、従来技術のように電圧検出器を用いることなく転流パターンを発生させることができる。
加えて、故障発生時に交流スイッチをすべてオフする際にも簡単なシーケンスで環流経路の確保や全スイッチのオフを実現可能であり、単方向スイッチに発生するサージ電圧をスナバ回路等の外部回路を設けなくても抑制することができる。
これにより、交流−交流直接変換形電力変換装置の低価格化が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すブロック図である。
【図２】電源モード判定手段による判定動作の説明図である。
【図３】マトリクスコンバータの一相分の回路を示す図である。
【図４】転流パターン発生手段の入出力信号を示す図である。
【図５】転流パターン発生手段の入出力信号を示す図である。
【図６】転流パターン発生手段の入出力信号を示す図である。
【図７】スイッチング判定手段のブロック図である。
【図８】故障処理手段のブロック図である。
【図９】単相交流チョッパの回路図及び各単方向スイッチのスイッチングパターンの説明図である。
【図１０】マトリクスコンバータの概念的な回路図である。
【図１１】負荷エネルギーの還流経路の説明図である。
【符号の説明】
１：ゲートパルス並び替え手段
２：電源モード判定手段
３：スイッチング判定手段
４：転流パターン発生手段
５：故障処理手段
５１，５２：Ｕｐ／ｄｏｗｎエッジ抽出手段
５３：ＡＮＤゲート
６：パルス分配手段
６１：ワンショットタイマ
６２：論理回路
Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３，Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ，Ｓ_Ｃ：交流スイッチ
Ｓ_１ａ，Ｓ_１ｂ，Ｓ_２ａ，Ｓ_２ｂ，Ｓ_３ａ，Ｓ_３ｂ，Ｓ_ｒｕ，Ｓ_ｕｒ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｕｓ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｕｔ：単方向スイッチ
ＡＣ：三相交流電源
Ｍ：負荷[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention provides an AC-AC direct conversion type that directly converts a polyphase AC voltage into a polyphase AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency using a semiconductor switching element without using a large-sized energy buffer such as a capacitor. The present invention relates to a power conversion device (hereinafter, also simply referred to as a direct conversion device), and particularly to a direct conversion device characterized by a commutation method for preventing a short circuit of a power supply and an opening of a load terminal.
[0002]
[Prior art]
First, in order to facilitate understanding, a commutation method of a single-phase AC chopper will be described.
FIG. 9 shows a circuit diagram of a single-phase AC chopper, and a commutation pattern of each unidirectional switch constituting a bidirectional AC switch (a semiconductor switch capable of controlling current bidirectionally) in the single-phase AC chopper. Is shown. In FIG. 9, 10 is a single-phase AC power supply, 20 is a load, S ₁ and S ₂ are bidirectional AC switches, and S _1a , S _1b , S _2a and S _2b are AC switches S ₁ and S ₂ . This is a unidirectional switch.
[0003]
Generally, in a direct conversion device, the on / off timing of each unidirectional switch constituting a bidirectional AC switch is individually controlled as shown in FIG. 9 in order to prevent a short circuit of a power supply and opening of a load terminal. .
In addition, the short circuit of the power supply causes the switch to be destroyed by an excessive short-circuit current, and when the load is an inductive load, the return path of the energy stored in the inductive load disappears by opening the load end. Therefore, an excessive surge voltage is applied to the switch to destroy the switch.
[0004]
Therefore, as shown in FIG. 9, in order to turn on and off the AC switches S ₁ and S ₂ by the gate pulse, first, the unidirectional switch to which the reverse bias of the opposite arm is applied is turned on, and the commutation generation time _Td elapses. After that, it is necessary to turn off the switch to which the forward bias is applied.
For example, when the power supply voltage is positive, the switch _S1b is turned on, and after the elapse of _Td , the switch _S2a is turned off. When the power supply voltage is negative, the switch _S1a is turned on, and after the elapse of _Td , the switch _S2b is turned off.
[0005]
Next, taking a three-phase AC power supply most commonly used as a polyphase AC power supply as an example, a matrix converter capable of frequency conversion will be described as an example of a direct conversion device.
FIG. 10 shows a conceptual circuit diagram of a matrix converter. Here, FIG. 10 shows an AC switch connected between the R, S, and T phases of the input phase and the U phase of the output phase. The AC switch connected between the V-phase and the W-phase, which are the same phase, has a similar connection configuration. As shown in FIG. AC switches are connected.
[0006]
The matrix converter output phase (U-phase) one phase is AC input terminals R, S, T and the AC output terminal U, V, unidirectional switches of the IGBT or the like connected between the W _S _{ru, S ur,} _{_{_{S us, S su, S ut}}} , by _{S tu,} bidirectional AC switch _{_S} _a, _S _B, _S _C is formed. Although not shown, the unidirectional switches _{_{_{_{S ru, S ur, S us}}}} , S su, S ut, each freewheeling diode is connected in inverse parallel with the _{S tu.}
[0007]
The commutation method of this type of matrix converter is as follows if the commutation method of the single-phase AC chopper described above is applied as it is.
In other words, each phase of the AC switch S _A, S _B, to detect the magnitude of the power supply voltage applied to the S _C, a small phase commutation mode in which either the supply voltage from a large phase of the power supply voltage to a small phase It is necessary to determine whether or not the current mode is a commutation mode to a large phase, and generate a commutation pattern according to each mode. Each AC switch S _A, S _B, and detects the voltage across the S _C, based on other gate pulse for driving the unidirectional switches in the same output phase in unidirectional switches in the multi-phase AC switch for It is necessary to generate a commutation pattern by switching the on / off order of the switches.
This type of technique is disclosed, for example, in Patent Document 1.
[0008]
[Patent Document 1]
JP 2001-61276 A (paragraphs [0005], [0029], [FIG. 1], [FIG. 3], etc.)
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
In the commutation method disclosed in Patent Literature 1, it is necessary to prepare individual commutation patterns according to the commutation modes, and the commutation pattern (commutation sequence) generation circuit becomes complicated. Further, since it is necessary to detect the voltage at both ends of the AC switch in order to create a commutation pattern, nine voltage detectors are required in the case of three-phase, which leads to an increase in cost.
In addition, when it is necessary to turn off all AC switches, such as when a fault occurs due to overvoltage or overcurrent, direct conversion devices such as matrix converters turn off all AC switches immediately to process inductive load energy. I can't. In other words, when turning off all the switches, a circuit for returning the load current is ensured, and all the switches are turned off after the load current decreases, so that complicated circuits and sequences are required. Causes the cost to increase.
[0010]
Therefore, the present invention simplifies the commutation pattern generation means without adding a large number of voltage detectors for generating a commutation pattern, and uses a simple sequence when all the AC switches are turned off when a failure occurs. It is an object of the present invention to provide a low-cost AC-AC direct conversion type power converter that can be realized.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, the invention according to claim 1 provides a plurality of bidirectional AC switches including at least two unidirectional switches capable of controlling a unidirectional current to form an AC switch group. An AC-AC direct conversion type power converter that directly converts a polyphase AC voltage into a polyphase AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency by the AC switch group connected to each phase of a phase AC power supply,
Power supply mode determining means for determining a power supply mode from the magnitude relationship of the polyphase AC voltages on the power supply side; and drive pulse rearranging means for rearranging drive pulses for the AC switch group according to the power supply mode determined by the power supply mode determining means. A commutation pattern generating means for outputting a switching pattern of a unidirectional switch for preventing a short circuit of a power supply or opening of a load terminal from the driving pulses of the AC switch group rearranged by the driving pulse rearranging means; Pulse distribution means for distributing a drive pulse to each unidirectional switch constituting each AC switch according to the magnitude relationship of the polyphase AC voltage on the power supply side based on the switching pattern output from the flow pattern generation means. is there.
[0012]
The invention described in claim 2 is the AC-AC direct conversion type power conversion device described in claim 1,
When the AC switch connected to the intermediate voltage phase of the power supply voltage switches, it is switching with the AC switch connected to the maximum voltage phase of the power supply voltage, or the AC switch connected to the minimum voltage phase of the power supply voltage Switching switching means for determining whether switching is performed and outputting a switching signal,
The commutation pattern generating means switches a switching pattern according to the switching signal.
[0013]
According to a third aspect of the present invention, in the AC-AC direct conversion type power converter according to the first or second aspect,
Means for turning on the unidirectional switches connected to the maximum voltage phase and the minimum voltage phase of the power supply voltage and applying a reverse bias respectively when all the AC switches are turned off; and Means for turning off all unidirectional switches connected to the intermediate voltage phase of the voltage, and means for turning off unidirectional switches connected to the maximum voltage phase and the minimum voltage phase of the power supply voltage and each of which is forward biased And with.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a control device of a direct conversion device according to the present invention. The illustrated configuration corresponds to one phase (for example, U phase) of the output phase of the direct conversion device, and the other phases of the output phase are similarly configured. Here, a description is given assuming that the direct conversion device is a matrix converter that performs three-phase to three-phase direct conversion.
[0015]
In the present embodiment first determines the three-phase AC power supply of each phase (R, S, T phase) supply voltage _v r _of, v s, the power mode determination unit 2 the magnitude of _{v t.} Then, based on the determined power supply mode, the gate pulse rearranging means 1 outputs the gate pulse S of the AC switch (corresponding to the AC switches S _A , S _B , and S _C in FIG. 10) connected to each of the three phases. _rr ^* , S _sus ^* , and S _tut ^* are rearranged, and the gate pulse for the AC switch connected to the maximum voltage phase is S ₁ ^* , the gate pulse for the AC switch connected to the intermediate voltage phase is S ₂ ^* , The gate pulse for the AC switch connected to the minimum voltage phase is S ₃ ^* .
Here, the gate pulse _{^{_{^{_{S rur *, S sus *,}}}}} S tut * is a PWM pulse outputted from the PWM circuit (not shown).
[0016]
FIG. 2 shows a determination operation by the power supply mode determination unit 2. The determination means 2, each phase supply voltage _v _r, v s, consideration of the magnitude of _{v t,} X when phase (X = R, S, one of T) is the maximum _X P = 1 (the other phases _X P = 0) for, determines the magnitude relation between each phase power supply voltage _{_v} _r, _v _s, _v _t as when X phase is a minimum _{_{X N = 1 (X N =}} 0 for the other phases), _{X P} and _{_{_{_{X N (R P, R N}}}} , S P, S N, T P, T N) "1" , and outputs a combination of "0" as the power supply mode I through Vl.
[0017]
Table 1 shows the operation of the gate pulse rearranging unit 1, according to the determined power mode I~VI by the power mode determination unit 2, the input gate pulse _{^{_{^{_{S rur *, S sus *,}}}}} S tut ^It shows how ^* is rearranged and output as gate pulses S ₁ ^* , S ₂ ^* , S ₃ ^* .
[0018]
[Table 1]

[0019]
Here, the gate pulse _{^{^S} rur} _{_*,} _S sus _*, is either rearranges how the _{S tut} ^*, each phase supply voltage _v _r, v s, _v magnitude relation of _t, i.e., _{X P} and _X N _{(R P} , _RN , _SP , _SN , _TP , _TN ), for example, in mode I of Table 1, S _N = 1 and T _P = 1, so that the S phase is the minimum voltage phase, T P The phase becomes the maximum voltage phase (the R phase is an intermediate voltage phase), and the gate pulse S _sus ^* for the S-phase AC switch is set to the gate pulse S ₃ ^* , and the gate pulse S _tut ^* for the T-phase AC switch is set to the gate pulse S ₁ ^* , and the gate pulse S _lur ^* for the R-phase AC switch is rearranged to the gate pulse S ₂ ^* . In other modes, the rearrangement is performed by the same processing.
[0020]
Since the power mode determined by the power mode determining means 2 is a combination of all digital signals of "1" and "0", the gate pulse rearranging means 1 determines the gate pulse according to the coded power mode. S _rr ^* , S _sus ^* , and S _tut ^* may be rearranged, and such a function can be easily realized by a digital circuit.
The gate pulse S ₁ ^* output from the gate pulse rearranging means 1 is always the maximum voltage phase, S ₂ ^* is the intermediate voltage phase, and S ₃ ^* is the gate pulse of the AC switch connected to the minimum voltage phase. As shown in Table 1, in the power supply mode I, the gate pulse S _tut ^* is sorted to S ₁ ^* , S _sus ^* is also sorted to S ₃ ^* , and S _lur ^* is similarly sorted to S ₂ ^* , and the power supply mode II is sorted. , The gate pulse S _lur ^* is _assigned to S ₁ ^* , the S _sus ^* is _assigned to S ₃ ^* , and the S _tut ^* is similarly _assigned to S ₂ ^* to perform sorting.
[0021]
In commutation pattern generating means 4, as shown in FIGS. 4 to 6 described later, the gate pulse ^S _{1 ^{_^*,}} S 2 _^*, by adding the commutation pattern according to S ₃ ^*, the maximum voltage phase, an intermediate voltage phase, AC switch _S 1 is connected to the minimum voltage _phase, S 2, unidirectional switch _S 1a constituting the _{_{_{_{S 3, S 1b, S 2a}}}} , S 2b, S 3a, and outputs a gate pulse for the _{S 3b} . In the following, the reference numerals of the switch and the gate pulse are commonly used in some cases.
[0022]
FIG. 3 shows a circuit corresponding to one output phase (U phase) of a matrix converter having AC switches S ₁ , S ₂ , and S ₃ driven by rearranged gate pulses, and each AC switch S ₁ , S ₂ and S ₃ are constituted by unidirectional switches S _1a , S _1b , S _2a , S _2b , S _3a and S _3b .
As already clear, the AC switches S ₁ , S ₂ , S ₃ and the unidirectional switches S _1a , S _1b , S _2a , S _2b , S _3a , S _3b of FIG. _a, _S B, _{S C} and unidirectional switches _{_{_{_{S ru, S ur, S us}}}} , S su, S ut, not intended to match the _{S tu} physically, for example AC switch _{S 1} in FIG. 3 in FIG. 10 It can be any of the AC switches S _A , S _B , and S _C.
[0023]
Then, 4 to 6 input and output signals of the commutation pattern generating means 4 of Figure 1 shows the (gate pulse _S ¹ * are _input, ^S 2 _*, the switching pattern which is output in response to _S ^{3 *)} The “High” level is shown as the ON state of the switch.
The two unidirectional switches constituting each AC switch are turned on and off by individual gate pulses to perform commutation. 4 to 6, the unidirectional switch of the suffix a represents the gate pulse of the switch operating in the IGBT mode, and the unidirectional switch of the suffix b represents the gate pulse of the switch operating in the free wheel diode mode.
AC switch _{S 2} in FIG. 3, since unidirectional switches become IGBT mode and the reflux diode mode by case, as will be described later is _changed, S 2a / _b, is indicated as _{S 2b / a.}
[0024]
The switching patterns are as follows: switching by AC switches S ₁ and S ₂ (FIG. 4); switching by S ₁ and S ₃ (FIG. 5); and switching by S ₂ and S ₃ (FIG. 6). Can be divided into three cases. When one AC switch is ON, the other AC switch is OFF. When two of the three AC switches S ₁ , S ₂ , and S ₃ are turned on at the same time, a short circuit occurs in the power supply. Therefore, the AC switch of the non-switched phase is turned off.
In addition, in FIGS. 4 to 6, except for the commutation period, regardless of the current direction, the unidirectional switch (for example, the AC switch S ₁ in FIG. 4) in the IGBT mode and the freewheeling diode mode in the on-state is set. S _1a and S _1b ) are turned on.
[0025]
Table 2, in the case of operating the AC switch S ₂ as a lower arm when operating (AC switches S _1, S ₂ switching) as an upper arm and (switching the AC switch S _2, S _3), the current through-flow direction shows the relationship between the mode of operation of the AC switch S _2.
[0026]
[Table 2]

[0027]
Now, unidirectional switch _S 1a of the AC switches _{_{_{_{S 1, S 3, S 1b}}}} , S 3a, paying attention to the gate pulse _{S 3b,} 4, in the case of FIG. 5, the unidirectional switch _S _1a, the _{S 1b} The gate pulse has the same relationship as the gate pulse S ₁ ^* of the AC switch S ₁ , and in the case of FIGS. 5 and 6, the gate pulses of the unidirectional switches S _3a and S _3b are connected to the AC switch S _3. since relative gate pulse _S ^{3 *} are in the same relationship, these unidirectional switch _{_{_{S 1a, S 1b, S 3a}}} , gate pulse _{S 3b} is AC switch _S 1, _{S 3} of the gate pulse _S ¹ *, It is uniquely determined by S ₃ ^* .
[0028]
On the other hand, the AC switch S ₂ being connected to the intermediate voltage phase AC switch S _1, in the case of switching at the same S _2, S ₃ and when switching at S _2, IGBT mode in response to a current through flow direction Therefore, the switching patterns of the unidirectional switches S _2a and S _2b cannot be uniquely determined only by the magnitude relationship of the power supply voltages of the respective phases (power mode determination).
For this reason, in the prior art, it was necessary to monitor the voltage across the AC switch in order to commutate with the power supply voltage. A dedicated detection circuit is required to monitor the voltage across each AC switch, and the power supply to the detection circuit must be insulated from other control power supplies such as the CPU. Doing so raises costs.
[0029]
Thus, the present invention realizes voltage commutation without having to monitor the voltage across each AC switch. That is, in this embodiment, in order to enable commutation based only on the magnitude of the power supply voltage without monitoring the voltage between both ends of the AC switch, the switching of the AC switches S ₁ and S _{2 and} the switching of the same S ₂ and S ₃ are performed. Switching is discriminated and the switching pattern is switched.
The determination means for determining the switching of the AC switches S ₁ , S _{2 and} the switching of the S ₂ , S ₃ is the switching determination means 3 of FIG. 1. In this example, the switching of the AC switches S ₂ , S ₃ is performed. Is determined.
[0030]
That is, the switching determination unit 3 determines the switching of the AC switches S ₂ and S ₃ based on the gate pulses S ₂ ^* and S ₃ ^* output from the gate pulse rearranging unit 1 and switches the switching signal of the switching pattern. Output to the flow pattern generating means 4.
FIG. 7 shows a block diagram of the switching determination means 3. PWM pulses such as the gate pulses S ₂ ^* and S ₃ ^* are generated by digital hardware such as an FPGA (Field Programmable Gate Array) and are synchronized with the clock. If synchronized with the clock, the switching by the AC switches S ₂ and S _{3 is performed} by extracting the rising edge and the falling edge (Up / down edge) of the gate pulses S ₂ ^* and S ₃ ^* shown in FIG. Is easy to determine.
[0031]
Therefore, as shown in FIG. 7, the gate pulses S ₂ ^* and S ₃ ^* are input to the Up / down edge extraction means 51 and 52, respectively, and the period during which the switching of the AC switches S ₂ and S ₃ occurs (AC as detecting the period) of the switch S ₂ is operating as an upper arm, for generating a switching pattern of interchanging the unidirectional switch unidirectional switches of the IGBT mode in the AC switch S ₂ and the reflux diode mode, the aND A switching pattern switching signal is output via the gate 53.
The signal a input to the AND gate 53 is a signal that becomes “1” during the commutation period, and as shown in FIG. 6, the unidirectional switches of the AC switches S ₂ and S ₃ except during the commutation period. Since S _2a and S _2b and S _3a and S _3b are on or off at the same time, the switching pattern switching signal is generated only during the commutation period, so that the IGBT mode unidirectional switch and the free wheel diode mode in the AC switch S ₂ What is necessary is just to replace with the unidirectional switch of.
[0032]
Next, the fault processing means 5 in FIG. 1 is for turning off all the gates of the matrix converter when a fault occurs. As described above, in the case of an inductive load, if all the gates are cut off while the current is flowing, the return path of the load energy is lost, so that a surge voltage is generated in the switching element, which may destroy the switching element. is there.
For this reason, in the present embodiment, by simply adding the freewheel mode to the switching pattern, all the gates of the matrix converter can be turned off without generating a surge voltage.
[0033]
FIG. 8 shows the configuration of the failure processing means 5. The failure processing means 5 includes a one-shot timer 61 to which a failure occurrence signal TRIP due to detection of an overvoltage or an overcurrent is input, a delay signal DTRIP output from the timer 61, the failure occurrence signal TRIP, and a commutation pattern generation. gate pulse _S 1a _{to S 3b} from the means 4 is input, and a logic circuit 62 which outputs a gate pulse _S 1a _{to S 3b} when failure in response to these input signals.
Table 3 is a truth table showing the operation of the logic circuit 62.
[0034]
[Table 3]

[0035]
If there is no failure, failure occurrence signal TRIP and the delay signal DTRIP are both "0", the fault processing unit 5 is directly output a gate pulse _S 1a _{to S 3b} entered (one line of Table 3 Eye condition).
When a failure occurs, the failure occurrence signal TRIP becomes “1”, and the unidirectional switches S _1b and S _3b of the freewheel diode mode of the AC switches S ₁ and S ₃ (that is, the maximum voltage phase and the minimum voltage phase of the power supply voltage (A unidirectional switch to which a reverse bias is applied) is turned on (the state in the second row of Table 3). At the same time, the one-shot timer 61 is started to count for a predetermined time. The counting time is about the same as the commutation period.
[0036]
After the one-shot timer 61 counts up after a predetermined time (after the delay signal DTRIP changes from “0” to “1”), the unidirectional switches S _1a and S _3a of the IGBT mode of the AC switches S ₁ and S ₃ ( That is, a unidirectional switch connected to the maximum voltage phase and the minimum voltage phase of the power supply voltage and to which a forward bias is applied, respectively, and S _2a and S _2b (that is, all the unidirectional switches connected to the intermediate voltage phase of the power supply voltage) The direction switch) is turned off (the state in the third row of Table 3).
As described above, by turning on the unidirectional switches S _1b and S _{3b first} , a return path is secured, and thereafter, the unidirectional switches S _1a and S _3a and S _2a and S _2b are turned off to provide inductive characteristics. Even in the case of a load, all gates can be turned off without generating a surge voltage.
The unidirectional switches S _1b and S _3b may be turned off after a lapse of a predetermined time, or a load current detecting means may be separately provided, the load current is monitored by a CPU or the like, and the unidirectional switches are turned off after the load current becomes zero. S _1b and S _3b may be turned off.
[0037]
Pulse distribution means in Fig. 1 6, based on the power mode determined by the power supply mode determining unit 2 distributes the gate pulse S _1a to S _3b as shown in Table 4. Incidentally, since the gate pulse S _1a to S _3b is a digital signal of "0" or "1", can be easily realized by a logic circuit also pulse distribution means 6.
Here, the gate pulse _S 1a _{to S 3b,} each AC switch _S A shown in FIG. _10, S B, unidirectional switches _S ru of _{_{_{_{S C, S ur, S su}}}} , S us, S tu, for _{S ut} It becomes a gate pulse.
[0038]
[Table 4]

[0039]
For example, if a failure occurs in the power supply mode I, in this power supply mode I, the maximum voltage phase is the T phase, the minimum voltage phase is the S phase, and the intermediate voltage phase is the R phase. _Turning on the unidirectional switches S _1b and S _3b according to the second row of Table 3 in this state corresponds to turning on the unidirectional switches S _ut and S _su in FIG. 10 according to the power supply mode I of Table 4. _Turning off the unidirectional switches S _1a , S _3a and S _2a , S _2b thereafter according to the third row of Table 3 follows the remaining unidirectional switches S _tu , S _us , FIG. This is equivalent to turning off S _ru and _Sur .
Therefore, in the case where the load current is flowing along the solid line path before the occurrence of the failure in FIG. 11, the _return path as shown by the broken line in FIG. 11 is turned on by turning on the unidirectional switches S _ut and S _su after the occurrence of the failure. By forming and then turning off all the gates, the operation can be stopped without generating a surge voltage.
[0040]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in a direct conversion device such as a matrix converter, by rearranging gate pulses of an AC switch according to a power supply mode, a commutation pattern can be obtained without using a voltage detector as in the related art. Can be generated.
In addition, when all AC switches are turned off when a failure occurs, it is possible to secure a circulation path and turn off all switches in a simple sequence, and to reduce the surge voltage generated in the unidirectional switch by using an external circuit such as a snubber circuit. It can be suppressed without providing.
This makes it possible to reduce the cost of the AC-AC direct conversion type power converter.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of a determination operation by a power supply mode determination unit.
FIG. 3 is a diagram showing a circuit for one phase of a matrix converter.
FIG. 4 is a diagram showing input / output signals of a commutation pattern generation unit.
FIG. 5 is a diagram showing input / output signals of a commutation pattern generation unit.
FIG. 6 is a diagram showing input / output signals of a commutation pattern generation unit.
FIG. 7 is a block diagram of a switching determination unit.
FIG. 8 is a block diagram of a failure processing unit.
FIG. 9 is a circuit diagram of a single-phase AC chopper and an explanatory diagram of a switching pattern of each unidirectional switch.
FIG. 10 is a conceptual circuit diagram of a matrix converter.
FIG. 11 is an explanatory diagram of a return path of load energy.
[Explanation of symbols]
1: Gate pulse rearranging means 2: Power mode determining means 3: Switching determining means 4: Commutation pattern generating means 5: Failure processing means 51, 52: Up / down edge extracting means 53: AND gate 6: Pulse distributing means 61 : One-shot timer 62: Logic circuits S ₁ , S ₂ , S ₃ , S _A , S _B , S _C : AC switches S _1a , S _1b , S _2a , S _2b , S _3a , S _3b , S _ru , S _{_{_{_{ur, S su, S us,}}}} S tu, S ut: single direction switch AC: three-phase AC power supply M: load

Claims

A plurality of bidirectional AC switches including at least two unidirectional switches capable of controlling a unidirectional current are provided to form an AC switch group, and the AC switch group connected to each phase of a polyphase AC power supply provides a multiplicity of AC switches. In an AC-AC direct conversion type power converter that directly converts a phase AC voltage into a polyphase AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency,
Power supply mode determining means for determining a power supply mode based on the magnitude relationship between the polyphase AC voltages on the power supply side;
Driving pulse rearranging means for rearranging the driving pulses for the AC switch group according to the power mode determined by the power mode determining means,
Commutation pattern generating means for outputting a switching pattern of a unidirectional switch for preventing a short circuit of a power supply or opening of a load terminal from the drive pulses of the AC switch group rearranged by the drive pulse rearranging means;
Pulse distribution means for distributing a drive pulse to each unidirectional switch constituting each AC switch according to the magnitude relationship of the polyphase AC voltage on the power supply side based on the switching pattern output from the commutation pattern generation means,
An AC-AC direct conversion type power converter, comprising:

The AC-AC direct conversion type power converter according to claim 1,
When the AC switch connected to the intermediate voltage phase of the power supply voltage switches, it is switching with the AC switch connected to the maximum voltage phase of the power supply voltage, or the AC switch connected to the minimum voltage phase of the power supply voltage Switching switching means for determining whether switching is performed and outputting a switching signal,
An AC-AC direct conversion type power conversion device, wherein the commutation pattern generating means switches a switching pattern according to the switching signal.

The AC-AC direct conversion type power converter according to claim 1 or 2,
Means for turning on the unidirectional switches connected to the maximum voltage phase and the minimum voltage phase of the power supply voltage and reverse biased respectively when turning off all the AC switches;
A means for turning off all unidirectional switches connected to the intermediate voltage phase of the power supply voltage after the commutation period has elapsed, and a forward bias applied to each of the maximum voltage phase and the minimum voltage phase of the power supply voltage Means for turning off a unidirectional switch to be performed;
An AC-AC direct conversion type power converter, comprising: