JP2004297616A

JP2004297616A - Quadrature detecting circuit for receiver

Info

Publication number: JP2004297616A
Application number: JP2003089280A
Authority: JP
Inventors: Norikazu Tanaka; 法和田中
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 2003-03-27
Filing date: 2003-03-27
Publication date: 2004-10-21

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce the adjustment by eliminating the need for a VCO in an analog circuit for quadrature detection. <P>SOLUTION: An intermediate frequency (IF) signal that receives a wave to be modulated of a digital modulation system, is digitized by an A/D converter 30 and inputted to a DSP (digital signal processor) 31. In the DSP 31, the digital IF signal is transformed into a complex IF signal by a Hilbert transformation part 32 and multiplied with a digital complex IF carrier that is generated in a synchronizing signal generating part 36, to demodulate a digital complex receiving baseband signal. A frequency offset estimating part 38 generates array data in a time base direction from the digital complex receiving baseband signal and estimates a frequency offset by using an ESPRIT method, and a correction part 39 applies time base correction to the digital complex receiving baseband signal to cancel the frequency offset. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信機の直交検波回路に係り、とくに受信信号の周波数オフセットをキャンセルすることのできる受信機の直交検波回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等のディジタル変調方式で変調された被変調波を受信する受信機では、中間周波信号に対し同期搬送波を乗じて直交検波を行い複素受信ベースバンド信号を復調する。複素受信ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換後、シンボルタイミングを推定し、シンボルタイミングでの複素受信ベースバンド信号の値（シンボルサンプリングデータ）を検出し、シンボル判定して受信シンボルを得るようになっている。
【０００３】
ところで、複素受信ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換するサンプルクロックの周波数が温度・湿度の環境変化や電源電圧の変動に伴い変動すると、Ａ／Ｄ変換後の複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが生じて受信シンボル判定にエラーを生じる。また移動通信では、移動体の移動に伴い生じるドップラーシフトによっても複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが生じて受信シンボル判定にエラーを生じる。このため、従来の直交検波回路では同期搬送波の周波数を可変とし、Ａ／Ｄ変換後の複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを検出して同期搬送波の周波数を増減するようにしている。
【０００４】
図４に従来のＰＬＬ同期検波式の直交検波回路の構成例を示す。ディジタル変調方式の変調波を受信、周波数変換した中間周波信号ＩＦは２系統に分けられ、一方の系統はＶＣＯ１から直接出力された周波数ｆ_ＩＦの同期搬送波Ｐ_ｃｏｓと乗算器２で乗算されたのちＬＰＦ３を通して受信ベースバンド信号のＩ成分が抽出される。他方の系統はＶＣＯ１から９０°移相器４を介して入力された周波数ｆ_ＩＦの同期搬送波Ｐ_ｓｉｎと乗算器５で乗算されたのちＬＰＦ６を通して受信ベースバンド信号のＱ成分が抽出される。
【０００５】
Ｉ、Ｑ信号は各々サンプラ７、８でＡ／Ｄ変換されたのち、ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）１０に入力される。ＤＳＰ１０では複素信号作成部１１がディジタル化されたＩ、Ｑ信号からディジタル複素受信ベースバンド信号を作成し、シンボルタイミング推定部１２がディジタル複素受信ベースバンド信号からシンボルタイミングを推定し、受信シンボル判定部１３がシンボルタイミングでのディジタル複素受信ベースバンド信号の値（シンボルサンプリングデータ）から複素受信シンボルを判定して出力する。搬送波位相誤差推定部１４は複素受信シンボル列中の同期パターン部分を既知の同期パターンと比較するなどして中間周波信号ＩＦに乗っている搬送波成分と同期搬送波Ｐ_ｃｏｓ、Ｐ_ｓｉｎとの位相誤差分を推定する。推定された位相誤差データはＤ／Ａ変換器２０でＤ／Ａ変換され、ＬＰＦ２１で積分されたあとＶＣＯ１へ周波数制御信号として出力される。ＶＣＯ１は位相誤差を打ち消すように発振周波数を可変する（参考文献：藤野忠著「ディジタル移動通信」１２７頁株式会社昭晃堂２０００年６月１０日発行）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図４の例ではアナログ回路であるＶＣＯ１を用いるために、アナログ受動部品の特性をそろえる必要がある。設計や実装にかかる回路コストがかさむ、組み立て時に特性の調整作業が必要となるという問題があった。
本発明は上記した問題に鑑み、アナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することのできる受信機の直交検波回路を提供することを、その目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の受信機の直交検波回路は、ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、推定手段で推定された周波数オフセット情報に基づきディジタル複素受信ベースバンド信号に対し時間軸伸縮補正を施す時間軸補正手段と、を備えたことを特徴としている。
【０００８】
請求項３記載の受信機の直交検波回路は、ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、を備え、信号発生手段は推定手段で推定された周波数オフセットをキャンセルするように複素中間周波搬送波の周波数を補正するようにしたことを特徴としている。
【０００９】
請求項１または３において、ディジタル複素受信ベースバンド信号から時間軸上で所定時間間隔（Δｔ）ずつずれた一定時間長（Ｔ_０）分ずつのアレーデータを抽出し、ＥＳＰＲＩＴ（ＥｓｔｉｍａｔｉｏｎｏｆＳｉｇｎａｌＰａｒａｍｅｔｅｒｓｖｉａＲｏｔａｔｉｏｎａｌＩｎｖａｒｉａｎｃｅＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）法によりディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定するようにしても良い。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一つの実施の形態に係るＱＰＳＫ変調波の移動体受信機の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
空中搬送周波数ｆ_Ｃの下にＱＰＳＫ変調方式で変調されたディジタル変調波を受信機で受信し、所定の中間周波数ｆ_ＩＦに周波数変換された中間周波信号（ＩＦ信号）はＡ／Ｄ変換器３０により周期Ｔ_ｓのサンプルクロックＣＫに従いディジタル信号に変換されＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）３１に入力される。ＤＳＰ３１ではまずディジタル化されたディジタル中間周波信号ＩＦ_Ｄからヒルベルト変換部３２によりディジタル複素中間周波信号が作成される。このヒルベルト変換部３２はＩＦ_Ｄを２つの系統に分け、一方をヒルベルト変換フィルタ部３３に通し、ヒルベルト変換を施す。他方はヒルベルト変換フィルタ部３３での要処理時間分だけ遅延部３４で信号遅延させる。ヒルベルト変換フィルタ部３３はインパルス応答がｈ（ｔ）＝１／πｔに設定されており、位相を９０°遅らせる働きをする。遅延部３４とヒルベルト変換フィルタ部３３の出力Ｉ_ＩＦとＱ_ＩＦから複素信号作成部３５によりディジタル複素中間周波信号（Ｉ_ＩＦ＋ｊＱ_ＩＦ）が作成される。３６は周波数がｆ_ＩＦで実部と虚部の直交するディジタル複素中間周波搬送波を生成する同期信号発生部であり、乗算部３７でディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部の各々がディジタル複素中間周波信号の実部と虚部と乗算されることでディジタル複素受信ベースバンド信号ｓ（ｔ）が復調される（なお、ヒルベルト変換を利用した直交検波については「Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ２００２年９月号」１６５〜１７５頁（ＣＱ出版社２００２年９月１日発行）に詳述されている）。
【００１１】
Ａ／Ｄ変換器３０のサンプルクロックＣＫは周波数が温度・湿度の環境変化や電源電圧の変動に伴い変動することがあり、この場合、ディジタル複素受信ベースバンド信号ｓ（ｔ）に周波数オフセットが生じてしまう。移動通信では、移動体の移動に伴い生じるドップラーシフトによってもディジタル複素受信ベースバンド信号ｓ（ｔ）に周波数オフセットが生じてしまう。周波数オフセットが生じたままのディジタル複素受信ベースバンド信号ｓ（ｔ）を図４のシンボルタイミング推定部１２、シンボル判定部１３へ出力した場合、シンボルタイミングの推定誤差やシンボル判定誤差が大きくなってしまう。この実施の形態では周波数オフセットを検出し、ディジタル複素受信ベースバンド信号ｓ（ｔ）を時間軸上で伸縮して補正するようにしている。
【００１２】
３８は周波数オフセットの推定を行う周波数オフセット推定部、３９は推定された周波数オフセットに基づき該周波数オフセットを打ち消すように時間軸の伸縮を行う補正部である。周波数オフセット推定部３８はアレーアンテナ用信号処理技術のとくにＥＳＰＲＩＴ法を利用してディジタル複素ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する。以下、原理説明を行う（なお、ＥＳＰＲＩＴ法については菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」２６９〜２９０頁株式会社科学技術出版１９９８年１１月２５日発行に詳しい）。
【００１３】
周波数オフセット推定部３８は図２に示す如くＫ段のシフトレジスタ部４０、転送部４１、ｋ個の連続した信号データをＭ列分記憶可能なバッファメモリ部４２、演算処理部４３から成る。ディジタル複素ベースバンド信号は周期Ｔ_ｓでシフトレジスタ部４０に転送されており、該シフトレジスタ部４０には最新のＫ個×Ｔ_ｓの時間長分の信号データが蓄積される。演算処理部４３は定期的（例えば、５秒周期、１０秒周期など）に周波数オフセット推定を行う。このとき、転送部４１に指示してまずシフトレジスタ部４０の内、１段目からｋ段目まで一定時間長Ｔ_０（＝ｋＴ_ｓ）分の信号データをバッファメモリ部４０の１列目に格納し、（１＋ｐ）段目から（ｋ＋ｐ）段目まで一定時間長Ｔ_０分の信号データをバッファメモリ部４０の２列目に格納し、（１＋２ｐ）段目から（ｋ＋２ｐ）段目まで一定時間長Ｔ_０分の信号データをバッファメモリ部４０の３列目に格納し、・・、（１＋（Ｍ−１）ｐ）段目から（ｋ＋（Ｍ−１）ｐ）＝Ｋ段目まで一定時間長Ｔ_０分の信号データをバッファメモリ部４０のＭ列目に格納する。なお、ｐＴ_ｓ＝Δｔとする。また、ここではΔｔ＜Ｔ_０であるとする。
【００１４】
空中搬送波周波数ｆ_Ｃの下にＱＰＳＫ変調方式で変調されたディジタル変調波の受信波がマルチパスの影響でＷ個（但し、１≦Ｗ＜Ｍ）有ったとし、バッファメモリ部４０の１列目の信号データをＸ_１（ｔ）として、この中のｗ番目の受信波の複素振幅成分をＦ_ｗ（ｔ）とすると、
【数１】

但し、Ｎ_１（ｔ）は内部雑音成分
と表すことができる。ｗ番目の受信波の周波数オフセットをΔｆ_ｗ、バッファメモリ部４０の２列目〜Ｍ列目の信号データをＸ_２（ｔ）、Ｘ_３（ｔ）、・・Ｘ_Ｍ（ｔ）とすると、
【数２】

但し、Ｎ_ｉ（ｔ）は内部雑音成分
と表すことができる。
【００１５】
Ｘ_１（ｔ）〜Ｘ_Ｍ（ｔ）は１次元の等間隔リニアアレーデータである。（１．１）〜（１．Ｍ）の式をベクトル表記すると、
【数３】

【数４】

但し、
【数５】

と表される。
【００１６】
（２）式は受信波の到来方向推定におけるリニアアレーの信号ベクトルと同形であり、到来方向推定で利用されるＥＳＰＲＩＴ法の適用が可能となる。
信号ベクトルＸの相関行列Ｒ_ｘｘは、Ｎ_ｉ（ｔ）が平均０、分散σ^２（雑音電力）の互いに独立な複素ガウス過程であるとして、
【数６】

と表される。行列ＳはＷ個の受信波間の相関関係を表す信号相関行列であり成分表示すると、
【数７】

である。
【００１７】
次に相関行列Ｒ_ｘｘの固有値λ_ｉと固有ベクトルｅ_ｉを求めると、固有値に関しては
【数８】

という関係があるので、内部雑音電力σ^２より大きい固有値の数から到来波数Ｗを推定することができる。
ＥＳＰＲＩＴの基本原理である回転不変式は次のように表される。
【数９】

ここにΦはＷ次の対角行列を表す。また、行列Ｊ_１とＪ_２は（Ｍ−１）×Ｍの行列で、式（５）においてそれぞれ行列Ａの１行目から（Ｍ−１）行目までを抽出する操作、行列Ａの２行目からＭ行目までを抽出する操作を意味している。
つまり、次式の関係がある。
【数１０】

次にＲ_ｘｘの固有値展開後の処理を説明する。なおアルゴリズムはＴＬＳ（Ｔｏｔａｌ−Ｌｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅｓ）−ＥＳＰＲＩＴである（なお、ＴＬＳ−ＥＳＰＲＩＴ法についてはＢ．Ｏｔｔｅｒｓｔｅｎ，Ｍ．ＶｉｂｅｒｇａｎｄＴ．Ｋａｉｌａｔｈ： ”ＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅＡｎａｌｙｓｉｓｏｆｔｈｅＴｏｔａｌＬｅａｓｔＳｑｕａｒｅｓＥＳＰＲＩＴＡｌｇｏｒｉｔｈｍ”，ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＯｎＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．ＳＰ−３９，Ｎｏ．５，ｐｐ．１１３５（Ｍａｙ１９９１）に詳しい）。到来波数Ｗを推定した後、信号部分空間
【数１１】

に属する固有ベクトル
【数１２】

から行列Ｅ_Ｘ＝Ｊ_１Ｅ_Ｓ，Ｅ_Ｙ＝Ｊ_２Ｅ_Ｓを作る。この行列Ｅ_Ｓは行列Ａと同じ空間を張るので
【数１３】

と表される。ここにＴはＷ次の正則行列である。したがって
【数１４】

であるので、
【数１５】

が成り立つ。
ＴＬＳ法を用いて、式（１０）のＥ_Ｙ＝Ｅ_ＸΨをΨについて解く。これには、まず行列
【数１６】

但し、行列Ｅ_Ｈは２Ｗ×２Ｗ次の非負定値エルミート行列でありランクＷの固有値展開をし、ゼロに等しいＷ個の固有値に属する固有ベクトルｖ_ｗ＋１， …，ｖ_２Ｗから行列
【数１７】

を構成する。行列Ｖ_Ｎは２Ｗ×Ｗ次である。そして，行列Ｖ_Ｎの上半分のＷ次正方行列をＶ_Ｎ１＝Ｇ_Ｘ、下半分のＷ次正方行列をＶ_Ｎ２＝Ｇ_Ｙとすると
【数１８】

として解Ψが得られる（詳細は前記した菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」２１１〜２４５頁を参照）。
（１２）式で得られた行列Ψは
【数１９】

という構造をもつので、ΦとＴを求める問題は、Ψの固有値問題となる。したがってΨの固有値展開をして得られる固有値
【数２０】

はΦの対角成分に等しいので
【数２１】

より周波数オフセットΔｆ_ｗ（ｗ＝１，２， …，Ｗ）の推定値が得られる。
【００１８】
この内、Ψの最大固有値に対応する受信波成分が後段での復調に最も強い影響を及ぼすものであり、通常それ以外の受信波成分の影響は小さい。ここではΨの最大固有値がｗ＝１の受信波に対応していたとすると、
【数２２】

が求める周波数オフセットとなる。
周波数オフセット推定部３８は推定した周波数オフセットΔｆ_１を周波数オフセット情報として補正部３９へ出力し、補正部３９は周波数オフセットに基づきディジタル複素受信ベースバンド信号に対し、当該周波数オフセットを打ち消すように時間軸の伸縮をして出力する。これにより、温度・湿度の環境変化や電源電圧変動に伴うサンプルクロックの周波数の変動や、移動体通信で不可避なドップラーシフトに起因するディジタル複素ベースバンド信号の周波数オフセットがキャンセルされて、後段のシンボルタイミング推定部１２がディジタル複素受信ベースバンド信号からシンボルタイミングを推定し、受信シンボル判定部１３がシンボルタイミングでのディジタル受信ベースバンド信号の値（シンボルサンプリングデータ）から受信シンボルを判定して出力する。
【００１９】
この実施の形態によれば、ヒルベルト変換と、ディジタル複素中間周波搬送波との乗算で得たディジタル複素受信ベースバンド信号に温度・湿度の環境変化や電源電圧変動に伴うサンプルクロックの周波数の変動や、移動体通信で不可避なドップラーシフトに起因する周波数オフセットが存在しても、時間軸方向のアレーデータを作成しＥＳＰＲＩＴ法を用いて周波数オフセットを推定し、該周波数オフセットをキャンセルするように時間軸補正するようにしたので、ディジタル信号処理だけで直交検波ができ、直交検波用のアナログ回路のＶＣＯを不要にしてアナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することができる。
【００２０】
なお、図１を図３の如く変形し、補正部を省略するとともに同期信号発生部３６Ａの出力するディジタル複素中間周波搬送波の周波数を、周波数オフセット推定部３８で推定した周波数オフセットに基づき、該周波数オフセットをキャンセルするように可変可能としても、直交検波用のアナログ回路のＶＣＯを用いることなくディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを無くすことができる。
また、ディジタル被変調波はＱＰＳＫ変調に限定されず、ＱＡＭ変調など他のディジタル変調方式にも同様に適用することができる。
【００２１】
【発明の効果】
この発明によれば、ディジタル中間周波信号からヒルベルト変換と、ディジタル複素中間周波搬送波との乗算で得たディジタル複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが存在しても、時間軸方向のアレーデータを作成しＥＳＰＲＩＴ法を用いて当該周波数オフセットを推定し、該周波数オフセットをキャンセルするように時間軸補正するか、ディジタル複素中間周波搬送波の周波数を可変させるようにしたので、ディジタル信号処理だけで直交検波ができ、直交検波用のアナログ回路のＶＣＯを不要にして、アナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の一つの実施の形態に係るＱＰＳＫ変調波の移動体受信機の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１中の周波数オフセット推定部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の変形例に係る直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【図４】従来のＰＬＬ同期検波式の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
３０Ａ／Ｄ変換器
３１ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）
３２ヒルベルト変換部３３ヒルベルト変換フィルタ部
３４遅延部３５複素信号作成部
３６、３６Ａ同期信号発生部３７乗算部
３８周波数オフセット推定部３９補正部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a quadrature detection circuit of a receiver, and more particularly to a quadrature detection circuit of a receiver capable of canceling a frequency offset of a received signal.
[0002]
[Prior art]
A receiver that receives a modulated wave modulated by a digital modulation method such as QPSK or QAM multiplies an intermediate frequency signal by a synchronous carrier and performs quadrature detection to demodulate a complex reception baseband signal. After A / D conversion of the complex reception baseband signal, the symbol timing is estimated, the value of the complex reception baseband signal (symbol sampling data) at the symbol timing is detected, and the symbol is determined to obtain a reception symbol. I have.
[0003]
By the way, if the frequency of the sample clock for A / D conversion of the complex reception baseband signal fluctuates due to environmental changes in temperature and humidity or fluctuations in the power supply voltage, a frequency offset occurs in the complex reception baseband signal after A / D conversion. Error occurs in the received symbol determination. In mobile communication, a frequency offset occurs in a complex reception baseband signal due to a Doppler shift caused by movement of a moving object, and an error occurs in received symbol determination. For this reason, in the conventional quadrature detection circuit, the frequency of the synchronous carrier is made variable, and the frequency offset of the complex received baseband signal after A / D conversion is detected to increase or decrease the frequency of the synchronous carrier.
[0004]
FIG. 4 shows a configuration example of a conventional PLL synchronous detection type quadrature detection circuit. The intermediate frequency signal IF, which has received and frequency-converted the modulated wave of the digital modulation method, is divided into two systems. One of the systems is multiplied by the synchronous carrier P _cos of the frequency f _IF directly output from the VCO 1 by the multiplier 2. The I component of the received baseband signal is extracted through LPF3. The other system multiplies the synchronous carrier P _sin of frequency f _IF input from the VCO 1 via the 90 ° phase shifter 4 by the multiplier 5, and then extracts the Q component of the received baseband signal through the LPF 6.
[0005]
The I and Q signals are A / D converted by

samplers

7 and 8, respectively, and then input to a DSP (digital signal processor) 10. In the DSP 10, the complex signal creation unit 11 creates a digital complex reception baseband signal from the digitized I and Q signals, the symbol timing estimation unit 12 estimates the symbol timing from the digital complex reception baseband signal, Reference numeral 13 determines and outputs a complex reception symbol from the value (symbol sampling data) of the digital complex reception baseband signal at the symbol timing. The carrier phase error estimator 14 compares the synchronization pattern portion in the complex received symbol sequence with a known synchronization pattern, and _calculates the phase error between the carrier component on the intermediate frequency signal IF and the synchronization carriers P _cos and P _sin. Is estimated. The estimated phase error data is D / A converted by the D / A converter 20, integrated by the LPF 21, and output to the VCO 1 as a frequency control signal. The VCO 1 varies the oscillation frequency so as to cancel the phase error (Reference: Tadashi Fujino, "Digital Mobile Communication", page 127, published by Shokodo on June 10, 2000).
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the example shown in FIG. 4, since the analog circuit VCO1 is used, it is necessary to make the characteristics of the analog passive components uniform. There have been problems in that the circuit cost for design and mounting is increased, and that work for adjusting the characteristics is required during assembly.
The present invention has been made in view of the above-described problems, and provides a quadrature detection circuit of a receiver that can reduce the time and effort for adjusting the characteristics of analog passive components and the time for adjustment during assembly, and reduce the circuit cost for design and mounting. That is its purpose.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The quadrature detection circuit of the receiver according to claim 1, further comprising: Hilbert transform means for forming a digital complex intermediate frequency signal from the digital intermediate frequency signal of the received wave of the modulated wave modulated by the digital modulation method by Hilbert transform; Signal generating means for generating an intermediate frequency carrier, and multiplying means for multiplying each of a real part and an imaginary part of the digital complex intermediate frequency signal by a real part and an imaginary part of the digital complex intermediate frequency carrier to generate a digital complex reception baseband signal Estimating means for estimating the frequency offset of the digital complex received baseband signal from the output of the multiplying means; and time for performing time axis expansion / contraction correction on the digital complex received baseband signal based on the frequency offset information estimated by the estimating means. And an axis correcting means.
[0008]
The quadrature detection circuit of the receiver according to claim 3, wherein the Hilbert transform means for forming a digital complex intermediate frequency signal by Hilbert transform from the digital intermediate frequency signal of the received wave of the modulated wave modulated by the digital modulation method; Signal generating means for generating an intermediate frequency carrier, and multiplying means for multiplying each of a real part and an imaginary part of the digital complex intermediate frequency signal by a real part and an imaginary part of the digital complex intermediate frequency carrier to generate a digital complex reception baseband signal And estimating means for estimating the frequency offset of the digital complex received baseband signal from the output of the multiplying means. The signal generating means is configured to cancel the frequency offset of the complex intermediate frequency carrier so as to cancel the frequency offset estimated by the estimating means. Is corrected.
[0009]
4. An ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via) according to

claim

1 or 3, wherein the array data is extracted from the digital complex reception baseband signal by a predetermined time length (T ₀ ) shifted by a predetermined time interval (Δt) on the time axis. The frequency offset of the digital complex reception baseband signal may be estimated by the Rotational Invariance Techniques method.
[0010]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a quadrature detection circuit of a QPSK modulated wave mobile receiver according to one embodiment of the present invention.
A digital modulated wave modulated by the QPSK modulation method under the air carrier frequency f _C is received by a receiver, and an intermediate frequency signal (IF signal) frequency-converted to a predetermined intermediate frequency f _IF is converted into an A / D converter 30. is input to the sample clock CK is converted to a digital signal in accordance with DSP (digital signal processor) 31 of the period _{T s} by. Digital complex intermediate frequency signal is generated by the Hilbert conversion unit 32 from the digital intermediate frequency signal IF _D which is first digitized in DSP 31. The Hilbert transform unit 32 divides the IF _D into two systems, through the one to the Hilbert transform filter unit 33 performs a Hilbert transform. The other signal is delayed by the delay unit 34 by the required processing time in the Hilbert transform filter unit 33. The Hilbert transform filter unit 33 has an impulse response set to h (t) = 1 / πt, and functions to delay the phase by 90 °. A digital complex intermediate frequency signal (I _IF + jQ _IF ) is created by the complex signal creation unit 35 from the outputs I _IF and Q _{IF of the} delay unit 34 and the Hilbert transform filter unit 33. A synchronizing signal generator 36 generates a digital complex intermediate frequency carrier having a frequency f _IF and a real part and an imaginary part orthogonal to each other, and a multiplier 37 converts each of the real part and the imaginary part of the digital complex intermediate frequency carrier into a digital complex. The digital complex reception baseband signal s (t) is demodulated by multiplying the real part and the imaginary part of the intermediate frequency signal (for quadrature detection using the Hilbert transform, see “Interface September 2002” 165). 175 pages (published on September 1, 2002 by CQ Publishing Company)).
[0011]
The frequency of the sample clock CK of the A / D converter 30 may fluctuate due to environmental changes in temperature and humidity or fluctuations in the power supply voltage. In this case, a frequency offset occurs in the digital complex reception baseband signal s (t). Would. In mobile communication, a frequency offset occurs in the digital complex reception baseband signal s (t) due to the Doppler shift caused by the movement of the mobile object. When the digital complex received baseband signal s (t) with the frequency offset generated is output to the symbol timing estimator 12 and the symbol determiner 13 in FIG. 4, the error in symbol timing estimation and the error in symbol determination increase. . In this embodiment, the frequency offset is detected, and the digital complex reception baseband signal s (t) is corrected by expanding and contracting on the time axis.
[0012]
38 is a frequency offset estimating unit for estimating the frequency offset, and 39 is a correcting unit for expanding and contracting the time axis so as to cancel the frequency offset based on the estimated frequency offset. The frequency offset estimating unit 38 estimates the frequency offset of the digital complex baseband signal using the signal processing technique for the array antenna, in particular, the ESPRIT method. Hereinafter, the principle will be described (the ESPRIT method is described in detail by Nobuyoshi Kikuma, "Adaptive Signal Processing by Array Antenna", pp. 269-290, published on November 25, 1998, Science and Technology Publishing Co., Ltd.).
[0013]
As shown in FIG. 2, the frequency offset estimating unit 38 includes a K-stage shift register unit 40, a transfer unit 41, a buffer memory unit 42 capable of storing k continuous signal data for M columns, and an arithmetic processing unit 43. Digital complex baseband signal is transferred to the shift register unit 40 at a period T _s, the time length of the signal data of the latest of the K × T _s is accumulated in the said shift register unit 40. The arithmetic processing unit 43 periodically (for example, every 5 seconds, every 10 seconds) performs frequency offset estimation. At this time, by instructing the transfer unit 41, first, the signal data for a certain time length T ₀ (= kT _s ) from the first stage to the k-th stage in the shift register unit 40 is stored in the first column of the buffer memory unit 40 storing, (1 + p) is stored from stage a (k + p) signal data constant until stage time length _{T 0} minutes in the second column of the buffer memory section 40, (1 + 2p) constant from stage to (k + 2p) th stage storing a time length _{T 0} minutes signal data in the third column of the buffer memory unit 40, ··, (1+ (M -1) p) from the stage (k + (M-1) p) = to K-th stage The signal data for the fixed time length T ₀ is stored in the M-th column of the buffer memory unit 40. Note that pT _s = Δt. Here, it is assumed that Δt <T ₀ .
[0014]
It is assumed that there are W (1 ≦ W <M) digitally modulated waves modulated by the QPSK modulation method under the air carrier frequency f _C due to the influence of multipath, and one row of the buffer memory unit 40. Assuming that the signal data of the eye is X ₁ (t) and the complex amplitude component of the w-th received wave is F _w (t),
(Equation 1)

However, N ₁ (t) can be represented as an internal noise component. If the frequency offset of the w-th received wave is Δf _w , and the signal data of the second to M-th columns of the buffer memory unit 40 are X ₂ (t), X ₃ (t),... X _M (t),
(Equation 2)

However, N _i (t) can be represented as an internal noise component.
[0015]
X ₁ (t) to X _M (t) are one-dimensional equally spaced linear array data. When the expressions of (1.1) to (1.M) are expressed in vector,
[Equation 3]

(Equation 4)

However,
(Equation 5)

It is expressed as
[0016]
Equation (2) has the same form as the signal vector of the linear array in the estimation of the direction of arrival of the received wave, and the ESPRIT method used in the estimation of the direction of arrival can be applied.
The correlation matrix _Rxx of the signal vector X is a complex Gaussian process in which N _i (t) is mutually independent and has a mean of 0 and a variance of σ ² (noise power).
(Equation 6)

It is expressed as The matrix S is a signal correlation matrix representing the correlation between the W received waves, and when expressed as components,
(Equation 7)

It is.
[0017]
Next, an eigenvalue λ _i and an eigenvector e _i of the correlation matrix R _xx are obtained.

Since there is a relationship, it is possible to estimate the number of incoming waves W from the number of the internal noise power sigma ² larger eigenvalues.
The rotation invariant which is the basic principle of ESPRIT is expressed as follows.
(Equation 9)

Here, Φ represents a W-order diagonal matrix. Further, the matrix _{J 1} and _{J 2} is a matrix of (M-1) × M, the operation of extracting from the first row of each matrix A to (M-1) th row in the equation (5), the matrix A 2 This means an operation of extracting from the line to the M-th line.
That is, there is the following relationship.
(Equation 10)

Next, processing after the eigenvalue expansion of R _xx will be described. The algorithm is TLS (Total-Least-Squares) -ESPRIT (Note that the TLS-ESPRIT method is described in B. Ottersten, M. Viberg and T. Kairath: "Performance Analysis of the most important information of the entirety of the quotation." On Signal Processing, vol. SP-39, No. 5, pp. 1135 (May 1991)). After estimating the number of incoming waves W, the signal subspace

The eigenvector belonging to

From the matrix _E X ₌ J ₁ _E _S, making _E _{Y =} J 2 E _S. Since this matrix E _S is put the same space as the matrix A [number 13]

It is expressed as Here, T is a W-order regular matrix. Therefore,

So
(Equation 15)

Holds.
Using the TLS method, solve E _Y = E _X } in equation (10) for Ψ. For this, first, the matrix

Here, the matrix E _H is a non-negative definite Hermitian matrix of order 2W × 2W, performs eigenvalue expansion of rank W, and obtains a matrix from the eigenvectors v _{w + 1} ,..., V _2W belonging to W eigenvalues equal to zero.

Is composed. The matrix V _N is of order 2W × W. Then, the matrix _{V N} in the upper half of the W following the square matrix _V N1 = _{G X,} when the lower half of the W-th square matrices and _V N2 = _{G Y} Equation 18]

(For details, see the above-mentioned "Adaptive signal processing by array antenna" by Nobuyoshi Kikuma, pp. 211-245).
The matrix Ψ obtained by the equation (12) is given by

Therefore, the problem of obtaining Φ and T is an eigenvalue problem of Ψ. Therefore, the eigenvalue obtained by eigenvalue expansion of Ψ

Is equal to the diagonal component of Φ, so

Thus, an estimated value of the frequency offset Δf _w (w = 1, 2,..., W) is obtained.
[0018]
Among them, the received wave component corresponding to the maximum eigenvalue of Ψ has the strongest influence on the demodulation in the subsequent stage, and the influence of the other received wave components is usually small. Here, assuming that the maximum eigenvalue of Ψ corresponds to the received wave of w = 1,
(Equation 22)

Is the required frequency offset.
The frequency offset estimating section 38 outputs the estimated frequency offset Δf ₁ to the correcting section 39 as frequency offset information, and the correcting section 39 applies a time axis to the digital complex reception baseband signal based on the frequency offset so as to cancel the frequency offset. Output with expansion and contraction. As a result, the frequency offset of the sample clock due to environmental changes in temperature and humidity and the power supply voltage, and the frequency offset of the digital complex baseband signal caused by the Doppler shift inevitable in mobile communications are canceled, and the symbol at the subsequent stage is canceled. The timing estimating unit 12 estimates the symbol timing from the digital complex received baseband signal, and the received symbol determination unit 13 determines and outputs the received symbol from the value of the digital received baseband signal (symbol sampling data) at the symbol timing.
[0019]
According to this embodiment, the digital complex reception baseband signal obtained by multiplying the Hilbert transform and the digital complex intermediate frequency carrier changes the frequency of the sample clock due to environmental changes in temperature and humidity and power supply voltage fluctuations, Even if there is a frequency offset caused by Doppler shift unavoidable in mobile communication, time axis direction array data is created, the frequency offset is estimated using the ESPRIT method, and the time axis is corrected to cancel the frequency offset. The quadrature detection can be performed only by digital signal processing, eliminating the need for a VCO for the analog circuit for quadrature detection, reducing the time required for adjusting the characteristics of analog passive components and the time required for adjustment during assembly, and designing and mounting. Can be reduced.
[0020]
1 is modified as shown in FIG. 3, the correction unit is omitted, and the frequency of the digital complex intermediate frequency carrier output from the synchronization signal generation unit 36A is calculated based on the frequency offset estimated by the frequency offset estimation unit 38. Even if the offset is made variable so as to cancel the offset, the frequency offset of the digital complex reception baseband signal can be eliminated without using the VCO of the analog circuit for quadrature detection.
Further, the digital modulated wave is not limited to QPSK modulation, and can be similarly applied to other digital modulation methods such as QAM modulation.
[0021]
【The invention's effect】
According to the present invention, even if a frequency offset exists in the digital complex reception baseband signal obtained by multiplying the digital intermediate frequency signal by the Hilbert transform and the digital complex intermediate frequency carrier, array data in the time axis direction is created. The frequency offset is estimated using the ESPRIT method, and the time axis is corrected so as to cancel the frequency offset, or the frequency of the digital complex intermediate frequency carrier is varied, so that quadrature detection can be performed only by digital signal processing. This eliminates the need for a VCO of an analog circuit for quadrature detection, thereby reducing the time and effort required for adjusting the characteristics of analog passive components and the time of adjustment during assembly, and the circuit cost for design and mounting.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a quadrature detection circuit of a mobile receiver of a QPSK modulated wave according to one embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a frequency offset estimator in FIG. 1;
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a quadrature detection circuit according to a modification of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional PLL synchronous detection type quadrature detection circuit.
[Explanation of symbols]
30 A / D converter 31 DSP (digital signal processor)
32 Hilbert transform unit 33 Hilbert transform filter unit 34 Delay unit 35 Complex signal creation unit 36, 36A Synchronous signal generation unit 37 Multiplication unit 38 Frequency offset estimation unit 39 Correction unit

Claims

Hilbert transform means for forming a digital complex intermediate frequency signal by Hilbert transform from a digital intermediate frequency signal of a received wave of a modulated wave modulated by a digital modulation method,
Signal generating means for generating a digital complex intermediate frequency carrier;
Multiplication means for multiplying each of the real part and the imaginary part of the digital complex intermediate frequency signal by the real part and the imaginary part of the digital complex intermediate frequency carrier to create a digital complex reception baseband signal;
Estimating means for estimating a frequency offset of a digital complex reception baseband signal from an output of the multiplying means;
Time axis correction means for performing time axis expansion / contraction correction on the digital complex reception baseband signal based on the frequency offset information estimated by the estimation means,
A quadrature detection circuit for a receiver, comprising:

The estimating means extracts array data for a fixed time length (T ₀ ) shifted from the digital complex reception baseband signal by a predetermined time interval (Δt) on the time axis, and extracts the digital complex reception baseband signal by the ESPRIT method. That the frequency offset is estimated,
The quadrature detection circuit of a receiver according to claim 1, wherein

Hilbert transform means for forming a digital complex intermediate frequency signal by Hilbert transform from a digital intermediate frequency signal of a received wave of a modulated wave modulated by a digital modulation method,
Signal generating means for generating a digital complex intermediate frequency carrier;
Multiplication means for multiplying each of the real part and the imaginary part of the digital complex intermediate frequency signal by the real part and the imaginary part of the digital complex intermediate frequency carrier to create a digital complex reception baseband signal;
Estimating means for estimating a frequency offset of a digital complex reception baseband signal from an output of the multiplying means;
With
The signal generating means is configured to correct the frequency of the complex intermediate frequency carrier so as to cancel the frequency offset estimated by the estimating means,
A quadrature detection circuit for a receiver.

The estimating means extracts array data for a fixed time length (T ₀ ) shifted from the digital complex reception baseband signal by a predetermined time interval (Δt) on the time axis, and extracts the digital complex reception baseband signal by the ESPRIT method. That the frequency offset is estimated,
4. The quadrature detection circuit for a receiver according to claim 3, wherein: