JP6118157B2 - Motor speed control device - Google Patents

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悟史 山▲崎▼
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Description

本発明は、エンコーダの芯ブレ、主軸の芯ブレがある場合にも、安定した高速回転制御、中速域までの高応答な速度制御、広い定出力領域を同時に実現できる、モータの速度制御装置に関する。   The present invention provides a motor speed control device capable of simultaneously realizing stable high-speed rotation control, high-response speed control up to a medium speed range, and a wide constant output range even when there is a core runout of the encoder and a spindle runout. About.

高精度タッピング加工を行う工作機械の主軸では、高速でのミーリング加工と中速域までの高精度タッピング、低速での重切削を同時に実現することが求められている。   For spindles of machine tools that perform high-precision tapping, high-speed milling, high-precision tapping up to medium speed, and heavy-duty cutting at low speed are required at the same time.

このため、誘導機の弱め界磁による定出力制御を用いて低速での重切削と高速回転を実現し、基底速度を比較的高めに設定して弱め界磁による特性の劣化を少なくして高精度タッピング加工を実現していた。   Therefore, constant power control by weak field of the induction machine is used to achieve heavy cutting at high speed and high speed rotation, and the base speed is set relatively high to reduce deterioration of characteristics due to weak field. Precision tapping processing was realized.

図3は、従来のモータの速度制御装置のブロック図である。このモータの速度制御装置は次のように動作する。   FIG. 3 is a block diagram of a conventional motor speed control apparatus. The motor speed control device operates as follows.

まず、速度指令を速度演算器15からのモータ回転速度ωmと比較し、速度指令とモータ回転速度ωmとの偏差から速度制御器20がq軸電流指令IqCを求める。速度演算器15が出力するモータ回転速度ωmは、エンコーダ10が検出する位置フィードバックを用いて演算する。   First, the speed command is compared with the motor rotation speed ωm from the speed calculator 15, and the speed controller 20 obtains the q-axis current command IqC from the deviation between the speed command and the motor rotation speed ωm. The motor rotation speed ωm output from the speed calculator 15 is calculated using position feedback detected by the encoder 10.

q軸電流指令IqCを座標変換器25からのq軸電流フィードバックIqFと比較し、q軸電流指令IqCとq軸電流フィードバックIqFとの差をq軸電流積分制御器30が積分する。q軸電流指令IqCと、q軸電流積分器出力との和を求めて、積分補償後のq軸電流指令IqCBを求める。   The q-axis current command IqC is compared with the q-axis current feedback IqF from the coordinate converter 25, and the q-axis current integration controller 30 integrates the difference between the q-axis current command IqC and the q-axis current feedback IqF. The sum of the q-axis current command IqC and the q-axis current integrator output is obtained to obtain the q-axis current command IqCB after integration compensation.

一方、モータ回転速度ωmを参照して、必要とする励磁電流をd軸電流指令Idcとして与え、d軸電流指令IdCを座標変換器25からのd軸電流フィードバックIdFと比較し、d軸電流指令IdCとd軸電流フィードバックIdFとの差をd軸電流積分制御器35が積分する。d軸電流指令IdCと、d軸電流積分器出力との和を求めて、積分補償後のd軸電流指令IdCBを求める。   On the other hand, with reference to the motor rotation speed ωm, the necessary excitation current is given as the d-axis current command Idc, the d-axis current command IdC is compared with the d-axis current feedback IdF from the coordinate converter 25, and the d-axis current command The d-axis current integration controller 35 integrates the difference between IdC and d-axis current feedback IdF. The sum of the d-axis current command IdC and the d-axis current integrator output is obtained to obtain the d-axis current command IdCB after integration compensation.

q軸電流指令IqCとd軸電流指令IdCとからすべり周波数演算器40がすべり周波数指令ωsを算出する。すべり周波数指令ωsは速度演算器15が出力するモータ回転速度ωmと加算される。すべり周波数指令ωsとモータ回転速度ωmを加算して一次周波数指令ω1を求める。一次周波数指令ω1を積分器45で積分しモータの極対数Pm倍して固定子位置指令θmcを求める。   The slip frequency calculator 40 calculates the slip frequency command ωs from the q axis current command IqC and the d axis current command IdC. The slip frequency command ωs is added to the motor rotation speed ωm output from the speed calculator 15. The primary frequency command ω1 is obtained by adding the slip frequency command ωs and the motor rotation speed ωm. The primary frequency command ω1 is integrated by an integrator 45 and multiplied by the number of pole pairs Pm of the motor to obtain a stator position command θmc.

座標変換器50は固定子位置指令θmcを基に、積分補償後のq軸電流指令IqCBと積分補償後のd軸電流指令IdCBとを座標変換し、三相電流指令Iuc、Ivc、Iwcを求める。   The coordinate converter 50 performs coordinate conversion of the q-axis current command IqCB after integration compensation and the d-axis current command IdCB after integration compensation based on the stator position command θmc to obtain three-phase current commands Iuc, Ivc, and Iwc. .

相電流制御器55は、三相電流指令Iuc、Ivc、Iwcとモータ電流Iu、Ivに基づいて各相の電流を制御し三相電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを算出する。三相電圧指令Vuc、Vvc、VwcはPWM制御器60、電力変換器70を介してモータ80に供給され、三相電圧指令Vuc、Vvc、Vwcに応じてモータ80が駆動される。   The phase current controller 55 controls the current of each phase based on the three-phase current commands Iuc, Ivc, Iwc and the motor currents Iu, Iv, and calculates the three-phase voltage commands Vuc, Vvc, Vwc. The three-phase voltage commands Vuc, Vvc, Vwc are supplied to the motor 80 via the PWM controller 60 and the power converter 70, and the motor 80 is driven according to the three-phase voltage commands Vuc, Vvc, Vwc.

q軸電流フィードバックIqFとd軸電流フィードバックIdFは、固定子位置指令θmcを基に、座標変換器25がモータ電流Iu、Ivを座標変換することによって求める。   The q-axis current feedback IqF and the d-axis current feedback IdF are obtained by coordinate conversion of the motor currents Iu and Iv by the coordinate converter 25 based on the stator position command θmc.

モータ回転速度ωmを参照して求める励磁電流指令(d軸電流指令Idc)は、図3に示すように、定トルク領域では一定にし、定出力領域ではモータ回転速度ωmの上昇に反比例させて低減させる。つまり、弱め界磁制御を行っている。   As shown in FIG. 3, the excitation current command (d-axis current command Idc) obtained by referring to the motor rotation speed ωm is constant in the constant torque region and is reduced in inverse proportion to the increase in the motor rotation speed ωm in the constant output region. Let That is, field weakening control is performed.

励磁電流指令をモータ回転速度ωmの上昇に反比例させて低減させる弱め界磁領域では、励磁電流指令の減少に伴ってモータの磁束が低減するため、トルク電流指令(q軸電流指令IqC)に対する実際のモータトルクが低下する。   In the field-weakening region where the excitation current command is reduced in inverse proportion to the increase in the motor rotation speed ωm, the magnetic flux of the motor is reduced as the excitation current command is reduced. Therefore, the torque current command (q-axis current command IqC) is actually reduced. The motor torque decreases.

速度制御系の応答は、速度制御器20のゲインと、トルク電流指令(q軸電流指令IqC)に対する実際のモータトルクとの関係の乗算で決まってくるため、弱め界磁に伴い、速度制御系の応答が低下する。   Since the response of the speed control system is determined by multiplying the relationship between the gain of the speed controller 20 and the actual motor torque with respect to the torque current command (q-axis current command IqC), the speed control system is accompanied by the field weakening. Response is reduced.

高精度のミーリング加工では、主軸モータと送り軸モータとを同期制御するため、速度制御系の応答は速いことが望まれる。速度制御系の応答が遅いと、指令に対する応答遅れにより、タッピング加工における加工精度が低下してしまう。このため、モータの基底速度を高めに設定することにより、モータの中速域の速度制御応答の低下を防止している。   In high-precision milling, since the main shaft motor and the feed shaft motor are controlled synchronously, it is desired that the speed control system has a quick response. If the response of the speed control system is slow, the processing accuracy in tapping processing will decrease due to a delay in response to the command. For this reason, the lowering of the speed control response in the middle speed range of the motor is prevented by setting the base speed of the motor higher.

図4および図5は、弱め界磁制御時のモータ80のトルク−回転速度特性を示す図である。図4は、従来のタッピング加工に用いられるトルク−回転速度特性を示す図であり、定出力領域が広い場合のトルク−回転速度特性を示す図5よりも基底速度を高く、定出力領域を広くしてある。図4のトルク−回転速度特性では、図5のトルク−回転速度特性と比較して、低速領域で出力できるトルクは小さい。このため、低速領域で大きな切削トルクを必要とする低速重切削能力が低いという問題がある。   4 and 5 are diagrams showing torque-rotational speed characteristics of the motor 80 during field-weakening control. FIG. 4 is a diagram showing torque-rotation speed characteristics used in conventional tapping processing. The base speed is higher than that in FIG. 5 showing the torque-rotation speed characteristics when the constant output region is wide, and the constant output region is widened. It is. In the torque-rotation speed characteristic of FIG. 4, the torque that can be output in the low speed region is smaller than that of the torque-rotation speed characteristic of FIG. For this reason, there exists a problem that the low speed heavy cutting capability which requires a big cutting torque in a low speed area | region is low.

近年は、低速重切削におけるさらなる高トルク化と高速切削における回転速度の向上を求められており、より定出力範囲を広くすることが求められている。   In recent years, further increase in torque in low-speed heavy cutting and improvement in rotational speed in high-speed cutting have been demanded, and a wider constant output range has been demanded.

しかし、基底速度を低くとって定出力領域を広げると中速領域での励磁電流の低下が大きくなってしまう。このため、トルク指令に対する実際のモータトルクの低下が大きくなってしまい、中速領域での速度応答の低下が大きくなり、高精度なタッピング加工が実現できないという問題があった。   However, if the base speed is lowered to widen the constant output region, the excitation current is greatly reduced in the medium speed region. For this reason, the decrease in the actual motor torque with respect to the torque command becomes large, the decrease in the speed response in the medium speed region becomes large, and there is a problem that a highly accurate tapping process cannot be realized.

この問題を改善するために、速度ゲインを高くとり、さらに高速でのミーリング加工精度改善のために最高回転速度をより高くして定出力領域を広げると、モータ電流が回転速度変動の影響を受けやすくなる。   To improve this problem, if the speed gain is increased and the constant speed range is increased by increasing the maximum rotational speed to improve milling accuracy at high speed, the motor current will be affected by the rotational speed fluctuation. It becomes easy.

モータ80には、モータ自身のベアリングによる芯ブレやエンコーダ10の芯ブレがあり、モータ80の回転速度の検出にはモータ80の1回転変動が現れる。モータ80の1回転の誤差が1回転に1回ある場合、速度演算器15によるモータ回転速度ωmの算出結果は、モータ位置の微分となるため、高速回転になるほど振幅が大きくなり、1回転毎に1回の速度変動を生じる。   The motor 80 has a core blur due to the bearing of the motor itself and a core blur of the encoder 10, and one rotation fluctuation of the motor 80 appears in the detection of the rotation speed of the motor 80. When the error of one rotation of the motor 80 is once per rotation, the calculation result of the motor rotation speed ωm by the speed calculator 15 is a differential of the motor position. Therefore, the higher the rotation speed is, the larger the amplitude becomes. This causes one speed fluctuation.

速度指令が一定の場合、速度制御系はこの速度変動を抑制するようにトルク指令を出力する。トルクは速度の微分量であるため、トルク指令(q軸電流Iqc)には速度変動を抑制するための変動が含まれる。この変動には、1回転毎に1回のトルク指令(q軸電流Iqc)変動が生じ、その変動の振幅は、高速になるほど大きくなる。   When the speed command is constant, the speed control system outputs a torque command so as to suppress this speed fluctuation. Since the torque is a differential amount of the speed, the torque command (q-axis current Iqc) includes a fluctuation for suppressing the speed fluctuation. In this variation, a torque command (q-axis current Iqc) variation occurs once per revolution, and the amplitude of the variation increases as the speed increases.

また、一次周波数指令ω1を積分し、極対数倍したものが固定子位置指令θmcとなるために、固定子位置指令θmcは、すべりが小さい場合には、モータ1回転当たり極対数倍されたSINθ、COSθ信号になる。そして、座標変換器50により固定子位置指令θmcとq軸及びd軸電流指令Iqc、Idcとを乗算して各相のモータ電流指令Iuc、Ivc、Iwcが算出されるため、q軸電流指令Iqcにモータ1回転に1回の変動があるとモータ電流指令に高周波が現れてしまう。   Further, since the integral of the primary frequency command ω1 and the number of pole pairs multiplied is the stator position command θmc, the stator position command θmc is SINθ multiplied by the number of pole pairs per motor rotation when the slip is small. , COSθ signal. The coordinate converter 50 multiplies the stator position command θmc by the q-axis and d-axis current commands Iqc, Idc to calculate the motor current commands Iuc, Ivc, Iwc for each phase, so that the q-axis current command Iqc If there is one fluctuation in one rotation of the motor, a high frequency appears in the motor current command.

たとえば、モータ80が4極の場合、SINθ、COSθの周波数はモータ回転周波数の2倍になり、q軸電流指令Iqcに1回転に1回の変動があると、各相のモータ電流指令Iuc、Ivc、Iwcには3倍高周波が現れてしまう。速度制御器20のゲインが高い場合、q軸電流指令Iqcには比較的大きな変動が現れ、各相のモータ電流指令Iuc、Ivc、Iwcの高周波も大きくなる。   For example, when the motor 80 has four poles, the frequencies of SINθ and COSθ are twice the motor rotation frequency. If the q-axis current command Iqc changes once per rotation, the motor current command Iuc for each phase, Three times higher frequency appears in Ivc and Iwc. When the gain of the speed controller 20 is high, a relatively large variation appears in the q-axis current command Iqc, and the high frequency of the motor current commands Iuc, Ivc, and Iwc of each phase also increases.

図6は、速度制御器20のゲインが高くq軸電流指令Iqcに1回転に1回の変動があるときのシミュレーション結果を示す図である。   FIG. 6 is a diagram showing a simulation result when the gain of the speed controller 20 is high and the q-axis current command Iqc varies once per revolution.

図に示すように、q軸電流指令Iqcにはモータ1回転に1回の変動が表れている。SINθの周波数はその変動の2倍になっている。そして、U相電流指令Iucにはモータ1回転に1回の変動の3倍の高調波変動が現れている。   As shown in the figure, the q-axis current command Iqc shows a fluctuation once per motor rotation. The frequency of SINθ is twice that fluctuation. In the U-phase current command Iuc, a harmonic fluctuation that is three times the fluctuation once per rotation of the motor appears.

このようなエンコーダの芯ブレを抑制した例として下記特許文献1がある。下記特許文献1には次のような技術が開示されている。   As an example in which such an encoder core blur is suppressed, there is Patent Document 1 below. The following technology is disclosed in Patent Document 1 below.

特許文献1の装置は、回転軸の回転位置を検出するために、位置検出器を回転軸に取り付け、位置検出器からの位置フィードバック信号に基づいて回転位置を制御する位置制御装置である。   The device of Patent Document 1 is a position control device that attaches a position detector to a rotation shaft and detects the rotation position based on a position feedback signal from the position detector in order to detect the rotation position of the rotation shaft.

位置検出器内における被検出体の偏心や取り付け誤差に起因する検出誤差データは位置検出器の出力信号の値に基づいて算出する。検出誤差データの算出は、モータを駆動制御する速度ループが追従しない、十分速い一定速度で回転軸を回転させた時に、位置検出器から出力される1回転信号の発生時点から、所定時間ごとに求められる位置検出器の出力信号の値に基づいて算出する。   Detection error data resulting from the eccentricity or attachment error of the detected object in the position detector is calculated based on the value of the output signal of the position detector. The detection error data is calculated every predetermined time from the time of generation of one rotation signal output from the position detector when the rotating shaft is rotated at a sufficiently fast constant speed that the speed loop for driving and controlling the motor does not follow. It calculates based on the value of the output signal of the position detector calculated | required.

算出した検出誤差は位置制御装置内に記憶し、回転軸を駆動するモータへの回転指令位置に対して検出誤差データを補正してモータへの回転指令位置とする。   The calculated detection error is stored in the position control device, and the detection error data is corrected with respect to the rotation command position for the motor that drives the rotating shaft to obtain the rotation command position for the motor.

特開平11−27973号公報Japanese Patent Laid-Open No. 11-27973

しかし、モータの1回転変動が安定している場合は良いが、モータ1回転変動にはモータ自身のベアリングによる芯ブレやエンコーダの芯ブレ、ギャップ偏心による芯ブレ、さらには、モータに接続される機械主軸の芯ブレなどのいくつかの要素が絡み合う。   However, it is good if the rotation of the motor is stable, but the rotation of the motor is connected to the motor by the shaft blur due to the bearing of the motor itself, the core blur due to the encoder, the gap eccentricity, and the motor. Several elements such as machine spindle core blurring are intertwined.

このため、安定した芯ブレが得られない場合には、これらの芯ブレの影響が残るという問題がある。   For this reason, when a stable core blur cannot be obtained, there is a problem that the effect of the core blur remains.

上述したような、次第に増大する加工性能の要求に対し、従来のモータの速度制御装置では安定した高速回転制御、中速域までの高応答な速度制御、広い定出力領域を同時に実現することは困難であった。   In response to the increasing demands for machining performance as described above, the conventional motor speed control device can simultaneously realize stable high-speed rotation control, high-speed response control up to the middle speed range, and a wide constant output range. It was difficult.

本発明はこのような従来の問題点を解消するために成されたものであり、エンコーダの芯ブレ、主軸の芯ブレがある場合にも、安定した高速回転制御、中速域までの高応答な速度制御、広い定出力領域を同時に実現できる、モータの速度制御装置の提供を目的とする。   The present invention has been made to solve such conventional problems, and stable high-speed rotation control and high response up to the middle speed range are possible even when there is an encoder core blur or a spindle core blur. An object of the present invention is to provide a motor speed control device that can simultaneously realize a speed control and a wide constant output region.

上記目的を達成するための、本発明にかかるモータの速度制御装置は、速度比例ゲイン制限値演算器、速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ制限値演算器及び速度制御器、トルク指令ローパスフィルタを有する。   In order to achieve the above object, a motor speed control apparatus according to the present invention includes a speed proportional gain limit value calculator, a speed integration time constant torque command low-pass filter limit value calculator, a speed controller, and a torque command low-pass filter. .

速度比例ゲイン制限値演算器は、モータ速度と負荷イナーシャ比とを用いて速度比例ゲイン制限値を演算する。速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ制限値演算器は、速度比例ゲイン制限値を用いて、速度積分時定数制限値を演算するとともにカットオフ周波数制限値を演算する。速度制御器は、速度指令を入力し速度比例ゲインと速度積分時定数とを用いてトルク指令を出力する。トルク指令ローパスフィルタは、カットオフ周波数よりも低い周波数のトルク指令を通過させトルク指令に含まれる高調波を低減させる。   The speed proportional gain limit value calculator calculates a speed proportional gain limit value using the motor speed and the load inertia ratio. The speed integration time constant torque command low-pass filter limit value calculator calculates a speed integration time constant limit value and a cutoff frequency limit value using the speed proportional gain limit value. The speed controller inputs a speed command and outputs a torque command using a speed proportional gain and a speed integration time constant. The torque command low-pass filter passes a torque command having a frequency lower than the cutoff frequency, and reduces harmonics included in the torque command.

以上のように構成された本発明にかかるモータの速度制御装置によれば、モータ自身のベアリングによる芯ブレ、エンコーダの芯ブレ、さらには、モータに接続される機械主軸の芯ブレなど、様々な芯ブレがある場合にも安定して高速までモータを回転させることができる。また、弱め界磁を行っても、トルク指令に対する実際のモータのトルクの低下が少なく、中速域までの高い速度制御応答を実現でき、広い定出力領域により大きな低速トルクを同時に実現することができる。   According to the motor speed control apparatus according to the present invention configured as described above, there are various types such as a core blur due to the bearing of the motor itself, a core blur of the encoder, and a core blur of the mechanical spindle connected to the motor. Even when there is a core blur, the motor can be rotated stably up to a high speed. In addition, even if field weakening is performed, there is little decrease in the actual motor torque with respect to the torque command, high speed control response up to the medium speed range can be realized, and large low speed torque can be realized simultaneously in a wide constant output range. it can.

本実施形態に係るモータの速度制御装置のブロック図である。It is a block diagram of the speed control apparatus of the motor which concerns on this embodiment. モータの回転速度に対する速度比例ゲイン制限値特性を示す図である。It is a figure which shows the speed proportional gain limit value characteristic with respect to the rotational speed of a motor. 従来のモータの速度制御装置のブロック図である。It is a block diagram of the speed control apparatus of the conventional motor. 従来のタッピング加工に用いられるトルク−回転速度特性を示す図である。It is a figure which shows the torque-rotation speed characteristic used for the conventional tapping process. 定出力領域が広い場合のトルク−回転速度特性を示す図である。It is a figure which shows the torque-rotation speed characteristic when a constant output area | region is wide. 速度制御器のゲインが高くq軸電流指令に1回転に1回の変動があるときのシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result when the gain of a speed controller is high and there exists a fluctuation | variation once per rotation in q-axis current command.

本発明にかかるモータの速度制御装置は、モータ回転速度と負荷イナーシャ比に基づいて、速度制御器とトルク指令ローパスフィルタに制限を設ける。最大一次電流指令とd軸電流指令とからトルク制限値を演算し、トルク制限後のトルク指令をローパスフィルタに通して、トルク指令に含まれるエンコーダや主軸の芯ブレに起因する変動分を抑制する。また、q軸電流演算器により弱め界磁によるトルク指令−トルク特性の低下を防止する。このことにより、モータ自身のベアリングによる芯ブレ、エンコーダの芯ブレ、さらには、モータに接続される機械主軸の芯ブレなど、様々な芯ブレがある場合にも安定して高速までモータを回転させることができる。また、弱め界磁を行っても、トルク指令に対する実際のモータトルクの低下が少なく、中速域までの高い速度制御応答を実現でき、広い定出力領域により大きな低速トルクを同時に実現できる。   The motor speed control device according to the present invention limits the speed controller and the torque command low-pass filter based on the motor rotation speed and the load inertia ratio. The torque limit value is calculated from the maximum primary current command and the d-axis current command, and the torque command after torque limitation is passed through a low-pass filter to suppress fluctuations due to the encoder and spindle shaft shake included in the torque command. . Further, the q-axis current calculator prevents a torque command-torque characteristic from being lowered due to the field weakening. This makes it possible to stably rotate the motor to a high speed even when there are various types of core blurring, such as core blurring due to the motor's own bearings, encoder core blurring, and mechanical spindles connected to the motor. be able to. Further, even if field weakening is performed, the actual motor torque does not decrease with respect to the torque command, a high speed control response up to the medium speed range can be realized, and a large low speed torque can be realized simultaneously in a wide constant output range.

次に、図面を参照しながら、上記のような特性を発揮する、本発明に係るモータの速度制御装置の実施形態を説明する。   Next, an embodiment of a motor speed control device according to the present invention that exhibits the above characteristics will be described with reference to the drawings.

〔モータの速度制御装置100の構成〕
図1は、本実施形態に係るモータの速度制御装置100のブロック図である。
[Configuration of Motor Speed Control Device 100]
FIG. 1 is a block diagram of a motor speed control apparatus 100 according to the present embodiment.

モータの速度制御装置100は、q軸電圧指令VqCを与える系として、速度制御器120、負荷イナーシャ比記憶部121、速度比例ゲイン制限値演算器122、速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ制限値演算器123、速度比例ゲイン設定値記憶部124、速度比例ゲイン演算器125、速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ設定値記憶部126、リミッタ130、最大一次電流指令部132、トルク制限値演算器134、トルク指令ローパスフィルタ135、q軸電流演算器140及びq軸電流制御器145を有する。   The motor speed control device 100 is a system that provides a q-axis voltage command VqC, and includes a speed controller 120, a load inertia ratio storage unit 121, a speed proportional gain limit value calculator 122, a speed integration time constant torque command low pass filter limit value calculation. 123, speed proportional gain set value storage unit 124, speed proportional gain calculator 125, speed integral time constant torque command low pass filter set value storage unit 126, limiter 130, maximum primary current command unit 132, torque limit value calculator 134, A torque command low-pass filter 135, a q-axis current calculator 140, and a q-axis current controller 145 are included.

速度制御器120は、速度指令をモータ速度ωmと比較し、速度指令とモータ速度ωmとの差分を入力する。速度制御器120はPI制御器で構成する。モータ速度ωmは、モータ180の回転を検出するエンコーダ110の位置信号を用いて速度演算器115が演算する。速度制御器120は、速度指令を入力し速度比例ゲインKVPと速度積分時定数tとを用いてトルク指令を出力する。   The speed controller 120 compares the speed command with the motor speed ωm, and inputs the difference between the speed command and the motor speed ωm. The speed controller 120 is composed of a PI controller. The motor speed ωm is calculated by the speed calculator 115 using the position signal of the encoder 110 that detects the rotation of the motor 180. The speed controller 120 inputs a speed command and outputs a torque command using the speed proportional gain KVP and the speed integration time constant t.

負荷イナーシャ比記憶部121は、負荷イナーシャJLとモータイナーシャJMの比、JL/JMを記憶する。負荷イナーシャ比の大きさに応じて速度比例ゲインの制限値を変化させるためである。速度比例ゲイン制限値演算器122は、モータ速度ωmと負荷イナーシャ比JL/JMに応じて速度比例ゲイン制限値を演算する。速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ制限値演算器123は、速度比例ゲイン制限値に基づき、速度積分時定数制限値及びトルク指令ローパスフィルタ制限値を演算する。   The load inertia ratio storage unit 121 stores the ratio of load inertia JL and motor inertia JM, JL / JM. This is because the limit value of the speed proportional gain is changed in accordance with the magnitude of the load inertia ratio. The speed proportional gain limit value calculator 122 calculates a speed proportional gain limit value according to the motor speed ωm and the load inertia ratio JL / JM. The speed integration time constant torque command low-pass filter limit value calculator 123 calculates a speed integration time constant limit value and a torque command low-pass filter limit value based on the speed proportional gain limit value.

速度比例ゲイン設定値記憶部124は速度比例ゲイン設定値を記憶する。速度比例ゲイン演算器125は、速度比例ゲイン設定値を元に速度比例ゲイン制限値を用いて速度比例ゲインKVPを演算する。速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ設定値記憶部126は速度積分時定数tとトルク指令ローパスフィルタfcを記憶する。速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ設定値演算部127は、速度積分時定数、トルク指令ローパスフィルタ設定値を元に、速度積分時定数制限値、トルク指令ローパスフィルタfc制限値を用いて、速度積分時定数とトルク指令ローパスフィルタfcを演算する。速度制御器120は、入力した速度指令とモータ速度ωmとの差分、速度比例ゲインKVP、速度積分時定数TVIを用いてトルク指令を出力する。   The speed proportional gain setting value storage unit 124 stores a speed proportional gain setting value. The speed proportional gain calculator 125 calculates the speed proportional gain KVP using the speed proportional gain limit value based on the speed proportional gain setting value. The speed integration time constant torque command low pass filter set value storage unit 126 stores a speed integration time constant t and a torque command low pass filter fc. The speed integration time constant torque command low-pass filter setting value calculation unit 127 uses the speed integration time constant limit value and the torque command low-pass filter fc limit value based on the speed integration time constant and torque command low-pass filter setting value. The time constant and the torque command low pass filter fc are calculated. The speed controller 120 outputs a torque command using a difference between the input speed command and the motor speed ωm, a speed proportional gain KVP, and a speed integration time constant TVI.

リミッタ130は、速度制御器120が出力したトルク指令の大きさを制限する。最大一次電流指令部132は電力変換器170が出力できる最大一次電流IPCを出力する。トルク制限値演算器134は、d軸電流指令IdC、最大一次電流IPC、後述の磁束演算器225が出力する磁束φ2を用いてトルク制限値TLIMを演算する。トルク制限値TLIMはリミッタ130に設定される。   The limiter 130 limits the magnitude of the torque command output from the speed controller 120. Maximum primary current command unit 132 outputs maximum primary current IPC that power converter 170 can output. The torque limit value calculator 134 calculates the torque limit value TLIM using the d-axis current command IdC, the maximum primary current IPC, and the magnetic flux φ2 output from the magnetic flux calculator 225 described later. Torque limit value TLIM is set in limiter 130.

したがって、リミッタ130は入力されるトルク指令の大きさを±TLIMに入るように制限する。トルク指令ローパスフィルタ135には、速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ設定値演算器127によって演算されたトルク指令ローパスフィルタ135のカットオフ周波数が設定される。したがって、トルク指令ローパスフィルタ135は、設定されたカットオフ周波数よりも低い周波数のトルク指令を通過させることになり、トルク指令に含まれるエンコーダや主軸の芯ブレに起因する高調波の変動分を抑制する。トルク指令ローパスフィルタ135は、2次ローパスフィルタで構成する。   Therefore, limiter 130 limits the magnitude of the input torque command so as to fall within ± TLIM. In the torque command low-pass filter 135, the cutoff frequency of the torque command low-pass filter 135 calculated by the speed integration time constant torque command low-pass filter set value calculator 127 is set. Therefore, the torque command low-pass filter 135 allows a torque command having a frequency lower than the set cutoff frequency to pass, and suppresses fluctuations in harmonics due to the encoder and spindle center blur included in the torque command. To do. The torque command low-pass filter 135 is composed of a secondary low-pass filter.

q軸電流演算器140は、トルク指令ローパスフィルタ135通過後のトルク指令からq軸電流指令IqCを演算する。q軸電流制限器145は、q軸電流演算器140が出力するq軸電流指令IqCと座標変換器155が出力するq軸電流フィードバックIqFとの偏差を入力し、q軸電圧指令VqCを出力する。なお、q軸電流制限器145は比例積分制御器で構成する。   The q-axis current calculator 140 calculates a q-axis current command IqC from the torque command after passing through the torque command low-pass filter 135. The q-axis current limiter 145 receives the deviation between the q-axis current command IqC output from the q-axis current calculator 140 and the q-axis current feedback IqF output from the coordinate converter 155, and outputs the q-axis voltage command VqC. . The q-axis current limiter 145 is composed of a proportional integration controller.

また、モータの速度制御装置100は、d軸電圧指令VdCを与える系として、弱め界磁部220、磁束演算器225、磁束制御器240、d軸電流制御器245を有する。   Further, the motor speed control apparatus 100 includes a field weakening unit 220, a magnetic flux calculator 225, a magnetic flux controller 240, and a d-axis current controller 245 as a system that provides the d-axis voltage command VdC.

弱め界磁部220は、図に示すように、モータ速度ωmに対する磁束指令φ2Cの関係を記憶しており、モータ速度ωmに基づいて磁束指令φ2Cを出力する。磁束演算器225は、磁束φ2を、座標変換器155が出力するd軸電流フィードバックIdFを用いて演算する。   As shown in the figure, the field weakening unit 220 stores the relationship of the magnetic flux command φ2C with respect to the motor speed ωm, and outputs the magnetic flux command φ2C based on the motor speed ωm. The magnetic flux calculator 225 calculates the magnetic flux φ2 using the d-axis current feedback IdF output from the coordinate converter 155.

磁束制御器240は、弱め界磁部220が出力する磁束指令φ2Cと磁束演算器225が出力する磁束φ2との偏差を入力し、d軸電流指令IdCを出力する。d軸電流制御器245は、磁束制御器240が出力するd軸電流指令IdCと座標変換器155が出力するd軸電流フィードバックIdFとの偏差を入力し、d軸電圧指令VdCを出力する。磁束制御器240、d軸電流制御器245は比例積分制御器で構成する。なお、q軸電流フィードバックIqF及びd軸電流フィードバックIdFは、後述する固定子位置指令θmcを基に、座標変換器155がモータ電流Iu、Ivを座標変換することによって求める。   The magnetic flux controller 240 inputs a deviation between the magnetic flux command φ2C output from the field weakening unit 220 and the magnetic flux φ2 output from the magnetic flux calculator 225, and outputs a d-axis current command IdC. The d-axis current controller 245 receives a deviation between the d-axis current command IdC output from the magnetic flux controller 240 and the d-axis current feedback IdF output from the coordinate converter 155, and outputs a d-axis voltage command VdC. The magnetic flux controller 240 and the d-axis current controller 245 are constituted by a proportional integral controller. The q-axis current feedback IqF and the d-axis current feedback IdF are obtained by coordinate conversion of the motor currents Iu and Iv by the coordinate converter 155 based on a stator position command θmc described later.

さらに、モータの速度制御装置100は、座標変換を行わせるための系として、すべり周波数演算器230、積分器255、座標変換器150、155を有する。   Furthermore, the motor speed control apparatus 100 includes a slip frequency calculator 230, an integrator 255, and coordinate converters 150 and 155 as a system for performing coordinate conversion.

すべり周波数演算器230は、q軸電流演算器140が出力するq軸電流指令IqCと磁束演算器225が出力する磁束指令φ2を入力し、すべり周波数指令ωsを算出する。積分器255は、すべり周波数演算器230から出力されるすべり周波数指令ωsと速度演算器115から出力されるモータ回転速度ωmとを加算して得られる一次周波数指令ω1を入力し、一次周波数指令ω1を積分する。積分された一次周波数指令をモータの極対数Pm倍して固定子位置指令θmcを求める。固定子位置指令θmcは座標変換器150、155に出力される。   The slip frequency calculator 230 receives the q-axis current command IqC output from the q-axis current calculator 140 and the magnetic flux command φ2 output from the magnetic flux calculator 225, and calculates the slip frequency command ωs. The integrator 255 inputs a primary frequency command ω1 obtained by adding the slip frequency command ωs output from the slip frequency calculator 230 and the motor rotation speed ωm output from the speed calculator 115, and receives the primary frequency command ω1. Is integrated. The integrated primary frequency command is multiplied by the number Pm of motor pole pairs to obtain a stator position command θmc. Stator position command θmc is output to coordinate converters 150 and 155.

座標変換器150は、入力した固定子位置指令θmcを基に、q軸電圧指令VqC、d軸電圧指令VdCを座標変換し、三相電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを求める。   The coordinate converter 150 performs coordinate conversion of the q-axis voltage command VqC and the d-axis voltage command VdC based on the input stator position command θmc to obtain three-phase voltage commands Vuc, Vvc, and Vwc.

座標変換器155は、入力した固定子位置指令θmcを基に、モータ電流Iu、Ivを座標変換し、q軸電流フィードバックIqF、d軸電流フィードバックIdFを求める。   The coordinate converter 155 performs coordinate conversion of the motor currents Iu and Iv based on the input stator position command θmc, and obtains a q-axis current feedback IqF and a d-axis current feedback IdF.

さらに、モータの速度制御装置100は、モータ180を駆動させるための系として、PWM制御器160、電力変換器170を有する。   Further, the motor speed control apparatus 100 includes a PWM controller 160 and a power converter 170 as a system for driving the motor 180.

PWM制御器160は、座標変換器150から出力される三相電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力し、入力した三相電圧指令Vuc、Vvc、Vwcに基づいて、電力変換器170をスイッチングさせるためのPWM信号を出力する。   The PWM controller 160 receives the three-phase voltage commands Vuc, Vvc, Vwc output from the coordinate converter 150, and switches the power converter 170 based on the input three-phase voltage commands Vuc, Vvc, Vwc. The PWM signal is output.

電力変換器170は、PWM制御器160から出力されるPWM信号を入力して内部に備えた半導体スイッチング素子をスイッチングし、モータ180を駆動する。   The power converter 170 inputs the PWM signal output from the PWM controller 160, switches the semiconductor switching element provided therein, and drives the motor 180.

〔モータの速度制御装置100の動作〕
まず、速度比例ゲイン制限値演算器122は、速度演算器115が出力するモータ速度ωmと負荷イナーシャ比記憶部121が記憶する負荷イナーシャ比を用いて、下記式により、速度比例ゲイン制限値KVPLIMを求める。
[Operation of Motor Speed Control Device 100]
First, the speed proportional gain limit value calculator 122 calculates the speed proportional gain limit value KVPLIM by the following equation using the motor speed ωm output from the speed calculator 115 and the load inertia ratio stored in the load inertia ratio storage unit 121. Ask.

KVPLIM={KVPLIM−K(|ωm|−ω)}/(JL/JM)
ただし、(ω<|ωm|)
ここで、KVPLIM:回転速度ωにおける速度比例制限値、JL;負荷イナーシャ、JM:モータイナーシャ、(JL/JM):負荷イナーシャ比
速度比例ゲイン制限値は、回転速度がω以上では、上式に示すように、回転速度に比例して増加させ、負荷イナーシャ比(JL/JM)に反比例させて減少させる。
KVPLIM = {KVPLIM 2 −K 2 (| ωm | −ω 2 )} / (JL / JM)
However, (ω 2 <| ωm |)
Here, KVPLIM 2 : Speed proportional limit value at rotational speed ω 2 , JL: Load inertia, JM: Motor inertia, (JL / JM): Load inertia ratio The speed proportional gain limit value is obtained when the rotational speed is ω 2 or more. As shown in the above equation, it is increased in proportion to the rotational speed and decreased in inverse proportion to the load inertia ratio (JL / JM).

また、速度比例ゲイン制限値は、回転速度がωからωでは回転速度が上昇するにつれて低減させる。速度反比例前の速度比例ゲイン制限値KVPLIMBを下記式により求める。 Further, the speed proportional gain limit value is reduced as the rotational speed increases when the rotational speed is from ω 1 to ω 2 . The speed proportional gain limit value KVPLIMB before the speed inverse proportion is obtained by the following formula.

KVPLIMB={KVPLIM+K1(ω−|ωm|)}
ただし、(ω1<|ωm|≦ω
ここで、K1:ω1〜ω間で速度比例ゲイン制限値を低減させる係数
次に、下記式のように、回転速度に反比例させ、負荷イナーシャ比に反比例させる演算をし、速度比例ゲイン制限値KVPLIMを求める。
KVPLIMB = {KVPLIM 2 + K 12 − | ωm |)}
However, (ω 1 <| ωm | ≦ ω 2 )
Here, K 1 : A coefficient for reducing the speed proportional gain limit value between ω 1 and ω 2 Next, as shown in the following equation, the calculation is performed to make the speed inversely proportional to the rotational speed and inversely proportional to the load inertia ratio. A limit value KVPLIM is obtained.

KVPLIM=KVPLIMB×ω/|ωm|/(JL/JM)
ただし、(ω1<|ωm|≦ω
速度比例ゲイン制限値は、回転速度ω1以下の回転速度では、下記式のように、一定値とする。
KVPLIM = KVPLIMB × ω 2 / | ωm | / (JL / JM)
However, (ω 1 <| ωm | ≦ ω 2 )
The speed proportional gain limit value is a constant value at a rotational speed equal to or lower than the rotational speed ω 1 as shown in the following equation.

KVPLIM=KVPLIM1
なお、ω1は、基底速度の2倍程度の回転速度とし、速度0からω1までは、速度比例ゲインが低下しないようにする。
そして、速度比例ゲインの上限がKVPLIMに制限される。
KVPLIM = KVPLIM 1
Note that ω 1 is a rotational speed that is approximately twice the base speed, and the speed proportional gain does not decrease from speed 0 to ω 1 .
Then, the upper limit of the speed proportional gain is limited to KVPLIM.

図2は、モータの回転速度に対する速度比例ゲイン制限値特性を示す図である。図に示すように、基底速度ωの2倍程度の中速域ωまでは、一定の高い速度ゲインKVPLIM1に制限され、タッピングにおける精度を向上させる。中速域ω以上では、回転速度ωmの上昇に伴い速度比例ゲインを低減し、モータ電流の高調波を抑制し、モータの発熱を低減する。また、負荷イナーシャ比(JL/JM)が大きい場合(たとえばJL/JM=2)には、芯ブレに起因した速度変動を抑制するためのトルク指令が大きくなるため、速度比例ゲイン制限値を低下させ(図のJL/JM=2のグラフ)、電流の高調波の発生を抑制する。 FIG. 2 is a diagram showing a speed proportional gain limit value characteristic with respect to the rotational speed of the motor. As shown in the figure, the medium speed region ω 1 up to about twice the base speed ω 0 is limited to a constant high speed gain KVPLIM 1 to improve the accuracy in tapping. In medium-speed range omega 1 or more, reduces the speed proportional gain with an increase in rotational speed .omega.m, suppress harmonics of the motor current, reducing the heat generation of the motor. In addition, when the load inertia ratio (JL / JM) is large (for example, JL / JM = 2), the torque command for suppressing the speed fluctuation caused by the core blur increases, so the speed proportional gain limit value decreases. (JL / JM = 2 graph in the figure) to suppress generation of current harmonics.

速度積分時定数制限値はKVPLIMを元に、下記式で算出する。   The speed integration time constant limit value is calculated by the following formula based on KVPLM.

TVILIM=1/KVPLIM
速度積分時定数の下限がこの値に制限される。
TVILIM = 1 / KVPLIM
The lower limit of the speed integration time constant is limited to this value.

トルク指令ローパスフィルタのカットオフ周波数制限値は、KVPLIMを元に、下記式で算出する。   The cut-off frequency limit value of the torque command low-pass filter is calculated by the following formula based on KVPLIM.

TCLPFLIM=KVPLIM×KTCL
トルク指令ローパスフィルタのカットオフ周波数の上限がこの値に制限される。
TCLPFLIM = KVPLIM × KTCL
The upper limit of the cutoff frequency of the torque command low-pass filter is limited to this value.

この係数KTLCは、速度制御系の周波数応答特性のゲインにハンプが生じない範囲で、できるだけ小さな値とする。本実施形態では5としている。これにより、速度制御系の応答を超える周波数において、できるだけ低い値にトルク指令ローパスフィルタを設定し、速度比例ゲインの制限と合わせて、トルク指令ローパスフィルタ後のトルク指令に現れる1回転に1回の変動分を抑制し、座標変換による高周波の発生を抑制し、モータの発熱を許容損失内に収める。   This coefficient KTLC is as small as possible within a range in which no hump occurs in the gain of the frequency response characteristic of the speed control system. In this embodiment, it is 5. As a result, the torque command low-pass filter is set to the lowest possible value at a frequency exceeding the response of the speed control system, and once per rotation that appears in the torque command after the torque command low-pass filter, together with the limitation of the speed proportional gain. It suppresses fluctuations, suppresses the generation of high frequencies due to coordinate transformation, and keeps the heat generated by the motor within the allowable loss.

また、各速度ゲイン値に応じた適切な速度積分時定数制限値、トルク指令ローパスフィルタのカットオフ周波数制限値とすることにより、速度制御系の特性をオーバーシュートが生じない適切な特性にしている。なお、負荷イナーシャ比は既知の場合はその値を用いて速度ゲイン制限値を算出し、未知の場合は、逐次最小二乗法などを用いて、トルク指令とモータ速度から算出する。また、速度制御器120をIP制御器などの類似の制御器で構成し、トルク指令ローパスフィルタ135を三次のローパスフィルタなどの類似のフィルタで構成しても良い。また、速度比例ゲイン制限値から演算するのではなく、トルク指令ローパスフィルタ135のカットオフ周波数制限値や速度積分時定数制限値から順番に演算しても良い。   In addition, by setting appropriate speed integration time constant limit value according to each speed gain value and cut-off frequency limit value of torque command low pass filter, speed control system characteristics are made appropriate characteristics that do not cause overshoot. . When the load inertia ratio is known, the value is used to calculate the speed gain limit value, and when the load inertia ratio is unknown, the speed inertia ratio is calculated from the torque command and the motor speed using a sequential least square method or the like. Further, the speed controller 120 may be configured by a similar controller such as an IP controller, and the torque command low-pass filter 135 may be configured by a similar filter such as a third-order low-pass filter. Further, instead of calculating from the speed proportional gain limit value, the calculation may be performed in order from the cutoff frequency limit value or the speed integration time constant limit value of the torque command low pass filter 135.

次に、弱め界磁部220は、速度演算器115が出力するモータ速度ωmに基づいて磁束指令φ2Cを下記式で算出し、基底速度ω以上の回転速度で弱め界磁を行う。 Then, the weak field magnet portion 220 calculates a magnetic flux command φ2C by the following formula based on the motor speed ωm speed calculator 115 is output, the field weakening in the base speed omega 0 or more rotational speed.

φ2C=φ2CB (0≦|ωm|≦ωのとき)
φ2C=φ2CB・ω/|ωm| (ω<|ωm|)
上記のようにして演算した磁束指令φ2Cと磁束演算器225が出力する磁束φ2とを比較し、磁束制御器240は磁束指令φ2Cと磁束φ2との偏差からd軸電流指令IdCを出力する。
φ2C = φ2CB (when 0 ≦ | ωm | ≦ ω 0 )
φ2C = φ2CB · ω 0 / | ωm | (ω 0 <| ωm |)
The magnetic flux command φ2C calculated as described above is compared with the magnetic flux φ2 output from the magnetic flux calculator 225, and the magnetic flux controller 240 outputs the d-axis current command IdC from the deviation between the magnetic flux command φ2C and the magnetic flux φ2.

トルク制限値演算器134はd軸電流指令IdCとインバータが出力できる最大一次電流指令IPCとから下記式に基づいてトルク制限値TLIMを演算する。演算したトルク制限値TLIMはリミッタ130に設定され、リミッタ130は速度制御器120が出力するトルク指令を±TLIM以下に制限する。   The torque limit value calculator 134 calculates the torque limit value TLIM based on the following equation from the d-axis current command IdC and the maximum primary current command IPC that can be output by the inverter. The calculated torque limit value TLIM is set in the limiter 130, and the limiter 130 limits the torque command output from the speed controller 120 to ± TLIM or less.

TLIM=Pm×M/L×φ2×(IqC−IdC1/2
ただし、 L:2次インダクタンス
M:相互インダクタンス
Pm:極対数
速度制御器120からのトルク指令をトルク制限値TLIMに基づくリミッタ130に通し、さらに、トルク指令ローパスフィルタ135に通し、ローパスフィルタ通過後のトルク指令を求める。ローパスフィルタ通過後のトルク指令を入力したq軸電流演算器140によりq軸電流指令IqCを求める。そして、q軸電流演算器145は下記式に基づいてq軸電流指令を算出する。
TLIM = Pm × M / L 2 × φ2 × (IqC 2 −IdC 2 ) 1/2
L 2 : Secondary inductance
M: Mutual inductance
Pm: Number of pole pairs The torque command from the speed controller 120 is passed through the limiter 130 based on the torque limit value TLIM, and further passed through the torque command low-pass filter 135 to obtain the torque command after passing through the low-pass filter. The q-axis current command IqC is obtained by the q-axis current calculator 140 to which the torque command after passing through the low-pass filter is input. Then, the q-axis current calculator 145 calculates a q-axis current command based on the following formula.

IqC=L/(Pm×M×φ2)×(ローパスフィルタ通過後のトルク指令)
このように、q軸電流指令は磁束φ2で除算して算出するため、弱め界磁によって磁束が小さくなると、q軸電流指令を大きくし、トルク指令に対するトルクの特性が弱め界磁により小さくならないようにしている。
IqC = L 2 / (Pm × M × φ2) × (torque command after passing through low-pass filter)
Thus, since the q-axis current command is calculated by dividing by the magnetic flux φ2, when the magnetic flux is reduced by the field weakening, the q-axis current command is increased so that the torque characteristic with respect to the torque command is not reduced by the field weakening. I have to.

q軸電流指令をq軸電流フィードバックと比較し、q軸電流制御器145を通してq軸電圧指令VqCを与える。d軸電流指令をd軸電流フィードバックと比較し、d軸電流制御器245を通してd軸電圧指令VdCを与える。   The q-axis current command is compared with the q-axis current feedback, and a q-axis voltage command VqC is given through the q-axis current controller 145. The d-axis current command is compared with the d-axis current feedback, and a d-axis voltage command VdC is given through the d-axis current controller 245.

すべり周波数演算器230は、q軸電流演算器140が出力するq軸電流指令IqCと磁束演算器225が出力する磁束φ2とから、すべり周波数演算器230が下記式に基づき、すべり周波数指令ωsを算出する。   From the q-axis current command IqC output from the q-axis current calculator 140 and the magnetic flux φ2 output from the magnetic flux calculator 225, the slip frequency calculator 230 determines the slip frequency command ωs based on the following equation. calculate.

ωs=M×R/L×(IqC/φ2)
そして、算出したすべり周波数指令ωsとモータ速度ωmを加算して一次周波数指令ω1を求める。
ωs = M × R 2 / L 2 × (IqC / φ2)
Then, the calculated slip frequency command ωs and the motor speed ωm are added to obtain the primary frequency command ω1.

一次周波数指令ω1を積分し、さらにモータの極対数Pm倍して固定値位置指令θmcを求める。   The primary frequency command ω1 is integrated and further multiplied by the number of pole pairs Pm of the motor to obtain a fixed value position command θmc.

座標変換器150は固定子位置指令θmcを基にq軸電圧指令VqC、d軸電圧指令VdCを座標変換し、三相電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを求める。三相電圧指令Vuc、Vvc、VwcはPWM制御器160、電力変換器170を介してモータ180に供給され、三相電圧指令Vuc、Vvc、Vwcに応じてモータ180が駆動される。   The coordinate converter 150 performs coordinate conversion of the q-axis voltage command VqC and the d-axis voltage command VdC based on the stator position command θmc to obtain three-phase voltage commands Vuc, Vvc, and Vwc. Three-phase voltage commands Vuc, Vvc, and Vwc are supplied to motor 180 via PWM controller 160 and power converter 170, and motor 180 is driven in accordance with three-phase voltage commands Vuc, Vvc, and Vwc.

q軸電流フィードバックIqFとd軸電流フィードバックIdFは、固定子位置指令θmcを基に、座標変換器155がモータ電流Iu、Ivを座標変換することによって求める。   The q-axis current feedback IqF and the d-axis current feedback IdF are obtained by coordinate conversion of the motor currents Iu and Iv by the coordinate converter 155 based on the stator position command θmc.

磁束演算器225は、下記式により、d軸電流フィードバックIdFから磁束φ2を算出する。   The magnetic flux calculator 225 calculates the magnetic flux φ2 from the d-axis current feedback IdF by the following formula.

φ2=1/(1+L/R×S)×M×IdF
なお、d軸電圧指令及びq軸電圧指令に非干渉制御器を搭載し、d軸およびq軸の干渉を制御しても良い。また、d軸およびq軸の電流制御系の内部を三相電流制御系で構成しても良い。
φ2 = 1 / (1 + L 2 / R 2 × S) × M × IdF
A non-interference controller may be mounted on the d-axis voltage command and the q-axis voltage command to control interference between the d-axis and the q-axis. Further, the interior of the d-axis and q-axis current control systems may be configured by a three-phase current control system.

以上に説明したように、従来のモータの速度制御装置では、安定した高速回転と中速域までの高応答な速度制御、広い定出力領域の確保を同時に実現することは困難であった。しかし、本発明に係るモータの速度制御装置では、モータ回転速度と負荷イナーシャ比に基づいて、速度制御器とトルク指令ローパスフィルタに制限を設け、最大一次電流指令とd軸電流指令とからトルク制限値を演算し、トルク制限後のトルク指令をローパスフィルタに通して、トルク指令に含まれるエンコーダや主軸の芯ブレに起因する変動分を抑制している。また、q軸電流演算器により弱め界磁によるトルク指令−トルク特性の低下を防止している。   As described above, with the conventional motor speed control device, it has been difficult to simultaneously realize stable high-speed rotation, high-response speed control up to the middle speed range, and securing a wide constant output range. However, in the motor speed control device according to the present invention, the speed controller and the torque command low-pass filter are limited based on the motor rotation speed and the load inertia ratio, and the torque limit is determined from the maximum primary current command and the d-axis current command. The value is calculated, and the torque command after torque limitation is passed through a low-pass filter, so that fluctuations caused by the shake of the encoder and the spindle included in the torque command are suppressed. Further, the q-axis current calculator prevents the torque command-torque characteristic from being lowered due to the field weakening.

このことにより、モータ自身のベアリングによる芯ブレ、エンコーダの芯ブレ、さらには、モータに接続される機械主軸の芯ブレなど、様々な芯ブレがある場合にも安定して高速までモータを回転させることができる。また、弱め界磁を行っても、トルク指令に対する実際のモータトルクの低下が少なく、中速域までの高い速度制御応答を実現でき、広い定出力領域により大きな低速トルクを同時に実現できる。   This makes it possible to stably rotate the motor to a high speed even when there are various types of core blurring, such as core blurring due to the motor's own bearings, encoder core blurring, and mechanical spindles connected to the motor. be able to. Further, even if field weakening is performed, the actual motor torque does not decrease with respect to the torque command, a high speed control response up to the medium speed range can be realized, and a large low speed torque can be realized simultaneously in a wide constant output range.

100 モータの速度制御装置、
10、110 エンコーダ、
15、115 速度演算器、
20、120 速度制御器、
25、50、150、155 座標変換器、
30 q軸電流積分制御器、
35 d軸電流積分制御器、
45、255 積分器、
55 相電流制御器、
60、160 PWM制御器、
70、170 電力変換器、
80、180 モータ、
121 負荷イナーシャ比記憶部、
122 速度比例ゲイン制限値演算器、
123 速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ制限値演算器、
124 速度比例ゲイン設定値記憶部、
125 速度比例ゲイン演算器、
126 速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ設定値記憶部、
127 速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ設定値演算器、
130 リミッタ、
132 最大一次電流指令部、
134 トルク制限値演算器、
135 トルク指令ローパスフィルタ、
140 q軸電流演算器、
145 q軸電流制御器、
220 弱め界磁部、
225 磁束演算器、
230 すべり周波数演算器、
240 磁束制御器、
245 d軸電流制御器。
100 motor speed control device,
10, 110 encoder,
15, 115 Speed calculator,
20, 120 speed controller,
25, 50, 150, 155 coordinate converter,
30 q-axis current integration controller,
35 d-axis current integration controller,
45, 255 integrator,
55 phase current controller,
60, 160 PWM controller,
70, 170 power converter,
80, 180 motor,
121 Load inertia ratio storage unit,
122 Speed proportional gain limit value calculator,
123 Speed integration time constant Torque command low pass filter limit value calculator,
124 Speed proportional gain setting value storage unit,
125 Speed proportional gain calculator,
126 speed integration time constant torque command low pass filter set value storage unit,
127 Speed integration time constant Torque command low pass filter set value calculator,
130 limiter,
132 Maximum primary current command section,
134 Torque limit value calculator,
135 Torque command low pass filter,
140 q-axis current calculator,
145 q-axis current controller,
220 field weakening,
225 magnetic flux calculator,
230 slip frequency calculator,
240 magnetic flux controller,
245 d-axis current controller.

Claims (5)

モータ速度と負荷イナーシャ比とを用いて速度比例ゲイン制限値を演算する速度比例ゲイン制限値演算器と、
前記速度比例ゲイン制限値を用いて、速度積分時定数制限値を演算するとともにカットオフ周波数制限値を演算する速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ制限値演算器と、
速度指令を入力し速度比例ゲインと速度積分時定数とを用いてトルク指令を出力する速度制御器と、
カットオフ周波数よりも低い周波数のトルク指令を通過させ前記トルク指令に含まれる高調波を低減させるトルク指令ローパスフィルタと、
を有し、
前記速度比例ゲイン制限値演算器は、
前記速度比例ゲイン制限値を、ω 以上のモータ速度では、モータ速度に比例させて減少させるとともに負荷イナーシャ比の大きさに反比例させて減少させ、前記ω よりも遅いω からω 間のモータ速度では、モータ速度が速くなるにつれて減少させ、ω 以下のモータ速度では、一定値に制限する
ことを特徴とするモータの速度制御装置。
A speed proportional gain limit value calculator that calculates a speed proportional gain limit value using the motor speed and the load inertia ratio;
A speed integration time constant torque command low-pass filter limit value calculator for calculating a speed integration time constant limit value and calculating a cutoff frequency limit value using the speed proportional gain limit value;
A speed controller that inputs a speed command and outputs a torque command using a speed proportional gain and a speed integration time constant;
A torque command low-pass filter that passes a torque command having a frequency lower than the cutoff frequency and reduces harmonics included in the torque command;
I have a,
The speed proportional gain limit value calculator is:
The velocity proportional gain limit value, the omega 2 or more motor speed, with decreasing in proportion to the motor speed is inversely proportional to the magnitude of the load inertia ratio is decreased, while omega 2 from slow omega 1 than the omega 2 The motor speed control apparatus is characterized in that the motor speed is decreased as the motor speed increases, and the motor speed is limited to a constant value at a motor speed of ω 1 or less .
モータ速度と負荷イナーシャ比とを用いて速度比例ゲイン制限値を演算する速度比例ゲイン制限値演算器と、
前記速度比例ゲイン制限値を用いて、速度積分時定数制限値を演算するとともにカットオフ周波数制限値を演算する速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ制限値演算器と、
速度指令を入力し速度比例ゲインと速度積分時定数とを用いてトルク指令を出力する速度制御器と、
カットオフ周波数よりも低い周波数のトルク指令を通過させ前記トルク指令に含まれる高調波を低減させるトルク指令ローパスフィルタと、
を有し、
前記速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ制限値演算器は、
前記速度比例ゲイン制限値に一定の倍率を掛けた値をカットオフ周波数制限値とし、
前記一定の倍率は、速度制御の周波数応答特性のゲインにハンプが生じない範囲でできるだけ小さな値が選定される
ことを特徴とするモータの速度制御装置。
A speed proportional gain limit value calculator that calculates a speed proportional gain limit value using the motor speed and the load inertia ratio;
A speed integration time constant torque command low-pass filter limit value calculator for calculating a speed integration time constant limit value and calculating a cutoff frequency limit value using the speed proportional gain limit value;
A speed controller that inputs a speed command and outputs a torque command using a speed proportional gain and a speed integration time constant;
A torque command low-pass filter that passes a torque command having a frequency lower than the cutoff frequency and reduces harmonics included in the torque command;
I have a,
The speed integration time constant torque command low-pass filter limit value calculator is:
A value obtained by multiplying the speed proportional gain limit value by a fixed magnification is a cutoff frequency limit value,
The motor speed control apparatus is characterized in that the constant magnification is selected to be as small as possible without causing a hump in the frequency response characteristic gain of the speed control.
モータ速度と負荷イナーシャ比とを用いて速度比例ゲイン制限値を演算する速度比例ゲイン制限値演算器と、
前記速度比例ゲイン制限値を用いて、速度積分時定数制限値を演算するとともにカットオフ周波数制限値を演算する速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ制限値演算器と、
速度指令を入力し速度比例ゲインと速度積分時定数とを用いてトルク指令を出力する速度制御器と、
カットオフ周波数よりも低い周波数のトルク指令を通過させ前記トルク指令に含まれる高調波を低減させるトルク指令ローパスフィルタと、
を有し、
さらに、
前記トルク指令ローパスフィルタ通過後のトルク指令からq軸電流指令を演算するq軸電流演算器と、前記モータ速度に応じた磁束指令と磁束との偏差からd軸電流指令を出力する磁束制御器と、を有し、
さらに、
前記d軸電流指令、前記磁束および最大一次電流を用いてトルク制限値を演算するトルク制限値演算器と、
前記速度制御器から前記トルク指令ローパスフィルタに出力されるトルク指令の大きさを制限するリミッタと、を有し、
前記q軸電流指令と前記d軸電流指令とを用いてモータを駆動し、
前記リミッタには前記トルク制限値が設定される
ことを特徴とするモータの速度制御装置。
A speed proportional gain limit value calculator that calculates a speed proportional gain limit value using the motor speed and the load inertia ratio;
A speed integration time constant torque command low-pass filter limit value calculator for calculating a speed integration time constant limit value and calculating a cutoff frequency limit value using the speed proportional gain limit value;
A speed controller that inputs a speed command and outputs a torque command using a speed proportional gain and a speed integration time constant;
A torque command low-pass filter that passes a torque command having a frequency lower than the cutoff frequency and reduces harmonics included in the torque command;
I have a,
further,
A q-axis current calculator that calculates a q-axis current command from a torque command after passing through the torque command low-pass filter, and a magnetic flux controller that outputs a d-axis current command from a deviation between the magnetic flux command and the magnetic flux according to the motor speed; Have
further,
A torque limit value calculator for calculating a torque limit value using the d-axis current command, the magnetic flux and the maximum primary current;
A limiter that limits the magnitude of the torque command output from the speed controller to the torque command low-pass filter,
Driving the motor using the q-axis current command and the d-axis current command;
The motor speed control device, wherein the limiter is set with the torque limit value .
前記負荷イナーシャ比は、負荷イナーシャ比記憶部に記憶され、
前記負荷イナーシャ比は、負荷イナーシャJLとモータイナーシャJMとの比、JL/LMであることを特徴とする請求項1から3のいずれか1項記載のモータの速度制御装置。
The load inertia ratio is stored in a load inertia ratio storage unit,
The load inertia ratio, the load inertia JL and the motor inertia JM and ratio, JL / motor speed control device according to any one of claims 1, wherein 3 to that LM is.
前記速度積分時定数トルク指令ローパスフィルタ制限値演算器は、
前記速度比例ゲイン制限値の逆数を前記速度積分時定数制限値とすることを特徴とする請求項1からのいずれかに記載のモータの速度制御装置。
The speed integration time constant torque command low-pass filter limit value calculator is:
Motor speed control device according to any one of 4 the reciprocal of the velocity proportional gain limit value from claim 1, characterized in that the said speed integration time constant limit value.
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