JP2004282979A - Vector control method and its device for hybrid field synchronous motor - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a vector control method and its device for a hybrid field synchronous motor comprising mainly current control that makes it possible to exhibit characteristics that the motor has inherently. <P>SOLUTION: The problem is solved by controlling a field current in addition to the control of a stator current, and by determining a stator current command value and a field current command value for this control so as to generate torque complying with a torque command value and to satisfy reasonable evaluation standards (standards for minimizing loss, widening operation range, and the like, for instance) specified by a designer. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

ル回転器６ｂへ送る。６ｂでは、この２相信号（２ｘ１ベクトル）を固定αβ座標系の２相電圧指令値（２ｘ１ベクトル）に変換し、２相３相変換器５ｂへ送る。５ｂでは、２相信号（２ｘ１ベクトル）を３相電圧指令値に変換し、電力変換器３への指令値として出力する。電力変換器３は、指令値に応じた電力を発生し、ハイブリッド界磁形同期電動機１へ印加しこれを駆動する。正弦信号発生器８は、回転ｄｑ座標系の位相決定の手段を構成しており、回転子の位置検出器２から磁極位置情報が送られると、この信号を用いて余弦正弦信号を生成し、回転ｄｑ座標系の位相情報として、ベクトル回転器６ａ，６ｂへ向け出力している。速度制御器１１は、外部からの速度指令値と速度検出器１０からの速度検出値とを入力として得て、ｑ軸電流指令値を出力している。速度制御器のパラメータは、当然のことながら、速度制御フィードバックループが安定に動作するように、換言するならばその出力がｄ軸電流指令値として使用できるように、設計されている。なお、同図では、図の簡明性確保のため、余弦正弦信号を１つの位相ベクトルとして捕らえ、１本の太い信号線で表現している。
【０００６】
９は、界磁巻線に直流電圧を印加し、静的な界磁電流を流すための直流電圧電源である。本直流電圧電源９は、所期の界磁電流が得られるように電圧が可変できるようになっている。一定電圧を印加すれば、定常的には、一定の界磁電流が得られる。すなわち、印加した直流電圧と発生する界磁電流との間には、静的状態では、比例関係が成立する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図１２の代表例から明白なように、従来のベクトル制御方法では、界磁電流に対しては、動的な電流制御がなされていない。このため、ハイブリッド界磁形同期電動機をして可変速を伴う運転をさせる場合には、界磁電流が変動し、ハイブリッド界磁形同期電動機が好ましくない振動を起すことがあった。また、固定子電流に対応して、実時間で、界磁電流発生のための直流電源の電圧を変化させることが困難なため、固定子巻線、界磁巻線で発生する損失（すなわち、銅損）が必要以上に大きくなることが、しばしば発生した。同様な原因により、固定子電圧の制限下では、ハイブリッド界磁形同期電動機の速度領域が、必要以上に制限されることがあった。低中速域での大トルク発生と高速域運転とを同時に達成すると言う目的の下に開発されたハイブリッド界磁形同期電動機ではあるが、上記のように制御上の問題があり、所期の運転性能、所期の有用性を十分に発揮できないと言う問題を抱えていた。
【０００８】
本発明は、以上の背景のもとになされたものであり、その目的は、ハイブリッド界磁形同期電動機が本来有する特性を引出すことのできる、高度な電流制御を中心とした、ベクトル制御方法及び同装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、固定子電流を、回転子永久磁石のＮ極位置に選定したｄ軸とこれに直交するｑ軸とで構成される回転ｄｑ座標系上で、電流ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し制御する電流制御工程を有する、回転子に永久磁石と界磁巻線とを備えたハイブリッド界磁形同期電動機のベクトル制御方法であって、該界磁巻線の電流を制御するための界磁電流制御工程を有することを特徴とする。
【００１０】
請求項２の発明は、請求項１記載のハイブリッド界磁形同期電動機のベクトル制御方法であって、トルク指令値あるいはこれと等価なトルク目標値に従って、該界磁電流制御工程のための界磁電流指令値と、該固定子電流制御工程のための固定子電流指令値の内の少なくともｑ軸電流指令値とを、共に更新生成するようにしたことを特徴とする。
【００１１】
請求項３の発明は、請求項１及び請求項２記載のハイブリッド界磁形同期電動機のベクトル制御方法であって、該トルク指令値あるいは該トルク目標値に従った該界磁電流指令値と該ｑ軸電流指令値とが固定子電圧の制限内で決定可能な場合には、該界磁電流指令値と該ｑ軸電流指令値とを、固定子銅損と回転子界磁銅損とからなる総合銅損が最小となる軌道を規定した最小総合銅損軌道上か、または固定子電圧の制限を規定した固定子電圧制限楕円上で、決定することを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明は、請求項３記載のハイブリッド界磁形同期電動機のベクトル制御方法であって、該トルク指令値あるいは該トルク目標値に従った該界磁電流指令値と該ｑ軸電流指令値とを、繰返し演算で決定するようにしたことを特徴とする。
【００１３】
請求項５の発明は、請求項１及び請求項２記載のハイブリッド界磁形同期電動機のベクトル制御方法であって、該トルク指令値あるいは該トルク目標値に従った該界磁電流指令値と該ｑ軸電流指令値とが固定子電圧の制限内で決定不能な場合には、該界磁電流指令値と該ｑ軸電流指令値とを、固定子電圧制限内で許容される最大トルクを発生するように決定することを特徴とする。
【００１４】
請求項６の発明は、固定子電流を、回転子永久磁石のＮ極位置に選定したｄ軸とこれに直交するｑ軸とで構成される回転ｄｑ座標系上で、電流ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し制御する電流制御手段を有する、回転子に永久磁石と界磁巻線とを備えたハイブリッド界磁形同期電動機のベクトル制御装置であって、該界磁巻線の電流を制御するための界磁電流制御手段を有することを特徴とする。
【００１５】
請求項７の発明は、請求項６記載のハイブリッド界磁形同期電動機のベクトル制御装置であって、トルク指令値あるいはこれと等価なトルク目標値に従って、該界磁電流制御手段のための界磁電流指令値と、該固定子電流制御手段のための固定子電流指令値の内の少なくともｑ軸電流指令値とを、共に更新生成する手段を有することを特徴とする。
【００１６】
つぎに本発明の作用について説明する。請求項１あるいは請求項６の本発明によれば、ハイブリッド界磁形同期電動機の界磁巻線の電流を安定的に制御できるようになるので、この結果、ハイブリッド界磁形同期電動機に対し、可変速時などに発生する動的状態下でも、設計者が指定した界磁電流指令値に、設計者が設計した時定数で追随する界磁電流を確保できるようになると言う作用が得られる。なお、本作用を得るための、指定した時定数を有する安定な界磁電流制御系の具体的構成方法、並びに界磁電流制御器の具体的設計方法は、実施形態例を用いて、改めて詳しく説明する。
【００１７】
請求項２及び請求項７の本発明の作用を説明する。この合理的な説明を行うために、ハイブリッド界磁形同期電動機の数学モデルを考える。回転ｄｑ座標系上では、本ハイブリッド界磁形同期電動機の数学モデルは、（１）式に示した回路方程式、（２）式に示したトルク発生式、（３）式に示したエネルギー伝達式、から構成される。
【数１】

【数２】

【数３】

ただし、
【数４】

【００１８】
（１）〜（４）式においては、２ｘ１ベクトルｖ_１、ｉ_１は、それぞれ、固定子の電圧、電流であり、ｖ_２、ｉ_２は回転子界磁巻線の電圧、電流である。Ｒ_１、Ｒ_２は固定子巻線、回転子界磁巻線の抵抗である。Ｌ_１、Ｌ_２、Ｍは固定子インダクタンス、回転子界磁インダクタンス、固定子・回転子間の相互インダクタンスである。また、Φは永久磁石による回転子磁束の最大値である。τ、Ｎ_ｐは各々発生トルク、極対数である。また、ｓは微分演算子ｄ／ｄｔである。ω_２ｎ、ω_２ｍは次の関係を有する回転子の電気速度、機械速度である。
【数５】

また、（１）〜（３）式における脚符ｄ、ｑは、固定子の電圧、電流のｄ軸成分、ｑ軸成分を意味している。
【００１９】
（２）式が明示しているように、発生トルクと界磁電流、固定子ｑ軸電流とは非線形の関係にある。本非線形性は、同一トルクの発生をもたらす界磁電流、固定子ｑ軸電流は無数に存在することを意味する。
【００２０】
請求項２または請求項７の発明は、トルク指令値あるいはこれと等価なトルク目標値（以下、トルク指令値等と略記、後掲の（１８）式参照）に従って、界磁電流制御工程のための界磁電流指令値と、固定子電流制御工程のための固定子電流指令値の内の少なくともｑ軸電流指令値とを、共に更新生成するようにしたものである。この結果、請求項２あるいは請求項７の発明によれば、同一のトルク指令値等に従って界磁電流指令値とｑ軸電流指令値を同時生成できるようになる。しかも、上に説明したように、同一トルクの発生をもたらす界磁電流指令値とｑ軸電流指令値は無数存在する。この結果、請求項２あるいは請求項７の本発明によれば、両電流指令値の選択の同時性と自由性とが活用できるようになり、所期のトルク発生を達成しながら、かつ設計者が指定した合理的評価基準（例えば、損失の最小、運転領域の拡大などの基準）を満足する最適な界磁電流指令値とｑ軸電流指令値とが生成できるようになると言う作用が得られる。
【００２１】
続いて、請求項３の発明の作用を説明する。固定子ｄ軸電流は、（２）式が示しているように、トルク発生に全く寄与しない。従って、固定子銅損と界磁銅損とからなる総合銅損が最小となるように、界磁電流、固定子電流を制御するには、トルク発生に寄与しない固定子ｄ軸電流はゼロに制御することが合理的である。すなわち、次の（６）を達成する制御が合理的である。
【数６】

（６）式を達成する電流制御が維持されている場合には、（３）式右辺第１項と第２項で示された、固定子巻線による銅損に界磁巻線による銅損を加えた総合銅損Ｐ_ｗは、次式で評価される。
【数７】

【００２２】
詳しい導出過程は省略するが、（７）式の総合銅損Ｐ_ｗを最小とする最小総合銅損軌道は、次の（８）式で記述することができる。
【数８】

所期のトルクτを発生し、かつ最小総合銅損Ｐ_ｗを達成する界磁電流とｑ軸電流は、（２）式のトルク発生の条件と（８）で示された最小総合銅損軌道の条件とを同時に満足するものでなくてはならない。
【００２３】
図１は、表１の電動機パラメータを利用して、ｑ軸電流／界磁電流平面上に、（２）式に基づきトルクτ＝１、１．５、２（Ｎｍ）を促す一定トルク軌道（３本）と、（８）に基づき最小総合銅損軌道を描画した。両軌道の交点（図中に○印で明示）が、所期のトルク発生と最小総合銅損とを同時に達成する界磁電流、ｑ軸電流となる。図１では、３つの発生トルクに対する総合銅損曲線（右縦軸利用）も、（７）式に従い、併せ描画している。○印で明示した軌道交点が、最小総合銅損を達成している事実は、総合銅損曲線より明瞭に確認される。
【表１】

【００２４】
以上の説明は、固定子電圧の制限を考慮していない。換言するならば、実質的な固定子電圧制限が無い、中低速運転おていのみ有効な説明である。周知のように、固定子電圧制限は常に存在する。しかし、一般に、中低速運転ではトルク発生に要する電圧は固定子電圧制限より遥かに低く、本領域では電圧制限は実質的に無いのと同様である。しかし、高速運転時には、固定子電圧制限が実効的に働き始め、これへの考慮が不可欠である。
【００２５】
次に、高速運転を想定し、固定子電圧制限の影響を説明する。固定子電圧の２乗ノルムは、（１）式より次のように評価される。
【数９】

トルク発生に寄与しないｄ軸電流がゼロに制御されている場合には、すなわち（６）式の制御がなされている場合には、（９）式は以下のように評価される。
【数１０】

【００２６】
図２に、ｑ軸電流／界磁電流平面上に、１例として、（１０）式に基づき、固

タを用い、回転子電気速度ω_２ｎ＝７００、７４０、７９０（ｒａｄ／ｓ）の条件で描画した。また、τ＝１．５（Ｎｍ）に対応する一定トルク軌道を（２）式に従い、最小総合銅損軌道を（８）式に従い描画した。
【００２７】
以上の準備のもとに、図２において、速度ω_２ｎ＝７４０（ｒａｄ／ｓ）の状態でトルク指令値τ^＊＝１．５（Ｎｍ）が入力されたと仮定する。固定子電圧制限を考慮しない電流グローバルな最小総合銅損点は、一定トルク軌道上のＡ点に存在するが、Ａ点は固定子電圧制限楕円の外部にあり、固定子電圧制限下では採用することはできない。固定子電圧制限下で、所期のトルク発生をもたらす界磁電流、ｑ軸電流は、上下２個の固定子電圧制限楕円に挟まれているＢ点からＤ点までの一定トルク軌道上のものでなくてはならない。しかし、これらすべてが、同一の損失を有しているわけではない。
【００２８】
図１に示した総合銅損曲線より、固定子電圧制限下の最小総合銅損を与える界磁電流、ｑ軸電流は、一定トルク軌道上の電流であり、かつ負側から見て電流グローバルな最小総合銅損点に最も近い選択可能な界磁電流および同対応ｑ軸電流である。これによれば、本例の固定子電圧制限下の最小総合銅損点は、Ｂ点となる。Ｂ点は取りも直さず、一定トルク軌道と固定子電圧制限楕円の交点である。
【００２９】
請求項３の本発明は、請求項１及び請求項２記載のベクトル制御方法であって、特に、上記説明の原理に基づくものである。請求項１及び請求項２記載のベクトル制御方法により、電流指令値通りに電流が制御できるので、上記の説明は、「ｑ軸電流」、「界磁電流」を「ｑ軸電流指令値」、「界磁電流指令値」と置換してもそのまま成立する。当然のことながら、「所期の発生トルク」は「トルク指令値またはこれと等価なトルク目標値」として指示されることになる。
【００３０】
請求項３の本発明では、トルク指令等に従った界磁電流指令値とｑ軸電流指令値とが固定子電圧の制限内で決定可能な場合には、これらを、最小総合銅損軌道（（８）式）上か、または固定子電圧制限楕円（（１０）式）上で、決定するものである。電動機の速度が比較的低い場合には、固定子電圧制限楕円は十分大きく、トルク指令等に従った界磁電流指令値とｑ軸電流指令値は最小総合銅損軌道上で決定できる。この場合には、所期のトルク発生と、電流に関し真にグローバルな意味での最小総合銅損とを同時に達成する電流指令値が得られる。電動機速度の向上につれ、固定子電圧制限楕円が小さくなり、トルク指令等に従った界磁電流指令値とｑ軸電流指令値は、やがて固定子電圧制限楕円上で決定することになる。この場合には、所期のトルク発生と、限界ながら固定子電圧制限とを満足した上で、総合銅損を最小とする電流指令値が得られる。以上の説明で明らかなように、請求項３の本発明によれば、トルク指令等に合致したトルク発生を伴い、かつ固定子電圧制限を満足した上で、更には総合銅損を最小とする最適な界磁電流指令値とｑ軸電流指令値が存在する場合には、これが決定されると言う作用が得られる。なお、後述する実施形態例に関連して改めて詳しく説明するように、

掲の（１９）式参照）、回転子の電気速度ω_２ｎは速度検出器１０から直ちに得られる（（５）式参照）。
【００３１】
続いて、請求項４の発明の作用を説明する。請求項３の発明の作用の説明で明らかにしたように、所期のトルク発生をもたらす最適な界磁電流指令値とｑ軸電流指令値は、最小総合銅損軌道（（８）式）または固定子電圧制限楕円（（１０）式）上に存在する。この最適電流指令値は、図１、図２では、一定トルク軌道（（２）式）と最小総合銅損軌道との交点（○印で明示）、または一定トルク軌道と固定子電圧制限楕円との交点である（○印で明示）。換言するならば、最適な界磁電流指令値とｑ軸電流指令値は、一定トルク軌道と最小総合銅損軌道からなる非線形連立方程式、または一定トルク軌道と固定子電圧制限楕円からなる非線形連立方程式の解である。
【００３２】
最適な界磁電流指令値とｑ軸電流指令値を得るには、この連立方程式を解法する必要がある。ところが、本連立方程式は４次の非線形であり、これを解析的に解法することは大変困難であり、現実的ではない。請求項４の本発明は、これを繰返し演算で近似的に解法するものである。具体的な繰返し演算の方法は、後述する本発明の実施形態例に関連して詳しく説明するが、これによれば容易に電流指令値を得ることができる。また、後述の実施形態例で示すように、近似誤差は十分に小さくできる。以上の説明より理解されるように、請求項４の本発明によれば、請求項３の発明に基づく最適な界磁電流指令値とｑ軸電流指令値を容易に決定できるようになると言う作用が得られる。
【００３３】
続いて、請求項５の発明の作用を説明する。請求項５の発明は、トルク指令等に従った界磁電流指令値とｑ軸電流指令値とが固定子電圧の制限内で決定不能な場合には、界磁電流指令値とｑ軸電流指令値とを、固定子電圧制限内で許容される最大トルクを発生するように決定するものである。最大トルクを発生するには、界磁電流指令値とｑ軸電流指令値は、最大トルク軌道上に存在しなければならない。最大トルク軌道の導出の詳細な説明は省略するが、これは、次の（１１）式で与えられる。
【数１１】

固定子電圧制限下で最大トルクを出すには、当然のことながら、界磁電流とｑ軸電流は、固定子電圧制限楕円上にも存在しなければならない。最大トルク軌道と固定子電圧制限楕円による両制約を同時に満足する電流を同指令値で置換したものが、請求項５の発明のよる電流指令値となる。
【００３４】
図３に、表１の電動機パラメータを利用して、最大トルク軌道の様子を、回転子電気速度ω_２ｎ＝７００，７４０，７９０，∽（ｒａｄ／ｓ）の条件で示した。ω_２ｎ＝７００〜７９０（ｒａｄ／ｓ）の３解軌道は速度が向上するに従いω_２ｎ＝∽（ｒａｄ／ｓ）に収斂する。同図では、（１０）式で規定された固定子電圧制限楕円も、固定子電圧制限をＣ_ｖ＝５０（Ｖ）とした上で、電気速度ω_２ｎ＝７００，７４０，７９０（ｒａｄ／ｓ）の条件で示した。最大トルク軌道と固定子電圧制限楕円の交点（図３では、○印で明示）の電流を同指令値で置換したものが、本発明による界磁電流指令値とｑ軸電流指令値である。
【００３５】
最大トルク軌道と固定子電圧制限楕円の交点を得るには、（１０）式と（１１）式とによる連立方程式を解法する必要がる。この解は、次式となる。
【数１２】

【数１３】

ただし、
【数１４】

【００３６】
電流指令値を得るには、（１２）式右辺のτにトルク指令値を代入すれば、同式左辺にｑ軸電流指令値が得られる。また、（１３）式右辺のｉ_ｑに（１３）で得たｑ軸電流指令値を代入すれば、同式左辺に界磁電流指令値が得られる。なお、後述の実施形態例に関連して改めて詳しく説明するように、固定子電圧制限

参照）、回転子の電気速度ω_２ｎは速度検出器１０から直ちに得られる（（５）式参照）。
【００３７】
以上のように、請求項５の本発明によれば、トルク指令等に従った界磁電流指令値とｑ軸電流指令値とが固定子電圧の制限内で決定不能な場合には、固定子電圧制限内で許容される最大トルクを発生する界磁電流指令値とｑ軸電流指令値ととが得られる。すなわち、固定子電圧制限下で可能な最大トルクの発生をもたらす電流指令値が得られる。固定子電圧制限下でトルク指令等に従った界磁電流指令値とｑ軸電流指令値とが決定不能な場合には、最大トルクはトルク指令等に対する最良の近似トルクとなる。以上の説明より明白なように、請求項５の本発明によれば、固定子電圧制限によりトルク指令等に合致したトルク発生が不能な状況下で、固定子電圧制限を満足し、かつ、トルク指令等の最良の近似トルクをもたらす界磁電流指令値とｑ軸電流指令値が得られると言う作用が得られる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明の実施形態を詳細に説明する。ハイブリッド界磁形同期電動機に対し、本発明のベクトル制御方法に基づくベクトル制御装置を適用した１実施形態例の基本構造を図４に示す。図４における電動機等の１〜１１の機器は、従来のベクトル制御方法を適用した図１２と同一である。本実施形態例は、ハイブリッド界磁形同期電動機に対して、トルク制御と速度制御の２つの制御モードがスイッチで切換えられる例としている。トルク制御モードの場合には外部より直接トルク指令値を受け、速度制御モードの場合には速度制御器１１の出力としてトルク指令値を受ける構造としている。速度制御器１１の制御器パラメータは、当然のことながら、速度制御フィードバックループが安定に動作するように、換言するならばその出力がトルク指令値として使用できるように、設計されている。当業者には周知のように、このような速度制御器の制御器パラメータは簡単に設計される。
【００３９】
従来のベクトル制御装置を示した図１２と本発明によるベクトル制御装置を示した図４との比較より容易に理解されるように、本発明による制御装置の特色は、界磁電流制御器１３、界磁電流制御器のための直流電流検出器１２、指令変換器１４の新規導入にある。界磁電流制御器１３と直流電流検出器１２が、請求項１あるいは請求項６の本発明に基づき、界磁巻線の電流を制御するための界磁電流制御工程を遂行する手段を実現している。また、指令変換器１４が、請求項２あるいは請求項７の本発明に基づき、界磁電流制御のための界磁電流指令値と、固定子電流制御のための固定子電流指令値の内の少なくともｑ軸電流指令値とを、共に更新生成する工程を遂行する手段を実現している。本発明に基づき新規導入された手段の構成について、以下詳しく説明する。
【００４０】
図４に明示しているように、界磁巻線に流れる界磁電流は直流電流検出器１２で検出され、界磁電流制御器１３へフィードバックされる。図５（ａ）は、界磁電流制御器１３の内部構造の１例を示したものである。本例の界磁電流制御器はフィードバック形電流制御器である。本例では、特に、１次のフィードバック形制御器の１種であるＰＩ形制御器として構成している。フィードバック電流制御系の目標とすべき制御帯域をω_２ｃとすると、この帯域を達成するための２種の制御器パラメータは、簡単には以下のように設計すればよい。
【数１５】

【００４１】
（１）式の第３式で記述された界磁回路の動特性に対し、（１５）式の制御器パラメータを用いた図５（ａ）の界磁電流制御器で界磁電流を制御する場合には、

としての伝達関数Ｇ_Ｂは、固定子ｄ軸電流が（６）式の状態に維持されている状態では、次の（１６）式となる。
【数１６】

すなわち、フィードバック電流制御系の伝達関数Ｇ_Ｂは、帯域ω_２ｃを持つ１次遅れ系の特性をもつ。（１６）式の第２式より、（１５）式に基づく制御器パラメータが、設計者が定めた所期の電流制御帯域を達成するものであることが分かる。
【００４２】
要約するならば、図５（ａ）に示したフィードバック形界磁電流制御器に、（１５）式の制御器パラメータを用いれば、ハイブリッド界磁形同期電動機を可変速運転を行う動的状態下でも、設計者が指定した界磁電流指令値に、設計者が設計した時定数で追随する界磁電流を確保できるようになる。設計者が設計すべき時定数としては、固定子電流制御系の時定数と同程度が設計上の一応の目安である。なお、時定数は、数値的には、概ね電流制御帯域ω_２ｃの逆数となる。従って、電流制御帯域ω_２ｃとし２，０００〜３，０００（ｒａｄ／ｓ）を確保すれば、時定数０．３〜０．５（ｍｓ）の十分に高速な追随性能が得られる。１次制御器の１種であるＰＩ制御器に代わって、高次のあるいは高度な電流制御器を使用しても、もちろん差し支えない。実際的には、図５（ａ）、（１５）式のＰＩ制御器で満足いく電流制御性能を得ることができる。
【００４３】
図５（ｂ）は、界磁電流制御器の第２の実施形態例である。本例の界磁電流制御器はフィードフォワード形電流制御器である。フィードフォワード形電流制御器では、図５（ｂ）に明示しているように電流をフィードバックする必要がないので、図４の直流電流検出器１２は必要ない。図４の直流電流検出器１２は、既に明言しているように、図５（ａ）のフィードバック形界磁電流制御器のためのものである。
【００４４】
（１）式の第３式で記述された界磁回路の動特性に対し、所期の電流制御帯域を設計パラメータω_２ｃとしてもつ図５（ｂ）のフィードフォワード界磁電流制御

へ至る、フィードフォワード電流制御系としての伝達関数Ｇ_Ｆは、固定子ｄ軸電流が（６）式の状態に維持されている状態では、次の（１７）式となる。
【数１７】

すなわち、フィードフォワード電流制御系の伝達関数Ｇ_Ｆは、帯域ω_２ｃを持つ１次遅れ系の特性をもつ。（１７）式より、図５（ｂ）のフィードフォワード形界磁電流制御器が、設計者が定めた所期の電流制御帯域ω_２ｃを達成するものであることが分かる。なお、電流制御帯域ω_２ｃの設計法は、及び電流制御帯域と時定数との関係は、既に説明したフィードバック形電流制御器の場合と同様である。
【００４５】
以上要約するならば、図５（ｂ）に示したフィードフォワード形界磁電流制御器を用いれば、ハイブリッド界磁形同期電動機を可変速運転を行う動的状態下でも、設計者が指定した界磁電流指令値に、設計者が設計した時定数で追随する界磁電流を確保できるようになる。フィードフォワード形界磁電流制御器として、図５（ｂ）に例示した１次制御器に代わって、高次の制御器を使用して差し支えないことを指摘しておく。
【００４６】
次に、指令変換器１４を説明する。指令変換器１４は、請求項２あるいは請求項７の本発明に基づき、界磁電流制御のための界磁電流指令値と、固定子電流制御のための固定子電流指令値の内の少なくともｑ軸電流指令値とを、共に更新生成する工程を遂行する手段を実現している。指令変換器における処理は、請求項３、請求項４及び請求項５の発明に基づき、遂行されている。本処理を適切に遂行し、所期の電流指令値を出力するために、指令変換器１４には、トルク指令値に加えて、電力変換器からリンクｄｃ電圧、固定子電圧指令値、回転子速度が、入力されている。指令変換器１４による処理の内容を、以下、詳しく説明する。
【００４７】
指令変換器１４による処理は、ディジタル的に遂行される。図６は、指令変換器による処理手順をフローチャートで示したものである。同チャートでは、現時点をｎ時点の制御周期とし、ｎ時点での一連の処理を明示している。
【００４８】
ステップＳ１では、以降の処理で共通して利用される信号の前処理を遂行する。まず、（５）式に従い、ｎ時点での機械速度から電気速度を生成する。次に、ｎ

る。
【数１８】

続いて、ｎ時点で電力変換器８から得たリンクｄｃ電圧ｖ_ｄｃに基づき、ｎ時点での固定子制限電圧ｃ_ｖを算定する。両者の間には、基本的に、次の関係が存在する。
【数１９】

【００４９】
ステップＳ２で、所要の固定子電圧が、ステップＳ１で算定した固定子制限電圧ｃ_ｖ以内か否かを算定する。トルク指令値等が連続的に変化しているとすれば、ｎ時点のトルク指令値のためのｎ時点の固定子電圧は、１制御周期前の（ｎ−１）時点の固定子電圧と概ね同一と考えてよい。これは固定子電流制御器の出力から直ちに得ることができる。固定子電圧に関し、次の（２０）式が成立する場合には、固定子電圧制限の影響を実質的に受けない処理を遂行するステップＳ３へ進む。
【数２０】

反対に、（２０）式が成立しない場合には、固定子電圧制限の影響を取込んだ処理を遂行するステップＳ４へ進む。
【００５０】
ステップＳ２でトルク指令値等に従った界磁電流指令値とｑ軸電流指令値とが固定子電圧の制限内で決定できることが判明し、ステップＳ３へ進んだ場合を説明する。ステップＳ３では、電流グローバルな意味で最小総合銅損を達成する界磁電流指令値とｑ軸電流指令値を決定することになる。具体的には、請求項３の発明に基づき、（２）式に基づく一定トルク軌道と（８）式に基づく最小総合銅損軌道からなる非線形連立方程式を解くことになる。これは、請求項４の発明に基づく、次の（２１）〜（２３）式に示した、ｋに関し繰り返す繰返アルゴリズムで解法する。
【数２１】

【数２２】

【数２３】

ここに、Ｌｍｔ（・）はリミッタ処理を意味する。ｑ軸電流指令値のリミッタ範囲は、正トルクの場合は０〜正制限値、負トルクの場合は負制限値〜０に設定すればよい。
【００５１】
図７に、表１の電動機パラメータを利用して、トルク指令値τ^＊＝１．５（Ｎｍ）に対

場合の求解の様子を示す。特異な初期値に対しても、５回の繰返しで、概ね真値を得ている。トルク指令値が連続的に変化する場合には、前時点の電流指令値を初期値に利用すれば、１、２回の繰返しで所期の最適電流指令値を得ることができる。
【００５２】
ステップＳ２で、発生すべき固定子電圧が固定子電圧制限に到達することが判明して、ステップＳ４へ進んだ場合を説明する。ステップＳ４では、固定子電圧制限で発生可能な最大のトルク目標値ｃ_τｍａｘの算定を、次の（２４）式に従い行う。
【数２４】

【００５３】

値ｃ_τｍａｘの大小関係を評価する。次の（２５）式の関係が成立する場合には、固定子電圧制限に達していても、所期のトルク発生が可能であるので、ステップＳ６へ進む。
【数２５】

反対に、（２５）が成立しない場合には、固定子電圧制限のため所期のトルク発生が不可能であるので、ステップＳ７へ進む。
【００５４】
ステップＳ５で、固定子電圧制限に達していても所期のトルク発生が可能であることが判明し、ステップＳ６へ進んだ場合を説明する。ステップＳ６では、固定子電圧制限に達した上で、最小総合銅損で、所期のトルク発生をもたらす界磁電流指令値とｑ軸電流指令値を決定することになる。具体的には、請求項３の発明に基づき、（２）式に基づく一定トルク軌道と（１０）式に基づく固定子電圧制限楕円からなる非線形連立方程式を解くことになる。これは、請求項４の発明に基づく、次の（２６）〜（２８）式に示した、ｋに関し繰り返す繰返アルゴリズムで解法する。
【数２６】

【数２７】

【数２８】

ここに、ｇは真の解への収束速度を調整するためのゲインであり、これは次式のように決定すればよい。
【数２９】

Ｌｍｔ（・）はリミッタ処理を意味しており、リミッタ値の下限はゼロ、上限は電流制限値でよい。
【００５５】
図８に、表１の電動機パラメータを利用して、本繰返アルゴリズムによる求解の様子を例示した。なお、運転条件及び初期値等は次のように選定した。
【数３０】

適当な初期値に対し、２度の繰返しで真の電流指令値を得ていることが確認される。なお、第１回計算で大きな狂いを発生しているが、これは初期値を適当に与えたことに起因している。トルク指令値が連続的に変化する場合には、（ｎ−１）時点の指令値を初期値に利用でき、１回の繰返し計算で確実に最適電流指令値を得ることができる。
【００５６】
ステップＳ５で、固定子電圧制限のため所期のトルク発生が不可能であると判定し、ステップＳ７へ進んだ場合を説明する。ステップＳ７では、請求項５の発明に基づき、固定子電圧制限下で発生可能な最大トルクを発生するための界磁電流指令値、ｑ軸電流指令値を決定する。こらの指令値は、（１２）、（１３）式における電流値などをその指令値で置換した次式で、直ちに決定される。
【数３１】

【数３２】

【００５７】
以上、本発明の指令変換器１４による処理の詳細を、図６のフローチャートを中心に詳しく説明した。次に、指令変換器１４が本フローチャートに従った処理を遂行し連続的な電流指令値を生成する様子を、トルク制御を例に取り、総合的に説明する。簡単のため、停止時のハイブリッド界磁形同期電動機に一定のトルク指令値τ^＊＝１．５（Ｎｍ）が与えられ、ハイブリッド界磁形同期電動機がゼロ速から加速している運転状況を、図９と共に考える。図９（ａ）はトルク指令値に対応して選択された電流指令値を、図９（ｂ）はトルク／速度図を用いてトルク指令値と同応答値の概略的関係を、示したものである。なお、図９（ａ）は、表１のパラメータを利用し電圧制限値をｃ_ｖ＝５０（Ｖ）として描画している。
【００５８】
図９（ａ）を考える。停止時では固定子電圧は十分に余裕があり、最小総合銅損軌道上のＡ点を最適動作点とする。加速につれ電圧制限楕円が縮少してくるが、固定子電圧制限楕円がＡ点に至るまで、最適動作点としてはＡ点が維持される。すなわち、この間、同一の電流指令値がステップＳ３（（２１）〜（２３）式）で決定される。図９（ｂ）においては、この間の動作は、Ａ点からＡ’点までの運転に対応する。
【００５９】
本例では、おおよそ電気速度ω_２ｎ＝７００（ｒａｄ／ｓ）で固定子電圧制限を受け始める。しかし、引続きトルク指令値に従った所期のトルク発生は可能であり、一定トルクでの加速が続く。この間、最適動作点すなわち電流指令値は一定トルク軌道上のＡ点からＢ点へ移動する。図９（ｂ）においては、この間の動作は、Ａ’点からＢ点の運転に対応する。この間の電流指令値は、ステップＳ６（（２６）〜（２７）式）で決定される。当然、電流指令値は制御周期ごと連続的に変化する。
【００６０】
本例では、おおよそ電気速度ω_２ｎ＝７９０（ｒａｄ／ｓ）で図９（ａ）のＢ点に到達し、これ以上の速度では、固定子電圧制限のため、トルク指令値に従ったトルク発生は不能となる。このため、一定トルク軌道から離脱し、固定子電圧制限下の最大トルク軌道に移る。本軌道に乗った時点で、加速につれて、固定子電圧制限楕円が縮少するため、電流指令値は最大トルク軌道上のＢ点からＣ点に向かって制御される。なお、最大トルク軌道は速度の関数であるので、速度増加とともに若干変化することになるが、本例では、図の輻輳を避けるため１軌道のみを描画している。図９（ｂ）においては、この間の動作は、Ｂ点からＣ点の運転に対応する。この間の電流指令値は、ステップＳ７（（３１）、（３２）式）で決定される。この場合も、当然、電流指令値は制御周期ごと連続的に変化する。
【００６１】
図９を用いて説明したトルク制御を、試作したハイブリッド界磁形同期電動機を用い、実験的に検証した。図１０に試験装置の概観を示す。右端の試作ハイブリッド界磁形同期電動機は、トルクセンサを介して、左端の負荷装置に結合されている。試作ハイブリッド界磁形同期電動機の特性は、表１と概ね同様である。本試験では、負荷装置はフリーラン状態に保ち、実質的には、増加慣性モーメントとして利用した。
【００６２】
停止時の試作ハイブリッド界磁形同期電動機に、固定子電圧制限値を約ｃ_ｖ＝５０（Ｖ）とし、一定トルク指令値τ^＊＝１．５（Ｎｍ）を与えたときのトルク／速度応答を図１１（ａ）に示す。図１１（ａ）は、定常応答ではなく動的な瞬時応答である点には注意されたい。なお、発生トルクは、トルクセンサが本試験に耐え得る高速応答性を有しないため、ｑ軸電流、界磁電流の実測値から（２）式に基づき算定した。図１１（ｂ）は、図１１（ａ）と同一の回転子機械速度、発生トルクに加え、指令変換器１４が生成したｑ軸電流指令値、界磁電流指令値を、時間応答として表現したものである。同図は上から、回転子機械速度、発生トルク、ｑ軸電流指令値、界磁電流指令値を示している。図１１（ａ）、（ｂ）では、Ａ、Ａ’、Ｂ、Ｃの各動作点が互いに対応している。図１１（ｃ）は、図１１（ｂ）におけるｑ軸電流指令値、界磁電流指令値を、相対関係として再描画したものである。なお、同図には参考までに設計上の各種軌道も破線で描画している。図１１（ａ）の瞬時的なトルク／速度応答によれば、軌道変更を伴うＢ点前後で、若干のトルクリプルが見られる。これは過渡応答の影響である。事実、図１１（ｂ）の時間応答によれば、電流指令値は期待通りに生成されている。図１１（ｃ）からも、所期の電流指令値が生成されていることが確認される。
【００６３】

常時ゼロに設定した。しかし、本発明は、ｄ軸電流指令値を常時ゼロに設定することを強要するものではないことを指摘しておく。例えば、図６に示した処理手順に従って、界磁電流指令値、ｑ軸電流指令値を決定した後に、ｄ軸電流指令値

【数３３】

この場合には、電動機のみを対象とした最小総合銅損の特性は失われるが、反対に、力率の向上を図ることができる。力率向上は、電動機による損失に電力変換器による損失を含めた総合損失の低下に寄与する。（３３）式はｄ軸電流指令をゼロを含め負側に選定することを示しているが、負のｄ軸電流指令値は固定子電圧制限の緩和に寄与する効果もある。
【００６４】
本発明に関する上記の実施形態例は、図４で例示したトルク制御、あるいは速度制御に関するものであるが、当業者にとっては明白なように、本発明は位置制御においても利用できることを指摘しておく。
【００６５】
【発明の効果】
以上の説明より明白なように、本発明は以下の効果を奏する。特に、請求項１あるいは請求項６の本発明によれば、ハイブリッド界磁形同期電動機の界磁巻線の電流を安定的に制御できるようになるので、ひいては、ハイブリッド界磁形同期電動機に対し、可変速時などに発生する動的状態下でも、設計者が指定した界磁電流指令値に、設計者が設計した時定数で追随する界磁電流を確保できるようになると言う作用が得られた。この作用の結果、請求項１あるいは請求項６の本発明によれば、本発明が目的にした、ハイブリッド界磁形同期電動機を可変速時などに発生する動的状態下でも安定的に制御できるベクトル制御方法あるいはベクトル制御装置が実現ようになると言う効果が得られる。
【００６６】
特に、請求項２あるいは請求項７の本発明によれば、ｑ軸電流指令値と界磁電流指令値の選択の同時性と自由性とが活用できるようになり、所期のトルク発生を達成しながら、かつ設計者が指定した合理的評価基準（例えば、損失の最小、運転領域の拡大などの基準）を満足する最適な界磁電流指令値とｑ軸電流指令値とが生成できるようになると言う作用が得られた。この結果、請求項２あるいは請求項７の本発明によれば、本発明が目的にした、所期のトルク発生を達成しながら、かつ設計者が指定した合理的評価基準（例えば、損失の最小、運転領域の拡大などの基準）を満足する、ハイブリッド界磁形同期電動機のための優れたベクトル制御方法あるいはベクトル装置を実現できるようになると言う効果が得られる。
【００６７】
特に、請求項３の本発明によれば、トルク指令等に合致したトルク発生を伴い、かつ固定子電圧制限を満足した上で、更には固定子巻線と界磁巻線に発生する総合銅損を最小とする最適な界磁電流指令値とｑ軸電流指令値が存在するならば、これが決定されると言う作用が得られた。この作用の結果、請求項３の本発明によれば、トルク指令等に合致したトルク発生が可能な運転状態では、トルク指令等に合致したトルク発生をもたらし、かつ総合損失の最小化を図る効率的なベクトル制御方法が実現できると言う効果が得られる。
【００６８】
特に、請求項４の発明によれば、請求項３の発明に基づく最適な界磁電流指令値とｑ軸電流指令値を容易に決定できるようになると言う作用が得られた。この作用の結果、請求項４の発明によれば、請求項３の発明に基づくベクトル制御方法を容易に実現できるようになると言う効果が得られる。
【００６９】
特に、請求項５の本発明によれば、固定子電圧制限によりトルク指令等に合致したトルク発生が不能な状況下で、固定子電圧制限を満足し、かつ、トルク指令等の最良の近似トルクをもたらす界磁電流指令値とｑ軸電流指令値が得られると言う作用が得られた。この作用の結果、請求項５の本発明によれば、固定子電圧制限によりトルク指令等に合致したトルク発生が不能な状況下で、固定子電圧制限を満足し、かつ、トルク指令等の最良の近似トルクをもたらすベクトル制御方法が実現できるようになると言う効果が得られる。また、固定子電圧制限を満足した上で、トルク指令等に対する最良の近似トルクが発生できると言うことは、運転速度領域の拡大を意味するので、請求項５の本発明によれば、広い運転速度領域を達成するベクトル制御方法が実現できるようになると言う効果も得られる。
【００７０】
以上述べた本発明の効果は、実施形態例の説明に関連して明示したように、ハイブリッド界磁形同期電動機実機による実験でも検証確認されている。これらの効果は、本発明が提供するベクトル制御方法及び同装置が、所期の目的を達成した有用性の高いベクトル制御方法及び同装置であることを立証するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】ハイブリッド界磁形同期電動機における最小総合銅損軌道、一定トルク軌道、総合銅損曲線の１相互関係例を示す図
【図２】ハイブリッド界磁形同期電動機における最小総合銅損軌道、一定トルク軌道、固定子電圧制限楕円の１相互関係例を示す図
【図３】ハイブリッド界磁形同期電動機における固定子電圧制限楕円、最大トルク軌道の１相互関係例を示す図
【図４】本発明によるベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【図５】１実施形態例における界磁電流制御器の概略構成を示すブロック図
【図６】１実施形態例における指令変換器の処理手順を示すフローチャート
【図７】１実施形態例におけるｑ軸電流指令値、界磁電流指令値のための繰返アルゴリズムの応答例を示す図
【図８】１実施形態例におけるｑ軸電流指令値、界磁電流指令値のための繰返アルゴリズムの応答例を示す図
【図９】トルク制御時の応答例の概略を示す図
【図１０】本発明を適用した、テストベンチ上のハイブリッド界磁同期電動機を示す図
【図１１】ハイブリッド界磁同期電動機実機による実験結果の１例を示す図
【図１２】従来のベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【符号の説明】
１ ハイブリッド界磁形同期電動機
２ 位置検出器
３ 電力変換器
４ 交流電流検出器
５ａ ３相２相変換器
５ｂ ２相３相変換器
６ａ ベクトル回転器
６ｂ ベクトル回転器
７ 固定子電流制御器
８ 正弦信号発生器
９ 直流電圧電源
１０ 速度検出器
１１ 速度制御器
１２ 直流電流検出器
１３ 界磁電流制御器
１４ 指令変換器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a vector control method and apparatus for a hybrid field synchronous motor having a permanent magnet and a field winding on a rotor. In particular, it is possible to generate torque according to the dynamic change of the torque command value or the equivalent torque target value, and to minimize the total copper loss consisting of the stator copper loss and the field copper loss, Further, the present invention relates to a method for controlling a stator current and a field current and an apparatus for expanding the operating speed range.
[0002]
[Prior art]
In recent years, due to the efficiency of the permanent magnet synchronous motor, attempts have been made to apply this motor to applications that require large torque generation at low and medium speeds and high speed operation at the same time. However, under a situation where the applied voltage is limited, both requirements are mutually exclusive and cannot be realized at the same time. In order to solve this problem in the permanent magnet synchronous motor, an attempt has been made to develop a hybrid field type synchronous motor in which a rotor is provided with a field winding in addition to a permanent magnet, which should be called an improvement. The hybrid field type synchronous motor has a history of improvement of the permanent magnet synchronous motor, and is controlled according to a traditional vector control method for the permanent magnet synchronous motor. That is, the stator current is expressed as the d-axis component and the q-axis component of the current vector on the rotation dq coordinate system composed of the d-axis selected at the N pole position of the rotor permanent magnet and the q-axis orthogonal thereto. A vector control method of dividing and controlling is employed.
[0003]
There are very few literatures on hybrid field synchronous motors in the world because this motor is still under development. Among them, the latest literature dealing with the control method is a literature published in November 2002 (Y. Amara, E. Hoang, M. Gabsi, M. Lecrivain, AH Ben-Ashmed and S. Derou. "Measured Performance of New Hybrid Excitation Synchronous Machine", EPE Journal, Vol. 12, No. 4, pp. 42-50 (2002-11)). FIG. 12 is a block diagram schematically showing how a typical representative vector control method for a hybrid field type synchronous motor is implemented with reference to the above-mentioned document and is mounted on the conventional vector control method. 1 is a hybrid field type synchronous motor, 2 is a rotor position detector, 3 is a power converter, 4 is an AC current detector, 5a and 5b are 3 phase 2 phase converters, 2 phase 3 respectively. Phase converters 6a and 6b are both vector rotators, 7 is a stator current controller, 8 is a sine signal generator, 9 is a DC voltage source, 10 is a rotor speed detector, 11 Indicates a speed controller.
[0004]
In FIG. 12, various devices from 2 to 8 have a stator current on a rotating dq coordinate system composed of a d-axis selected at the N pole position of the rotor permanent magnet and a q-axis orthogonal thereto. A means for executing a current control step of dividing and controlling the current vector as a d-axis component and a q-axis component is configured.
[0005]
The three-phase current detected by the AC current detector 4 is converted into a two-phase current (2 × 1 vector) on the fixed αβ coordinate system by the three-phase two-phase converter 5a and then rotated by the vector rotator 6a. Two-phase current (2 × 1 vector) i _d , I _q And sent to the stator current controller 7. The stator current controller 7 converts the conversion current i _d , I _q But each current finger

To the rotator 6b. In 6b, this two-phase signal (2 × 1 vector) is converted into a two-phase voltage command value (2 × 1 vector) in a fixed αβ coordinate system and sent to the two-phase three-phase converter 5b. In 5b, a two-phase signal (2 × 1 vector) is converted into a three-phase voltage command value and output as a command value to the power converter 3. The power converter 3 generates electric power according to the command value, applies it to the hybrid field type synchronous motor 1, and drives it. The sine signal generator 8 constitutes means for determining the phase of the rotating dq coordinate system. When the magnetic pole position information is sent from the rotor position detector 2, a cosine sine signal is generated using this signal, The phase information of the rotation dq coordinate system is output to the vector rotators 6a and 6b. The speed controller 11 receives a speed command value from the outside and a speed detection value from the speed detector 10 as inputs, and outputs a q-axis current command value. The parameters of the speed controller are naturally designed so that the speed control feedback loop operates stably, in other words, its output can be used as the d-axis current command value. In the figure, for the sake of simplicity, the cosine sine signal is captured as one phase vector and represented by one thick signal line.
[0006]
Reference numeral 9 denotes a DC voltage power source for applying a DC voltage to the field winding and causing a static field current to flow. The direct-current voltage power supply 9 can change the voltage so that a desired field current can be obtained. If a constant voltage is applied, a constant field current can be obtained constantly. That is, a proportional relationship is established between the applied DC voltage and the generated field current in a static state.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
As is clear from the representative example of FIG. 12, in the conventional vector control method, dynamic current control is not performed for the field current. For this reason, when the hybrid field type synchronous motor is operated with variable speed, the field current may fluctuate and the hybrid field type synchronous motor may cause undesirable vibrations. In addition, since it is difficult to change the voltage of the DC power source for generating the field current in real time corresponding to the stator current, the loss generated in the stator winding and the field winding (that is, Often, the copper loss) was unnecessarily large. For the same reason, under the restriction of the stator voltage, the speed region of the hybrid field type synchronous motor may be restricted more than necessary. Although it is a hybrid field type synchronous motor that was developed with the aim of simultaneously achieving large torque generation in the low and medium speed range and high speed range operation, there are problems with control as mentioned above, There was a problem that the driving performance and the expected usefulness could not be fully demonstrated.
[0008]
The present invention has been made based on the above background, and an object of the present invention is to provide a vector control method centered on advanced current control that can bring out the inherent characteristics of a hybrid field synchronous motor, and It is to provide the apparatus.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the invention of claim 1 is directed to a rotating dq coordinate system comprising a d-axis selected at the N pole position of a rotor permanent magnet and a q-axis orthogonal thereto. And a vector control method for a hybrid field type synchronous motor having a rotor with a permanent magnet and a field winding, which has a current control step of dividing and controlling the current vector as a d-axis component and a q-axis component. And a field current control step for controlling the current of the field winding.
[0010]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a vector control method for a hybrid field type synchronous motor according to the first aspect, wherein the field current control step is performed in accordance with a torque command value or a torque target value equivalent thereto. Both the current command value and at least the q-axis current command value among the stator current command values for the stator current control step are updated and generated.
[0011]
The invention of claim 3 is a vector control method for a hybrid field synchronous motor according to claim 1 and claim 2, wherein the field command value according to the torque command value or the torque target value and the field current command value When the q-axis current command value can be determined within the limit of the stator voltage, the field current command value and the q-axis current command value are calculated from the stator copper loss and the rotor field copper loss. It is determined on the minimum total copper loss trajectory that defines the trajectory that minimizes the total copper loss or on the stator voltage limit ellipse that defines the limit of the stator voltage.
[0012]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a vector control method for a hybrid field synchronous motor according to the third aspect, wherein the field current command value and the q-axis current command according to the torque command value or the torque target value. The value is determined by iterative calculation.
[0013]
The invention of claim 5 is a vector control method for a hybrid field synchronous motor according to claim 1 and claim 2, wherein the field command value according to the torque command value or the torque target value and the field current command value When the q-axis current command value cannot be determined within the limit of the stator voltage, the field current command value and the q-axis current command value are generated with the maximum torque allowed within the stator voltage limit. It is characterized by deciding to do.
[0014]
The invention according to claim 6 is the d-axis component of the current vector on the rotating dq coordinate system composed of the d-axis selected at the N pole position of the rotor permanent magnet and the q-axis orthogonal thereto. And a vector control device for a hybrid field type synchronous motor having a permanent magnet and a field winding on a rotor, the current control unit having a current control means for dividing and controlling as a q-axis component, wherein the current of the field winding It has a field current control means for controlling.
[0015]
A seventh aspect of the present invention is the vector control device for a hybrid field synchronous motor according to the sixth aspect, wherein the field current control means for the field current control means according to the torque command value or a torque target value equivalent thereto. It is characterized by having means for updating both the current command value and at least the q-axis current command value of the stator current command value for the stator current control means.
[0016]
Next, the operation of the present invention will be described. According to the present invention of claim 1 or claim 6, the current of the field winding of the hybrid field type synchronous motor can be stably controlled. As a result, for the hybrid field type synchronous motor, Even under a dynamic state generated at a variable speed or the like, it is possible to obtain a field current that can follow a field current command value designated by the designer with a time constant designed by the designer. The specific configuration method of the stable field current control system having the specified time constant and the specific design method of the field current controller for obtaining this action will be described again in detail using the embodiment. explain.
[0017]
The operation of the present invention of claims 2 and 7 will be described. To give a reasonable explanation, consider a mathematical model of a hybrid field synchronous motor. On the rotating dq coordinate system, the mathematical model of the present hybrid field type synchronous motor includes a circuit equation shown in equation (1), a torque generation equation shown in equation (2), and an energy transfer equation shown in equation (3). Is composed of.
[Expression 1]

[Expression 2]

[Equation 3]

However,
[Expression 4]

[0018]
In the expressions (1) to (4), the 2 × 1 vector v ₁ , I ₁ Are the voltage and current of the stator, respectively, v ₂ , I ₂ Is the voltage and current of the rotor field winding. R ₁ , R ₂ Is the resistance of the stator winding and the rotor field winding. L ₁ , L ₂ , M is a stator inductance, a rotor field inductance, and a mutual inductance between the stator and the rotor. Moreover, (PHI) is the maximum value of the rotor magnetic flux by a permanent magnet. τ, N _p Are the generated torque and the number of pole pairs, respectively. Further, s is a differential operator d / dt. ω _2n , Ω _2m Is the electric speed and mechanical speed of the rotor having the following relationship.
[Equation 5]

Further, the marks d and q in the expressions (1) to (3) mean the stator voltage, the current d-axis component, and the q-axis component.
[0019]
As shown in the equation (2), the generated torque, the field current, and the stator q-axis current are in a non-linear relationship. This non-linearity means that there are an infinite number of field currents and stator q-axis currents that generate the same torque.
[0020]
The invention according to claim 2 or claim 7 is for the field current control process according to the torque command value or a torque target value equivalent thereto (hereinafter abbreviated as torque command value, etc., see formula (18) below). Both the field current command value and at least the q-axis current command value among the stator current command values for the stator current control step are updated and generated. As a result, according to the invention of claim 2 or claim 7, the field current command value and the q-axis current command value can be generated simultaneously according to the same torque command value or the like. In addition, as described above, there are innumerable field current command values and q-axis current command values that cause generation of the same torque. As a result, according to the present invention of claim 2 or claim 7, it becomes possible to utilize the simultaneity and freedom of selection of both current command values, while achieving the desired torque generation and the designer. Is able to generate an optimum field current command value and q-axis current command value that satisfy the rational evaluation criteria specified by (for example, criteria such as minimum loss and expansion of the operating range). .
[0021]
Next, the operation of the invention of claim 3 will be described. The stator d-axis current does not contribute to torque generation at all, as shown in the equation (2). Therefore, in order to control the field current and the stator current so that the total copper loss including the stator copper loss and the field copper loss is minimized, the stator d-axis current that does not contribute to torque generation is zero. It is reasonable to control. That is, the control to achieve the following (6) is reasonable.
[Formula 6]

When current control to achieve equation (6) is maintained, the copper loss due to the field winding is added to the copper loss due to the stator winding shown in the first and second terms on the right side of equation (3). Total copper loss P _w Is evaluated by the following equation.
[Expression 7]

[0022]
Although the detailed derivation process is omitted, the total copper loss P in equation (7) _w The minimum total copper loss trajectory that minimizes can be described by the following equation (8).
[Equation 8]

Generates desired torque τ and minimum total copper loss P _w The field current and the q-axis current for achieving the above must satisfy the conditions for generating torque in the equation (2) and the conditions for the minimum total copper loss orbit shown in (8) at the same time.
[0023]
FIG. 1 shows a constant torque trajectory that promotes torque τ = 1, 1.5, 2 (Nm) based on the equation (2) on the q-axis current / field current plane using the motor parameters in Table 1. 3) and the minimum total copper loss trajectory was drawn based on (8). The intersection of the two tracks (denoted by a circle in the figure) is the field current and q-axis current that simultaneously achieve the desired torque generation and the minimum total copper loss. In FIG. 1, the total copper loss curve (using the right vertical axis) for the three generated torques is also drawn according to the equation (7). The fact that the orbital intersection indicated by the circles achieves the minimum total copper loss is clearly confirmed from the total copper loss curve.
[Table 1]

[0024]
The above description does not consider the stator voltage limitation. In other words, it is an explanation that is effective only during medium to low speed operation without substantial stator voltage limitation. As is well known, there is always a stator voltage limit. In general, however, the voltage required for torque generation in the medium / low speed operation is much lower than the stator voltage limit, which is similar to the fact that there is virtually no voltage limit in this region. However, during high-speed operation, the stator voltage limit begins to work effectively, and consideration for this is essential.
[0025]
Next, assuming the high speed operation, the influence of the stator voltage limitation will be described. The square norm of the stator voltage is evaluated as follows from the equation (1).
[Equation 9]

When the d-axis current that does not contribute to torque generation is controlled to zero, that is, when the control of equation (6) is performed, equation (9) is evaluated as follows.
[Expression 10]

[0026]
In FIG. 2, on the q-axis current / field current plane, as an example, based on Equation (10),

The rotor electrical speed ω _2n = 700, 740, 790 (rad / s). Further, a constant torque trajectory corresponding to τ = 1.5 (Nm) was drawn according to equation (2), and a minimum total copper loss trajectory was drawn according to equation (8).
[0027]
Based on the above preparation, in FIG. _2n = 740 (rad / s), torque command value τ ^* = 1.5 (Nm) is input. The current global minimum total copper loss point that does not consider the stator voltage limit exists at point A on the constant torque trajectory, but point A is outside the stator voltage limit ellipse and is adopted under the stator voltage limit. It is not possible. The field current and q-axis current that produce the desired torque under the stator voltage limit are those on a constant torque trajectory from point B to point D sandwiched between two upper and lower stator voltage limit ellipses. It must be. However, not all of these have the same loss.
[0028]
From the total copper loss curve shown in FIG. 1, the field current and the q-axis current that give the minimum total copper loss under the stator voltage limit are currents on a constant torque trajectory, and the current global when viewed from the negative side. The selectable field current and the corresponding q-axis current closest to the minimum total copper loss point. According to this, the minimum total copper loss point under the stator voltage limit of this example is the B point. The point B is not corrected and is the intersection of the constant torque trajectory and the stator voltage limit ellipse.
[0029]
The third aspect of the present invention is the vector control method according to the first and second aspects, and is particularly based on the principle described above. Since the current can be controlled according to the current command value by the vector control method according to claim 1 and claim 2, the above explanation is based on “q-axis current command value”, “q-axis current command value”, Even if it is replaced with the “field current command value”, it is established as it is. As a matter of course, “the expected generated torque” is designated as “a torque command value or a torque target value equivalent thereto”.
[0030]
According to the third aspect of the present invention, when the field current command value and the q-axis current command value according to the torque command or the like can be determined within the limit of the stator voltage, these are calculated as the minimum total copper loss trajectory ( (8)) or on the stator voltage limit ellipse (equation (10)). When the motor speed is relatively low, the stator voltage limit ellipse is sufficiently large, and the field current command value and the q-axis current command value according to the torque command or the like can be determined on the minimum total copper loss trajectory. In this case, a current command value that simultaneously achieves the desired torque generation and the minimum total copper loss in a truly global sense regarding the current can be obtained. As the motor speed increases, the stator voltage limit ellipse becomes smaller, and the field current command value and the q-axis current command value according to the torque command or the like are eventually determined on the stator voltage limit ellipse. In this case, the current command value that minimizes the total copper loss can be obtained while satisfying the expected torque generation and the limit of the stator voltage, although limited. As is apparent from the above description, according to the present invention of claim 3, the torque is generated in accordance with the torque command and the stator voltage limit is satisfied, and the total copper loss is further minimized. When there is an optimum field current command value and q-axis current command value, an effect is obtained that this is determined. In addition, as will be described in detail again in connection with an exemplary embodiment described later,

(See equation (19) above), rotor electrical speed ω _2n Is immediately obtained from the speed detector 10 (see equation (5)).
[0031]
Next, the operation of the invention of claim 4 will be described. As clarified in the description of the operation of the invention of claim 3, the optimum field current command value and q-axis current command value that cause the desired torque generation are the minimum total copper loss trajectory (equation (8)) or It exists on the stator voltage limit ellipse (Equation (10)). In FIG. 1 and FIG. 2, this optimum current command value is the intersection of the constant torque trajectory (formula (2)) and the minimum total copper loss trajectory (denoted by a circle), or the constant torque trajectory and the stator voltage limit ellipse. (It is clearly indicated by a circle). In other words, the optimum field current command value and q-axis current command value are determined by a nonlinear simultaneous equation consisting of a constant torque trajectory and a minimum total copper loss trajectory, or a nonlinear simultaneous equation consisting of a constant torque trajectory and a stator voltage limit ellipse. Is the solution.
[0032]
In order to obtain the optimum field current command value and q-axis current command value, it is necessary to solve the simultaneous equations. However, this simultaneous equation is a fourth-order nonlinear, and it is very difficult to solve this analytically, which is not realistic. The present invention of claim 4 solves this approximately by iterative calculation. A specific repetitive calculation method will be described in detail in connection with an embodiment of the present invention to be described later. According to this, a current command value can be easily obtained. Further, as shown in an exemplary embodiment described later, the approximation error can be sufficiently reduced. As understood from the above description, according to the present invention of claim 4, the optimum field current command value and q-axis current command value based on the invention of claim 3 can be easily determined. Is obtained.
[0033]
Next, the operation of the invention of claim 5 will be described. According to the fifth aspect of the present invention, when the field current command value according to the torque command or the like and the q-axis current command value cannot be determined within the limit of the stator voltage, the field current command value and the q-axis current command are determined. The value is determined to produce the maximum torque allowed within the stator voltage limit. In order to generate the maximum torque, the field current command value and the q-axis current command value must be on the maximum torque trajectory. Although a detailed description of the derivation of the maximum torque trajectory is omitted, this is given by the following equation (11).
## EQU11 ##

In order to produce the maximum torque under the stator voltage limit, it is natural that the field current and the q-axis current must also exist on the stator voltage limit ellipse. The current command value according to the invention of claim 5 is obtained by replacing the current satisfying both the constraints by the maximum torque trajectory and the stator voltage limit ellipse with the same command value.
[0034]
FIG. 3 shows the state of the maximum torque trajectory using the motor parameters in Table 1 and the rotor electric speed ω. _2n = 700, 740, 790, ∽ (rad / s). ω _2n = 700-790 (rad / s) 3 solution orbits as the speed increases _2n = Converge to rad / s. In the figure, the stator voltage limit ellipse defined by the equation (10) is also represented by C _v = 50 (V) and the electric speed ω _2n = 700, 740, 790 (rad / s). The field current command value and the q-axis current command value according to the present invention are obtained by substituting the current at the intersection of the maximum torque trajectory and the stator voltage limit ellipse (indicated by a circle in FIG. 3) with the same command value.
[0035]
In order to obtain the intersection of the maximum torque trajectory and the stator voltage limit ellipse, it is necessary to solve simultaneous equations by the equations (10) and (11). This solution is given by
[Expression 12]

[Formula 13]

However,
[Expression 14]

[0036]
To obtain the current command value, if the torque command value is substituted into τ on the right side of equation (12), the q-axis current command value is obtained on the left side of the equation. Also, i on the right side of equation (13) _q If the q-axis current command value obtained in (13) is substituted for, the field current command value is obtained on the left side of the same equation. In addition, as will be described in detail again in connection with the example embodiments described later, the stator voltage limit

See), rotor electrical speed ω _2n Is immediately obtained from the speed detector 10 (see equation (5)).
[0037]
As described above, according to the present invention of claim 5, when the field current command value according to the torque command or the like and the q-axis current command value cannot be determined within the limit of the stator voltage, the stator A field current command value and a q-axis current command value for generating a maximum torque allowed within the voltage limit are obtained. In other words, a current command value that produces the maximum torque possible under the stator voltage limit is obtained. When the field current command value according to the torque command or the like and the q-axis current command value cannot be determined under the stator voltage limit, the maximum torque is the best approximate torque for the torque command or the like. As is clear from the above description, according to the present invention of claim 5, the stator voltage limit is satisfied and the torque is satisfied under the situation where the torque generation in accordance with the torque command or the like is impossible due to the stator voltage limit. An effect is obtained that a field current command value and a q-axis current command value that provide the best approximate torque such as a command can be obtained.
[0038]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 4 shows the basic structure of an embodiment in which a vector control device based on the vector control method of the present invention is applied to a hybrid field synchronous motor. 4 are the same as those in FIG. 12 to which the conventional vector control method is applied. The present embodiment is an example in which two control modes of torque control and speed control are switched by a switch with respect to the hybrid field type synchronous motor. In the torque control mode, a torque command value is directly received from the outside. In the speed control mode, the torque command value is received as an output of the speed controller 11. Naturally, the controller parameters of the speed controller 11 are designed so that the speed control feedback loop operates stably, in other words, its output can be used as a torque command value. As is well known to those skilled in the art, the controller parameters of such a speed controller are easily designed.
[0039]
As can be easily understood from a comparison between FIG. 12 showing the conventional vector control device and FIG. 4 showing the vector control device according to the present invention, the features of the control device according to the present invention are the field current controller 13, The DC current detector 12 and the command converter 14 for the field current controller are newly introduced. The field current controller 13 and the DC current detector 12 realize a means for performing a field current control step for controlling the current of the field winding based on the present invention of claim 1 or claim 6. ing. Moreover, the command converter 14 is based on the present invention of claim 2 or claim 7 and includes a field current command value for field current control and a stator current command value for stator current control. Means for performing a process of updating and generating at least the q-axis current command value is realized. The configuration of the means newly introduced based on the present invention will be described in detail below.
[0040]
As clearly shown in FIG. 4, the field current flowing in the field winding is detected by the DC current detector 12 and fed back to the field current controller 13. FIG. 5A shows an example of the internal structure of the field current controller 13. The field current controller of this example is a feedback current controller. In this example, it is configured as a PI type controller which is a kind of primary feedback type controller. The target control band of the feedback current control system is ω _2c Then, the two types of controller parameters for achieving this band may be simply designed as follows.
[Expression 15]

[0041]
The field current is controlled by the field current controller of FIG. 5 (a) using the controller parameters of equation (15) for the dynamic characteristics of the field circuit described by equation (3) of equation (1). in case of,

As a transfer function G _B Is the following equation (16) when the stator d-axis current is maintained in the state of equation (6).
[Expression 16]

That is, the transfer function G of the feedback current control system _B Is the band ω _2c It has the characteristics of a first-order lag system with From the second equation of equation (16), it can be seen that the controller parameter based on equation (15) achieves the desired current control band determined by the designer.
[0042]
In summary, if the feedback type field current controller shown in FIG. 5 (a) is used with the controller parameter of equation (15), the hybrid field type synchronous motor is operated under a dynamic state in which variable speed operation is performed. However, it is possible to secure a field current that follows the field current command value designated by the designer with a time constant designed by the designer. As a time constant to be designed by the designer, the same time constant as that of the stator current control system is a temporary guide for the design. The time constant is numerically approximately the current control band ω. _2c The reciprocal of Therefore, the current control band ω _2c If 2,000 to 3,000 (rad / s) is secured, sufficiently high-speed following performance with a time constant of 0.3 to 0.5 (ms) can be obtained. Of course, a higher-order or advanced current controller may be used instead of the PI controller which is a kind of primary controller. In practice, satisfactory current control performance can be obtained with the PI controller of the equations (a) and (15) of FIG.
[0043]
FIG. 5B shows a second embodiment of the field current controller. The field current controller of this example is a feedforward type current controller. In the feedforward type current controller, since it is not necessary to feed back the current as clearly shown in FIG. 5B, the DC current detector 12 of FIG. 4 is not necessary. The DC current detector 12 of FIG. 4 is for the feedback field current controller of FIG. 5 (a), as already stated.
[0044]
For the dynamic characteristics of the field circuit described in Equation (3), the desired current control band is set as the design parameter ω. _2c Fig.5 (b) feedforward field current control

Transfer function G as a feedforward current control system _F Is the following equation (17) when the stator d-axis current is maintained in the equation (6).
[Expression 17]

That is, the transfer function G of the feedforward current control system _F Is the band ω _2c It has the characteristics of a first-order lag system with From the equation (17), the feedforward field current controller of FIG. _2c It can be seen that this is achieved. The current control band ω _2c The design method and the relationship between the current control band and the time constant are the same as those of the feedback current controller described above.
[0045]
In summary, if the feedforward field current controller shown in FIG. 5B is used, the field specified by the designer can be specified even in a dynamic state where the hybrid field synchronous motor is operated at variable speed. A field current that follows the magnetic current command value with a time constant designed by the designer can be secured. It should be pointed out that a higher-order controller may be used instead of the primary controller illustrated in FIG. 5B as the feedforward field current controller.
[0046]
Next, the command converter 14 will be described. According to the present invention of claim 2 or claim 7, the command converter 14 includes at least q of a field current command value for controlling the field current and a stator current command value for controlling the stator current. A means for performing a process of updating and generating the shaft current command value is realized. The processing in the command converter is performed based on the inventions of claims 3, 4, and 5. In order to appropriately perform this processing and output the desired current command value, the command converter 14 receives the link dc voltage, the stator voltage command value, the rotor from the power converter in addition to the torque command value. Speed has been entered. The contents of the processing by the command converter 14 will be described in detail below.
[0047]
The processing by the command converter 14 is performed digitally. FIG. 6 is a flowchart showing a processing procedure by the command converter. In the chart, the current time is set as the control cycle at time n, and a series of processes at time n is clearly shown.
[0048]
In step S1, signal pre-processing that is commonly used in subsequent processing is performed. First, according to the equation (5), an electric speed is generated from the machine speed at the time point n. Then n

The
[Formula 18]

Subsequently, the link dc voltage v obtained from the power converter 8 at time n. _dc The stator limit voltage c at time n _v Is calculated. There is basically the following relationship between them.
[Equation 19]

[0049]
In step S2, the required stator voltage is the stator limit voltage c calculated in step S1. _v It is calculated whether or not. If the torque command value or the like is continuously changing, the stator voltage at time n for the torque command value at time n is approximately the same as the stator voltage at time (n−1) one control cycle before. It can be considered the same. This can be immediately obtained from the output of the stator current controller. When the following equation (20) is satisfied with respect to the stator voltage, the process proceeds to step S3 in which processing that is substantially unaffected by the stator voltage limitation is performed.
[Expression 20]

On the other hand, if the equation (20) is not satisfied, the process proceeds to step S4 for executing the process taking in the influence of the stator voltage limitation.
[0050]
A case will be described in which it is determined in step S2 that the field current command value and the q-axis current command value according to the torque command value and the like can be determined within the limit of the stator voltage, and the process proceeds to step S3. In step S3, a field current command value and a q-axis current command value that achieve the minimum total copper loss in a global sense of current are determined. Specifically, based on the invention of claim 3, a nonlinear simultaneous equation consisting of a constant torque trajectory based on equation (2) and a minimum total copper loss trajectory based on equation (8) is solved. This is solved by an iterative algorithm that repeats k with respect to the following equations (21) to (23) based on the invention of claim 4.
[Expression 21]

[Expression 22]

[Expression 23]

Here, Lmt (·) means limiter processing. The limiter range of the q-axis current command value may be set to 0 to a positive limit value for positive torque, and to a negative limit value to 0 for negative torque.
[0051]
FIG. 7 shows the torque command value τ using the motor parameters in Table 1. ^* = 1.5 (Nm)

The situation of the solution in case is shown. Even for a singular initial value, a true value is almost obtained in 5 iterations. When the torque command value changes continuously, the desired optimum current command value can be obtained in one or two iterations by using the current command value at the previous time point as the initial value.
[0052]
A case will be described in which it is determined in step S2 that the stator voltage to be generated has reached the stator voltage limit, and the process proceeds to step S4. In step S4, the maximum torque target value c that can be generated by the stator voltage limit _τmax Is calculated according to the following equation (24).
[Expression 24]

[0053]

Value c _τmax Evaluate the size relationship. If the relationship of the following equation (25) is established, the desired torque can be generated even if the stator voltage limit has been reached, and the process proceeds to step S6.
[Expression 25]

On the other hand, if (25) is not satisfied, the desired torque cannot be generated due to the stator voltage limitation, and the process proceeds to step S7.
[0054]
A case will be described in which it is determined in step S5 that the desired torque can be generated even if the stator voltage limit is reached, and the process proceeds to step S6. In step S6, after reaching the stator voltage limit, the field current command value and the q-axis current command value that cause the desired torque generation are determined with the minimum total copper loss. Specifically, based on the invention of claim 3, a nonlinear simultaneous equation consisting of a constant torque trajectory based on equation (2) and a stator voltage limiting ellipse based on equation (10) is solved. This is solved by an iterative algorithm based on the invention of claim 4 and repeated for k shown in the following equations (26) to (28).
[Equation 26]

[Expression 27]

[Expression 28]

Here, g is a gain for adjusting the convergence speed to the true solution, and this may be determined as follows.
[Expression 29]

Lmt (·) means limiter processing, where the lower limit of the limiter value may be zero and the upper limit may be a current limit value.
[0055]
FIG. 8 illustrates how the solution is obtained by the repetition algorithm using the motor parameters in Table 1. The operating conditions and initial values were selected as follows.
[30]

It is confirmed that a true current command value is obtained by repeating twice with respect to an appropriate initial value. Note that a large error has occurred in the first calculation, but this is because the initial values are appropriately given. When the torque command value changes continuously, the command value at the (n-1) time point can be used as the initial value, and the optimum current command value can be reliably obtained by one repetitive calculation.
[0056]
A case will be described in which it is determined in step S5 that the desired torque cannot be generated due to the stator voltage limitation, and the process proceeds to step S7. In step S7, a field current command value and a q-axis current command value for generating the maximum torque that can be generated under the stator voltage limit are determined based on the invention of claim 5. These command values are immediately determined by the following equation in which the current values in equations (12) and (13) are replaced with the command values.
[31]

[Expression 32]

[0057]
The details of the processing by the command converter 14 of the present invention have been described in detail with reference to the flowchart of FIG. Next, the manner in which the command converter 14 performs the processing according to this flowchart and generates a continuous current command value will be comprehensively described taking torque control as an example. For simplicity, a constant torque command value τ is applied to the hybrid field synchronous motor when stopped. ^* = 1.5 (Nm) is given, and the driving situation where the hybrid field type synchronous motor is accelerating from zero speed is considered together with FIG. FIG. 9A shows a current command value selected corresponding to the torque command value, and FIG. 9B shows a schematic relationship between the torque command value and the response value using a torque / speed diagram. It is. FIG. 9A shows the voltage limit value c using the parameters in Table 1. _v = 50 (V).
[0058]
Consider FIG. 9 (a). At the time of stop, the stator voltage has a sufficient margin, and the point A on the minimum total copper loss trajectory is set as the optimum operating point. Although the voltage limit ellipse shrinks with acceleration, point A is maintained as the optimum operating point until the stator voltage limit ellipse reaches point A. That is, during this time, the same current command value is determined in step S3 (Equations (21) to (23)). In FIG. 9B, the operation during this time corresponds to the operation from point A to point A ′.
[0059]
In this example, the electrical speed ω _2n = 700 (rad / s) starts to receive stator voltage limitation. However, desired torque generation according to the torque command value can be continued, and acceleration with a constant torque continues. During this time, the optimum operating point, that is, the current command value moves from point A to point B on the constant torque trajectory. In FIG. 9B, the operation during this time corresponds to the operation from point A ′ to point B. The current command value during this time is determined in step S6 (Equations (26) to (27)). Naturally, the current command value changes continuously every control cycle.
[0060]
In this example, the electrical speed ω _2n At point 790 (rad / s), point B in FIG. 9A is reached, and at higher speeds, torque generation according to the torque command value becomes impossible due to stator voltage limitation. For this reason, it leaves | separates from a fixed torque track | truck, and moves to the maximum torque track | truck under a stator voltage restriction | limiting. Since the stator voltage limit ellipse shrinks as it accelerates when it gets on the main track, the current command value is controlled from point B to point C on the maximum torque track. Since the maximum torque trajectory is a function of speed, the maximum torque trajectory changes slightly as the speed increases, but in this example, only one trajectory is drawn to avoid congestion in the figure. In FIG. 9B, the operation during this time corresponds to the operation from point B to point C. The current command value during this time is determined in step S7 (Equations (31) and (32)). Also in this case, of course, the current command value changes continuously every control cycle.
[0061]
The torque control described with reference to FIG. 9 was experimentally verified using a prototype hybrid field synchronous motor. FIG. 10 shows an overview of the test apparatus. The prototype hybrid field type synchronous motor at the right end is coupled to the load device at the left end via a torque sensor. The characteristics of the prototype hybrid field type synchronous motor are substantially the same as in Table 1. In this test, the load device was kept in a free-run state, and substantially used as an increased moment of inertia.
[0062]
Set the stator voltage limit value to approx. C for the prototype hybrid field synchronous motor when stopped. _v = 50 (V), constant torque command value τ ^* FIG. 11 (a) shows the torque / speed response when = 1.5 (Nm) is given. It should be noted that FIG. 11A is a dynamic instantaneous response, not a steady response. The generated torque was calculated based on Equation (2) from the measured values of the q-axis current and the field current because the torque sensor does not have a high-speed response that can withstand this test. FIG. 11 (b) expresses the q-axis current command value and the field current command value generated by the command converter 14 as a time response in addition to the same rotor machine speed and generated torque as in FIG. 11 (a). Is. The figure shows the rotor machine speed, generated torque, q-axis current command value, and field current command value from the top. 11A and 11B, the operating points A, A ′, B, and C correspond to each other. FIG. 11C is a graph redrawing the q-axis current command value and the field current command value in FIG. 11B as relative relationships. In the figure, various design trajectories are also drawn by broken lines for reference. According to the instantaneous torque / speed response shown in FIG. 11 (a), a slight torque ripple is observed before and after point B accompanied by a trajectory change. This is a transient response effect. In fact, according to the time response of FIG. 11B, the current command value is generated as expected. FIG. 11C also confirms that the desired current command value is generated.
[0063]

Always set to zero. However, it should be pointed out that the present invention does not force the d-axis current command value to be always set to zero. For example, after determining the field current command value and the q-axis current command value according to the processing procedure shown in FIG.

[Expression 33]

In this case, the characteristic of the minimum total copper loss for only the electric motor is lost, but on the contrary, the power factor can be improved. The improvement of the power factor contributes to the reduction of the total loss including the loss due to the electric motor and the loss due to the power converter. Equation (33) indicates that the d-axis current command is selected to be negative, including zero, but the negative d-axis current command value also has an effect of contributing to relaxation of the stator voltage limit.
[0064]
Although the above-described embodiment relating to the present invention relates to the torque control or speed control exemplified in FIG. 4, it should be pointed out that the present invention can also be used in position control, as will be apparent to those skilled in the art. .
[0065]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, the present invention has the following effects. In particular, according to the first or sixth aspect of the present invention, the current of the field winding of the hybrid field type synchronous motor can be stably controlled. Even under dynamic conditions that occur at variable speeds, the field current command value specified by the designer can be secured with a field current that follows the time constant designed by the designer. It was. As a result of this action, according to the present invention of claim 1 or claim 6, the hybrid field type synchronous motor aimed at by the present invention can be stably controlled even under a dynamic state generated at a variable speed or the like. There is an effect that the vector control method or the vector control apparatus is realized.
[0066]
In particular, according to the present invention of claim 2 or claim 7, the simultaneousness and freedom of the selection of the q-axis current command value and the field current command value can be utilized, and the desired torque generation is achieved. In addition, the optimum field current command value and q-axis current command value satisfying the rational evaluation criteria specified by the designer (for example, criteria such as minimum loss and expansion of the operating range) can be generated. The effect of becoming was obtained. As a result, according to the present invention of claim 2 or claim 7, a rational evaluation criterion (for example, minimum loss) specified by the designer while achieving the desired torque generation aimed by the present invention is achieved. In other words, it is possible to achieve an excellent vector control method or vector device for a hybrid field synchronous motor that satisfies the criteria of expansion of the operation range.
[0067]
In particular, according to the present invention of claim 3, the total copper generated in the stator winding and the field winding is accompanied by the generation of torque matching the torque command or the like and satisfying the stator voltage limit. An effect is obtained that if an optimum field current command value and a q-axis current command value that minimize the loss exist, this is determined. As a result of this action, according to the third aspect of the present invention, in an operating state in which torque generation that matches the torque command or the like is possible, the efficiency that causes torque generation that matches the torque command or the like and minimizes the total loss is achieved. The effect that a typical vector control method is realizable is acquired.
[0068]
In particular, according to the invention of claim 4, an effect is obtained that the optimum field current command value and q-axis current command value based on the invention of claim 3 can be easily determined. As a result of this action, according to the fourth aspect of the present invention, the vector control method according to the third aspect of the present invention can be easily realized.
[0069]
In particular, according to the present invention of claim 5, the stator voltage limit is satisfied and the best approximate torque such as the torque command is satisfied in a situation where torque generation that matches the torque command or the like is impossible due to the stator voltage limit. The field current command value and the q-axis current command value that produce the above are obtained. As a result of this action, according to the present invention of claim 5, the stator voltage limit is satisfied and the best torque command or the like is achieved in a situation where torque generation that matches the torque command or the like is impossible due to the stator voltage limit. An effect is obtained that a vector control method that brings about the approximate torque can be realized. In addition, the fact that the best approximate torque with respect to the torque command or the like can be generated after satisfying the stator voltage limit means expansion of the operating speed range. There is also an effect that a vector control method for achieving the speed region can be realized.
[0070]
The effects of the present invention described above have been verified and confirmed in experiments using actual hybrid field synchronous motors as clearly shown in connection with the description of the embodiment. These effects prove that the vector control method and apparatus provided by the present invention are highly useful vector control methods and apparatuses that achieve the intended purpose.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an example of an interrelationship among a minimum total copper loss track, a constant torque track, and a total copper loss curve in a hybrid field synchronous motor.
FIG. 2 is a diagram showing an example of an interrelationship among a minimum total copper loss trajectory, a constant torque trajectory, and a stator voltage limit ellipse in a hybrid field type synchronous motor.
FIG. 3 is a diagram showing an example of a mutual relationship between a stator voltage limit ellipse and a maximum torque trajectory in a hybrid field type synchronous motor;
FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of a vector control apparatus according to the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of a field current controller in an embodiment.
FIG. 6 is a flowchart showing a processing procedure of the command converter in the embodiment.
FIG. 7 is a diagram showing a response example of an iterative algorithm for a q-axis current command value and a field current command value in one embodiment.
FIG. 8 is a diagram showing a response example of a repetitive algorithm for a q-axis current command value and a field current command value in one embodiment.
FIG. 9 is a diagram showing an outline of a response example during torque control
FIG. 10 is a diagram showing a hybrid field synchronous motor on a test bench to which the present invention is applied.
FIG. 11 is a diagram showing an example of an experimental result of a hybrid field synchronous motor
FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional vector control apparatus.
[Explanation of symbols]
1 Hybrid field type synchronous motor
2 Position detector
3 Power converter
4 AC current detector
5a 3 phase 2 phase converter
5b 2 phase 3 phase converter
6a vector rotator
6b vector rotator
7 Stator current controller
8 Sine signal generator
9 DC voltage power supply
10 Speed detector
11 Speed controller
12 DC current detector
13 Field current controller
14 Command converter

Claims (7)

The stator current is divided as a d-axis component and a q-axis component of the current vector on the rotating dq coordinate system composed of the d-axis selected at the N pole position of the rotor permanent magnet and the q-axis orthogonal thereto. A vector control method for a hybrid field type synchronous motor having a permanent magnet and a field winding on a rotor, having a current control step for controlling,
A vector control method for a hybrid field synchronous motor, comprising a field current control step for controlling a current of the field winding. In accordance with a torque command value or a torque target value equivalent thereto, at least a q-axis current among the field current command value for the field current control step and the stator current command value for the stator current control step The vector control method for a hybrid field synchronous motor according to claim 1, wherein both the command value and the command value are updated and generated. When the field current command value according to the torque command value or the torque target value and the q-axis current command value can be determined within the limit of the stator voltage, the field current command value and the q The shaft current command value is on the minimum total copper loss trajectory that defines the trajectory that minimizes the total copper loss consisting of the stator copper loss and the rotor field copper loss, or fixed that specifies the stator voltage limit. 3. The vector control method for a hybrid field synchronous motor according to claim 1, wherein the determination is made on a child voltage limit ellipse. 4. The hybrid field type according to claim 3, wherein the field current command value and the q-axis current command value according to the torque command value or the torque target value are determined by repetitive calculation. Vector control method for synchronous motor. When the field current command value according to the torque command value or the torque target value and the q-axis current command value cannot be determined within the limit of the stator voltage, the field current command value and the q 3. The vector control method for a hybrid field synchronous motor according to claim 1, wherein the shaft current command value is determined so as to generate a maximum torque allowed within the stator voltage limit. The stator current is divided as a d-axis component and a q-axis component of the current vector on the rotating dq coordinate system composed of the d-axis selected at the N pole position of the rotor permanent magnet and the q-axis orthogonal thereto. A vector control device for a hybrid field type synchronous motor having a current control means for controlling and having a permanent magnet and a field winding on a rotor,
A vector control device for a hybrid field synchronous motor, comprising field current control means for controlling the current of the field winding. According to the torque command value or a torque target value equivalent thereto, at least the q-axis current among the field current command value for the field current control means and the stator current command value for the stator current control means 7. The vector control apparatus for a hybrid field synchronous motor according to claim 6, further comprising means for updating and generating both the command values.

Images