JP2004274360A

JP2004274360A - Amplifier circuit, receiving circuit and optical receiving circuit

Info

Publication number: JP2004274360A
Application number: JP2003061900A
Authority: JP
Inventors: Kazunori Nishizono; 和則西薗
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2003-03-07
Filing date: 2003-03-07
Publication date: 2004-09-30
Anticipated expiration: 2023-03-07
Also published as: JP3980502B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an amplifier circuit capable of easily improving an S/N by automatically adjusting a gain characteristic and a frequency characteristic which correspond to received light. <P>SOLUTION: An AGF circuit 16 obtains a voltage signal VAP outputted from a preamplifier 11, detects the magnitude of an optical input signal received by a photodiode PD and automatically adjusts the frequency characteristic of a bandpass filter 12 and the gain characteristic of a main amplifier 13 on the basis of the detection result. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は増幅回路、受信回路及び光受信回路に関するものである。
近年、ＰＤＡ（ＰｅｒｓｏｎａｌＤｉｇｉｔａｌＡｓｓｉｓｔａｎｔｓ）等の携帯端末、携帯電話等の電子機器には、光信号を利用し、空間を介してデータの送受信を行う光通信装置が搭載されている。例えば、赤外線を利用した赤外線データ通信機能等がそれである。また、コンピュータ等には、光ファイバ等の通信媒体を介してデータの送受信を行う光通信装置が搭載されている。これらの光通信装置では、低価格化と高性能化が求められている。
【０００２】
【従来の技術】
図１７は、従来の光受信アンプ７０を示すブロック回路図である。
光受信アンプ７０にはフォトダイオードＰＤが接続され、このフォトダイオードＰＤは受光量に対応した受信電流ＩＰＤを生成する。光受信アンプ７０は、その受信電流ＩＰＤに基づく受信信号ＲＸを出力する。
【０００３】
この光受信アンプ７０は差動型アンプであり、プリアンプ７１、バンドパスフィルタ７２、メインアンプ７３及びコンパレータ７４を備えている。プリアンプ７１は、受信電流ＩＰＤを電流−電圧変換して電圧信号ＶＡＰを生成する。バンドパスフィルタ７２は、そのプリアンプ７１の差動出力を取り込んでフィルタリング処理を施した信号ＶＢを出力する。メインアンプ７３は、バンドパスフィルタ７２から出力される信号ＶＢを差動増幅して信号ＶＡＭを生成し、コンパレータ７４は、メインアンプ７３の差動出力を二値化して受信信号ＲＸを出力する。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−２１１０４０号公報（第７図）
【特許文献２】
特公平７−５０８６２号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記のような光受信アンプ７０では、入力光に、目的の信号以外の成分がある場合、光受信アンプ７０の周波数特性やゲイン特性を調整して、Ｓ／Ｎ比を向上する必要がある。例えば、入力信号レベルが大きい（入力光量が多い）場合には、光受信アンプ７０の総合ゲインを下げるとともに周波数特性を上げる（カットオフ周波数を高域側にする）等の調整を行う。
【０００６】
従来より、ゲインを調整する方法として自動ゲイン調整（ＡＧＣ）回路を用いた構成がある（例えば特許文献１参照）。一方、周波数特性を調整する方法として、プリアンプに設けた可変フィルタをメインアンプのピーク検出信号で外部の制御回路を介してフィードバックすることで、受信光の強度に応じた周波数特性の帯域補償を自動で行うようにした構成がある（例えば特許文献２参照）。
【０００７】
これらの構成を用いることで、周波数特性とゲイン特性の双方の調整を行うことは可能である。しかしながら、従来において、周波数特性の調整は外部からの制御が必要であるため、それによる端子数の増加等に伴い、回路規模が大きくなるという問題があった。また、周波数特性の調整を上記のようにメインアンプのピーク検出信号に基づいて行う場合、入力信号レベルの小さな信号を検出することは困難であり、小入力でのロス量が大きくなるという問題があった。因みに、周波数特性をフィルタによって調整することも可能だが、３次以上の高精度フィルタ等が必要になり、回路規模の増大及びコストアップの問題がある。
【０００８】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、受信光に応じたゲイン特性及び周波数特性に自動調整してＳ／Ｎ比の向上を容易に図ることのできる増幅回路、受信回路及び光受信回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明によれば、入力電流を第１の電圧信号に変換する第１の増幅器と、前記第１の電圧信号を第１のフィルタを介して帯域制限した信号を増幅して第２の電圧信号を生成する第２の増幅器と、を含む増幅回路であって、前記第１の電圧信号のレベルを検出し、その検出結果に応じて前記第１のフィルタの周波数特性を可変する自動周波数調整回路と、前記第１及び前記第２の電圧信号の何れか一方のレベルを検出し、その検出結果に応じて前記第１及び前記第２の増幅器の少なくとも一方のゲイン特性を可変する自動ゲイン調整回路とを備えた。この構成によれば、光入力信号の大きさを精度よく検出可能であり、光入力信号の小さい時は高ゲイン設定かつ周波数特性を低域側に設定し、光入力信号の大きい時は低ゲイン設定かつ周波数特性を高域側に設定することができる。その結果、受光量に応じた最適なゲイン特性及び周波数特性に自動調整してＳ／Ｎ比の向上を容易に図ることができる。
【００１０】
請求項２に記載の発明によれば、入力電流を第１の電圧信号に変換する第１の増幅器と、前記第１の電圧信号を第１のフィルタを通して帯域制限した信号を増幅して第２の電圧信号を生成する第２の増幅器と、を含む増幅回路であって、前記第１の電圧信号のレベルを検出し、その検出結果に応じて、前記第１のフィルタの周波数特性と前記第１及び前記第２の増幅器の少なくとも一方のゲイン特性とを可変する自動ゲイン＆周波数調整回路を備えた。この構成によれば、光入力信号の大きさを精度よく検出可能であり、光入力信号の小さい時は高ゲイン設定かつ周波数特性を低域側に設定し、光入力信号の大きい時は低ゲイン設定かつ周波数特性を高域側に設定することができる。その結果、受光量に応じた最適なゲイン特性及び周波数特性に自動調整してＳ／Ｎ比の向上を容易に図ることができる。また、回路規模を削減して、低コスト化を図ることができる。
【００１１】
請求項３に記載の発明によれば、前記第１の電圧信号の信号帯域内に含まれる高周波数信号を抽出する第２のフィルタを備え、前記第１の電圧信号を前記第２のフィルタに取り込んでフィルタリング処理を施し、前記第２のフィルタの出力信号に基づいて前記第１の電圧信号のレベルを検出する。この構成によれば、高速ビットレートのパルス幅の細い信号のレベル検出をより高い精度で行うことができる。
【００１２】
請求項４に記載の発明によれば、前記自動周波数調整回路は、前記第１の電圧信号のレベルを検出して保持するピークホールド回路と、前記ピークホールド回路の出力信号と第１基準信号との電位差を増幅して周波数調整信号を生成する増幅器とを含む。
【００１３】
請求項５に記載の発明によれば、前記自動ゲイン＆周波数調整回路は、前記第１の電圧信号のレベルを検出して保持するピークホールド回路と、前記ピークホールド回路の出力信号と第１基準信号との電位差を増幅して周波数調整信号を生成する増幅器と、前記ピークホールド回路の出力信号と第２基準信号との電位差を増幅してゲイン調整信号を生成する増幅器とを含む。この構成によれば、周波数調整とゲイン調整を簡易な回路構成で実現することができる。
【００１４】
請求項６に記載の発明によれば、前記第２の電圧信号を二値化した二値信号を生成する比較器と、前記二値信号の遷移に応答して、前記第１の電圧信号のレベル検出結果に応じた一定のパルス幅を持つ信号を出力するワンショット・パルス回路とを備えた。この構成によれば、光入力信号の大きさに依らずに、安定したパルス幅を持つデジタル信号（二値信号）を出力することができる。
【００１５】
請求項７に記載の発明によれば、前記第１及び前記第２の増幅器に供給される電源の電源変動を検出する電源検出回路を備え、前記電源検出結果による検出結果を取り込んで前記第１の電圧信号のレベルを検出する。この構成によれば、電源ノイズを検出することで、ノイズ耐性を向上することができる。
【００１６】
請求項８に記載の発明によれば、光入力信号を受ける受光素子と、請求項１乃至７の何れか一項記載の増幅回路とを備えた光受信回路が実現される。
請求項９に記載の発明によれば、入力電流を電流電圧変換した電圧信号を所定の周波数に帯域制限するフィルタを有し、第１のビットレートを有する第１の信号と、前記第１のビットレートよりも低い第２のビットレートを有する第２の信号とを受信する受信回路において、自動周波数調整回路は、前記電圧信号のレベルが前記第１の信号を受信可能とするレベルよりも小さい場合に、前記フィルタの通過特性を前記第２の信号の周波数帯域に自動で設定することが可能である。
【００１７】
請求項１０に記載の発明によれば、前記自動周波数調整回路は、前記電圧信号のレベルが前記第１の信号を受信可能とするレベルを有している場合に、前記フィルタの通過特性を前記第１の信号の周波数帯域に自動で設定することが可能である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（第一実施形態）
以下、本発明を具体化した第一実施形態を図１〜図８に従って説明する。
【００１９】
図１は、第一実施形態の光受信アンプ１０を示すブロック回路図である。
この光受信アンプ１０の入力端子にはフォトダイオードＰＤが接続され、フォトダイオードＰＤは受光量に対応した受信電流ＩＰＤを生成する。光受信アンプ１０は、その受信電流ＩＰＤに基づく受信信号ＲＸを出力する。
【００２０】
光受信アンプ１０は差動型アンプであり、プリアンプ１１、バンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ）１２、メインアンプ１３、ディレイ回路１４、コンパレータ１５及び自動ゲイン＆周波数調整（以下、ＡＧＦ）回路１６を備えている。
【００２１】
プリアンプ１１は差動出力を持ち、フォトダイオードＰＤが生成する受信電流ＩＰＤを電流−電圧（Ｉ−Ｖ）変換して電圧信号ＶＡＰを生成する。プリアンプ１１のゲインは本実施形態では一定値に設定され、同プリアンプ１１のトランスインピーダンスをＺｔとした場合、入力光量の変化に応じた受信電流ＩＰＤの変化量ΔＩＰＤに対する電圧信号ＶＡＰの変化量ΔＶＡＰは、ΔＶＡＰ＝ΔＩＰＤ×Ｚｔとなる。
【００２２】
バンドパスフィルタ１２は、プリアンプ１１の差動出力を取り込んでフィルタリング処理を施し、受光量に応じて自動調整される周波数特性に従って電圧信号ＶＡＰを帯域制限した信号ＶＢを出力する。メインアンプ１３は、そのバンドパスフィルタ１２の出力を取り込み、受光量に応じて自動調整されるゲインに従って信号ＶＢを差動増幅した信号ＶＡＭをコンパレータ１５に出力する。
【００２３】
このメインアンプ１３は差動出力を持ち、その差動出力の何れか一方はディレイ回路１４を介してコンパレータ１５に入力される。例えば、本実施形態においては、メインアンプ１３の差動出力の一方がコンパレータ１５の反転入力端子に入力され、他方がディレイ回路１４を介して非反転入力端子に入力されるようになっている。コンパレータ１５は、このようにして取り込んだメインアンプ１３の出力信号ＶＡＭを二値化して受信信号ＲＸを出力する。
【００２４】
ＡＧＦ回路１６は、プリアンプ１１から出力される電圧信号ＶＡＰを取り込んでフォトダイオードＰＤが受信する入力光の大きさ、即ち受信電流ＩＰＤの信号レベルを検出する。そして、ＡＧＦ回路１６は、その入力信号レベルに応じて、バンドパスフィルタ１２の周波数特性を変更する周波数調整信号ＶＡＦＣとメインアンプ１３のゲインを変更するゲイン調整信号ＶＡＧＣを生成する。
【００２５】
図２は、ＡＧＦ回路１６の回路図である。
ＡＧＦ回路１６は、ハイパスフィルタ（高域通過フィルタ）２１、ピークホールド回路２２、第１アンプ２３、第２アンプ２４、第３アンプ２５及び抵抗ＲＧ１，ＲＧ２を備えている。
【００２６】
ハイパスフィルタ２１は、プリアンプ１１から出力される電圧信号ＶＡＰをフィルタリング処理した信号ＶＨをピークホールド回路２２に出力する。このピークホールド回路２２は、アンプ２６、ダイオードＤＰＨ及びコンデンサＣＰＨを備えている。
【００２７】
アンプ２６の出力端子はダイオードＤＰＨのアノードに接続され、ダイオードＤＰＨのカソードはアンプ２６の反転入力端子とコンデンサＣＰＨの第１端子に接続され、コンデンサＣＰＨの第２端子は低電位電源に接続されている。アンプ２６の非反転入力端子にはハイパスフィルタ２１の出力信号ＶＨが入力される。このように構成されたピークホールド回路２２は、ハイパスフィルタ２１から入力する信号ＶＨのピークレベルを保持した信号ＶＰＨを出力する。
【００２８】
第１アンプ２３は、非反転入力端子にピークホールド回路２２の出力が接続され、反転入力端子に第１基準信号ＶＲＥＦ１が入力される。この第１基準信号ＶＲＥＦ１の電位は、図１のバンドパスフィルタ１２の負荷抵抗を決定する。第１アンプ２３は、ピークホールド回路２２の出力信号ＶＰＨと第１基準信号ＶＲＥＦ１の電位差に応じた電流ＩＧ１を抵抗ＲＧ１に流し、それによる電圧を持つ周波数調整信号ＶＡＦＣを出力する。
【００２９】
第２アンプ２４は、非反転入力端子にピークホールド回路２２の出力が接続され、反転入力端子に第２基準信号ＶＲＥＦ２が入力される。この第２基準信号ＶＲＥＦ２の電位は、図１のメインアンプ１３のバイアス電圧を決定する。第２アンプ２４は、ピークホールド回路２２の出力信号ＶＰＨと第２基準信号ＶＲＥＦ２の電位差に応じた電流ＩＧ２を抵抗ＲＧ２に流し、それによる電圧を持つゲイン調整信号ＶＡＧＣを出力する。
【００３０】
第３アンプ２５は、非反転入力端子にピークホールド回路２２の出力が接続され、反転入力端子に第３基準信号ＶＲＥＦ３が入力される。第３アンプ２５は、その出力が非反転入力端子に帰還入力される。この第３アンプ２５は、ピークホールド回路２２の出力信号ＶＰＨと第３基準信号ＶＲＥＦ３の電位差を増幅した電流ＩＤＳを出力する。その電流ＩＤＳは第３アンプ２５の非反転入力端子に帰還され、アンプ内部のカレントミラーなどで、例えば、１／１０＾６（１０の６乗）にして出力される。この電流ＩＤＳは、ピークホールド回路２２を構成するコンデンサＣＰＨの保持電荷を放電する放電電流となる。
【００３１】
図３は、バンドパスフィルタ１２の回路図である。
バンドパスフィルタ１２は、第１及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２、第１及び第２抵抗Ｒ１，Ｒ２及び可変抵抗ＶＲを含む。第１コンデンサＣ１と第１抵抗Ｒ１とから構成されるハイパスフィルタと、第２コンデンサＣ２と第２抵抗Ｒ２とから構成されるローパスフィルタとを直列に接続してバンドパスフィルタを構成している。第２抵抗Ｒ２には並列に可変抵抗ＶＲが接続され、その可変抵抗ＶＲには周波数調整信号ＶＡＦＣが供給される。
【００３２】
この周波数調整信号ＶＡＦＣにより可変抵抗ＶＲの抵抗値が調整されてローパスフィルタのカットオフ周波数（遮断周波数）が変更され、それによってバンドパスフィルタ１２の中心周波数が変更されるようになっている。より具体的には、図４に示すように、プリアンプ１１の入力信号レベル（正確には信号ＶＰＨのレベル）が上記第１基準信号ＶＲＥＦ１のレベルよりも大きい場合は、バンドパスフィルタ１２の周波数特性を上げる（ローパスフィルタのカットオフ周波数を高域側にシフトする）べく自動調整を行うようになっている。
【００３３】
図５は、メインアンプ１３のゲイン特性を示す説明図である。
メインアンプ１３のゲインは、上記ＡＧＦ回路１６から出力されるゲイン調整信号ＶＡＧＣにより変更される。より具体的には、プリアンプ１１の入力信号レベル（正確には信号ＶＰＨのレベル）が上記第２基準信号ＶＲＥＦ２のレベルよりも大きい場合は、メインアンプ１３のゲイン特性を下げる（低ゲインにする）べく自動調整を行うようになっている。このように、メインアンプ１３のゲイン特性は、上述したバンドパスフィルタ１２の周波数特性と反比例して自動調整されるようになっている。
【００３４】
以下、具体例として、本実施形態の光受信アンプ１０を、光空間通信の１方式であるＩｒＤＡ通信（赤外線通信）に適用した場合について図６を参照しながら説明する。
【００３５】
ＩｒＤＡ通信（赤外線通信）においては、ベースバンド周波数と受信距離について明確な規定があり、低速１１５Ｋｂｐｓ（パルス幅が１．６３ｕｓ）の方式と、高速１．１５２Ｍｂｐｓ（パルス幅が２１７ｎｓ）の方式がある。規定によると、高速１．１５２Ｍｂｐｓ（第１のビットレートを有する第１の信号を受信するモード；高速モード）に比べて、低速１１５Ｋｂｐｓ（第２のビットレートを有する第２の信号を受信するモード；低速モード）の場合は受信感度が２．５倍必要である。
【００３６】
このような通信方式に対応する場合において、ＡＧＦ回路１６によりメインアンプ１３のゲインを調整すると同時にバンドパスフィルタ１２の周波数特性をも可変する方法を用いる。例えば、あらかじめ、前述の低速１１５Ｋｂｐｓに合わせてバンドパスフィルタ１２の周波数特性を調整しておく。尚、この場合、ＡＧＦ回路１６内のハイパスフィルタ２１（図２）の周波数特性は高速１．１５２Ｍｂｐｓに合わせて設定される。
【００３７】
今、光入力信号が小さい場合、即ちプリアンプ１１に入力される信号レベルが小さい場合、メインアンプ１３が高ゲインに設定されるとともにローパスフィルタのカットオフ周波数が低域側に設定される。この場合、光受信アンプ１０は、高い感度が要求される低速モードに適した特性となる。
【００３８】
一方、光入力信号が大きい場合、即ちプリアンプ１１に入力される信号レベルが大きい場合、メインアンプ１３が低ゲインに設定されるとともにローパスフィルタのカット周波数が高域側に設定される。よって、バンドパスフィルタ１２及びメインアンプ１３を介してコンパレータ１５に入力される波形は、図６に（Ａ１），（Ａ２）で示すように破線から実線に示す波形に補正される。この場合、光受信アンプ１０は高速モードに適した特性となる。
【００３９】
以上のように、低速モードに比べて高速モードの方がゲインが小さくても良い場合において、光入力が小さい場合に適した低速モードではカットオフ周波数が低域側に設定されることで、帯域制限によってノイズマージンを大きくすることができる。一方、光入力が大きい場合には、カットオフ周波数が高域側にシフトされることで、より高速モードに適した特性となる。この高速モードでは、ＡＧＦ回路１６によってゲインが下がるので、ノイズマージンを大きくすることができる。
【００４０】
次に、入出力回り込みによるノイズ対策について述べる。
デジタル出力とアナログ入力との間で、直接、あるいは電源ライン経由によって、回り込みが生じる場合、受信信号ＲＸに発生するノイズが従来より問題となっていた。詳しくは、図７に示すように、入出力の回り込みが発生すると、受信信号ＲＸのレベル変化時にスパイク電流が流れる。このスパイク電流はスイッチングノイズとなって、入力端子あるいはフォトダイオードＰＤに影響を与える。その結果、コンパレータの入力にノイズを発生させ、受信信号ＲＸに不要なパルス（破線で囲むパルス）を発生させる。こうしたノイズはデジタル出力を利用する内部回路において誤動作の要因となり、場合によっては、この回り込みによって発振する虞もあった。
【００４１】
本実施形態の光受信アンプ１０では、メインアンプ１３の差動出力の何れか一方にディレイ回路１４が設けられている。この構成では、図８に示すように、ディレイ回路１４を介してコンパレータ１５の非反転入力端子（＋）に入力される信号（メインアンプ１３の出力）の位相が、コンパレータ１５の反転入力端子（−）に入力されるそれに対して遅れる。その結果、スイッチングノイズによってコンパレータ１５の（＋）入力に発生するノイズを遅らせることができ、受信信号ＲＸに不要なパルスが発生するのを抑止することができる。
【００４２】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）ＡＧＦ回路１６は、プリアンプ１１の出力を取り込んでフォトダイオードＰＤが受信する光入力信号の大きさを検出し、その検出結果に基づいてバンドパスフィルタ１２の周波数特性とメインアンプ１３のゲイン特性を自動調整する。この構成によれば、光入力信号の大きさを精度よく検出することができ、光入力信号の小さい時は高ゲイン設定かつ周波数特性を低域側に設定し、光入力信号の大きい時は低ゲイン設定かつ周波数特性を高域側に設定することができる。これにより、受光量に応じた最適なゲイン特性及び周波数特性に自動調整してＳ／Ｎ比の向上を容易に図ることができる。
【００４３】
（２）ＡＧＦ回路１６は、プリアンプ１１の出力をハイパスフィルタ２１を介してピークホールド回路２２に取り込むことで、同プリアンプ１１に入力される信号のピークレベルを検出する。この構成によれば、高速ビットレートのパルス幅に合わせて信号レベルの検出を行う。従って、高速ビットレートに対応したパルス幅の細い信号のレベル検出をより高い精度で行うことができる。
【００４４】
（３）本実施形態の光受信アンプ１０は、光入力信号の小さな時に主として低速モードを利用し、光入力信号の大きな時に主として高速モードを利用するＩｒＤＡ通信（赤外線通信）においては特に有用な構成とすることができる。
【００４５】
（４）本実施形態では、周波数特性の調整において、高精度フィルタ等は何ら必要とせず、プリアンプ１１の出力を基にピークホールド検出した結果に基づいて、簡易な回路設定でゲイン特性の調整と同時に周波数特性をも調整することができる。従って、回路規模を削減して、コストダウンを図ることができる。
【００４６】
（５）本実施形態では、メインアンプ１３の差動出力の一方にディレイ回路１４を設けたことで、入出力回り込みの影響を小さくできる。このため、光部品との実装において自由度が増え、実装を小型化することが可能である。
【００４７】
（第二実施形態）
以下、本発明を具体化した第二実施形態を図９〜図１２に従って説明する。
尚、本実施形態において、上記第一実施形態と同様な構成部分については同一符号を付してその説明を一部省略する。
【００４８】
図９は、第二実施形態の光受信アンプ３０を示すブロック回路図である。
この光受信アンプ３０は、第一実施形態の光受信アンプ１０（図１参照）に、一部構成を変更したＡＧＦ回路３１、ワンショット・パルス回路（以下、ワンショット回路）３２、ヒステリシスコンパレータ３３、スイッチ回路３４及びＯＲゲート３５を追加した構成であり、その他の構成は図１と同様である。
【００４９】
ワンショット回路３２はコンパレータ１５に接続され、該コンパレータ１５の出力信号の遷移に応答して、ＡＧＦ回路３１から出力されるパルス調整信号ＩＴＳに応じたパルス幅ｔｗを持つ信号ＴＳを出力する。このワンショット回路３２の出力信号ＴＳは、ＯＲゲート３５の一方の入力端子に入力される。
【００５０】
ヒステリシスコンパレータ３３は、反転入力端子にＡＧＦ回路３１から出力される周波数調整信号ＶＡＦＣが入力され、非反転入力端子に閾値電圧ＶＴＨが入力される。ヒステリシスコンパレータ３３は、周波数調整信号ＶＡＦＣを閾値電圧ＶＴＨに基づいて二値化して制御信号ＳＷを生成する。
【００５１】
スイッチ回路３４は、一端がコンパレータ１５の出力に接続され、他端がＯＲゲート３５の他方の入力端子に接続されている。スイッチ回路３４は、ヒステリシスコンパレータ３３からの制御信号ＳＷに応じてオン・オフされる。そして、このスイッチ回路３４がオンされるとき、コンパレータ１５の出力がＯＲゲート３５に入力されるようになっている。
【００５２】
図１０は、本実施形態のＡＧＦ回路３１を示す回路図である。
このＡＧＦ回路３１は、上記第一実施形態のＡＧＦ回路１６（図２参照）に、第４アンプ３６を追加した構成であり、その他の構成は図２と同様である。
【００５３】
第４アンプ３６は、非反転入力端子にピークホールド回路２２の出力が接続され、反転入力端子に第４基準信号ＶＲＥＦ４が入力される。この第４基準信号ＶＲＥＦ４の電位は、図９のワンショット回路３２の出力信号ＴＳのパルス幅ｔｗを決定する。この第４アンプ３６は、ピークホールド回路２２の出力信号ＶＰＨと第４基準信号ＶＲＥＦ４の電位差に応じた電流ＩＧ４を持つパルス調整信号ＩＴＳを出力する。そして、このパルス調整信号ＩＴＳに応じて、ワンショット回路３２の出力信号ＴＳのパルス幅ｔｗが変更されるようになっている。ここで、第４アンプ３６における容量Ｃとした場合、パルス幅ｔｗは、ｔｗ＝Ｃ×ＶＲＥＦ４／ＩＧ４（ＩＴＳ）で決定される。
【００５４】
図１１は、ワンショット回路３２の動作波形図である。
ワンショット回路３２は、パルス調整信号ＩＴＳに応答して、プリアンプ１１の入力信号レベル（正確には信号ＶＰＨのレベル）が上記第４基準信号ＶＲＥＦ４のレベルよりも大きい場合は、パルス幅ｔｗを細くするようになっている。即ち、ワンショット回路３２は、光入力信号が小さい場合は低速モードに対応した幅広のパルス幅ｔｗを持つ信号ＴＳを出力し、光入力信号が大きい場合は高速モードに対応した幅挟のパルス幅を持つ信号ＴＳを出力するようになっている。
【００５５】
図１２は、スイッチ回路３４の動作説明図である。
スイッチ回路３４は、ヒステリシスコンパレータ３３から出力される制御信号ＳＷによって、光入力信号の小さい場合に適した低速モードではオフされ、光入力信号の大きい場合に適した高速モードではオンされるようになっている。そして、入力信号レベルに応じたオン・オフの切り替わり付近ではヒステリシスを持つように切り替えられる。このヒステリシスは必ずしも必要ではないが、このような切り替え制御とすることで、スイッチが頻繁に切り替わる際にパルス幅ｔｗがジッタのように変動するのを防止する効果がある。
【００５６】
上記のように構成された光受信アンプ３０では、ＩｒＤＡ通信に適用する場合において上記第一実施形態よりもさらに有用な構成とすることができる。即ち、本実施形態では、ワンショット回路３２を追加したことで、ＯＲゲート３５から出力される受信信号ＲＸのパルス幅を低速モード時と高速モード時とでそれぞれ安定させることができる。
【００５７】
例えば、図６において（Ｂ）に示すように、光受信アンプ３０が低速ビットレート（第２のビットレート）に対応した信号（第２の信号）を受信する場合であって、光入力信号が小さい時、同信号はパルス幅の細い状態となっている。このとき、ワンショット回路３２は、低速ビットレートに対応した（幅広の）一定のパルス幅ｔｗを持つ信号ＴＳを出力する。また、スイッチ回路３４はオフされる。よって、ＯＲゲート３５は、ワンショット回路３２から出力される低速ビットレート用の安定したパルス幅を持つ信号ＴＳを受信信号ＲＸとして出力する。従って、光受信アンプ３０は低速ビットレート（低速モード）に対応するべく動作を行い、安定した出力を行う。
【００５８】
一方、図６において（Ｃ）に示すように、光受信アンプ３０が高速ビットレート（第１のビットレート）に対応した信号（第１の信号）を受信する場合であって、光入力信号が小さい時（具体的には第１の信号の受信感度付近（受信可能な付近）のレベル）、同信号はパルス幅の細い状態となっている。このとき、ワンショット回路３２は、高速ビットレートに対応した（幅挟の）一定のパルス幅ｔｗを持つ信号ＴＳを出力する。よって、ＯＲゲート３５は、ワンショット回路３２から出力される高速ビットレート用の安定したパルス幅を持つ信号ＴＳを受信信号ＲＸとして出力する。従って、光受信アンプ３０は高速ビットレート（高速モード）に対応するべく動作を行い、安定した出力を行う。
【００５９】
因みに、このとき、スイッチ回路３４はオンされる。よって、ＯＲゲート３５は、ワンショット回路３２の出力信号ＴＳとコンパレータ１５の出力信号の論理和を取った信号を受信信号ＲＸとして出力する。従って、この場合、光受信アンプ３０は、低速ビットレートに対応した信号あるいは高速ビットレートに対応した信号の何れも受信可能となっている。
【００６０】
詳述すると、高速ビットレートに対応した信号を受信する場合、上記したように、高速ビットレート用のパルス幅を持つワンショット回路３２の出力信号ＴＳをＯＲゲート３５を通して受信信号ＲＸとして出力する。一方、低速ビットレートに対応した信号を受信する場合、コンパレータ１５の出力信号をＯＲゲート３５を通して受信信号ＲＸとして出力する。
【００６１】
尚、上記第一実施形態で説明したように、光入力信号が大きい場合には、図６に（Ａ１），（Ａ２）で示すようにコンパレータ１５の入力信号（パルス幅）が破線から実線に示す波形に補正される。従って、光受信アンプ３０は、低速ビットレートあるいは高速ビットレートの何れの場合でも安定した出力を行うことができる。このため、光入力信号レベルが高速ビットレートの信号の受信感度付近よりも十分に大きい場合においては、ワンショット回路３２によるパルス幅制御は特に必要ないが、本実施形態の構成によれば、高速ビットレートの信号の受信時に受信信号ＲＸのパルス幅が細ることを確実に防止することができる。
【００６２】
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）コンパレータ１５の出力に基づいて、受光量に応じたパルス幅ｔｗを持つ信号ＴＳを出力するワンショット回路３２を設けた。これにより、低速ビットレートに対応した信号を小信号入力にて受信する場合に、安定したパルス幅を持つ受信信号ＲＸを出力することができる。また、高速ビットレートに対応した信号を受信感度付近レベルで受信する場合において、同信号のパルス幅が細りすぎるのを防止することができる。
【００６３】
（２）ワンショット回路３２は、光入力信号が小さい時には幅広のパルス幅ｔｗを持つ信号ＴＳを出力し、光入力信号が大きい時には幅挟のパルス幅ｔｗを持つ信号ＴＳを出力する。このため、受信信号ＲＸのパルス幅が細りすぎることを防止できる。従って、ＩｒＤＡ通信（赤外線通信）に適用する場合において、本実施形態の光受信アンプ３０は、第一実施形態の光受信アンプ１０よりもさらに有用な構成とすることができる。
【００６４】
（第三実施形態）
以下、本発明を具体化した第三実施形態を図１３に従って説明する。
尚、本実施形態において、上記第一実施形態と同様な構成部分については同一符号を付してその説明を一部省略する。
【００６５】
図１３は、第三実施形態の光受信アンプ４０を示すブロック回路図である。
この光受信アンプ４０は、第一実施形態の光受信アンプ１０（図１参照）に、電源検出回路４１を追加した構成であり、その他の構成は図１と同様である。
【００６６】
電源検出回路４１は、コンデンサＣ３とバッファ４２とから構成され、コンデンサＣ３の第１端子は電源ＶＣＣに接続され、第２端子はバッファ４２の入力に接続されている。電源ＶＣＣは、プリアンプ１１，メインアンプ１３等の各回路の電源である。バッファ４２の出力はＡＧＦ回路１６に接続されている。詳しくは、バッファ４２の出力は、図２に示すＡＧＦ回路１６内において、ハイパスフィルタ２１の出力と論理和が取られ、この論理和出力がピークホールド回路２２の非反転入力端子に入力されるようになっている。
【００６７】
この電源検出回路４１は、コンデンサＣ３での容量カップリングによって電源ＶＣＣの変動を検出し、該検出結果に基づいて電源変動に応じたバッファ４２の出力を行う。そして、このバッファ４２の出力とハイパスフィルタ２１の出力（信号ＶＨ）との論理和を取った信号のピークレベルがピークホールド回路２２により保持されるようになっている。
【００６８】
このように構成された本実施形態の光受信アンプ４０によれば、上記第一実施形態で奏する効果に加えて、以下の効果を奏する。
（１）電源ＶＣＣの変動を検出する電源検出回路４１により電源ノイズの量を検出することができる。これにより、電源ノイズが大きい場合において、ＡＧＦ回路１６は、電源検出回路４１の出力に基づいて、メインアンプ１３のゲインを下げるべくゲイン調整信号ＶＡＧＣを生成する。従って、電源ノイズに対する耐性を向上して、光受信アンプ４０の誤動作を防止することができる。
【００６９】
（第四実施形態）
以下、本発明を具体化した第四実施形態を図１４，図１５に従って説明する。尚、本実施形態において、上記第一実施形態と同様な構成部分については同一符号を付してその説明を一部省略する。
【００７０】
図１４は、第四実施形態の光受信アンプ５０を示すブロック回路図である。
この光受信アンプ５０は、第一実施形態の光受信アンプ１０（図１参照）に、ヒステリシス発生回路５１を追加した構成であり、その他の構成は図１と同様である。
【００７１】
ヒステリシス発生回路５１は、コンパレータ１５の出力を取り込んでメインアンプ１３の差動入力の一方にヒステリシスを発生させる。このヒステリシス発生回路５１は、バッファ５２、コンデンサＣｙ及び抵抗Ｒｙを備えている。バッファ５２によって取り込んだ受信信号ＲＸをコンデンサＣｙ及び抵抗Ｒｙを通してＡＣ的なヒステリシスを含む信号Ｖｙとし、この信号Ｖｙをバンドパスフィルタ１２の出力信号ＶＢに重畳させた信号をメインアンプ１３の一方の入力に与えるようになっている。
【００７２】
このように構成されるヒステリシス発生回路５１は、図１５に示すように、受信信号ＲＸのレベル変化時に入出力の回り込みが発生して、コンパレータ１５の差動入力にノイズが発生する場合に、その一方の入力にヒステリシスをかけるように作用する。その結果、ディレイ回路１４によるコンパレータ１５入力の位相ずらしの量を第一実施形態のそれより小さくしても、受信信号ＲＸに不要なパルスが発生するのを抑止して、十分なノイズマージンを得ることができる。
【００７３】
以上記述した本実施形態の光受信アンプ５０によれば、上記第一実施形態で奏する効果に加えて、以下の効果を奏する。
（１）コンパレータ１５の差動入力の一方にＡＣ的なヒステリシスを与えるヒステリシス発生回路５１を追加した。これにより、ディレイ回路１４による位相ずらしの量を第一実施形態に比べて小さくできる。その結果、入出力回り込みによるノイズの影響を軽減しながら、精度の高い受信信号ＲＸを出力する光受信アンプ５０を実現することができる。
【００７４】
尚、上記各実施形態は、以下の態様で実施してもよい。
・第二実施形態の光受信アンプ３０に第三実施形態の電源検出回路４１を備えた構成としてもよい。
【００７５】
・第二実施形態の光受信アンプ３０に第四実施形態のヒステリシス発生回路５１を備えた構成としてもよい。
・第二実施形態の光受信アンプ３０に第三実施形態の電源検出回路４１と第四実施形態のヒステリシス発生回路５１を備えた構成としてもよい。
【００７６】
・第三実施形態の光受信アンプ４０に第四実施形態のヒステリシス発生回路５１を備えた構成としてもよい。
・各実施形態では、プリアンプ１１の出力に基づいて、メインアンプ１３のゲイン特性を調整する方法としたが、プリアンプ１１のゲイン特性を調整する方法としてもよい。また、プリアンプ１１とメインアンプ１３のゲイン特性をともに調整する方法としてもよい。
【００７７】
・各実施形態では、バンドパスフィルタ１２の周波数特性とメインアンプ１３のゲイン特性の自動調整をそれぞれプリアンプ１１の出力に基づいて行うようにとしたが、周波数調整のみをプリアンプ１１の出力に基づいて行うようにしてもよい。即ち、メインアンプ１３（又はプリアンプ１１、又はメインアンプ１３とプリアンプ１１の双方）のゲイン調整に関しては、同メインアンプ１３の出力に基づいて行うようにしてもよい。図１６は、その一構成例を示す光受信アンプ６０のブロック回路図である。尚、各実施形態と同様な構成部分については同一符号を付してその説明を一部省略する。この光受信アンプ６０は、プリアンプ１１の出力に基づいてバンドパスフィルタ１２の周波数特性を自動調整する自動周波数調整（以下、ＡＦＣ）回路６１と、メインアンプ１３の出力に基づいて同メインアンプ１３のゲイン特性を自動調整する自動ゲイン調整（以下、ＡＧＣ）回路６２とを備えている。ＡＦＣ回路６１は、プリアンプ１１の出力（電圧信号ＶＡＰ）をハイパスフィルタ２１を通してフィルタリング処理した信号ＶＨのピークホールドを検出して周波数調整信号ＶＡＦＣを生成する。ＡＧＣ回路６２は、メインアンプ１３の出力信号ＶＡＭのピークホールドを検出してゲイン調整信号ＶＡＧＣを生成する。尚、ＡＧＣ回路６２は、プリアンプ１１、或いはプリアンプ１１及びメインアンプ１３の双方のゲインを調整するようにしてもよい。このように構成された光受信アンプ６０では、第一実施形態の構成に比べて回路面積が若干大きくなるが、同様な効果を得ることができる。
【００７８】
上記各実施形態の特徴をまとめると以下のようになる。
（付記１）入力電流を第１の電圧信号に変換する第１の増幅器と、前記第１の電圧信号を第１のフィルタを介して帯域制限した信号を増幅して第２の電圧信号を生成する第２の増幅器と、を含む増幅回路であって、
前記第１の電圧信号のレベルを検出し、その検出結果に応じて前記第１のフィルタの周波数特性を可変する自動周波数調整回路と、
前記第１及び前記第２の電圧信号の何れか一方のレベルを検出し、その検出結果に応じて前記第１及び前記第２の増幅器の少なくとも一方のゲイン特性を可変する自動ゲイン調整回路と
を備えることを特徴とする増幅回路。
（付記２）入力電流を第１の電圧信号に変換する第１の増幅器と、前記第１の電圧信号を第１のフィルタを通して帯域制限した信号を増幅して第２の電圧信号を生成する第２の増幅器と、を含む増幅回路であって、
前記第１の電圧信号のレベルを検出し、その検出結果に応じて、前記第１のフィルタの周波数特性と前記第１及び前記第２の増幅器の少なくとも一方のゲイン特性とを可変する自動ゲイン＆周波数調整回路を備えることを特徴とする増幅回路。
（付記３）前記第１の電圧信号の信号帯域内に含まれる高周波数信号を抽出する第２のフィルタを備え、
前記第１の電圧信号を前記第２のフィルタに取り込んでフィルタリング処理を施し、前記第２のフィルタの出力信号に基づいて前記第１の電圧信号のレベルを検出することを特徴とする付記１又は２記載の増幅回路。
（付記４）前記自動周波数調整回路は、
前記第１の電圧信号のレベルを検出して保持するピークホールド回路と、
前記ピークホールド回路の出力信号と第１基準信号との電位差を増幅して周波数調整信号を生成する増幅器と
を含むことを特徴とする付記１又は３記載の増幅回路。
（付記５）前記自動ゲイン＆周波数調整回路は、
前記第１の電圧信号のレベルを検出して保持するピークホールド回路と、
前記ピークホールド回路の出力信号と第１基準信号との電位差を増幅して周波数調整信号を生成する増幅器と、
前記ピークホールド回路の出力信号と第２基準信号との電位差を増幅してゲイン調整信号を生成する増幅器と
を含むことを特徴とする付記２又は３記載の増幅回路。
（付記６）前記第２の電圧信号を二値化した二値信号を生成する比較器と、
前記二値信号の遷移に応答して、前記第１の電圧信号のレベル検出結果に応じた一定のパルス幅を持つ信号を出力するワンショット・パルス回路と
を備えることを特徴とする付記１乃至５の何れか一記載の増幅回路。
（付記７）前記二値信号と前記ワンショット・パルス回路の出力信号の論理和を出力するＯＲゲートと、
前記第１の電圧信号のレベル検出結果に基づいて、前記ＯＲゲートに前記二値信号を出力するスイッチ回路と、
を備えることを特徴とする付記６記載の増幅回路。
（付記８）前記第１及び前記第２の増幅器に供給される電源の電源変動を検出する電源検出回路を備え、
前記電源検出結果による検出結果を取り込んで前記第１の電圧信号のレベルを検出することを特徴とする付記１乃至７の何れか一記載の増幅回路。
（付記９）前記第２の増幅器は差動型アンプであり、
前記第２の増幅器の差動出力の何れか一方にディレイ回路を備えることを特徴とする付記１乃至８の何れか一記載の増幅回路。
（付記１０）前記二値信号を取り込んで前記第２の増幅器の差動入力の一方にヒステリシスを発生させるヒステリシス発生回路をさらに備えることを特徴とする付記９記載の増幅回路。
（付記１１）光信号を受ける受光素子と、
前記受光素子に流れる受信電流が前記入力電流として供給される付記１乃至１０の何れか一記載の増幅回路と
を備えることを特徴とする光受信回路。
（付記１２）入力電流を電流電圧変換した電圧信号を所定の周波数に帯域制限するフィルタを有し、第１のビットレートを有する第１の信号と、前記第１のビットレートよりも低い第２のビットレートを有する第２の信号とを受信する受信回路において、
前記電圧信号のレベルが前記第１の信号を受信可能とするレベルよりも小さい場合に、前記フィルタの通過特性を前記第２の信号の周波数帯域に設定する自動周波数調整回路を備えることを特徴とする受信回路。
（付記１３）前記自動周波数調整回路は、
前記電圧信号のレベルが前記第１の信号を受信可能とするレベルを有している場合に、前記フィルタの通過特性を前記第１の信号の周波数帯域に設定することを特徴とする付記１２記載の受信回路。
【００７９】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、受信光に応じたゲイン特性及び周波数特性に自動調整してＳ／Ｎ比の向上を容易に図ることのできる増幅回路、受信回路及び光受信回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一実施形態の光受信アンプを示すブロック回路図である。
【図２】第一実施形態のＡＧＦ回路を示す回路図である。
【図３】バンドパスフィルタを示す回路図である。
【図４】バンドパスフィルタの周波数特性を示す説明図である。
【図５】メインアンプのゲイン特性を示す説明図である。
【図６】第一実施形態を赤外線通信に適用した例を示す説明図である。
【図７】入出力回り込みを説明するための波形図である。
【図８】第一実施形態の動作波形図である。
【図９】第二実施形態の光受信アンプを示すブロック回路図である。
【図１０】第二実施形態のＡＧＦ回路を示す回路図である。
【図１１】ワンショット・パルス回路の動作波形図である。
【図１２】スイッチ回路の動作説明図である。
【図１３】第三実施形態の光受信アンプを示すブロック回路図である。
【図１４】第四実施形態の光受信アンプを示すブロック回路図である。
【図１５】第四実施形態の動作波形図である。
【図１６】光受信アンプの別の構成例を示すブロック回路図である。
【図１７】従来の光受信アンプを示すブロック回路図である。
【符号の説明】
１０，３０，４０，５０，６０増幅回路としての光受信アンプ
１１第１の増幅器としてのプリアンプ
１２第１のフィルタとしてのバンドパスフィルタ
１３第２の増幅器としてのメインアンプ
１５比較器としてのコンパレータ
１６，３１自動ゲイン＆周波数調整回路（ＡＧＦ回路）
２１第２のフィルタとしてのハイパスフィルタ
２２ピークホールド回路
２３増幅器としての第１アンプ
２４増幅器としての第２アンプ
３２ワンショット・パルス回路
４１電源検出回路
６１自動周波数調整回路（ＡＦＣ回路）
６２自動ゲイン調整回路（ＡＧＣ回路）
ＰＤ受光素子としてのフォトダイオード
ＩＰＤ受信電流（入力電流）
ＶＡＰ第１の電圧信号
ＶＡＭ第２の電圧信号
ＲＸ二値信号としての受信信号
ＶＡＧＣゲイン調整信号
ＶＡＦＣ周波数調整信号
ＶＲＥＦ１第１基準信号
ＶＲＥＦ２第２基準信号
ＶＣＣ電源
ｔｗパルス幅[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an amplifier circuit, a receiving circuit, and an optical receiving circuit.
2. Description of the Related Art In recent years, electronic devices such as mobile terminals such as PDAs (Personal Digital Assistants) and mobile phones are equipped with optical communication devices that transmit and receive data through space using optical signals. For example, there is an infrared data communication function using infrared rays. In addition, an optical communication device that transmits and receives data via a communication medium such as an optical fiber is mounted on a computer or the like. In these optical communication devices, low cost and high performance are required.
[0002]
[Prior art]
FIG. 17 is a block circuit diagram showing a conventional optical receiving amplifier 70.
A photodiode PD is connected to the light receiving amplifier 70, and the photodiode PD generates a reception current IPD corresponding to the amount of received light. The optical receiving amplifier 70 outputs a reception signal RX based on the reception current IPD.
[0003]
The optical receiving amplifier 70 is a differential amplifier, and includes a preamplifier 71, a bandpass filter 72, a main amplifier 73, and a comparator 74. The preamplifier 71 performs a current-to-voltage conversion of the reception current IPD to generate a voltage signal VAP. The band-pass filter 72 takes in the differential output of the preamplifier 71 and outputs a filtered signal VB. The main amplifier 73 differentially amplifies the signal VB output from the bandpass filter 72 to generate a signal VAM, and the comparator 74 binarizes the differential output of the main amplifier 73 and outputs a received signal RX.
[0004]
[Patent Document 1]
JP 2001-21040 A (FIG. 7)
[Patent Document 2]
Japanese Patent Publication No. 7-50862
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the optical receiving amplifier 70 as described above, when the input light includes a component other than the target signal, it is necessary to adjust the frequency characteristic and the gain characteristic of the optical receiving amplifier 70 to improve the S / N ratio. is there. For example, when the input signal level is large (the input light amount is large), adjustments such as lowering the overall gain of the optical receiving amplifier 70 and increasing the frequency characteristics (making the cutoff frequency higher) are performed.
[0006]
2. Description of the Related Art Conventionally, as a method for adjusting a gain, there is a configuration using an automatic gain adjustment (AGC) circuit (for example, see Patent Document 1). On the other hand, as a method of adjusting the frequency characteristics, a variable filter provided in the preamplifier is fed back via an external control circuit with a peak detection signal of the main amplifier, so that band compensation of the frequency characteristics according to the intensity of the received light is automatically performed. (For example, see Patent Document 2).
[0007]
By using these configurations, it is possible to adjust both the frequency characteristics and the gain characteristics. However, conventionally, the adjustment of the frequency characteristic requires external control, and there has been a problem that the circuit scale is increased due to an increase in the number of terminals and the like. Further, when the frequency characteristics are adjusted based on the peak detection signal of the main amplifier as described above, it is difficult to detect a signal having a small input signal level, and the problem that the loss amount at a small input increases. there were. Incidentally, the frequency characteristic can be adjusted by a filter, but a third-order or higher-precision filter or the like is required, which causes a problem of an increase in circuit scale and cost.
[0008]
The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to easily adjust a gain characteristic and a frequency characteristic according to received light to easily improve an S / N ratio. An object of the present invention is to provide an amplifying circuit, a receiving circuit, and an optical receiving circuit that can be used.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, a first amplifier for converting an input current into a first voltage signal, and a first filter for converting the first voltage signal through a first filter. A second amplifier for amplifying the limited signal to generate a second voltage signal, wherein the level of the first voltage signal is detected, and the first voltage signal is detected in accordance with the detection result. An automatic frequency adjustment circuit for varying the frequency characteristic of the filter, and detecting one of the levels of the first and second voltage signals, and detecting the level of the first and second amplifiers according to the detection result. An automatic gain adjustment circuit for varying at least one gain characteristic. According to this configuration, the magnitude of the optical input signal can be accurately detected. When the optical input signal is small, the high gain setting and the frequency characteristic are set to the low frequency side. When the optical input signal is large, the low gain is set. The setting and the frequency characteristic can be set on the high frequency side. As a result, the S / N ratio can be easily improved by automatically adjusting the gain characteristics and the frequency characteristics to the optimum according to the amount of received light.
[0010]
According to the second aspect of the present invention, the first amplifier for converting the input current into the first voltage signal, and the second voltage signal obtained by amplifying the band-limited signal of the first voltage signal through the first filter. A second amplifier that generates a voltage signal of the first voltage signal, detects a level of the first voltage signal, and according to a result of the detection, determines a frequency characteristic of the first filter and the second An automatic gain & frequency adjustment circuit for varying a gain characteristic of at least one of the first and second amplifiers. According to this configuration, the magnitude of the optical input signal can be accurately detected. When the optical input signal is small, the high gain setting and the frequency characteristic are set to the low frequency side. When the optical input signal is large, the low gain is set. The setting and the frequency characteristic can be set on the high frequency side. As a result, the S / N ratio can be easily improved by automatically adjusting the gain characteristics and the frequency characteristics to the optimum according to the amount of received light. In addition, the circuit scale can be reduced, and the cost can be reduced.
[0011]
According to the third aspect of the present invention, there is provided a second filter for extracting a high frequency signal included in a signal band of the first voltage signal, and the first voltage signal is supplied to the second filter. The filtering is performed, and the level of the first voltage signal is detected based on the output signal of the second filter. According to this configuration, it is possible to detect the level of a signal with a narrow pulse width at a high bit rate with higher accuracy.
[0012]
According to the invention described in claim 4, the automatic frequency adjustment circuit detects a level of the first voltage signal and holds the level, and an output signal of the peak hold circuit and a first reference signal. And an amplifier that amplifies the potential difference between the signals to generate a frequency adjustment signal.
[0013]
According to the invention described in claim 5, the automatic gain & frequency adjustment circuit detects a level of the first voltage signal and holds the level, and an output signal of the peak hold circuit and a first reference signal. An amplifier for amplifying a potential difference between the signal and a frequency adjustment signal to generate a frequency adjustment signal; and an amplifier for amplifying a potential difference between an output signal of the peak hold circuit and a second reference signal to generate a gain adjustment signal. According to this configuration, frequency adjustment and gain adjustment can be realized with a simple circuit configuration.
[0014]
According to the invention as set forth in claim 6, a comparator for generating a binary signal obtained by binarizing the second voltage signal, and a comparator for generating a binary signal in response to a transition of the binary signal. A one-shot pulse circuit for outputting a signal having a constant pulse width according to the level detection result. According to this configuration, a digital signal (binary signal) having a stable pulse width can be output regardless of the magnitude of the optical input signal.
[0015]
According to the invention described in claim 7, there is provided a power supply detection circuit for detecting a power supply variation of the power supply supplied to the first and second amplifiers, and the detection result based on the power supply detection result is taken in to the first amplifier. The level of the voltage signal is detected. According to this configuration, it is possible to improve noise resistance by detecting power supply noise.
[0016]
According to an eighth aspect of the present invention, an optical receiving circuit including a light receiving element for receiving an optical input signal and the amplifier circuit according to any one of the first to seventh aspects is realized.
According to the ninth aspect of the present invention, there is provided a filter for band-limiting a voltage signal obtained by current-to-voltage conversion of an input current to a predetermined frequency, wherein the first signal having a first bit rate, In a receiving circuit for receiving a second signal having a second bit rate lower than the bit rate, the automatic frequency adjustment circuit may be configured such that the level of the voltage signal is smaller than a level at which the first signal can be received. In this case, it is possible to automatically set the pass characteristic of the filter to the frequency band of the second signal.
[0017]
According to the tenth aspect of the present invention, when the level of the voltage signal has a level at which the first signal can be received, the automatic frequency adjustment circuit changes the pass characteristic of the filter. It is possible to automatically set the frequency band of the first signal.
[0018]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0019]
FIG. 1 is a block circuit diagram showing an optical receiving amplifier 10 according to the first embodiment.
A photodiode PD is connected to an input terminal of the light receiving amplifier 10, and the photodiode PD generates a reception current IPD corresponding to the amount of received light. The optical receiving amplifier 10 outputs a reception signal RX based on the reception current IPD.
[0020]
The optical receiving amplifier 10 is a differential amplifier, and includes a preamplifier 11, a bandpass filter (bandpass filter) 12, a main amplifier 13, a delay circuit 14, a comparator 15, and an automatic gain & frequency adjustment (hereinafter, AGF) circuit 16. ing.
[0021]
The preamplifier 11 has a differential output, and generates a voltage signal VAP by current-to-voltage (IV) conversion of the reception current IPD generated by the photodiode PD. In the present embodiment, the gain of the preamplifier 11 is set to a constant value, and when the transimpedance of the preamplifier 11 is Zt, the change amount ΔVAP of the voltage signal VAP with respect to the change amount ΔIPD of the reception current IPD according to the change of the input light amount is , ΔVAP = ΔIPD × Zt.
[0022]
The bandpass filter 12 takes in the differential output of the preamplifier 11 and performs a filtering process, and outputs a signal VB in which the voltage signal VAP is band-limited according to the frequency characteristic automatically adjusted according to the amount of received light. The main amplifier 13 takes in the output of the band pass filter 12 and outputs to the comparator 15 a signal VAM obtained by differentially amplifying the signal VB according to a gain automatically adjusted according to the amount of received light.
[0023]
The main amplifier 13 has a differential output, and one of the differential outputs is input to a comparator 15 via a delay circuit 14. For example, in the present embodiment, one of the differential outputs of the main amplifier 13 is input to the inverting input terminal of the comparator 15, and the other is input to the non-inverting input terminal via the delay circuit 14. The comparator 15 binarizes the output signal VAM of the main amplifier 13 fetched in this way and outputs a received signal RX.
[0024]
The AGF circuit 16 takes in the voltage signal VAP output from the preamplifier 11 and detects the magnitude of the input light received by the photodiode PD, that is, the signal level of the reception current IPD. Then, the AGF circuit 16 generates a frequency adjustment signal VAFC for changing the frequency characteristic of the bandpass filter 12 and a gain adjustment signal VAGC for changing the gain of the main amplifier 13 according to the input signal level.
[0025]
FIG. 2 is a circuit diagram of the AGF circuit 16.
The AGF circuit 16 includes a high-pass filter (high-pass filter) 21, a peak hold circuit 22, a first amplifier 23, a second amplifier 24, a third amplifier 25, and resistors RG1 and RG2.
[0026]
The high-pass filter 21 outputs to the peak hold circuit 22 a signal VH obtained by filtering the voltage signal VAP output from the preamplifier 11. This peak hold circuit 22 includes an amplifier 26, a diode DPH, and a capacitor CPH.
[0027]
The output terminal of the amplifier 26 is connected to the anode of the diode DPH, the cathode of the diode DPH is connected to the inverting input terminal of the amplifier 26 and the first terminal of the capacitor CPH, and the second terminal of the capacitor CPH is connected to the low potential power supply. I have. The output signal VH of the high-pass filter 21 is input to the non-inverting input terminal of the amplifier 26. The peak hold circuit 22 configured as described above outputs a signal VPH holding the peak level of the signal VH input from the high-pass filter 21.
[0028]
The output of the peak hold circuit 22 is connected to the non-inverting input terminal of the first amplifier 23, and the first reference signal VREF1 is input to the inverting input terminal. The potential of the first reference signal VREF1 determines the load resistance of the band pass filter 12 of FIG. The first amplifier 23 supplies a current IG1 corresponding to the potential difference between the output signal VPH of the peak hold circuit 22 and the first reference signal VREF1 to the resistor RG1, and outputs a frequency adjustment signal VAFC having a voltage based on the current IG1.
[0029]
The output of the peak hold circuit 22 is connected to the non-inverting input terminal of the second amplifier 24, and the second reference signal VREF2 is input to the inverting input terminal. The potential of the second reference signal VREF2 determines the bias voltage of the main amplifier 13 in FIG. The second amplifier 24 supplies a current IG2 corresponding to a potential difference between the output signal VPH of the peak hold circuit 22 and the second reference signal VREF2 to the resistor RG2, and outputs a gain adjustment signal VAGC having a voltage based on the current IG2.
[0030]
In the third amplifier 25, the output of the peak hold circuit 22 is connected to the non-inverting input terminal, and the third reference signal VREF3 is input to the inverting input terminal. The output of the third amplifier 25 is fed back to the non-inverting input terminal. The third amplifier 25 outputs a current IDS obtained by amplifying a potential difference between the output signal VPH of the peak hold circuit 22 and the third reference signal VREF3. The current IDS is fed back to the non-inverting input terminal of the third amplifier 25, and is output as, for example, 1/10 ＾ 6 (10 to the sixth power) by a current mirror or the like inside the amplifier. This current IDS is a discharge current for discharging the electric charge held in the capacitor CPH constituting the peak hold circuit 22.
[0031]
FIG. 3 is a circuit diagram of the bandpass filter 12.
The bandpass filter 12 includes first and second capacitors C1 and C2, first and second resistors R1 and R2, and a variable resistor VR. A band-pass filter is configured by connecting a high-pass filter including a first capacitor C1 and a first resistor R1 and a low-pass filter including a second capacitor C2 and a second resistor R2 in series. A variable resistor VR is connected in parallel to the second resistor R2, and the variable resistor VR is supplied with a frequency adjustment signal VAFC.
[0032]
The resistance value of the variable resistor VR is adjusted by the frequency adjustment signal VAFC to change the cut-off frequency (cutoff frequency) of the low-pass filter, thereby changing the center frequency of the band-pass filter 12. More specifically, as shown in FIG. 4, when the input signal level of the preamplifier 11 (more precisely, the level of the signal VPH) is higher than the level of the first reference signal VREF1, the frequency characteristic of the band-pass filter 12 (To shift the cut-off frequency of the low-pass filter to the higher frequency side).
[0033]
FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating gain characteristics of the main amplifier 13.
The gain of the main amplifier 13 is changed by a gain adjustment signal VAGC output from the AGF circuit 16. More specifically, when the input signal level of the preamplifier 11 (more precisely, the level of the signal VPH) is higher than the level of the second reference signal VREF2, the gain characteristic of the main amplifier 13 is lowered (lower gain). Automatic adjustment is performed as much as possible. As described above, the gain characteristic of the main amplifier 13 is automatically adjusted in inverse proportion to the frequency characteristic of the bandpass filter 12 described above.
[0034]
Hereinafter, as a specific example, a case where the optical receiving amplifier 10 of the present embodiment is applied to IrDA communication (infrared communication), which is one method of spatial optical communication, will be described with reference to FIG.
[0035]
In IrDA communication (infrared communication), there are clear rules for baseband frequency and reception distance, and there are a low-speed system of 115 Kbps (pulse width of 1.63 us) and a high-speed system of 1.152 Mbps (pulse width of 217 ns). . According to the regulations, a low-speed 115 Kbps (mode for receiving the second signal having the second bit rate) is faster than a high-speed 1.152 Mbps (mode for receiving the first signal having the first bit rate; high-speed mode). ; Low-speed mode), the receiving sensitivity needs to be 2.5 times.
[0036]
In a case where such a communication system is supported, a method is used in which the gain of the main amplifier 13 is adjusted by the AGF circuit 16 and the frequency characteristic of the bandpass filter 12 is also changed. For example, the frequency characteristics of the band-pass filter 12 are adjusted in advance in accordance with the aforementioned low speed of 115 Kbps. In this case, the frequency characteristic of the high-pass filter 21 (FIG. 2) in the AGF circuit 16 is set in accordance with the high speed of 1.152 Mbps.
[0037]
Now, when the optical input signal is small, that is, when the signal level input to the preamplifier 11 is small, the main amplifier 13 is set to a high gain and the cutoff frequency of the low-pass filter is set to the low band side. In this case, the optical receiving amplifier 10 has characteristics suitable for a low-speed mode requiring high sensitivity.
[0038]
On the other hand, when the optical input signal is large, that is, when the signal level input to the preamplifier 11 is large, the main amplifier 13 is set to a low gain and the cut frequency of the low-pass filter is set to the high frequency side. Therefore, the waveform input to the comparator 15 via the bandpass filter 12 and the main amplifier 13 is corrected from a broken line to a solid line as shown by (A1) and (A2) in FIG. In this case, the optical receiving amplifier 10 has characteristics suitable for the high-speed mode.
[0039]
As described above, when the gain in the high-speed mode may be smaller than that in the low-speed mode, the cut-off frequency is set to the low band side in the low-speed mode suitable for the case where the light input is small. The noise margin can be increased by the restriction. On the other hand, when the light input is large, the cutoff frequency is shifted to the higher frequency side, so that the characteristics are more suitable for the high-speed mode. In the high-speed mode, since the gain is reduced by the AGF circuit 16, the noise margin can be increased.
[0040]
Next, a countermeasure against noise due to input / output wraparound will be described.
When a sneak path occurs between a digital output and an analog input directly or via a power supply line, noise generated in the reception signal RX has been a problem. More specifically, as shown in FIG. 7, when an input / output wraparound occurs, a spike current flows when the level of the reception signal RX changes. This spike current becomes switching noise and affects the input terminal or the photodiode PD. As a result, noise is generated at the input of the comparator, and an unnecessary pulse (a pulse surrounded by a broken line) is generated in the reception signal RX. Such noise may cause a malfunction in an internal circuit using a digital output, and in some cases, there is a possibility that oscillation may occur due to this sneak.
[0041]
In the optical receiving amplifier 10 of the present embodiment, a delay circuit 14 is provided on one of the differential outputs of the main amplifier 13. In this configuration, as shown in FIG. 8, the phase of the signal (output of the main amplifier 13) input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 15 via the delay circuit 14 is changed to the inverting input terminal ( Lags behind that input to-). As a result, noise generated at the (+) input of the comparator 15 due to switching noise can be delayed, and generation of unnecessary pulses in the reception signal RX can be suppressed.
[0042]
As described above, the present embodiment has the following advantages.
(1) The AGF circuit 16 captures the output of the preamplifier 11, detects the magnitude of the optical input signal received by the photodiode PD, and, based on the detection result, the frequency characteristics of the bandpass filter 12 and the gain of the main amplifier 13. Automatically adjust characteristics. According to this configuration, the magnitude of the optical input signal can be accurately detected, and when the optical input signal is small, the high gain setting and the frequency characteristic are set to the low frequency side. Gain setting and frequency characteristics can be set on the high frequency side. Thereby, the S / N ratio can be easily improved by automatically adjusting the gain characteristics and the frequency characteristics to the optimum values according to the amount of received light.
[0043]
(2) The AGF circuit 16 detects the peak level of the signal input to the preamplifier 11 by taking the output of the preamplifier 11 into the peak hold circuit 22 via the high-pass filter 21. According to this configuration, the signal level is detected in accordance with the pulse width of the high-speed bit rate. Therefore, level detection of a signal having a narrow pulse width corresponding to a high bit rate can be performed with higher accuracy.
[0044]
(3) The optical receiving amplifier 10 of the present embodiment is particularly useful in IrDA communication (infrared communication) in which the low speed mode is mainly used when the optical input signal is small and the high speed mode is mainly used when the optical input signal is large. It can be.
[0045]
(4) In the present embodiment, in the adjustment of the frequency characteristic, no high-accuracy filter or the like is required, and the adjustment of the gain characteristic can be performed by a simple circuit setting based on the result of peak hold detection based on the output of the preamplifier 11. At the same time, the frequency characteristics can be adjusted. Therefore, the circuit scale can be reduced, and the cost can be reduced.
[0046]
(5) In the present embodiment, by providing the delay circuit 14 on one of the differential outputs of the main amplifier 13, the influence of the input / output sneak can be reduced. For this reason, the degree of freedom in mounting the optical component is increased, and the mounting can be reduced in size.
[0047]
(Second embodiment)
Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
In the present embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is partially omitted.
[0048]
FIG. 9 is a block circuit diagram showing the optical receiving amplifier 30 of the second embodiment.
This optical receiving amplifier 30 is different from the optical receiving amplifier 10 of the first embodiment (see FIG. 1) in that an AGF circuit 31, a one-shot pulse circuit (hereinafter, one-shot circuit) 32, and a hysteresis comparator 33 are used. , A switch circuit 34 and an OR gate 35, and other configurations are the same as those in FIG.
[0049]
The one-shot circuit 32 is connected to the comparator 15 and outputs a signal TS having a pulse width tw corresponding to the pulse adjustment signal ITS output from the AGF circuit 31 in response to the transition of the output signal of the comparator 15. The output signal TS of the one-shot circuit 32 is input to one input terminal of the OR gate 35.
[0050]
In the hysteresis comparator 33, the frequency adjustment signal VAFC output from the AGF circuit 31 is input to the inverting input terminal, and the threshold voltage VTH is input to the non-inverting input terminal. The hysteresis comparator 33 binarizes the frequency adjustment signal VAFC based on the threshold voltage VTH to generate a control signal SW.
[0051]
The switch circuit 34 has one end connected to the output of the comparator 15 and the other end connected to the other input terminal of the OR gate 35. The switch circuit 34 is turned on / off in response to a control signal SW from the hysteresis comparator 33. When the switch circuit 34 is turned on, the output of the comparator 15 is input to the OR gate 35.
[0052]
FIG. 10 is a circuit diagram illustrating the AGF circuit 31 of the present embodiment.
The AGF circuit 31 has a configuration in which a fourth amplifier 36 is added to the AGF circuit 16 of the first embodiment (see FIG. 2), and other configurations are the same as those in FIG.
[0053]
The output of the peak hold circuit 22 is connected to the non-inverting input terminal of the fourth amplifier 36, and the fourth reference signal VREF4 is input to the inverting input terminal. The potential of the fourth reference signal VREF4 determines the pulse width tw of the output signal TS of the one-shot circuit 32 in FIG. The fourth amplifier 36 outputs a pulse adjustment signal ITS having a current IG4 corresponding to the potential difference between the output signal VPH of the peak hold circuit 22 and the fourth reference signal VREF4. The pulse width tw of the output signal TS of the one-shot circuit 32 is changed according to the pulse adjustment signal ITS. Here, assuming that the capacitance is C in the fourth amplifier 36, the pulse width tw is determined by tw = C × VREF4 / IG4 (ITS).
[0054]
FIG. 11 is an operation waveform diagram of the one-shot circuit 32.
In response to the pulse adjustment signal ITS, the one-shot circuit 32 reduces the pulse width tw when the input signal level of the preamplifier 11 (correctly, the level of the signal VPH) is larger than the level of the fourth reference signal VREF4. It is supposed to. That is, the one-shot circuit 32 outputs a signal TS having a wide pulse width tw corresponding to the low-speed mode when the optical input signal is small, and a narrow pulse width corresponding to the high-speed mode when the optical input signal is large. Is output.
[0055]
FIG. 12 is an explanatory diagram of the operation of the switch circuit 34.
The switch circuit 34 is turned off by a control signal SW output from the hysteresis comparator 33 in a low-speed mode suitable for a small optical input signal, and is turned on in a high-speed mode suitable for a large optical input signal. ing. Then, switching is performed so as to have hysteresis in the vicinity of the on / off switching corresponding to the input signal level. Although this hysteresis is not always necessary, such switching control has an effect of preventing the pulse width tw from fluctuating like jitter when the switch is frequently switched.
[0056]
The optical receiving amplifier 30 configured as described above can have a more useful configuration than the first embodiment when applied to IrDA communication. That is, in the present embodiment, by adding the one-shot circuit 32, the pulse width of the reception signal RX output from the OR gate 35 can be stabilized in the low-speed mode and the high-speed mode.
[0057]
For example, as shown in FIG. 6B, the optical receiving amplifier 30 receives a signal (second signal) corresponding to a low bit rate (second bit rate), and the optical input signal is When the signal is small, the signal has a narrow pulse width. At this time, the one-shot circuit 32 outputs a signal TS having a (wide) constant pulse width tw corresponding to a low bit rate. Further, the switch circuit 34 is turned off. Therefore, the OR gate 35 outputs the signal TS having a stable pulse width for the low bit rate output from the one-shot circuit 32 as the reception signal RX. Therefore, the optical receiving amplifier 30 performs an operation corresponding to a low bit rate (low mode) and performs stable output.
[0058]
On the other hand, as shown in FIG. 6C, the optical receiving amplifier 30 receives a signal (first signal) corresponding to a high-speed bit rate (first bit rate), and the optical input signal is When the signal is small (specifically, at a level near the reception sensitivity of the first signal (near a receivable area)), the signal has a narrow pulse width. At this time, the one-shot circuit 32 outputs a signal TS having a constant pulse width tw (narrow width) corresponding to the high-speed bit rate. Therefore, the OR gate 35 outputs the signal TS having a stable pulse width for a high bit rate output from the one-shot circuit 32 as the reception signal RX. Therefore, the optical receiving amplifier 30 operates to correspond to the high-speed bit rate (high-speed mode), and performs stable output.
[0059]
Incidentally, at this time, the switch circuit 34 is turned on. Therefore, the OR gate 35 outputs a signal obtained by calculating the logical sum of the output signal TS of the one-shot circuit 32 and the output signal of the comparator 15 as the reception signal RX. Therefore, in this case, the optical receiving amplifier 30 can receive either the signal corresponding to the low bit rate or the signal corresponding to the high bit rate.
[0060]
More specifically, when a signal corresponding to a high bit rate is received, the output signal TS of the one-shot circuit 32 having a pulse width for the high bit rate is output as a reception signal RX through the OR gate 35 as described above. On the other hand, when receiving a signal corresponding to a low bit rate, the output signal of the comparator 15 is output as a reception signal RX through the OR gate 35.
[0061]
As described in the first embodiment, when the optical input signal is large, the input signal (pulse width) of the comparator 15 changes from a broken line to a solid line as shown by (A1) and (A2) in FIG. The waveform shown is corrected. Therefore, the optical receiving amplifier 30 can perform stable output at either the low bit rate or the high bit rate. For this reason, when the optical input signal level is sufficiently higher than the vicinity of the reception sensitivity of the signal of the high-speed bit rate, the pulse width control by the one-shot circuit 32 is not particularly necessary. It is possible to reliably prevent the pulse width of the reception signal RX from being reduced when a bit rate signal is received.
[0062]
As described above, the present embodiment has the following advantages.
(1) A one-shot circuit 32 that outputs a signal TS having a pulse width tw corresponding to the amount of received light based on the output of the comparator 15 is provided. This makes it possible to output a reception signal RX having a stable pulse width when a signal corresponding to a low bit rate is received with a small signal input. Further, when a signal corresponding to a high bit rate is received at a level near the receiving sensitivity, it is possible to prevent the pulse width of the signal from being too narrow.
[0063]
(2) The one-shot circuit 32 outputs a signal TS having a wide pulse width tw when the optical input signal is small, and outputs a signal TS having a narrow pulse width tw when the optical input signal is large. For this reason, it is possible to prevent the pulse width of the reception signal RX from being too narrow. Therefore, when applied to IrDA communication (infrared communication), the optical receiving amplifier 30 of the present embodiment can have a more useful configuration than the optical receiving amplifier 10 of the first embodiment.
[0064]
(Third embodiment)
Hereinafter, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
In the present embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is partially omitted.
[0065]
FIG. 13 is a block circuit diagram showing an optical receiving amplifier 40 according to the third embodiment.
The optical receiving amplifier 40 has a configuration in which a power supply detection circuit 41 is added to the optical receiving amplifier 10 of the first embodiment (see FIG. 1), and the other configuration is the same as that of FIG.
[0066]
The power detection circuit 41 includes a capacitor C3 and a buffer 42. The first terminal of the capacitor C3 is connected to the power supply VCC, and the second terminal is connected to the input of the buffer 42. The power supply VCC is a power supply for each circuit such as the preamplifier 11, the main amplifier 13, and the like. The output of the buffer 42 is connected to the AGF circuit 16. Specifically, the output of the buffer 42 is ORed with the output of the high-pass filter 21 in the AGF circuit 16 shown in FIG. 2, and this OR output is input to the non-inverting input terminal of the peak hold circuit 22. It has become.
[0067]
The power supply detection circuit 41 detects a change in the power supply VCC by the capacitance coupling of the capacitor C3, and outputs the buffer 42 according to the power supply change based on the detection result. Then, the peak level of a signal obtained by performing an OR operation on the output of the buffer 42 and the output (signal VH) of the high-pass filter 21 is held by the peak hold circuit 22.
[0068]
According to the optical receiving amplifier 40 of the present embodiment configured as described above, the following effects are obtained in addition to the effects obtained in the first embodiment.
(1) The amount of power supply noise can be detected by the power supply detection circuit 41 that detects a change in the power supply VCC. Thus, when the power supply noise is large, the AGF circuit 16 generates the gain adjustment signal VAGC based on the output of the power supply detection circuit 41 so as to reduce the gain of the main amplifier 13. Therefore, it is possible to improve the resistance to power supply noise and prevent malfunction of the optical receiving amplifier 40.
[0069]
(Fourth embodiment)
Hereinafter, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In the present embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is partially omitted.
[0070]
FIG. 14 is a block circuit diagram illustrating an optical receiving amplifier 50 according to the fourth embodiment.
This optical receiving amplifier 50 has a configuration in which a hysteresis generating circuit 51 is added to the optical receiving amplifier 10 (see FIG. 1) of the first embodiment, and the other configuration is the same as that of FIG.
[0071]
The hysteresis generation circuit 51 takes in the output of the comparator 15 and generates hysteresis at one of the differential inputs of the main amplifier 13. The hysteresis generation circuit 51 includes a buffer 52, a capacitor Cy, and a resistor Ry. The received signal RX fetched by the buffer 52 is converted into a signal Vy including AC hysteresis through a capacitor Cy and a resistor Ry. To give to.
[0072]
As shown in FIG. 15, the hysteresis generation circuit 51 configured as described above, when the input / output wraparound occurs when the level of the reception signal RX changes and noise occurs at the differential input of the comparator 15, Acts to apply hysteresis to one input. As a result, even if the amount of phase shift of the input of the comparator 15 by the delay circuit 14 is smaller than that of the first embodiment, generation of unnecessary pulses in the received signal RX is suppressed, and a sufficient noise margin is obtained. be able to.
[0073]
According to the optical receiving amplifier 50 of the present embodiment described above, the following effects are obtained in addition to the effects obtained in the first embodiment.
(1) A hysteresis generation circuit 51 for providing AC hysteresis to one of the differential inputs of the comparator 15 is added. This makes it possible to reduce the amount of phase shift by the delay circuit 14 compared to the first embodiment. As a result, it is possible to realize the optical receiving amplifier 50 that outputs the reception signal RX with high accuracy while reducing the influence of noise due to input / output sneaking.
[0074]
Each of the above embodiments may be implemented in the following manner.
-The light receiving amplifier 30 of the second embodiment may be provided with the power supply detection circuit 41 of the third embodiment.
[0075]
The optical receiving amplifier 30 of the second embodiment may be provided with the hysteresis generation circuit 51 of the fourth embodiment.
The light receiving amplifier 30 of the second embodiment may be provided with the power supply detection circuit 41 of the third embodiment and the hysteresis generation circuit 51 of the fourth embodiment.
[0076]
-The optical receiving amplifier 40 of the third embodiment may be provided with the hysteresis generation circuit 51 of the fourth embodiment.
In each embodiment, the method of adjusting the gain characteristic of the main amplifier 13 based on the output of the preamplifier 11 is used. However, the method of adjusting the gain characteristic of the preamplifier 11 may be used. A method of adjusting both the gain characteristics of the preamplifier 11 and the main amplifier 13 may be used.
[0077]
In each embodiment, the frequency characteristic of the band-pass filter 12 and the gain characteristic of the main amplifier 13 are automatically adjusted based on the output of the preamplifier 11, but only the frequency adjustment is performed based on the output of the preamplifier 11. It may be performed. That is, the gain adjustment of the main amplifier 13 (or the preamplifier 11, or both the main amplifier 13 and the preamplifier 11) may be performed based on the output of the main amplifier 13. FIG. 16 is a block circuit diagram of an optical receiving amplifier 60 showing an example of the configuration. Note that the same components as those of the embodiments are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is partially omitted. The optical receiving amplifier 60 includes an automatic frequency adjustment (hereinafter, AFC) circuit 61 that automatically adjusts the frequency characteristics of the band-pass filter 12 based on the output of the preamplifier 11, and a main amplifier 13 based on the output of the main amplifier 13. An automatic gain adjustment (hereinafter, AGC) circuit 62 for automatically adjusting the gain characteristic is provided. The AFC circuit 61 detects the peak hold of the signal VH obtained by filtering the output (voltage signal VAP) of the preamplifier 11 through the high-pass filter 21 and generates a frequency adjustment signal VAFC. The AGC circuit 62 detects a peak hold of the output signal VAM of the main amplifier 13 and generates a gain adjustment signal VAGC. The AGC circuit 62 may adjust the gain of the preamplifier 11, or the gain of both the preamplifier 11 and the main amplifier 13. In the optical receiving amplifier 60 configured as described above, the circuit area is slightly larger than the configuration of the first embodiment, but the same effect can be obtained.
[0078]
The features of each of the above embodiments are summarized as follows.
(Supplementary Note 1) A first amplifier that converts an input current into a first voltage signal, and a second voltage signal is generated by amplifying a band-limited signal of the first voltage signal via a first filter. And a second amplifier that performs
An automatic frequency adjustment circuit that detects a level of the first voltage signal and varies a frequency characteristic of the first filter according to a result of the detection;
An automatic gain adjustment circuit that detects one of the levels of the first and second voltage signals and varies a gain characteristic of at least one of the first and second amplifiers according to the detection result;
An amplifier circuit comprising:
(Supplementary Note 2) A first amplifier that converts an input current into a first voltage signal, and a second amplifier that generates a second voltage signal by amplifying a signal obtained by band-limiting the first voltage signal through a first filter. An amplifier circuit comprising:
Detecting an level of the first voltage signal, and changing the frequency characteristic of the first filter and the gain characteristic of at least one of the first and second amplifiers according to the detection result; An amplifier circuit comprising a frequency adjustment circuit.
(Supplementary Note 3) a second filter that extracts a high-frequency signal included in a signal band of the first voltage signal;
The supplementary note 1 or 2, wherein the first voltage signal is taken into the second filter, a filtering process is performed, and a level of the first voltage signal is detected based on an output signal of the second filter. 2. The amplifier circuit according to 2.
(Supplementary Note 4) The automatic frequency adjustment circuit includes:
A peak hold circuit for detecting and holding the level of the first voltage signal;
An amplifier for amplifying a potential difference between an output signal of the peak hold circuit and a first reference signal to generate a frequency adjustment signal;
4. The amplifier circuit according to claim 1, further comprising:
(Supplementary Note 5) The automatic gain & frequency adjustment circuit includes:
A peak hold circuit for detecting and holding the level of the first voltage signal;
An amplifier for amplifying a potential difference between an output signal of the peak hold circuit and a first reference signal to generate a frequency adjustment signal;
An amplifier for amplifying a potential difference between an output signal of the peak hold circuit and a second reference signal to generate a gain adjustment signal;
4. The amplifier circuit according to claim 2 or 3, further comprising:
(Supplementary Note 6) a comparator that generates a binary signal obtained by binarizing the second voltage signal;
A one-shot pulse circuit for outputting a signal having a constant pulse width corresponding to a level detection result of the first voltage signal in response to a transition of the binary signal;
6. The amplifier circuit according to any one of supplementary notes 1 to 5, further comprising:
(Supplementary Note 7) An OR gate that outputs a logical sum of the binary signal and an output signal of the one-shot pulse circuit,
A switch circuit that outputs the binary signal to the OR gate based on a level detection result of the first voltage signal;
7. The amplifier circuit according to claim 6, further comprising:
(Supplementary Note 8) A power supply detection circuit that detects a power supply fluctuation of power supplied to the first and second amplifiers,
8. The amplifier circuit according to claim 1, wherein a level of the first voltage signal is detected by capturing a detection result based on the power supply detection result.
(Supplementary Note 9) The second amplifier is a differential amplifier,
9. The amplifier circuit according to claim 1, further comprising a delay circuit for any one of the differential outputs of the second amplifier.
(Supplementary note 10) The amplifier circuit according to supplementary note 9, further comprising a hysteresis generation circuit that takes in the binary signal and generates hysteresis at one of the differential inputs of the second amplifier.
(Supplementary Note 11) A light receiving element that receives an optical signal,
The amplifier circuit according to any one of supplementary notes 1 to 10, wherein a reception current flowing through the light receiving element is supplied as the input current.
An optical receiving circuit comprising:
(Supplementary Note 12) A first signal having a first bit rate and a second signal having a first bit rate lower than the first signal having a filter for band-limiting a voltage signal obtained by current-to-voltage conversion of an input current to a predetermined frequency. And a second signal having a bit rate of
When the level of the voltage signal is lower than the level at which the first signal can be received, the automatic signal processing apparatus includes an automatic frequency adjustment circuit that sets a pass characteristic of the filter to a frequency band of the second signal. Receiver circuit.
(Supplementary Note 13) The automatic frequency adjustment circuit includes:
13. The apparatus according to claim 12, wherein the pass characteristic of the filter is set to a frequency band of the first signal when the level of the voltage signal has a level at which the first signal can be received. Receiving circuit.
[0079]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, an amplification circuit, a reception circuit, and an optical reception circuit that can easily adjust a gain characteristic and a frequency characteristic according to received light to easily improve an S / N ratio. Can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block circuit diagram illustrating an optical receiving amplifier according to a first embodiment.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an AGF circuit according to the first embodiment.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a bandpass filter.
FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating frequency characteristics of a band-pass filter.
FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating gain characteristics of a main amplifier.
FIG. 6 is an explanatory diagram showing an example in which the first embodiment is applied to infrared communication.
FIG. 7 is a waveform diagram for explaining input / output wraparound.
FIG. 8 is an operation waveform diagram of the first embodiment.
FIG. 9 is a block circuit diagram illustrating an optical receiving amplifier according to a second embodiment.
FIG. 10 is a circuit diagram illustrating an AGF circuit according to a second embodiment.
FIG. 11 is an operation waveform diagram of the one-shot pulse circuit.
FIG. 12 is an explanatory diagram of the operation of the switch circuit.
FIG. 13 is a block circuit diagram illustrating an optical receiving amplifier according to a third embodiment.
FIG. 14 is a block circuit diagram illustrating an optical receiving amplifier according to a fourth embodiment.
FIG. 15 is an operation waveform diagram of the fourth embodiment.
FIG. 16 is a block circuit diagram showing another configuration example of the optical receiving amplifier.
FIG. 17 is a block circuit diagram showing a conventional optical receiving amplifier.
[Explanation of symbols]
10, 30, 40, 50, 60 Optical receiving amplifier as amplifying circuit
11 Preamplifier as first amplifier
12. Bandpass filter as first filter
13 Main amplifier as second amplifier
15 Comparators as comparators
16, 31 Automatic gain & frequency adjustment circuit (AGF circuit)
21 High-pass filter as second filter
22 Peak hold circuit
23 First amplifier as amplifier
24 Second amplifier as amplifier
32 One-shot pulse circuit
41 Power supply detection circuit
61 Automatic frequency adjustment circuit (AFC circuit)
62 Automatic gain adjustment circuit (AGC circuit)
PD Photodiode as light receiving element
IPD reception current (input current)
VAP first voltage signal
VAM second voltage signal
RX Received signal as binary signal
VAGC gain adjustment signal
VAFC frequency adjustment signal
VREF1 First reference signal
VREF2 Second reference signal
VCC power supply
tw pulse width

Claims

A first amplifier for converting an input current into a first voltage signal, and a second amplifier for generating a second voltage signal by amplifying a signal obtained by band-limiting the first voltage signal via a first filter. An amplifier circuit comprising:
An automatic frequency adjustment circuit that detects a level of the first voltage signal and varies a frequency characteristic of the first filter according to a result of the detection;
An automatic gain adjustment circuit that detects one of the levels of the first and second voltage signals and varies the gain characteristic of at least one of the first and second amplifiers according to the detection result. An amplifier circuit, comprising:

A first amplifier for converting an input current into a first voltage signal, and a second amplifier for amplifying a signal obtained by band-limiting the first voltage signal through a first filter to generate a second voltage signal; And an amplifier circuit comprising:
Detecting an level of the first voltage signal, and changing the frequency characteristic of the first filter and the gain characteristic of at least one of the first and second amplifiers according to the detection result; An amplifier circuit comprising a frequency adjustment circuit.

A second filter that extracts a high-frequency signal included in a signal band of the first voltage signal;
2. The signal processing method according to claim 1, wherein said first voltage signal is taken into said second filter and subjected to a filtering process, and a level of said first voltage signal is detected based on an output signal of said second filter. Or the amplifier circuit according to 2.

The automatic frequency adjustment circuit,
A peak hold circuit for detecting and holding the level of the first voltage signal;
4. The amplifier circuit according to claim 1, further comprising an amplifier configured to amplify a potential difference between an output signal of the peak hold circuit and a first reference signal to generate a frequency adjustment signal.

The automatic gain & frequency adjustment circuit,
A peak hold circuit for detecting and holding the level of the first voltage signal;
An amplifier for amplifying a potential difference between an output signal of the peak hold circuit and a first reference signal to generate a frequency adjustment signal;
4. The amplifier circuit according to claim 2, further comprising an amplifier configured to amplify a potential difference between an output signal of the peak hold circuit and a second reference signal to generate a gain adjustment signal.

A comparator that generates a binary signal obtained by binarizing the second voltage signal;
2. A one-shot pulse circuit for outputting a signal having a constant pulse width according to a level detection result of the first voltage signal in response to a transition of the binary signal. An amplifier circuit according to any one of claims 1 to 5.

A power supply detection circuit that detects a power supply fluctuation of power supplied to the first and second amplifiers;
7. The amplifier circuit according to claim 1, wherein a detection result based on the power supply detection result is taken in and a level of the first voltage signal is detected.

A light receiving element for receiving an optical input signal;
An optical receiving circuit, comprising: the amplifier circuit according to claim 1, wherein a receiving current flowing through the light receiving element is supplied as the input current.

A filter for band-limiting a voltage signal obtained by current-to-voltage conversion of the input current to a predetermined frequency, wherein a first signal having a first bit rate and a second bit rate lower than the first bit rate A receiving circuit for receiving the second signal having
When the level of the voltage signal is lower than the level at which the first signal can be received, the automatic signal processing apparatus includes an automatic frequency adjustment circuit that sets a pass characteristic of the filter to a frequency band of the second signal. Receiver circuit.

The automatic frequency adjustment circuit,
10. The pass characteristic of the filter is set to a frequency band of the first signal when the level of the voltage signal has a level that enables reception of the first signal. The receiving circuit as described.