JP2004274163A - Rotary joint and radar system - Google Patents

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JP2004274163A
JP2004274163A JP2003058896A JP2003058896A JP2004274163A JP 2004274163 A JP2004274163 A JP 2004274163A JP 2003058896 A JP2003058896 A JP 2003058896A JP 2003058896 A JP2003058896 A JP 2003058896A JP 2004274163 A JP2004274163 A JP 2004274163A
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Hideyuki Miwa
英之 三輪
Toshiro Hiratsuka
敏朗 平塚
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Murata Manufacturing Co Ltd
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Murata Manufacturing Co Ltd
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a rotary joint and a radar system in which a wide-band high frequency signal can propagate. <P>SOLUTION: An axially symmetric first dielectric resonator 2 is disposed within a cylindrical first metal cavity 1, and a first waveguide 4 is mounted on the cylindrical portion 1A of the metal cavity 1. Besides, an axially symmetric second dielectric resonator 7 is disposed within a cylindrical second metal cavity 6, and a second waveguide 9 is mounted on a cylindrical portion 6A of the metal cavity 6. The first and second metal cavities 1, 6 are coaxially disposed while mutually directing circular openings 1D, 6D to each other, and the second metal cavity 6 is mounted to be rotated by a motor. Thus, the coaxially disposed first and second dielectric resonators 2, 7 can be coupled in two axially symmetric modes of an even mode and an odd mode, and the wide-band high frequency signal can propagate between the first and second waveguides 4, 9. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波信号を伝送し、輻射ビームを全方位にスキャンするのに用いて好適なロータリージョイントおよび該ロータリージョイントを用いて構成されるレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、高周波信号の入力方向と出力方向との角度を自由に変えるロータリージョイントとして、円筒状の空洞共振器の側面に第１の導波管を接続すると共に、空洞共振器の上方端面に第２の導波管を接続したものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平１０−３２２１０１号公報
【０００４】
そして、このような従来技術によるロータリージョイントでは、空洞共振器が軸対称となるＴＥ０１１モードで共振すると共に、該空洞共振器の円筒軸を中心として第２の導波管を回転可能に取付けている。これにより、第１の導波管から入力されたマイクロ波は、空洞共振器内で共振状態となると共に、回転可能となった第２の導波管から出力され、全方位方向に輻射可能となっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来技術によるロータリージョイントでは、１段の空洞共振器を用いて第１，第２の導波管を接続すると共に、該空洞共振器は単一のＴＥ０１１モードで共振する構成となっているから、第１の導波管から第２の導波管に伝搬される高周波信号は、空洞共振器内でＴＥ０１１モードで共振可能な周波数帯のものに限られる。このため、伝搬可能な高周波信号の帯域が狭く、広帯域な高周波信号を輻射するレーダ装置には適用し難いという問題があった。
【０００６】
本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、広帯域な高周波信号を伝搬することができるロータリージョイントおよびレーダ装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、請求項１の発明によるロータリージョイントは、軸対称な共振モードを有する第１の共振器と、該第１の共振器に結合する第１の伝送線路と、前記第１の共振器と同一軸線上に位置して軸対称な共振モードを有する第２の共振器と、該第２の共振器に結合する第２の伝送線路とからなり、前記第１，第２の伝送線路のうち少なくともいずれか一方の伝送線路は前記第１，第２の共振器の軸を中心に回転する構成としたことにある。
【０００８】
このように構成したことにより、第１の伝送線路は第１の共振器に結合し、第２の伝送線路は第２の共振器に結合すると共に、第１，第２の共振器が軸対称モードで互いに結合するから、第１，第２の共振器を通じて第１，第２の伝送線路間で高周波信号を伝搬させることができる。また、第１，第２の伝送線路のうち回転可能な伝送線路は、結合対象となる共振器の軸を中心に回転するから、伝送線路がいずれの位置に回転移動しても軸対称モードで共振する共振器と結合することができる。このため、共振器と伝送線路との電気的接続を保持した状態で共振器の軸を中心として全方位に亘って伝送線路を配置でき、該伝送線路を通じて全方位に対して高周波信号を入出力することができる。
【０００９】
さらに、第１，第２の共振器は同一軸線上に配置するから、２段からなる第１，第２の共振器は、軸方向に対して互いに同じ方向の磁界が形成される偶モードと、互いに異なる方向の磁界が形成される奇モードとの２つのモードで結合する。このため、第１，第２の共振器は共振周波数の異なる２つのモードで結合可能となっているから、１段の共振器を用いた場合に比べて第１，第２の共振器を通じて伝搬可能となる高周波信号の帯域を広げることができる。
【００１０】
請求項２の発明では、第１，第２の伝送線路は第１，第２の共振器にそれぞれ取付けられ、第１，第２の伝送線路のうち少なくともいずれか一方の伝送線路は当該伝送線路が取付けられた共振器と一緒に軸を中心として回転する構成としたことにある。
【００１１】
この場合、第１，第２の共振器が軸対称モードで互いに結合するから、伝送線路が共振器と一緒に回転しても、第１，第２の共振器を通じて第１，第２の伝送線路を電気的に接続することができる。
【００１２】
請求項３の発明は、第１，第２の共振器をＴＥ０１δモードまたはその高次モードで共振する誘電体共振器によって構成したことにある。
【００１３】
これにより、誘電体内では高周波信号の波長が短縮する波長短縮効果が生じるから、第１，第２の共振器を小型化することができる。
【００１４】
請求項４の発明では、第１，第２の共振器はＴＥ０１δモードまたはその高次モードで共振する誘電体共振器によって構成し、該第１，第２の誘電体共振器は円形開口を有する軸対称な金属空洞の内部にそれぞれ配置し、これら２つの金属空洞はその円形開口が互いに対向して配置している。
【００１５】
これにより、第１，第２の誘電体共振器は金属空洞の円形開口側を通じて互いに結合する。また、誘電体共振器周辺の電磁波（高周波信号）を金属空洞内に閉じ込めることができ、誘電体共振器の周囲から電磁波が漏洩するのを防止することができる。
【００１６】
請求項５の発明では、第１，第２の共振器は、円形開口を有する軸対称な金属空洞によって形成されＴＥ０１１モードまたはその高次モードで共振する空洞共振器によって構成し、該第１，第２の空洞共振器はその円形開口が互いに対向して配置したことにある。
【００１７】
これにより、第１，第２の空洞共振器は金属空洞の円形開口側を通じて互いに結合する。また、互いに対向して配置された第１，第２の空洞共振器内に電磁波（高周波信号）を閉じ込めることができ、空洞共振器の内部から電磁波が漏洩するのを防止することができる。
【００１８】
請求項６の発明では、使用周波数帯の真空中の波長をλとしたときに、２つの金属空洞の間隔寸法はλ／２未満に設定し、２つの金属空洞のうち少なくともいずれか一方の開口側には不要波の漏洩を抑圧するチョークを設ける構成としている。
【００１９】
これにより、金属空洞の間隔寸法はＴＥモードのカットオフとなるλ／２未満に設定するから、金属空洞間の隙間からＴＥモードの電磁波が外部に漏洩することがなくなる。また、２つの金属空洞のうち少なくともいずれか一方の開口側にはチョークを設けるから、該チョークによって２つの金属空洞の円形開口端を仮想的の短絡することができる。このため、２つの金属空洞の軸ずれによって平行平板モードの電磁波が生じる傾向があっても、この平行平板モードの電磁波が外部に漏洩するのを防止することができる。
【００２０】
請求項７の発明では、第１，第２の伝送線路は非放射性誘電体線路、導波管、同軸線路またはマイクロストリップ線路によって構成している。
【００２１】
これにより、複数種類の線路を用いることができ、設計自由度が向上すると共に、既存の線路に対しても接続することができ、適用範囲を広げることができる。
【００２２】
請求項８の発明では、第１，第２の共振器は、ＴＥ０１０共振器またはその高次モード共振器によって構成している。
【００２３】
この場合、ＴＥ０１０共振器またはその高次モード共振器は、例えば誘電体基板の両面に電極を形成すると共に、該両面に電極に互いに対向した円形開口を形成することによって構成されるから、誘電体基板の波長短縮効果によって小型化、低背化することができる。また、ＴＥ０１０共振器等は誘電体基板に平板状（薄膜状）の電極を形成することによって構成されるから、導波管、空洞共振器等の立体的な回路を用いる場合に比べて、簡略な平面的な構造となり、低コスト化できると共に、量産性を向上させることができる。
【００２４】
請求項９の発明では、第１，第２の伝送線路は、誘電体基板の両面に互いに対向したスロットが形成された平面誘電体線路または片面にスロットが形成されたスロット線路によって構成し、第１の共振器と第１の伝送線路とは第１の誘電体基板に一緒に形成し、第２の共振器と第２の伝送線路とは第２の誘電体基板に一緒に形成している。
【００２５】
これにより、例えば誘電体基板に両面に電極を形成すると共に、該電極にスロット、円形開口等を形成することによって伝送線路や共振器を構成することができるから、１枚の誘電体基板に伝送線路と共振器を容易に一体化して形成することができ、製造コストを低くし量産性を向上できると共に、伝送線路と共振器との間から電磁波が漏洩するのを防ぐことができる。また、誘電体基板の波長短縮効果によって伝送線路および共振器を小型化することができる。
【００２６】
請求項１０の発明では、使用周波数帯の真空中の波長をλとしたときに、第１，第２の誘電体基板の間隔寸法はλ／２未満に設定し、該第１，第２の誘電体基板には共振器と伝送線路とを除いた部分に不要モードを抑圧する不要モード伝搬阻止回路を設けている。
【００２７】
これにより、２つの誘電体基板間の間隔寸法はＴＥモードのカットオフとなるλ／２未満に設定するから、誘電体基板間の隙間からＴＥモードの電磁波が外部に漏洩することがなくなる。また、第１，第２の誘電体基板には不要モード伝搬阻止回路を設けるから、各誘電体基板内に発生する不要モードとなる平行平板モードの電磁波が外部に漏洩するのを防止できる。さらに、第１，第２の誘電体基板のうち互いに対向する面に不要モード伝搬阻止回路を設けることによって、２つの誘電体基板の軸ずれによって平行平板モードの電磁波が生じる傾向があっても、この平行平板モードの電磁波が２つの誘電体基板間の隙間から外部に漏洩するのを防止することができる。
【００２８】
請求項１１の発明では、第１の伝送線路は、第１の共振器の軸に対して固定して設けられると共に、その端部側に高周波回路が接続され、第２の伝送線路は、第２の共振器の軸に対して回転可能に設けられると共に、その端部側にアンテナが接続される構成としている。
【００２９】
これにより、高周波回路は第１の伝送線路を高周波信号を出力することができると共に、回転可能な第２の伝送線路に設けられたアンテナを通じて任意の一方向に対して高周波信号を放射することができる。
【００３０】
請求項１２の発明では、第１の誘電体基板は、第１の共振器の軸に対して固定して設けられると共に、第１の伝送線路の端部側に高周波回路を形成し、第２の誘電体基板は、第２の共振器の軸に対して回転可能に設けられると共に、第２の伝送線路の端部側にアンテナを形成する構成としている。
【００３１】
これにより、高周波回路は第１の伝送線路を高周波信号を出力することができると共に、回転可能な第２の伝送線路に設けられたアンテナを通じて任意の一方向に対して高周波信号を放射することができる。また、第１の誘電体基板に高周波回路を形成すると共に、第２の誘電体基板にアンテナを形成するから、装置全体を小型化、低背化でき、構成を簡略化して低コスト化できると共に、量産性を向上することができる。
【００３２】
請求項１３の発明では、第１の伝送線路はアンテナと一緒に連続的または任意の角度ステップで回転する構成としている。これにより、任意の角度範囲または全方位に対して電磁波を放射することができる。
【００３３】
さらに、請求項１４の発明のように、本発明によるロータリージョイントを用いたレーダ装置を構成してもよい。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態による伝送線路を、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００３５】
まず、図１ないし図６は第１の実施の形態によるロータリージョイントを示し、図において、１は軸Ｏを中心として軸対称な有底円筒状をなす第１の金属空洞で、該金属空洞１は、円筒状をなす筒部１Ａと筒部１Ａの一端側（図２中の下端側）を閉塞する円板状の底部１Ｂとによって構成され、筒部１Ａの他端側（図２中の上端側）は開口端１Ｃとなって円形開口１Ｄが形成されている。
【００３６】
２は軸対称な略円柱状をなし、軸対称モードとしてＴＥ０１δモードで共振する第１の誘電体共振器で、該誘電体共振器２は、棒状をなす低誘電率の支持部材３を介して金属空洞１の底部１Ｂに取付けられ、金属空洞１の軸Ｏと同軸上に位置して金属空洞１の内部に配置されている。そして、誘電体共振器２は、例えば樹脂材料、セラミックス材料、またはこれらを混合して焼結した複合材料によって形成され、その誘電率は支持部材３の誘電率よりも高い値に設定されている。
【００３７】
４は金属空洞１の筒部１Ａに取付けられた第１の伝送線路をなす第１の導波管で、該第１の導波管４は、断面四角形の金属角筒からなる導波管によって形成されている。また、導波管４は、その一端側が筒部１Ａに貫通して設けられた結合孔５を取囲んだ状態で筒部１Ａの外周面に固着され、他端側が軸Ｏを中心にして径方向外側に向けて延びている。そして、導波管４は、ＴＥモードの高周波信号を伝搬すると共に、誘電体共振器２と磁界結合する構成となっている。
【００３８】
６は軸対称な有底円筒状をなす第２の金属空洞で、該金属空洞６は、第１の金属空洞１と同様に、円筒状をなす筒部６Ａと筒部６Ａの他端側（図２中の上端側）を閉塞する円板状の底部６Ｂとによって構成され、筒部６Ａの一端側（図２中の下端側）は開口端６Ｃとなって円形開口６Ｄが形成されている。また、第２の金属空洞６は、第１の金属空洞１とほぼ同じ内径寸法、高さ寸法等をもって形成されている。そして、金属空洞６は、金属空洞１の軸Ｏと同軸上に配置され、後述のモータ１２によって軸Ｏを中心として全周に亘って回転可能となっている。
【００３９】
また、金属空洞６と金属空洞１とは、その円形開口６Ｄ，１Ｄ同士が互いに対向するように配置されている。そして、使用周波数帯（動作周波数帯）の真空中の波長をλとしたときに、金属空洞６の開口端６Ｃと金属空洞１の開口端１Ｃ間の間隔寸法Ｌ１は、λ／２未満（Ｌ１＜λ／２）に設定されている。さらに、金属空洞６の開口端６Ｃには、後述のチョーク１１が設けられている。
【００４０】
７は第１の誘電体共振器２とほぼ同じ材料、大きさをもって形成された第２の誘電体共振器で、該誘電体共振器７は、軸対称な略円柱状をなし、軸対称モードとしてＴＥ０１δモードで共振する。また、誘電体共振器７は、棒状をなす低誘電率の支持部材８を介して金属空洞６の底部６Ｂに取付けられ、金属空洞１，６および誘電体共振器２の軸Ｏと同軸上に位置して金属空洞６の内部に配置されている。そして、誘電体共振器７は、例えば樹脂材料、セラミックス材料、またはこれらを混合して焼結した複合材料によって形成され、その誘電率は支持部材８の誘電率よりも高い値に設定されている。
【００４１】
９は金属空洞６の筒部６Ａに取付けられた第２の伝送線路をなす第２の導波管で、該第２の導波管９は、第１の導波管４とほぼ同様に断面四角形の金属角筒からなる導波管によって形成されている。また、導波管９は、その一端側が筒部６Ａに貫通して設けられた結合孔１０を取囲んだ状態で筒部６Ａの外周面に固着され、他端側が軸Ｏを中心にして径方向外側に向けて延びている。そして、導波管９は、ＴＥモードの高周波信号を伝搬すると共に、誘電体共振器７と磁界結合する構成となっている。
【００４２】
１１は金属空洞６の開口端６Ｃに形成されたチョークで、該チョーク１１は、略リング状をなす円形溝によって形成され、円形開口６Ｄの最外周縁から例えばλ／４程度の離間寸法Ｌ２（Ｌ２≒λ／４）をもった位置に配置されている。また、チョーク１１は、例えばλ／４程度の深さ寸法Ｌ３（Ｌ３≒λ／４）をもって金属空洞６の開口端６Ｃから底部６Ｂに向けて凹設されている。これにより、チョーク１１は、金属空洞１，６のうち円形開口１Ｄ，６Ｄの最外周縁付近の部位（図２中のｂ部）を仮想的に短絡している。
【００４３】
１２は金属空洞６の底部６Ｂに取付けられたモータで、該モータ１２は、例えば金属空洞１と一緒にケーシング（図示せず）等に固定され、金属空洞６と共に誘電体共振器７、導波管９等を軸Ｏを中心として全方位に亘って連続的に回転させる構成となっている。これにより、図４に示すように軸Ｏを中心として導波管４，９がなす角度θは０°〜３６０°に亘って変化するものである。
【００４４】
本実施の形態による導波管は上述の如き構成を有するもので、次にその作動について説明する。
【００４５】
まず、第１の導波管４にマイクロ波等の高周波信号を入力すると、この高周波信号はＴＥモードをなして導波管４内を伝搬し、金属空洞１の結合孔５に到達する。このとき、第１の導波管４と第１の誘電体共振器２は結合孔５を通じて磁界結合するから、第１の誘電体共振器２はＴＥ０１δモードで共振する。ここで、第１，第２の誘電体共振器２，７は同軸上に配置されているから、軸対称モードで互いに結合する。このため、第１の誘電体共振器２が共振状態となったときには、第２の誘電体共振器７もＴＥ０１δモードで共振する。そして、第２の誘電体共振器７は、結合孔１０を通じて第２の導波管９と磁界結合するから、第２の導波管９にはＴＥモードの高周波信号が励起される。これにより、第１，第２の導波管４，９は、第１，第２の誘電体共振器２，７を通じて電気的に接続されるものである。
【００４６】
然るに、本実施の形態では、第２の導波管９は磁界結合する第２の誘電体共振器７の軸Ｏを中心に回転するから、導波管９がいずれの位置に回転移動しても軸対称モードで共振する誘電体共振器７と結合することができる。このため、誘電体共振器７と導波管９との電気的接続を保持した状態で誘電体共振器７の軸Ｏを中心として全方位に亘って導波管９を配置でき、該導波管９を通じて全方位に対して高周波信号を入出力することができる。
【００４７】
また、第１，第２の誘電体共振器２，７は同一軸線Ｏ上に配置するから、２段からなる第１，第２の誘電体共振器２，７は、図５に示すように軸Ｏを中心に同じ方向に周回する電界Ｅと軸方向に対して互いに同じ方向の磁界Ｈが形成される偶モードと、図６に示すように軸Ｏを中心に互いに異なる方向に周回する電界Ｅと互いに異なる方向の磁界Ｈが形成される奇モードとの２つのモードで結合可能する。このため、第１，第２の誘電体共振器２，７は共振周波数の異なる２つのモードで結合可能となっているから、従来技術のように１段の共振器を用いた場合に比べて第１，第２の誘電体共振器２，７を通じて伝搬可能となる高周波信号の帯域を広げることができる。
【００４８】
また、第１，第２の誘電体共振器２，７が軸対称モードで互いに結合するから、第２の誘電体共振器７と第２の導波管９とが軸Ｏを中心として一緒に回転しても第１，第２の誘電体共振器２，７の結合状態を維持することができ、固定側の誘電体共振器２、導波管４と分離して、回転側の誘電体共振器７、導波管９等を一体化し、組み立てることができる。
【００４９】
さらに、本実施の形態では、誘電体材料からなる誘電体共振器２，７を用いるから、誘電体内では高周波信号の波長が短縮する波長短縮効果を利用することができ、第１，第２の誘電体共振器２，７およびロータリージョイント全体を小型化することができる。
【００５０】
また、第１，第２の誘電体共振器２，７は、金属空洞１，６の内部にそれぞれ配置し、これら２つの金属空洞１，６はその円形開口１Ｄ，６Ｄが互いに対向して配置する構成としたから、第１，第２の誘電体共振器２，７を金属空洞１，６の円形開口１Ｄ，６Ｄ側を通じて互いに結合させることができる。また、円形開口１Ｄ，６Ｄが互いに対向した２つの金属空洞１，６によって略円柱状の１つの空間を画成することができるから、誘電体共振器２，７周辺の電磁波（高周波信号）を２つの金属空洞１，６内に閉じ込めることができ、誘電体共振器２，７の周囲から外部に向けて電磁波が漏洩するのを防止することができる。
【００５１】
特に、本実施の形態では、２つの金属空洞１，６の間隔寸法Ｌ１はＴＥモードのカットオフとなるλ／２未満に設定したから、金属空洞１，６間の隙間からＴＥモードの電磁波が外部に漏洩することがなくなる。
【００５２】
また、金属空洞６の開口端６Ｃにはチョーク１１を設けたから、チョーク１１によって２つの金属空洞１，６のうち円形開口１Ｄ，６Ｄの外周端縁側（図２中のｂ部）を仮想的の短絡することができる。このため、２つの金属空洞１，６の軸ずれによって平行平板モードの電磁波が生じる傾向があっても、この平行平板モードの電磁波が外部に漏洩するのを防止することができる。
【００５３】
なお、前記第１の実施の形態では、第１，第２の誘電体共振器２，７は、ＴＥ０１δモードで共振するものとしたが、例えばＴＥ０２δモード、ＴＥ０３δモード、ＴＥ０１１＋δモード等のようにＴＥ０１δモードの高次モードで共振する誘電体共振器を用いる構成としてもよい。
【００５４】
また、モータ１２は第２の金属空洞６を全方位に亘って連続的に回転させるものとしたが、例えば１８０度等の任意の角度範囲に亘って金属空洞６を往復動作させる構成としてもよく、任意の角度ステップで回転させるものとしてもよい。
【００５５】
また、モータ１２は第２の金属空洞６と一緒に第２の誘電体共振器７、第２の導波管９を回転させるものとしたが、例えば金属空洞６の筒部６Ａと底部６Ｂとを分離し、導波管９と一緒に筒部６Ａだけを回転させる構成としてもよい。
【００５６】
また、第１，第２の導波管４，９のうち第２の導波管９を回転させる構成としたが、第１の導波管４を回転させる構成としてもよく、第１，第２の導波管４，９の両方を互いに独立して回転させる構成としてもよい。
【００５７】
さらに、前記第１の実施の形態では、伝送線路として導波管４，９を用いる構成としたが、例えば断面四角形の棒状をなした誘電体線路の周囲を四角形の導波管によって覆った非放射性誘電体線路を用いる構成としてもよい。
【００５８】
また、前記第１の実施の形態では、第２の金属空洞６の開口端６Ｃにチョーク１１を設ける構成としたが、第１の金属空洞１の開口端１Ｃにチョークを設けてもよく、第１，第２の金属空洞１，６の両方にチョークを設ける構成としてもよい。
【００５９】
次に、図７および図８は本発明の第２の実施の形態によるロータリージョイントを示し、本実施の形態の特徴は、金属空洞による空洞共振器を用いたことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
【００６０】
２１は軸対称モードとしてＴＥ０１１モードで共振する第１の空洞共振器で、該空洞共振器２１は、軸Ｏを中心として軸対称な有底円筒状をなす金属空洞によって形成されている。そして、空洞共振器２１は、円筒状をなす筒部２１Ａと筒部２１Ａの一端側を閉塞する円板状の底部２１Ｂとからなる金属空洞によって構成されている。
【００６１】
また、筒部２１Ａの他端側は開口端２１Ｃをなすと共に、開口端２１Ｃの内周側には、後述の第２の空洞共振器２３との結合量を調整するリング部材２１Ｄが軸Ｏに向けて突出して設けられている。そして、リング部材２１Ｄの内周側には、円形開口２１Ｅが形成されている。さらに、空洞共振器２１の筒部２１Ａには結合孔２２が貫通して設けられると共に、該結合孔２２を取囲んで第１の導波管４が取付けられている。
【００６２】
２３は軸対称モードとしてＴＥ０１１モードで共振する第２の空洞共振器で、該第２の空洞共振器２３は、第１の空洞共振器２１とほぼ同じ形状、大きさをもった軸対称な有底円筒状をなす金属空洞によって形成されている。そして、空洞共振器２３は、円筒状をなす筒部２３Ａと筒部２３Ａの他端側を閉塞する円板状の底部２３Ｂとからなる金属空洞によって構成されている。
【００６３】
また、筒部２３Ａの一端側は開口端２３Ｃをなすと共に、開口端２３Ｃの内周側にはリング部材２３Ｄが軸Ｏに向けて突出して設けられている。そして、リング部材２３Ｄの内周側には、円形開口２３Ｅが形成されている。さらに、空洞共振器２３の筒部２３Ａには結合孔２４が貫通して設けられると共に、該結合孔２４を取囲んで第２の導波管９が取付けられている。
【００６４】
そして、第２の空洞共振器２３は、第１の空洞共振器２１の軸Ｏと同軸上に配置され、底部２３Ｂに取付けられたモータ１２によって軸Ｏを中心として全周に亘って回転可能となっている。
【００６５】
また、第１，第２の空洞共振器２１，２３とは、その円形開口２１Ｅ，２３Ｅ同士が互いに対向するように配置されている。そして、使用周波数帯の真空中の波長をλとしたときに、空洞共振器２１，２３の開口端２１Ｃ，２３Ｃ間の間隔寸法は、λ／２未満に設定されている。
【００６６】
２５は空洞共振器２３の開口端２３Ｃに形成された第１の実施の形態によるチョーク１１とほぼ同様のチョークで、該チョーク２５は、略リング状をなす円形溝によって形成され、円形開口２３Ｅの最外周縁から例えばλ／４離間した位置に配置されている。また、チョーク２５は、例えばλ／４程度の深さ寸法をもって開口端２３Ｃから底部２３Ｂに向けて凹設されている。
【００６７】
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができるが、本実施の形態では、ＴＥ０１１モードで共振する第１，第２の空洞共振器２１，２３を用いたから、円形開口２１Ｅ，２３Ｅ側を通じて２つの空洞共振器２１，２３を互いに結合させることができる。また、円形開口２１Ｅ，２３Ｅが互いに対向した２つの空洞共振器２１，２３によって略円柱状の１つの空間を画成することができるから、空洞共振器２１，２３内の電磁波（高周波信号）をこれらの内部に閉じ込めることができ、空洞共振器２１，２３の内部から外部に向けて電磁波が漏洩するのを防止することができる。
【００６８】
なお、第２の実施の形態では、第１，第２の空洞共振器２１，２３は、ＴＥ０１１モードで共振するものとしたが、例えばＴＥ０２１モード、ＴＥ０１２モード等のようにＴＥ０１１モードの高次モードで共振する空洞共振器を用いる構成としてもよい。
【００６９】
また、第１，第２の空洞共振器２１，２３の内部には空気等が充填された空間を画成するものとしたが、第１，第２の空洞共振器２１，２３の内部には部分的に誘電体を装荷する構成としてもよい。これにより、誘電体の波長短縮効果を用いて空洞共振器を小型化することができる。
【００７０】
次に、図９および図１０は本発明の第３の実施の形態によるロータリージョイントを示し、本実施の形態の特徴は、第１，第２の伝送線路として同軸線路（同軸ケーブル）を用いたことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
【００７１】
３１は第１の伝送線路をなす第１の同軸線路で、該同軸線路３１は同軸芯線３１Ａと該同軸芯線３１Ａを絶縁材料を挟んで同軸上に取囲む同軸外導体（図示せず）とを有する構成となっている。また、同軸線路３１は、その先端が筒部１Ａに設けられた貫通孔３２内に挿入されて金属空洞１に取付けられている。そして、同軸線路３１の先端は、同軸芯線３１Ａが金属空洞１の内部に突出して結合用ループをなす輪を作ると共に、結合用ループをなす同軸芯線３１Ａの先端は同軸外導体に接続されている。これにより、同軸線路３１は、結合用ループによる磁界形状と誘電体共振器２の磁界形状とを近付けることができ、誘電体共振器２のＴＥモードと磁界結合し易い構成となっている。
【００７２】
３３は第２の伝送線路をなす第２の同軸線路で、該第２の同軸線路３３も、第１の同軸線路３１とほぼ同様に、同軸芯線３３Ａと該同軸芯線３３Ａを絶縁材料を挟んで同軸上に取囲む同軸外導体（図示せず）とを有する構成となっている。また、同軸線路３３は、その先端が筒部６Ａに設けられた貫通孔３４内に挿入されて金属空洞６に取付けられている。さらに、同軸線路３３の先端は、同軸芯線３３Ａが金属空洞６の内部に突出して結合用ループをなす輪を作ると共に、結合用ループをなす同軸芯線３３Ａの先端は同軸外導体に接続されている。
【００７３】
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００７４】
なお、第３の実施の形態では、第１，第２の同軸線路３１，３３の先端は、同軸芯線３１Ａ，３３Ａが金属空洞１，６の内部に突出して結合用ループを形成するものとした。しかし、本発明はこれに限らず、例えば図１１に示す変形例のように、第１，第２の同軸線路３１′，３３′の先端は、同軸芯線３１Ａ′，３３Ａ′が第１，第２の誘電体共振器２，７の外周側円弧面に沿って円弧状に延びると共に、該同軸芯線３１Ａ′，３３Ａ′の先端が開放端となって結合用芯線をなす構成としてもよい。このように、同軸芯線３１Ａ′，３３Ａ′を誘電体共振器２，７に沿って円弧状に延ばした場合でも、誘電体共振器２，７のＴＥモードと同軸線路３１′，３３′を磁界結合し易くすることができる。
【００７５】
次に、図１２は本発明の第４の実施の形態によるロータリージョイントを示し、本実施の形態の特徴は、第１，第２の伝送線路としてマイクロストリップ線路を用いたことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
【００７６】
４１は第１の伝送線路をなす第１のマイクロストリップ線路で、該マイクロストリップ線路４１は誘電体基板４１Ａと該誘電体基板４１Ａの表面に帯状に延びて形成されたストリップ導体４１Ｂとによって構成されている。
【００７７】
また、ストリップ線路４１の先端は、筒部１Ａに設けられた貫通孔４２内に挿通されて金属空洞１に取付けられると共に、軸Ｏから偏心した位置として誘電体共振器２と金属空洞１との間に配置され、円形状をなす誘電体共振器２の接線方向に沿って延びている。これにより、誘電体共振器２の軸対称モード（ＴＥモード）の軸Ｏを通る面内の磁界とマイクロストリップ線路４１のストリップ導体４１Ｂの方向に垂直な面内の磁界とが近付き、相互に結合し易くなっている。
【００７８】
そして、マイクロストリップ線路４１内での高周波信号の波長をλｇとしたときに、マイクロストリップ線路４１の先端は、誘電体共振器２に最接近した位置から例えばλｇ／４だけ突出している。これにより、誘電体共振器２に最接近した位置で磁界が最大となるから、誘電体共振器２とマイクロストリップ線路４１との結合強度を高めることができる。
【００７９】
４３は第２の伝送線路をなす第２のマイクロストリップ線路で、該マイクロストリップ線路４３も、第１のマイクロストリップ線路４１と同様に、誘電体基板４３Ａと該誘電体基板４３Ａの表面に帯状に延びて形成されたストリップ導体４３Ｂとによって構成されている。また、ストリップ線路４３の先端は、筒部６Ａに設けられた貫通孔４４内に挿通されて金属空洞６に取付けられると共に、軸Ｏから偏心した位置として誘電体共振器７と金属空洞６との間に配置され、円形状をなす誘電体共振器７の接線方向に沿って延びている。そして、マイクロストリップ線路４３の先端は、誘電体共振器７に最接近した位置から例えばλｇ／４だけ突出している。
【００８０】
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００８１】
次に、図１３は本発明の第５の実施の形態によるロータリージョイントを示し、本実施の形態の特徴は、回転可能となった第２の導波管の自由端側にはアンテナ（放射器）を取付ける構成としたことにある。なお、本実施の形態では、第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
【００８２】
５１は第２の導波管９の自由端（他端）側に取付けられたホーンアンテナで、該ホーンアンテナ５１は、基端側が導波管９に接続されると共に、先端側に向うに従って漸次拡開した角錐状をなしている。そして、ホーンアンテナ５１には、第１の導波管４に接続された高周波回路（図示せず）から出力された高周波信号が第１，第２の誘電体共振器２，７および導波管９を通じて入力され、この高周波信号を外部に向けて放射（送信）する。また、ホーンアンテナ５１は、外部から入力された高周波信号を受信し、第１，第２の導波管４，９、第１，第２の誘電体共振器２，７を通じて高周波回路に入力するものである。
【００８３】
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができるが、回転可能な第２の導波管９にホーンアンテナ５１を取付けたから、第２の導波管９等と一緒にホーンアンテナ５１を回転させることによって、全方位に亘って高周波信号を放射することが可能となる。
【００８４】
次に、図１４ないし図１６は本発明の第６の実施の形態によるロータリージョイントを示し、本実施の形態の特徴は、第１，第２の共振器を誘電体基板の電極に円形開口を形成したＴＥ０１０共振器によって構成したことにある。
【００８５】
６１は第１の誘電体基板で、該誘電体基板６１は、例えば樹脂材料、セラミックス材料、またはこれらを混合して焼結した複合材料によって平板状に形成され、その両面（表面と裏面）には、導電性の金属薄膜からなる電極６１Ａ，６１Ｂが略全面に亘って形成されている。
【００８６】
６２は第１の誘電体基板６１の中央部側に形成された第１のＴＥ０１０共振器で、該ＴＥ０１０共振器６２は、電極６１Ａ，６１Ｂに互いに対向して形成された円形開口６２Ａ，６２Ｂによって構成されている。そして、ＴＥ０１０共振器６２は、円形開口６２Ａ，６２Ｂの中心軸Ｏに対して軸対称なＴＥ０１０モードで共振する。
【００８７】
６３は第１の誘電体基板６１に形成された第１の伝送線路としての第１の平面誘電体線路（以下、ＰＤＴＬ６３という）で、該ＰＤＴＬ６３は、電極６１Ａ，６１Ｂに互いに対向して形成された帯状のスロット６３Ａ，６３Ｂによって構成されている。そして、ＰＤＴＬ６３は、その一端側がＴＥ０１０共振器６２の近傍に位置すると共に、他端側が外部に向かって延びている。
【００８８】
６４は第２の誘電体基板で、該誘電体基板６４は、第１の誘電体基板６１とほぼ同様に誘電体材料によって平板状に形成され、その両面（表面と裏面）には、導電性の金属薄膜からなる電極６４Ａ，６４Ｂが略全面に亘って形成されている。そして、使用周波数帯の真空中の波長をλとしたときに、第１，第２の誘電体基板６１，６４はλ／２未満の間隔をもって離間して配置されている。
【００８９】
６５は第２の誘電体基板６４の中央部側に形成された第２のＴＥ０１０共振器で、該ＴＥ０１０共振器６５は、電極６４Ａ，６４Ｂに互いに対向して形成された円形開口６５Ａ，６５Ｂによって構成され、これらの円形開口６５Ａ，６５Ｂは第１のＴＥ０１０共振器６２の円形開口６２Ａ，６２Ｂとほぼ同じ内径寸法を有している。
【００９０】
また、第１，第２のＴＥ０１０共振器６２，６５は、中心軸Ｏが同軸となる位置に配設されている。そして、ＴＥ０１０共振器６５は、円形開口６５Ａ，６５Ｂの中心軸Ｏに対して軸対称なＴＥ０１０モードで共振すると共に、ＴＥ０１０共振器６２と軸対称モードで結合する。
【００９１】
６６は第２の誘電体基板６４に形成された第２の伝送線路としての第２の平面誘電体線路（以下、ＰＤＴＬ６６という）で、該ＰＤＴＬ６６は、電極６４Ａ，６４Ｂに互いに対向して形成された帯状のスロット６６Ａ，６６Ｂによって構成されている。そして、ＰＤＴＬ６６は、その一端側がＴＥ０１０共振器６５の近傍に位置すると共に、他端側が外部に向かって延びている。
【００９２】
６７は第１，第２の誘電体基板６１，６４に形成された不要モード伝搬阻止回路で、該不要モード伝搬阻止回路６７は、第１，第２の誘電体基板６１，６４の内部で誘電体基板６１，６４と水平な方向に伝搬する不要モード（スプリアスモード）または第１，第２の誘電体基板６１，６４の間で誘電体基板６１，６４と水平な方向に伝搬する不要モードにそれぞれ結合し、不要モードの伝搬を阻止する導体パターンによって形成されている。
【００９３】
そして、この導体パターンは、例えば特開２０００−１０１３０１号公報に記載されたように、不要モードの電磁波の波長よりも短い間隔を隔てた複数のマイクロストリップ状線路によって構成される。
【００９４】
また、他の導体パターンとして、静電容量を生じさせる電極と、該電極に接続されインダクタを構成する複数の線路とによって構成したものを用いてもよい。この場合、電極の静電容量と線路のインダクタンスとを組合せることによって導体パターンが低域通過フィルタとして作用するものである。
【００９５】
そして、不要モード伝搬阻止回路６７は、基本となる導体パターンを多数個敷き詰めることによって形成され、第１，第２のＴＥ０１０共振器６２，６５および第１，第２のＰＤＴＬ６３，６６の周囲を除いて第１，第２の誘電体基板６１，６４の両面にそれぞれ配置されている。
【００９６】
６８は支持部材６９を介して第２の誘電体基板６４に取付けられたモータで、該モータ６８は、第１，第２のＴＥ０１０共振器６２，６５の軸Ｏを中心として第２の誘電体基板６４を全方位に亘って回転させるものである。ここで、支持部材６９は、誘電体基板６４と略平行な状態で離間した支持板６９Ａと支持板６９Ａと誘電体基板６４を接続する支持脚６９Ｂとによって構成されている。そして、モータ６８は、支持板６９Ａのほぼ中心位置に取付けられている。
【００９７】
かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。しかし、本実施の形態では、誘電体基板６１，６４の電極６１Ａ，６１Ｂ，６４Ａ，６４Ｂに円形開口６２Ａ，６２Ｂ，６５Ａ，６５Ｂを形成したＴＥ０１０共振器６２，６５を用いる構成としたから、誘電体基板６１，６４の波長短縮効果によって小型化、低背化することができる。また、ＴＥ０１０共振器６２，６５は誘電体基板６１，６４に円形開口６２Ａ，６２Ｂ，６５Ａ，６５Ｂを有する電極６１Ａ，６１Ｂ，６４Ａ，６４Ｂを形成することによって構成されるから、導波管、空洞共振器等の立体的な回路を用いる場合に比べて、簡略な平面的な構造となり、低コスト化できると共に、量産性を向上させることができる。
【００９８】
特に、本実施の形態では、１枚の誘電体基板６１，６４に共振器６２，６５とＰＤＴＬ６３，６６を容易に一体化して形成することができるから、製造コストを低くし量産性を向上できると共に、共振器６２，６５とＰＤＴＬ６３，６６との間から電磁波が漏洩するのを防ぐことができる。
【００９９】
また、誘電体基板６１，６４間の間隔寸法はＴＥモードのカットオフとなるλ／２未満に設定するから、誘電体基板６１，６４間の隙間からＴＥモードの電磁波が外部に漏洩することがなくなる。
【０１００】
さらに、第１，第２の誘電体基板６１，６４には不要モード伝搬阻止回路６７を設けるから、各誘電体基板６１，６４内に発生する不要モードとなる平行平板モードの電磁波が外部に漏洩するのを防止できる。
【０１０１】
特に、本実施の形態では、第１，第２の誘電体基板６１，６４のうち互いに対向する面（第１の誘電体基板６１の表面と第２の誘電体基板６４の裏面）に不要モード伝搬阻止回路６７を設けるから、２つのＴＥ０１０共振器６２，６５の軸ずれによって平行平板モードの電磁波が生じる傾向があっても、この平行平板モードの電磁波の伝搬を不要モード伝搬阻止回路６７によって阻止することができ、平行平板モードの電磁波が２つの誘電体基板間６１，６４の隙間から外部に漏洩するのを防止することができる。
【０１０２】
なお、第６の実施の形態では、第１，第２の誘電体基板６１，６４の両面に電極６１Ａ，６１Ｂ，６４Ａ，６４Ｂを形成する構成としたが、例えば裏面側の電極６１Ｂ，６４Ｂを省く構成としてもよい。
【０１０３】
また、第６の実施の形態では、伝送線路として両面にスロット６３Ａ，６３Ｂ，６６Ａ，６６Ｂが形成されたＰＤＴＬ６３，６６を用いる構成としたが、片面のみにスロットが形成されたスロット線路を用いる構成としてもよい。
【０１０４】
さらに、第６の実施の形態では、ＴＥ０１０モードで共振するＴＥ０１０共振器６２，６５を用いる構成としたが、例えばＴＥ０２０モード等のようにＴＥ０１０モードの高次モードで共振する共振器を用いる構成としてもよい。
【０１０５】
次に、図１７および図１８は本発明の第７の実施の形態によるロータリージョイントを示し、本実施の形態の特徴は、回転可能となった第２の誘電体基板にはアンテナ（放射器）を形成する構成としたことにある。なお、本実施の形態では、第６の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
【０１０６】
７１は第２の誘電体基板６４に形成されたテーパスロットアンテナで、該テーパスロットアンテナ７１は、誘電体基板６４の両面にそれぞれ形成された略三角形状のテーパスロット７１Ａ，７１Ｂによって形成され、その基端側がＰＤＴＬ６６に接続されると共に、先端側に向うに従って漸次拡開したテーパ形状をなしている。
【０１０７】
そして、テーパスロットアンテナ７１には、第１のＰＤＴＬ６３に接続された高周波回路（図示せず）から出力された高周波信号が第１，第２のＴＥ０１０共振器６２，６５およびＰＤＴＬ６６を通じて入力され、この高周波信号を外部に向けて放射（送信）する。また、テーパスロットアンテナ７１は、外部から入力された高周波信号を受信し、第１，第２のＰＤＴＬ６３，６６、第１，第２のＴＥ０１０共振器６２，６５を通じて高周波回路に入力するものである。
【０１０８】
かくして、本実施の形態でも第６の実施の形態と同様の作用効果を得ることができるが、回転可能な第２の誘電体基板６４にテーパスロットアンテナ７１を一体的に形成したから、第２のＰＤＴＬ６６等と一緒にテーパスロットアンテナ７１を回転させることによって、全方位に亘って高周波信号を放射することが可能となる。
【０１０９】
なお、本実施の形態では、回転可能な第２の誘電体基板６４にテーパスロットアンテナ７１を形成するものとしたが、固定された第１の誘電体基板６１に高周波回路を形成する構成としてもよい。これにより、ロータリージョイント全体を小型化、低背化でき、その構成を簡略化して低コスト化できると共に、量産性を向上することができる。
【０１１０】
次に、図１９は本発明の第８の実施の形態を示し、本実施の形態の特徴は、本発明のロータリージョイントを用いてレーダ装置を構成したことにある。
【０１１１】
８１はレーダ装置で、該レーダ装置８１は、電圧制御発振器８２と、該電圧制御発振器８２に増幅器８３、サーキュレータ８４を介して接続されたアンテナ８５と、該アンテナ８５から受信した信号を中間周波信号ＩＦにダウンコンバートするためにサーキュレータ８４に接続されたミキサ８６とによって概略構成されている。また、増幅器８３とサーキュレータ８４との間には方向性結合器８７が接続して設けられ、この方向性結合器８７によって電力分配された信号は、ミキサ８６にローカル信号として入力される。
【０１１２】
そして、これら電圧制御発振器８２、増幅器８３、サーキュレータ８４、ミキサ８６等の間は、例えば導波管、同軸線路、マイクロストリップ線路、平面誘電体線路（ＰＤＴＬ）等の伝送線路８８によって接続され、サーキュレータ８４とアンテナ８５との間には、第１ないし第７の実施の形態によるロータリージョイント８９が取付けられている。
【０１１３】
本実施の形態によるレーダ装置は上述の如き構成を有するもので、電圧制御発振器８２から出力された発振信号は増幅器８３によって増幅され、方向性結合器８７およびサーキュレータ８４を経由して、送信信号としてアンテナ８５から送信される。一方、アンテナ８５から受信された受信信号はサーキュレータ８４を通じてミキサ８６に入力されると共に、方向性結合器８７によるローカル信号を用いてダウンコンバートされ、中間周波信号ＩＦとして出力される。
【０１１４】
かくして、本実施の形態によれば、アンテナ８５にロータリージョイント８９を接続したから、ロータリージョイント８９を用いてアンテナ８５を回転させることによって全方位に対して高周波信号を送信または受信することができる。また、本発明によるロータリージョイント８９を用いるから、送信または受信できる高周波信号の帯域を広げることができ、広帯域の高周波信号を用いて対象物を検索することができる。
【０１１５】
なお、前記第８の実施の形態では、サーキュレータ８４とアンテナ８５との間に本発明によるロータリージョイント８８を取付ける構成としたが、例えば第７の実施の形態による第１の誘電体基板６１に高周波回路として電圧制御発振器８２、増幅器８３、サーキュレータ８４、ミキサ８６および方向性結合器８７を形成し、これらをＰＤＴＬを用いて接続する構成としてもよい。
【０１１６】
【発明の効果】
以上詳述した如く、請求項１の発明によれば、第１，第２の共振器に第１，第２の伝送線路がそれぞれ結合し、軸対称な共振モードを有する第１，第２の共振器を同軸上に配置すると共に、前記第１，第２の伝送線路のうち少なくともいずれか一方の伝送線路は前記第１，第２の共振器の軸を中心に回転する構成としたから、軸対称モードで互いに結合する第１，第２の共振器を通じて第１，第２の伝送線路間で高周波信号を伝搬させることができる。また、第１，第２の伝送線路のうち回転可能な伝送線路は、結合対象となる共振器の軸を中心に回転するから、共振器と伝送線路との電気的接続を保持した状態で共振器の軸を中心として全方位に亘って伝送線路を配置でき、該伝送線路を通じて全方位に対して高周波信号を入出力することができる。
【０１１７】
さらに、第１，第２の共振器は同一軸線上に配置するから、第１，第２の共振器は偶モードと奇モードとの２つのモードで結合する。このため、第１，第２の共振器は共振周波数の異なる２つのモードで結合可能となっているから、１段の共振器を用いた場合に比べて第１，第２の共振器を通じて伝搬可能となる高周波信号の帯域を広げることができる。
【０１１８】
この場合、請求項２の発明のように、第１，第２の伝送線路は第１，第２の共振器にそれぞれ取付けられ、第１，第２の伝送線路のうち少なくともいずれか一方の伝送線路は当該伝送線路が取付けられた共振器と一緒に軸を中心として回転する構成としてもよい。
【０１１９】
請求項３の発明によれば、第１，第２の共振器をＴＥ０１δモードまたはその高次モードで共振する誘電体共振器によって構成したから、誘電体内では高周波信号の波長が短縮する波長短縮効果が生じるから、第１，第２の共振器を小型化することができる。
【０１２０】
請求項４の発明によれば、第１，第２の誘電体共振器は円形開口を有する軸対称な金属空洞の内部にそれぞれ配置し、これら２つの金属空洞はその円形開口が互いに対向して配置したから、誘電体共振器周辺の電磁波（高周波信号）を金属空洞内に閉じ込めることができ、誘電体共振器の周囲から電磁波が漏洩するのを防止することができる。
【０１２１】
請求項５の発明によれば、第１，第２の共振器は、円形開口を有する軸対称な金属空洞によって形成されＴＥ０１１モードまたはその高次モードで共振する空洞共振器によって構成し、該第１，第２の空洞共振器はその円形開口が互いに対向して配置したから、第１，第２の空洞共振器内に電磁波（高周波信号）を閉じ込めることができ、空洞共振器の内部から電磁波が漏洩するのを防止することができる。
【０１２２】
請求項６の発明によれば、第１，第２の金属空洞の間隔寸法はＴＥモードのカットオフとなるλ／２未満に設定するから、２つの金属空洞間の隙間からＴＥモードの電磁波が外部に漏洩することがなくなる。また、２つの金属空洞のうち少なくともいずれか一方の開口側にはチョークを設けるから、該チョークによって２つの金属空洞の円形開口端を仮想的の短絡することができる。このため、２つの金属空洞の軸ずれによって平行平板モードの電磁波が生じる傾向があっても、この平行平板モードの電磁波が外部に漏洩するのを防止することができる。
【０１２３】
請求項７の発明によれば、第１，第２の伝送線路は非放射性誘電体線路、導波管、同軸線路またはマイクロストリップ線路によって構成したから、複数種類の線路を用いることができ、設計自由度が向上すると共に、既存の線路に対しても接続することができ、適用範囲を広げることができる。
【０１２４】
請求項８の発明によれば、第１，第２の共振器は、ＴＥ０１０共振器またはその高次モード共振器によって構成したから、ＴＥ０１０共振器またはその高次モード共振器は、例えば誘電体基板の両面に電極を形成すると共に、該両面に電極に互いに対向した円形開口を形成することによって構成することができ、誘電体基板の波長短縮効果によって小型化、低背化することができる。また、ＴＥ０１０共振器等は誘電体基板に平板状（薄膜状）の電極を形成することによって構成されるから、導波管、空洞共振器等の立体的な回路を用いる場合に比べて、簡略な平面的な構造となり、低コスト化できると共に、量産性を向上させることができる。
【０１２５】
請求項９の発明によれば、第１，第２の伝送線路は、誘電体基板の両面に互いに対向したスロットが形成された平面誘電体線路または片面にスロットが形成されたスロット線路によって構成し、第１の共振器と第１の伝送線路とは第１の誘電体基板に一緒に形成し、第２の共振器と第２の伝送線路とは第２の誘電体基板に一緒に形成したから、例えば誘電体基板に両面に電極を形成すると共に、該電極にスロット、円形開口等を形成することによって伝送線路や共振器を構成することができる。このため、１枚の誘電体基板に伝送線路と共振器を容易に一体化して形成することができ、製造コストを低くし量産性を向上できると共に、伝送線路と共振器との間から電磁波が漏洩するのを防ぐことができる。また、誘電体基板の波長短縮効果によって伝送線路および共振器を小型化することができる。
【０１２６】
請求項１０の発明によれば、第１，第２の誘電体基板間の間隔寸法はＴＥモードのカットオフとなるλ／２未満に設定するから、２つの誘電体基板間の隙間からＴＥモードの電磁波が外部に漏洩することがなくなる。また、第１，第２の誘電体基板には不要モード伝搬阻止回路を設けるから、各誘電体基板内に発生する不要モードとなる平行平板モードの電磁波が外部に漏洩するのを防止できる。さらに、第１，第２の誘電体基板のうち互いに対向する面に不要モード伝搬阻止回路を設けることによって、２つの誘電体基板の軸ずれによって平行平板モードの電磁波が生じる傾向があっても、この平行平板モードの電磁波が２つの誘電体基板間の隙間から外部に漏洩するのを防止することができる。
【０１２７】
請求項１１の発明によれば、第１の伝送線路は、第１の共振器の軸に対して固定して設けられると共に、その端部側に高周波回路が接続され、第２の伝送線路は、第２の共振器の軸に対して回転可能に設けられると共に、その端部側にアンテナが接続される構成としたから、高周波回路は第１の伝送線路を高周波信号を出力することができると共に、回転可能な第２の伝送線路に設けられたアンテナを通じて任意の一方向に対して高周波信号を放射することができる。
【０１２８】
請求項１２の発明によれば、第１の誘電体基板は、第１の共振器の軸に対して固定して設けられると共に、第１の伝送線路の端部側に高周波回路を形成し、第２の誘電体基板は、第２の共振器の軸に対して回転可能に設けられると共に、第２の伝送線路の端部側にアンテナを形成する構成としたから、高周波回路は第１の伝送線路を高周波信号を出力することができると共に、回転可能な第２の伝送線路に設けられたアンテナを通じて任意の一方向に対して高周波信号を放射することができる。また、第１の誘電体基板に高周波回路を形成すると共に、第２の誘電体基板にアンテナを形成するから、装置全体を小型化、低背化でき、構成を簡略化して低コスト化できると共に、量産性を向上することができる。
【０１２９】
請求項１３の発明によれば、第１の伝送線路はアンテナと一緒に連続的または任意の角度ステップで回転する構成としたから、任意の角度範囲または全方位に対して電磁波を放射することができる。
【０１３０】
請求項１４の発明のように、本発明によるロータリージョイントを用いたレーダ装置を構成したから、送信または受信できる高周波信号の帯域を広げることができ、広帯域の高周波信号を用いて対象物を検索することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態によるロータリージョイントを示す斜視図である。
【図２】図１中のロータリージョイントを示す縦断面図である。
【図３】図２中のａ部を拡大して示す要部拡大断面図である。
【図４】図２中の矢示ＩＶ−ＩＶ方向からみた横断面図である。
【図５】第１，第２の誘電体共振器が偶モードで結合している状態を示す斜視図である。
【図６】第１，第２の誘電体共振器が奇モードで結合している状態を示す斜視図である。
【図７】第２の実施の形態によるロータリージョイントを示す斜視図である。
【図８】図２中のロータリージョイントを示す縦断面図である。
【図９】第３の実施の形態によるロータリージョイントを示す斜視図である。
【図１０】図９中の矢示Ｘ−Ｘ方向からみた横断面図である。
【図１１】変形例によるロータリージョイントを図１０と同様位置からみた横断面図である。
【図１２】第４の実施の形態によるロータリージョイントを図１０と同様位置からみた横断面図である。
【図１３】第５の実施の形態によるロータリージョイントを示す斜視図である。
【図１４】第６の実施の形態によるロータリージョイントを示す斜視図である。
【図１５】図１４中のロータリージョイントを分解して示す分解斜視図である。
【図１６】図１４中の第２の誘電体基板を示す平面図である。
【図１７】第７の実施の形態によるロータリージョイントをモータ等を省略して示す斜視図である。
【図１８】図１７中の第２の誘電体基板を示す平面図である。
【図１９】第８の実施の形態によるレーダ装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 第１の金属空洞
２ 第１の誘電体共振器
４ 第１の導波管
６ 第２の金属空洞
７ 第２の誘電体共振器
９ 第２の導波管
１１，２５ チョーク
１２ モータ
２１ 第１の空洞共振器
２３ 第２の空洞共振器
３１，３１′ 第１の同軸線路
３３，３３′ 第２の同軸線路
４１ 第１のマイクロストリップ線路
４３ 第２のマイクロストリップ線路
５１ ホーンアンテナ
６１ 第１の誘電体基板
６２ 第１のＴＥ０１０共振器
６３ 第１の平面誘電体線路
６４ 第２の誘電体基板
６５ 第２のＴＥ０１０共振器
６６ 第２の平面誘電体線路
６７ 不要モード伝搬阻止回路
７１ テーパスロットアンテナ
８１ レーダ装置
８９ ロータリージョイント[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a rotary joint suitable for transmitting a high-frequency signal such as a microwave or a millimeter wave and scanning a radiation beam in all directions, and a radar apparatus including the rotary joint.
[0002]
[Prior art]
In general, a first waveguide is connected to a side surface of a cylindrical cavity resonator as a rotary joint that freely changes an angle between an input direction and an output direction of a high-frequency signal, and a second waveguide is connected to an upper end surface of the cavity resonator. Are connected (for example, see Patent Document 1).
[0003]
[Patent Document 1]
JP-A-10-322101
[0004]
In such a rotary joint according to the prior art, the cavity resonator resonates in the TE011 mode in which the cavity is axially symmetric, and the second waveguide is rotatably mounted around the cylindrical axis of the cavity resonator. . Thereby, the microwave input from the first waveguide is resonated in the cavity resonator, is output from the rotatable second waveguide, and can be radiated in all directions. Has become.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the above-described rotary joint according to the related art, the first and second waveguides are connected using a single-stage cavity resonator, and the cavity resonator resonates in a single TE011 mode. Therefore, the high-frequency signal propagated from the first waveguide to the second waveguide is limited to a signal in a frequency band capable of resonating in the TE011 mode in the cavity resonator. For this reason, there is a problem that the band of a high-frequency signal that can be propagated is narrow, and it is difficult to apply to a radar device that radiates a high-frequency signal of a wide band.
[0006]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in consideration of the above-described problems of the related art, and has as its object to provide a rotary joint and a radar device capable of transmitting a wideband high-frequency signal.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, a rotary joint according to the present invention includes a first resonator having an axially symmetric resonance mode, a first transmission line coupled to the first resonator, A second resonator which is located on the same axis as the first resonator and has an axially symmetric resonance mode, and a second transmission line coupled to the second resonator; At least one of the two transmission lines is configured to rotate around the axis of the first and second resonators.
[0008]
With this configuration, the first transmission line is coupled to the first resonator, the second transmission line is coupled to the second resonator, and the first and second resonators are axially symmetric. Since they are coupled to each other in the mode, a high-frequency signal can be propagated between the first and second transmission lines through the first and second resonators. Further, among the first and second transmission lines, the rotatable transmission line rotates around the axis of the resonator to be coupled, so that the transmission line is rotationally moved to any position in the axially symmetric mode. It can be coupled to a resonator that resonates. Therefore, the transmission line can be arranged in all directions around the axis of the resonator while maintaining the electrical connection between the resonator and the transmission line, and high-frequency signals can be input and output in all directions through the transmission line. can do.
[0009]
Furthermore, since the first and second resonators are arranged on the same axis, the two-stage first and second resonators have an even mode in which magnetic fields in the same direction are formed with respect to the axial direction. And an odd mode in which magnetic fields in different directions are formed. For this reason, the first and second resonators can be coupled in two modes having different resonance frequencies, so that the first and second resonators propagate through the first and second resonators as compared with the case where a single-stage resonator is used. It is possible to widen the band of a possible high-frequency signal.
[0010]
In the invention of claim 2, the first and second transmission lines are respectively attached to the first and second resonators, and at least one of the first and second transmission lines is connected to the transmission line. Is configured to rotate about an axis together with the attached resonator.
[0011]
In this case, since the first and second resonators are coupled to each other in the axially symmetric mode, even if the transmission line rotates together with the resonators, the first and second transmissions are performed through the first and second resonators. Tracks can be electrically connected.
[0012]
A third aspect of the present invention resides in that the first and second resonators are constituted by dielectric resonators that resonate in a TE01δ mode or a higher-order mode thereof.
[0013]
As a result, a wavelength shortening effect of shortening the wavelength of the high-frequency signal occurs in the dielectric, so that the first and second resonators can be reduced in size.
[0014]
According to the fourth aspect of the present invention, the first and second resonators are constituted by dielectric resonators that resonate in the TE01δ mode or a higher-order mode thereof, and the first and second dielectric resonators have circular openings. The two metal cavities are respectively arranged inside the axially symmetric metal cavities, the circular openings of which are arranged opposite to each other.
[0015]
Thereby, the first and second dielectric resonators are coupled to each other through the circular opening side of the metal cavity. Further, the electromagnetic wave (high-frequency signal) around the dielectric resonator can be confined in the metal cavity, and leakage of the electromagnetic wave from around the dielectric resonator can be prevented.
[0016]
In the invention according to claim 5, the first and second resonators are formed by a cavity resonator formed of an axially symmetric metal cavity having a circular aperture and resonating in the TE011 mode or a higher-order mode thereof. The second cavity resonator has its circular openings arranged to face each other.
[0017]
Thereby, the first and second cavity resonators are coupled to each other through the circular opening side of the metal cavity. In addition, the electromagnetic waves (high-frequency signals) can be confined in the first and second cavity resonators arranged opposite to each other, and leakage of the electromagnetic waves from inside the cavity resonators can be prevented.
[0018]
In the invention according to claim 6, when the wavelength in a vacuum in the operating frequency band is λ, the distance between the two metal cavities is set to be smaller than λ / 2, and the opening of at least one of the two metal cavities is set. The side is provided with a choke that suppresses unnecessary wave leakage.
[0019]
Accordingly, the interval between the metal cavities is set to be smaller than λ / 2, which is the cutoff of the TE mode, so that the electromagnetic wave of the TE mode does not leak to the outside from the gap between the metal cavities. In addition, since the choke is provided on at least one of the two metal cavities, the circular opening ends of the two metal cavities can be virtually short-circuited by the choke. Therefore, even if there is a tendency that an electromagnetic wave in the parallel plate mode is generated due to the axial displacement between the two metal cavities, it is possible to prevent the electromagnetic wave in the parallel plate mode from leaking to the outside.
[0020]
In the invention of claim 7, the first and second transmission lines are constituted by a nonradiative dielectric line, a waveguide, a coaxial line or a microstrip line.
[0021]
As a result, a plurality of types of lines can be used, the degree of freedom in design can be improved, and connection can be made to existing lines, so that the applicable range can be expanded.
[0022]
In the invention of claim 8, the first and second resonators are constituted by a TE010 resonator or a higher-order mode resonator thereof.
[0023]
In this case, the TE010 resonator or its higher-order mode resonator is formed, for example, by forming electrodes on both sides of a dielectric substrate and forming circular openings facing the electrodes on both sides of the dielectric substrate. The size and height can be reduced by the wavelength shortening effect of the substrate. Further, since the TE010 resonator or the like is formed by forming a plate-like (thin-film) electrode on a dielectric substrate, it is simpler than a case where a three-dimensional circuit such as a waveguide or a cavity resonator is used. A planar structure can be achieved, and cost can be reduced, and mass productivity can be improved.
[0024]
According to the ninth aspect of the present invention, the first and second transmission lines are formed of a planar dielectric line having slots facing each other on both sides of a dielectric substrate or a slot line having a slot formed on one side. The first resonator and the first transmission line are formed together on a first dielectric substrate, and the second resonator and the second transmission line are formed together on a second dielectric substrate. .
[0025]
Thus, for example, a transmission line and a resonator can be formed by forming electrodes on both sides of a dielectric substrate and forming slots, circular openings, and the like in the electrodes, so that transmission to one dielectric substrate can be achieved. The line and the resonator can be easily integrated and formed, so that the manufacturing cost can be reduced and the mass productivity can be improved, and the leakage of electromagnetic waves from between the transmission line and the resonator can be prevented. Further, the transmission line and the resonator can be miniaturized by the wavelength shortening effect of the dielectric substrate.
[0026]
According to the tenth aspect of the present invention, when the wavelength in a vacuum of the operating frequency band is λ, the distance between the first and second dielectric substrates is set to be less than λ / 2, An unnecessary mode propagation blocking circuit for suppressing unnecessary modes is provided on a portion of the dielectric substrate other than the resonator and the transmission line.
[0027]
As a result, the distance between the two dielectric substrates is set to less than λ / 2, which is the cutoff of the TE mode, so that the electromagnetic waves of the TE mode do not leak to the outside from the gap between the dielectric substrates. In addition, since the unnecessary mode propagation blocking circuit is provided on the first and second dielectric substrates, it is possible to prevent the parallel plate mode electromagnetic waves, which are unnecessary modes generated in each dielectric substrate, from leaking to the outside. Further, by providing the unnecessary mode propagation blocking circuits on the surfaces of the first and second dielectric substrates that face each other, even if the two dielectric substrates tend to generate parallel plate mode electromagnetic waves due to axial misalignment, It is possible to prevent the electromagnetic waves in the parallel plate mode from leaking outside from the gap between the two dielectric substrates.
[0028]
According to the eleventh aspect, the first transmission line is fixedly provided with respect to the axis of the first resonator, a high-frequency circuit is connected to an end thereof, and the second transmission line is connected to the first transmission line. The two resonators are provided so as to be rotatable with respect to the axis, and an antenna is connected to an end of the two resonators.
[0029]
Accordingly, the high-frequency circuit can output a high-frequency signal through the first transmission line, and can radiate the high-frequency signal in an arbitrary direction through an antenna provided on the rotatable second transmission line. it can.
[0030]
In the twelfth aspect, the first dielectric substrate is provided fixed to the axis of the first resonator, and forms a high-frequency circuit on the end side of the first transmission line. The dielectric substrate is provided so as to be rotatable with respect to the axis of the second resonator, and has an antenna formed on the end side of the second transmission line.
[0031]
Accordingly, the high-frequency circuit can output a high-frequency signal through the first transmission line, and can radiate the high-frequency signal in an arbitrary direction through an antenna provided on the rotatable second transmission line. it can. In addition, since the high-frequency circuit is formed on the first dielectric substrate and the antenna is formed on the second dielectric substrate, the entire device can be reduced in size and height, and the configuration can be simplified and the cost can be reduced. , Mass productivity can be improved.
[0032]
According to a thirteenth aspect of the present invention, the first transmission line is configured to rotate continuously or at an arbitrary angle step together with the antenna. Thereby, electromagnetic waves can be emitted in an arbitrary angle range or all directions.
[0033]
Further, a radar apparatus using the rotary joint according to the present invention may be configured as in the fourteenth aspect.
[0034]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a transmission line according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
[0035]
First, FIGS. 1 to 6 show a rotary joint according to a first embodiment. In the drawings, reference numeral 1 denotes a first metal cavity having a bottomed cylindrical shape that is axially symmetric about an axis O. Is constituted by a cylindrical tube portion 1A and a disk-shaped bottom portion 1B closing one end side (lower end portion in FIG. 2) of the cylindrical portion 1A, and the other end side of the tube portion 1A (in FIG. 2). A circular opening 1D is formed on the upper end side) as an opening end 1C.
[0036]
Reference numeral 2 denotes a first dielectric resonator which has an axially symmetrical substantially cylindrical shape and resonates in a TE01δ mode as an axially symmetric mode. The dielectric resonator 2 is provided via a rod-shaped support member 3 having a low dielectric constant. It is attached to the bottom 1B of the metal cavity 1 and is located inside the metal cavity 1 so as to be coaxial with the axis O of the metal cavity 1. The dielectric resonator 2 is formed of, for example, a resin material, a ceramic material, or a composite material obtained by mixing and sintering them, and the dielectric constant is set to a value higher than the dielectric constant of the support member 3. .
[0037]
Reference numeral 4 denotes a first waveguide which forms a first transmission line attached to the cylindrical portion 1A of the metal cavity 1, and the first waveguide 4 is a waveguide formed of a metal square tube having a square cross section. Is formed. Further, the waveguide 4 is fixed to the outer peripheral surface of the cylindrical portion 1A with one end thereof surrounding a coupling hole 5 provided through the cylindrical portion 1A. It extends outward in the direction. The waveguide 4 is configured to propagate a TE-mode high-frequency signal and magnetically couple with the dielectric resonator 2.
[0038]
Reference numeral 6 denotes a second metal cavity having an axially symmetric bottomed cylindrical shape. Like the first metal cavity 1, the metal cavity 6 has a cylindrical cylindrical portion 6A and the other end of the cylindrical portion 6A ( A circular bottom 6B is formed by a disc-shaped bottom 6B that closes the upper end (in FIG. 2), and one end (lower end in FIG. 2) of the cylindrical portion 6A becomes an open end 6C. . Further, the second metal cavity 6 is formed to have substantially the same inner diameter, height, and the like as the first metal cavity 1. The metal cavity 6 is arranged coaxially with the axis O of the metal cavity 1 and is rotatable around the axis O by a motor 12 described later over the entire circumference.
[0039]
Further, the metal cavity 6 and the metal cavity 1 are arranged such that the circular openings 6D and 1D face each other. When the wavelength in vacuum of the operating frequency band (operating frequency band) is λ, the distance L1 between the opening end 6C of the metal cavity 6 and the opening end 1C of the metal cavity 1 is less than λ / 2 (L1 <Λ / 2). Further, a choke 11 described later is provided at the open end 6C of the metal cavity 6.
[0040]
Reference numeral 7 denotes a second dielectric resonator formed of substantially the same material and size as the first dielectric resonator 2. The dielectric resonator 7 has a substantially cylindrical shape that is axially symmetric, and has an axially symmetric mode. And resonates in the TE01δ mode. The dielectric resonator 7 is attached to the bottom 6B of the metal cavity 6 via a rod-shaped support member 8 having a low dielectric constant, and is coaxial with the axes O of the metal cavities 1 and 6 and the dielectric resonator 2. And located inside the metal cavity 6. The dielectric resonator 7 is formed of, for example, a resin material, a ceramic material, or a composite material obtained by mixing and sintering them, and the dielectric constant is set to a value higher than the dielectric constant of the support member 8. .
[0041]
Reference numeral 9 denotes a second waveguide forming a second transmission line attached to the cylindrical portion 6A of the metal cavity 6, and the second waveguide 9 has a cross section substantially similar to that of the first waveguide 4. It is formed by a waveguide made of a square metal square tube. The waveguide 9 is fixed to the outer peripheral surface of the cylindrical portion 6A with one end of the waveguide 9 surrounding a coupling hole 10 provided through the cylindrical portion 6A, and the other end of the waveguide 9 has a diameter around the axis O. It extends outward in the direction. The waveguide 9 is configured to propagate a high-frequency signal in the TE mode and magnetically couple with the dielectric resonator 7.
[0042]
Reference numeral 11 denotes a choke formed at the opening end 6C of the metal cavity 6. The choke 11 is formed by a substantially ring-shaped circular groove, and has a distance L2 (for example, about λ / 4) from the outermost peripheral edge of the circular opening 6D. L2 ≒ λ / 4). The choke 11 has a depth L3 (L3 ≒ λ / 4) of, for example, about λ / 4, and is recessed from the open end 6C of the metal cavity 6 toward the bottom 6B. As a result, the choke 11 virtually short-circuits the portions (portion b in FIG. 2) of the metal cavities 1 and 6 near the outermost peripheral edges of the circular openings 1D and 6D.
[0043]
Reference numeral 12 denotes a motor mounted on the bottom 6B of the metal cavity 6. The motor 12 is fixed to a casing (not shown) or the like together with the metal cavity 1, for example. The tube 9 and the like are continuously rotated around the axis O in all directions. Thus, as shown in FIG. 4, the angle θ formed by the waveguides 4 and 9 about the axis O varies from 0 ° to 360 °.
[0044]
The waveguide according to the present embodiment has the above-described configuration, and its operation will be described next.
[0045]
First, when a high-frequency signal such as a microwave is input to the first waveguide 4, the high-frequency signal propagates in the waveguide 4 in the TE mode and reaches the coupling hole 5 of the metal cavity 1. At this time, since the first waveguide 4 and the first dielectric resonator 2 are magnetically coupled through the coupling hole 5, the first dielectric resonator 2 resonates in the TE01δ mode. Here, since the first and second dielectric resonators 2 and 7 are arranged coaxially, they are coupled to each other in an axially symmetric mode. Therefore, when the first dielectric resonator 2 enters a resonance state, the second dielectric resonator 7 also resonates in the TE01δ mode. Since the second dielectric resonator 7 is magnetically coupled to the second waveguide 9 through the coupling hole 10, a high-frequency signal of a TE mode is excited in the second waveguide 9. Thus, the first and second waveguides 4 and 9 are electrically connected through the first and second dielectric resonators 2 and 7.
[0046]
However, in the present embodiment, since the second waveguide 9 rotates around the axis O of the second dielectric resonator 7 that is magnetically coupled, the waveguide 9 rotates and moves to any position. Can also be coupled to the dielectric resonator 7 that resonates in an axially symmetric mode. Therefore, the waveguide 9 can be arranged in all directions around the axis O of the dielectric resonator 7 while maintaining the electrical connection between the dielectric resonator 7 and the waveguide 9. High-frequency signals can be input and output in all directions through the tube 9.
[0047]
Further, since the first and second dielectric resonators 2 and 7 are arranged on the same axis O, the first and second dielectric resonators 2 and 7 having two stages are arranged as shown in FIG. An even mode in which an electric field E circling in the same direction about the axis O and a magnetic field H in the same direction with respect to the axial direction, and an electric field circulating in different directions about the axis O as shown in FIG. The coupling can be performed in two modes, E and an odd mode in which magnetic fields H in different directions are formed. For this reason, the first and second dielectric resonators 2 and 7 can be coupled in two modes having different resonance frequencies. The band of a high-frequency signal that can be propagated through the first and second dielectric resonators 2 and 7 can be expanded.
[0048]
In addition, since the first and second dielectric resonators 2 and 7 are coupled to each other in an axially symmetric mode, the second dielectric resonator 7 and the second waveguide 9 are together about the axis O. The coupled state of the first and second dielectric resonators 2 and 7 can be maintained even when rotated, and is separated from the fixed-side dielectric resonator 2 and the waveguide 4 to form the rotating-side dielectric resonator. The resonator 7, the waveguide 9, and the like can be integrated and assembled.
[0049]
Furthermore, in the present embodiment, since the dielectric resonators 2 and 7 made of a dielectric material are used, the wavelength shortening effect of shortening the wavelength of the high-frequency signal in the dielectric can be used. The dielectric resonators 2 and 7 and the entire rotary joint can be reduced in size.
[0050]
Further, the first and second dielectric resonators 2 and 7 are arranged inside the metal cavities 1 and 6, respectively, and these two metal cavities 1 and 6 are arranged so that their circular openings 1D and 6D face each other. With this configuration, the first and second dielectric resonators 2 and 7 can be coupled to each other through the circular openings 1D and 6D of the metal cavities 1 and 6. In addition, since the two metal cavities 1 and 6 in which the circular openings 1D and 6D face each other can define one substantially cylindrical space, electromagnetic waves (high-frequency signals) around the dielectric resonators 2 and 7 can be transmitted. It can be confined in the two metal cavities 1 and 6, and leakage of electromagnetic waves from the surroundings of the dielectric resonators 2 and 7 to the outside can be prevented.
[0051]
In particular, in the present embodiment, the interval dimension L1 between the two metal cavities 1 and 6 is set to be smaller than λ / 2, which is a cutoff of the TE mode. No leakage to the outside.
[0052]
In addition, since the choke 11 is provided at the opening end 6C of the metal cavity 6, the outer peripheral edge side (b portion in FIG. 2) of the circular openings 1D and 6D of the two metal cavities 1 and 6 is virtually formed by the choke 11. Can be short-circuited. For this reason, even if there is a tendency that an electromagnetic wave in the parallel plate mode tends to be generated due to the axial deviation between the two metal cavities 1 and 6, it is possible to prevent the electromagnetic wave in the parallel plate mode from leaking to the outside.
[0053]
In the first embodiment, the first and second dielectric resonators 2 and 7 resonate in the TE01δ mode. However, the first and second dielectric resonators 2 and 7 resonate in the TE01δ mode, the TE03δ mode, the TE011 + δ mode, and the like. A configuration using a dielectric resonator that resonates in a higher-order mode may be used.
[0054]
Further, although the motor 12 is configured to continuously rotate the second metal cavity 6 in all directions, the motor 12 may be configured to reciprocate the metal cavity 6 over an arbitrary angle range such as 180 degrees. , May be rotated at an arbitrary angle step.
[0055]
The motor 12 rotates the second dielectric resonator 7 and the second waveguide 9 together with the second metal cavity 6. For example, the motor 12 rotates the cylindrical portion 6 </ b> A and the bottom 6 </ b> B of the metal cavity 6. May be separated and only the cylindrical portion 6A is rotated together with the waveguide 9.
[0056]
Although the second waveguide 9 among the first and second waveguides 4 and 9 is rotated, the first waveguide 4 may be rotated. The two waveguides 4 and 9 may be configured to rotate independently of each other.
[0057]
Furthermore, in the first embodiment, the waveguides 4 and 9 are used as the transmission lines. However, for example, the dielectric waveguide having a rectangular cross section and having a rod shape is covered with a rectangular waveguide. A configuration using a radiative dielectric line may be used.
[0058]
In the first embodiment, the choke 11 is provided at the opening end 6C of the second metal cavity 6, but the choke may be provided at the opening end 1C of the first metal cavity 1. A configuration may be adopted in which chokes are provided in both the first and second metal cavities 1 and 6.
[0059]
Next, FIGS. 7 and 8 show a rotary joint according to a second embodiment of the present invention, which is characterized in that a cavity resonator using a metal cavity is used. Note that, in the present embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0060]
Reference numeral 21 denotes a first cavity resonator that resonates in the TE011 mode as an axially symmetric mode. The cavity resonator 21 is formed of a metal cavity having a bottomed cylindrical shape that is axisymmetric about the axis O. The cavity resonator 21 is formed of a metal cavity including a cylindrical tube portion 21A and a disk-shaped bottom portion 21B closing one end of the tube portion 21A.
[0061]
Further, the other end of the cylindrical portion 21A forms an open end 21C, and a ring member 21D for adjusting a coupling amount with a second cavity resonator 23 described below is provided on the axis O on the inner peripheral side of the open end 21C. It is provided protruding toward. A circular opening 21E is formed on the inner peripheral side of the ring member 21D. Further, a coupling hole 22 is provided through the cylindrical portion 21 </ b> A of the cavity resonator 21, and the first waveguide 4 is attached so as to surround the coupling hole 22.
[0062]
Reference numeral 23 denotes a second cavity resonator that resonates in the TE011 mode as an axially symmetric mode. The second cavity resonator 23 has an axially symmetric shape having substantially the same shape and size as the first cavity resonator 21. It is formed by a metal cavity having a bottom cylindrical shape. The cavity resonator 23 is formed of a metal cavity including a cylindrical cylindrical portion 23A and a disk-shaped bottom portion 23B closing the other end of the cylindrical portion 23A.
[0063]
One end of the cylindrical portion 23A forms an open end 23C, and a ring member 23D is provided on the inner peripheral side of the open end 23C so as to protrude toward the axis O. A circular opening 23E is formed on the inner peripheral side of the ring member 23D. Further, a coupling hole 24 is provided through the cylindrical portion 23A of the cavity resonator 23, and the second waveguide 9 is attached so as to surround the coupling hole 24.
[0064]
The second cavity resonator 23 is arranged coaxially with the axis O of the first cavity resonator 21 and is rotatable around the entire axis O around the axis O by the motor 12 attached to the bottom portion 23B. Has become.
[0065]
Further, the first and second cavity resonators 21 and 23 are arranged such that the circular openings 21E and 23E face each other. When the wavelength in vacuum of the operating frequency band is λ, the interval between the open ends 21C and 23C of the cavity resonators 21 and 23 is set to be smaller than λ / 2.
[0066]
Reference numeral 25 denotes a choke formed at the open end 23C of the cavity resonator 23, which is substantially the same as the choke 11 according to the first embodiment. The choke 25 is formed by a circular groove having a substantially ring shape. For example, it is arranged at a position separated by λ / 4 from the outermost peripheral edge. The choke 25 is recessed from the opening end 23C toward the bottom 23B with a depth dimension of, for example, about λ / 4.
[0067]
As described above, the same operation and effect as those of the first embodiment can be obtained in the present embodiment. However, in the present embodiment, the first and second cavity resonators 21 and 23 that resonate in the TE011 mode are used. Therefore, the two cavity resonators 21 and 23 can be coupled to each other through the circular openings 21E and 23E. Further, since one cavity having a substantially cylindrical shape can be defined by the two cavity resonators 21 and 23 in which the circular openings 21E and 23E are opposed to each other, electromagnetic waves (high-frequency signals) in the cavity resonators 21 and 23 are transmitted. It can be confined inside these, and it is possible to prevent electromagnetic waves from leaking from inside the cavity resonators 21 and 23 to the outside.
[0068]
In the second embodiment, the first and second cavity resonators 21 and 23 resonate in the TE011 mode. However, for example, a higher-order mode of the TE011 mode such as a TE021 mode or a TE012 mode may be used. May be used.
[0069]
Although the space filled with air or the like is defined inside the first and second cavity resonators 21 and 23, the inside of the first and second cavity resonators 21 and 23 is formed. A configuration in which a dielectric is partially loaded may be adopted. Thereby, the cavity resonator can be miniaturized by using the wavelength shortening effect of the dielectric.
[0070]
Next, FIGS. 9 and 10 show a rotary joint according to a third embodiment of the present invention, which is characterized in that coaxial lines (coaxial cables) are used as the first and second transmission lines. It is in. Note that, in the present embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0071]
Reference numeral 31 denotes a first coaxial line which forms a first transmission line. The coaxial line 31 includes a coaxial core 31A and an outer coaxial conductor (not shown) surrounding the coaxial core 31A coaxially with an insulating material interposed therebetween. Configuration. Further, the coaxial line 31 is attached to the metal cavity 1 with its tip inserted into a through hole 32 provided in the cylindrical portion 1A. At the end of the coaxial line 31, the coaxial core 31A protrudes into the metal cavity 1 to form a loop forming a coupling loop, and the end of the coaxial core 31A forming the coupling loop is connected to an outer coaxial conductor. . Accordingly, the coaxial line 31 can make the magnetic field shape of the coupling resonator and the magnetic field shape of the dielectric resonator 2 close to each other, so that the magnetic field coupling with the TE mode of the dielectric resonator 2 is easily performed.
[0072]
Reference numeral 33 denotes a second coaxial line which forms a second transmission line. The second coaxial line 33 is also provided with a coaxial core 33A and an insulating material sandwiched between the coaxial core 33A in substantially the same manner as the first coaxial line 31. It has a configuration having an outer coaxial conductor (not shown) that surrounds on the same axis. The coaxial line 33 is attached to the metal cavity 6 with its tip inserted into a through hole 34 provided in the cylindrical portion 6A. Further, at the tip of the coaxial line 33, the coaxial core wire 33A protrudes into the metal cavity 6 to form a loop that forms a coupling loop, and the tip of the coaxial core wire 33A that forms the coupling loop is connected to an outer coaxial conductor. .
[0073]
Thus, in the present embodiment, the same operation and effect as in the first embodiment can be obtained.
[0074]
In the third embodiment, the ends of the first and second coaxial lines 31 and 33 have coaxial core wires 31A and 33A projecting into the metal cavities 1 and 6 to form a coupling loop. . However, the present invention is not limited to this. For example, as in a modified example shown in FIG. 11, the ends of the first and second coaxial lines 31 'and 33' are coaxial core wires 31A 'and 33A'. The two dielectric resonators 2 and 7 may be configured to extend in an arc shape along the outer peripheral arc surface, and the coaxial core wires 31A 'and 33A' may be open ends to form a coupling core wire. Thus, even when the coaxial core wires 31A 'and 33A' are extended in an arc along the dielectric resonators 2 and 7, the TE mode of the dielectric resonators 2 and 7 and the coaxial lines 31 'and 33' Bonding can be facilitated.
[0075]
Next, FIG. 12 shows a rotary joint according to a fourth embodiment of the present invention, which is characterized in that microstrip lines are used as the first and second transmission lines. Note that, in the present embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0076]
Reference numeral 41 denotes a first microstrip line constituting a first transmission line. The microstrip line 41 is constituted by a dielectric substrate 41A and a strip conductor 41B formed in a band shape on the surface of the dielectric substrate 41A. ing.
[0077]
Further, the tip of the strip line 41 is inserted into a through hole 42 provided in the cylindrical portion 1A and attached to the metal cavity 1, and the position between the dielectric resonator 2 and the metal cavity 1 is set to be eccentric from the axis O. The dielectric resonator 2 has a circular shape and extends along a tangential direction of the dielectric resonator 2. As a result, the magnetic field in the plane passing through the axis O of the axially symmetric mode (TE mode) of the dielectric resonator 2 and the magnetic field in the plane perpendicular to the direction of the strip conductor 41B of the microstrip line 41 approach each other and are mutually coupled. It is easy to do.
[0078]
When the wavelength of the high-frequency signal in the microstrip line 41 is λg, the tip of the microstrip line 41 protrudes from the position closest to the dielectric resonator 2 by, for example, λg / 4. Thereby, the magnetic field is maximized at a position closest to the dielectric resonator 2, so that the coupling strength between the dielectric resonator 2 and the microstrip line 41 can be increased.
[0079]
Reference numeral 43 denotes a second microstrip line constituting a second transmission line. The microstrip line 43 is also formed in a strip shape on the surface of the dielectric substrate 43A and the dielectric substrate 43A, like the first microstrip line 41. And an elongated strip conductor 43B. Further, the tip of the strip line 43 is inserted into a through hole 44 provided in the cylindrical portion 6A and attached to the metal cavity 6, and the position between the dielectric resonator 7 and the metal cavity 6 is eccentric from the axis O. The dielectric resonator 7 is disposed between the first and second dielectric resonators 7 and extends in a tangential direction of the dielectric resonator 7 having a circular shape. The tip of the microstrip line 43 protrudes, for example, by λg / 4 from the position closest to the dielectric resonator 7.
[0080]
Thus, in the present embodiment, the same operation and effect as in the first embodiment can be obtained.
[0081]
Next, FIG. 13 shows a rotary joint according to a fifth embodiment of the present invention. The feature of this embodiment is that an antenna (radiator) is provided at the free end of the rotatable second waveguide. ). Note that, in the present embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0082]
Reference numeral 51 denotes a horn antenna attached to the free end (the other end) of the second waveguide 9. The horn antenna 51 has a proximal end connected to the waveguide 9 and gradually becomes closer to the distal end. It has an expanded pyramid shape. The horn antenna 51 receives a high-frequency signal output from a high-frequency circuit (not shown) connected to the first waveguide 4 with the first and second dielectric resonators 2 and 7 and the waveguide. 9 and radiates (transmits) this high-frequency signal to the outside. The horn antenna 51 receives a high-frequency signal input from the outside and inputs the high-frequency signal to the high-frequency circuit through the first and second waveguides 4 and 9 and the first and second dielectric resonators 2 and 7. Things.
[0083]
Thus, in the present embodiment, the same operation and effect as those of the first embodiment can be obtained. However, since the horn antenna 51 is attached to the rotatable second waveguide 9, the second waveguide 9 can be obtained. By rotating the horn antenna 51 together with the above, a high-frequency signal can be emitted in all directions.
[0084]
Next, FIGS. 14 to 16 show a rotary joint according to a sixth embodiment of the present invention. The feature of this embodiment is that a circular opening is formed in the electrodes of the dielectric substrate by using the first and second resonators. That is, it is constituted by the formed TE010 resonator.
[0085]
Reference numeral 61 denotes a first dielectric substrate. The dielectric substrate 61 is formed in a flat plate shape from, for example, a resin material, a ceramic material, or a composite material obtained by mixing and sintering them. The electrodes 61A and 61B made of a conductive metal thin film are formed over substantially the entire surface.
[0086]
Reference numeral 62 denotes a first TE010 resonator formed on the center side of the first dielectric substrate 61. The TE010 resonator 62 has circular openings 62A and 62B formed opposite to the electrodes 61A and 61B. It is configured. Then, the TE010 resonator 62 resonates in a TE010 mode that is axially symmetric with respect to the center axis O of the circular openings 62A and 62B.
[0087]
Reference numeral 63 denotes a first planar dielectric line (hereinafter, referred to as PDTL 63) as a first transmission line formed on the first dielectric substrate 61. The PDTL 63 is formed to face the electrodes 61A and 61B. It is constituted by strip-shaped slots 63A and 63B. The PDTL 63 has one end located near the TE010 resonator 62 and the other end extending outward.
[0088]
Reference numeral 64 denotes a second dielectric substrate. The dielectric substrate 64 is formed of a dielectric material in substantially the same manner as the first dielectric substrate 61 in a flat plate shape. The electrodes 64A and 64B made of a metal thin film are formed over substantially the entire surface. The first and second dielectric substrates 61 and 64 are spaced apart from each other with an interval of less than λ / 2, where λ is a wavelength in a vacuum in a use frequency band.
[0089]
Reference numeral 65 denotes a second TE010 resonator formed at the center of the second dielectric substrate 64. The TE010 resonator 65 has circular openings 65A and 65B formed opposite to the electrodes 64A and 64B. The circular openings 65A and 65B have substantially the same inner diameter as the circular openings 62A and 62B of the first TE010 resonator 62.
[0090]
Further, the first and second TE010 resonators 62 and 65 are arranged at positions where the central axis O is coaxial. Then, the TE010 resonator 65 resonates in the TE010 mode axially symmetric with respect to the center axis O of the circular openings 65A and 65B, and is coupled to the TE010 resonator 62 in the axially symmetric mode.
[0091]
Reference numeral 66 denotes a second planar dielectric line (hereinafter, referred to as PDTL 66) as a second transmission line formed on the second dielectric substrate 64. The PDTL 66 is formed to face the electrodes 64A and 64B. It is constituted by strip-shaped slots 66A and 66B. The PDTL 66 has one end located near the TE010 resonator 65 and the other end extending outward.
[0092]
Reference numeral 67 denotes an unnecessary mode propagation blocking circuit formed on the first and second dielectric substrates 61 and 64. The unnecessary mode propagation blocking circuit 67 has a dielectric inside the first and second dielectric substrates 61 and 64. An unnecessary mode (spurious mode) that propagates in a direction horizontal to the body substrates 61 and 64 or an unnecessary mode that propagates in a direction horizontal to the dielectric substrates 61 and 64 between the first and second dielectric substrates 61 and 64 Each of them is formed by a conductor pattern that couples and prevents propagation of an unnecessary mode.
[0093]
Then, this conductor pattern is constituted by a plurality of microstrip-shaped lines separated by a distance shorter than the wavelength of the unnecessary mode electromagnetic wave, as described in, for example, JP-A-2000-101301.
[0094]
Further, as another conductor pattern, a conductor pattern formed of an electrode for generating capacitance and a plurality of lines connected to the electrode and forming an inductor may be used. In this case, the conductor pattern functions as a low-pass filter by combining the capacitance of the electrode and the inductance of the line.
[0095]
The unnecessary mode propagation blocking circuit 67 is formed by laying a large number of basic conductor patterns and excluding the periphery of the first and second TE010 resonators 62 and 65 and the first and second PDTLs 63 and 66. Are disposed on both surfaces of the first and second dielectric substrates 61 and 64, respectively.
[0096]
Reference numeral 68 denotes a motor mounted on a second dielectric substrate 64 via a support member 69. The motor 68 is provided with a second dielectric material about the axis O of the first and second TE010 resonators 62 and 65. The substrate 64 is rotated in all directions. Here, the support member 69 includes a support plate 69A that is spaced apart in a state substantially parallel to the dielectric substrate 64, and support legs 69B that connect the support plate 69A and the dielectric substrate 64. Further, the motor 68 is attached to a substantially central position of the support plate 69A.
[0097]
Thus, in the present embodiment, the same operation and effect as in the first embodiment can be obtained. However, in the present embodiment, since the TE010 resonators 62 and 65 in which the circular openings 62A, 62B, 65A and 65B are formed in the electrodes 61A, 61B, 64A and 64B of the dielectric substrates 61 and 64 are used. The wavelength reduction effect of the body substrates 61 and 64 can reduce the size and height. Further, since the TE010 resonators 62 and 65 are formed by forming electrodes 61A, 61B, 64A and 64B having circular openings 62A, 62B, 65A and 65B in the dielectric substrates 61 and 64, the waveguide and the cavity are formed. Compared to the case where a three-dimensional circuit such as a resonator is used, the structure becomes simpler and planar, so that the cost can be reduced and the mass productivity can be improved.
[0098]
In particular, in the present embodiment, the resonators 62 and 65 and the PDTLs 63 and 66 can be easily integrated with one dielectric substrate 61 and 64, so that the manufacturing cost can be reduced and the mass productivity can be improved. At the same time, it is possible to prevent electromagnetic waves from leaking from between the resonators 62 and 65 and the PDTLs 63 and 66.
[0099]
In addition, since the distance between the dielectric substrates 61 and 64 is set to be smaller than λ / 2, which is a cutoff of the TE mode, electromagnetic waves in the TE mode may leak to the outside through the gap between the dielectric substrates 61 and 64. Disappears.
[0100]
Further, since the unnecessary mode propagation blocking circuit 67 is provided on the first and second dielectric substrates 61 and 64, the electromagnetic wave of the parallel plate mode, which is generated in the dielectric substrates 61 and 64 and becomes unnecessary mode, leaks to the outside. Can be prevented.
[0101]
In particular, in the present embodiment, the unnecessary mode is provided on the surfaces of the first and second dielectric substrates 61 and 64 facing each other (the front surface of the first dielectric substrate 61 and the rear surface of the second dielectric substrate 64). Since the propagation blocking circuit 67 is provided, even if there is a tendency that a parallel plate mode electromagnetic wave is generated due to an axis shift between the two TE010 resonators 62 and 65, the propagation of the parallel plate mode electromagnetic wave is blocked by the unnecessary mode propagation blocking circuit 67. Therefore, it is possible to prevent the parallel plate mode electromagnetic wave from leaking to the outside through the gap between the two dielectric substrates 61 and 64.
[0102]
In the sixth embodiment, the electrodes 61A, 61B, 64A, 64B are formed on both surfaces of the first and second dielectric substrates 61, 64. However, for example, the electrodes 61B, 64B on the back side are formed. The configuration may be omitted.
[0103]
In the sixth embodiment, the PDTLs 63 and 66 in which the slots 63A, 63B, 66A and 66B are formed on both sides are used as the transmission lines, but the slot lines in which the slots are formed only on one side are used. It may be.
[0104]
Further, in the sixth embodiment, the configuration using the TE010 resonators 62 and 65 that resonate in the TE010 mode is used. However, the configuration using the resonator that resonates in the higher-order mode of the TE010 mode such as the TE020 mode is used. Is also good.
[0105]
17 and 18 show a rotary joint according to a seventh embodiment of the present invention. The feature of this embodiment is that an antenna (radiator) is provided on the rotatable second dielectric substrate. Is formed. In this embodiment, the same components as those in the sixth embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0106]
Reference numeral 71 denotes a tapered slot antenna formed in the second dielectric substrate 64. The tapered slot antenna 71 is formed by substantially triangular tapered slots 71A and 71B formed on both surfaces of the dielectric substrate 64, respectively. The proximal end is connected to the PDTL 66, and has a tapered shape that gradually expands toward the distal end.
[0107]
A high-frequency signal output from a high-frequency circuit (not shown) connected to the first PDTL 63 is input to the tapered slot antenna 71 through the first and second TE010 resonators 62 and 65 and the PDTL 66. Emit (transmit) high-frequency signals to the outside. The tapered slot antenna 71 receives a high-frequency signal input from the outside and inputs the signal to the high-frequency circuit through the first and second PDTLs 63 and 66 and the first and second TE010 resonators 62 and 65. .
[0108]
Thus, the present embodiment can provide the same operation and effect as the sixth embodiment. However, since the tapered slot antenna 71 is integrally formed on the rotatable second dielectric substrate 64, the second embodiment By rotating the tapered slot antenna 71 together with the PDTL 66 or the like, a high-frequency signal can be emitted in all directions.
[0109]
In the present embodiment, the tapered slot antenna 71 is formed on the rotatable second dielectric substrate 64, but a high frequency circuit may be formed on the fixed first dielectric substrate 61. Good. As a result, the entire rotary joint can be reduced in size and height, the configuration thereof can be simplified and the cost can be reduced, and the mass productivity can be improved.
[0110]
Next, FIG. 19 shows an eighth embodiment of the present invention. The feature of the present embodiment lies in that a radar device is configured using the rotary joint of the present invention.
[0111]
Reference numeral 81 denotes a radar device. The radar device 81 includes a voltage controlled oscillator 82, an antenna 85 connected to the voltage controlled oscillator 82 via an amplifier 83 and a circulator 84, and a signal received from the antenna 85 as an intermediate frequency signal. And a mixer 86 connected to a circulator 84 for down-conversion to an IF. Further, a directional coupler 87 is connected and provided between the amplifier 83 and the circulator 84, and a signal whose power is distributed by the directional coupler 87 is input to a mixer 86 as a local signal.
[0112]
The voltage controlled oscillator 82, the amplifier 83, the circulator 84, the mixer 86, and the like are connected by a transmission line 88 such as a waveguide, a coaxial line, a microstrip line, and a plane dielectric line (PDTL). The rotary joint 89 according to the first to seventh embodiments is mounted between the antenna 84 and the antenna 85.
[0113]
The radar device according to the present embodiment has the above-described configuration. The oscillation signal output from the voltage-controlled oscillator 82 is amplified by the amplifier 83, passes through the directional coupler 87 and the circulator 84, and is transmitted as a transmission signal. It is transmitted from the antenna 85. On the other hand, the received signal received from the antenna 85 is input to the mixer 86 through the circulator 84, is down-converted using the local signal by the directional coupler 87, and is output as the intermediate frequency signal IF.
[0114]
Thus, according to the present embodiment, since the rotary joint 89 is connected to the antenna 85, high-frequency signals can be transmitted or received in all directions by rotating the antenna 85 using the rotary joint 89. In addition, since the rotary joint 89 according to the present invention is used, the band of a high-frequency signal that can be transmitted or received can be widened, and an object can be searched using a high-frequency signal of a wide band.
[0115]
In the eighth embodiment, the rotary joint 88 according to the present invention is mounted between the circulator 84 and the antenna 85. However, for example, the first dielectric substrate 61 according to the seventh embodiment is A voltage controlled oscillator 82, an amplifier 83, a circulator 84, a mixer 86, and a directional coupler 87 may be formed as circuits, and these may be connected using PDTL.
[0116]
【The invention's effect】
As described in detail above, according to the first aspect of the present invention, the first and second transmission lines are respectively coupled to the first and second resonators, and the first and second transmission lines have an axially symmetric resonance mode. Since the resonator is arranged coaxially, and at least one of the first and second transmission lines is configured to rotate about the axis of the first and second resonators, A high-frequency signal can be propagated between the first and second transmission lines through the first and second resonators coupled to each other in the axially symmetric mode. In addition, the rotatable transmission line of the first and second transmission lines rotates about the axis of the resonator to be coupled, so that the resonance occurs while maintaining the electrical connection between the resonator and the transmission line. The transmission line can be arranged in all directions around the axis of the container, and high-frequency signals can be input and output in all directions through the transmission line.
[0117]
Furthermore, since the first and second resonators are arranged on the same axis, the first and second resonators are coupled in two modes, an even mode and an odd mode. For this reason, the first and second resonators can be coupled in two modes having different resonance frequencies, so that the first and second resonators propagate through the first and second resonators as compared with the case where a single-stage resonator is used. It is possible to widen the band of a possible high-frequency signal.
[0118]
In this case, the first and second transmission lines are attached to the first and second resonators, respectively, and at least one of the first and second transmission lines is transmitted. The line may be configured to rotate about an axis together with the resonator to which the transmission line is attached.
[0119]
According to the third aspect of the present invention, since the first and second resonators are constituted by the dielectric resonators that resonate in the TE01δ mode or a higher-order mode thereof, the wavelength shortening effect that the wavelength of the high-frequency signal is shortened in the dielectric. Therefore, the first and second resonators can be downsized.
[0120]
According to the fourth aspect of the present invention, the first and second dielectric resonators are respectively arranged inside the axially symmetric metal cavities having the circular openings, and these two metal cavities have the circular openings facing each other. With the arrangement, the electromagnetic wave (high-frequency signal) around the dielectric resonator can be confined in the metal cavity, and leakage of the electromagnetic wave from around the dielectric resonator can be prevented.
[0121]
According to the invention of claim 5, the first and second resonators are formed by a cavity resonator formed of an axially symmetric metal cavity having a circular aperture and resonating in the TE011 mode or a higher-order mode thereof. Since the first and second cavity resonators are arranged with their circular openings opposed to each other, electromagnetic waves (high-frequency signals) can be confined in the first and second cavity resonators, and the electromagnetic waves from inside the cavity resonators can be confined. Can be prevented from leaking.
[0122]
According to the invention of claim 6, since the interval between the first and second metal cavities is set to be smaller than λ / 2 which is a cutoff of the TE mode, the electromagnetic wave of the TE mode is generated from the gap between the two metal cavities. No leakage to the outside. In addition, since the choke is provided on at least one of the two metal cavities, the circular opening ends of the two metal cavities can be virtually short-circuited by the choke. Therefore, even if there is a tendency that an electromagnetic wave in the parallel plate mode is generated due to the axial displacement between the two metal cavities, it is possible to prevent the electromagnetic wave in the parallel plate mode from leaking to the outside.
[0123]
According to the invention of claim 7, since the first and second transmission lines are constituted by a nonradiative dielectric line, a waveguide, a coaxial line or a microstrip line, a plurality of types of lines can be used, and The degree of freedom is improved, and connection to an existing line is possible, so that the applicable range can be expanded.
[0124]
According to the invention of claim 8, since the first and second resonators are constituted by the TE010 resonator or its higher-order mode resonator, the TE010 resonator or its higher-order mode resonator is, for example, a dielectric substrate. In addition, electrodes can be formed on both sides of the substrate, and circular openings facing each other can be formed on both sides of the electrodes, and the size and height can be reduced by the wavelength shortening effect of the dielectric substrate. Further, since the TE010 resonator or the like is formed by forming a plate-like (thin-film) electrode on a dielectric substrate, it is simpler than a case where a three-dimensional circuit such as a waveguide or a cavity resonator is used. A planar structure can be achieved, and cost can be reduced, and mass productivity can be improved.
[0125]
According to the ninth aspect of the present invention, the first and second transmission lines are each formed of a planar dielectric line having opposing slots formed on both surfaces of a dielectric substrate or a slot line having slots formed on one surface. , The first resonator and the first transmission line are formed together on a first dielectric substrate, and the second resonator and the second transmission line are formed together on a second dielectric substrate. Therefore, for example, a transmission line or a resonator can be formed by forming electrodes on both surfaces of a dielectric substrate and forming slots, circular openings, and the like in the electrodes. For this reason, the transmission line and the resonator can be easily integrated on one dielectric substrate, and the manufacturing cost can be reduced and the mass productivity can be improved. In addition, electromagnetic waves can be generated between the transmission line and the resonator. Leakage can be prevented. Further, the transmission line and the resonator can be miniaturized by the wavelength shortening effect of the dielectric substrate.
[0126]
According to the tenth aspect of the present invention, the distance between the first and second dielectric substrates is set to be smaller than λ / 2, which is a cutoff of the TE mode. Electromagnetic wave does not leak outside. In addition, since the unnecessary mode propagation blocking circuit is provided on the first and second dielectric substrates, it is possible to prevent the parallel plate mode electromagnetic waves, which are unnecessary modes generated in each dielectric substrate, from leaking to the outside. Further, by providing the unnecessary mode propagation blocking circuits on the surfaces of the first and second dielectric substrates that face each other, even if the two dielectric substrates tend to generate parallel plate mode electromagnetic waves due to axial misalignment, It is possible to prevent the electromagnetic waves in the parallel plate mode from leaking outside from the gap between the two dielectric substrates.
[0127]
According to the eleventh aspect, the first transmission line is provided fixed to the axis of the first resonator, a high-frequency circuit is connected to an end thereof, and the second transmission line is , The antenna is connected to the end of the second resonator, and the high-frequency circuit can output a high-frequency signal through the first transmission line. In addition, a high-frequency signal can be radiated in an arbitrary direction through an antenna provided on the rotatable second transmission line.
[0128]
According to the twelfth aspect, the first dielectric substrate is provided fixed to the axis of the first resonator, and forms a high-frequency circuit on the end side of the first transmission line. The second dielectric substrate is provided so as to be rotatable with respect to the axis of the second resonator, and the antenna is formed on the end side of the second transmission line. A high-frequency signal can be output from the transmission line, and the high-frequency signal can be emitted in an arbitrary direction through an antenna provided on the rotatable second transmission line. In addition, since the high-frequency circuit is formed on the first dielectric substrate and the antenna is formed on the second dielectric substrate, the entire device can be reduced in size and height, and the configuration can be simplified and the cost can be reduced. , Mass productivity can be improved.
[0129]
According to the thirteenth aspect, since the first transmission line is configured to rotate continuously or at an arbitrary angle step together with the antenna, it is possible to radiate electromagnetic waves in an arbitrary angle range or all directions. it can.
[0130]
Since the radar apparatus using the rotary joint according to the present invention is configured as in the fourteenth aspect of the present invention, the band of a high-frequency signal that can be transmitted or received can be widened, and an object is searched using the wide-band high-frequency signal. be able to.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view showing a rotary joint according to a first embodiment.
FIG. 2 is a longitudinal sectional view showing a rotary joint in FIG.
FIG. 3 is an enlarged cross-sectional view showing a main part of FIG.
FIG. 4 is a cross-sectional view as viewed from the direction of arrows IV-IV in FIG. 2;
FIG. 5 is a perspective view showing a state in which first and second dielectric resonators are coupled in an even mode.
FIG. 6 is a perspective view showing a state in which first and second dielectric resonators are coupled in an odd mode.
FIG. 7 is a perspective view showing a rotary joint according to a second embodiment.
FIG. 8 is a longitudinal sectional view showing a rotary joint in FIG. 2;
FIG. 9 is a perspective view showing a rotary joint according to a third embodiment.
FIG. 10 is a cross-sectional view as viewed from the direction indicated by arrows XX in FIG. 9;
FIG. 11 is a cross-sectional view of a rotary joint according to a modification viewed from the same position as in FIG. 10;
FIG. 12 is a cross-sectional view of a rotary joint according to a fourth embodiment as viewed from the same position as in FIG.
FIG. 13 is a perspective view showing a rotary joint according to a fifth embodiment.
FIG. 14 is a perspective view showing a rotary joint according to a sixth embodiment.
FIG. 15 is an exploded perspective view showing an exploded view of the rotary joint in FIG. 14;
FIG. 16 is a plan view showing a second dielectric substrate in FIG.
FIG. 17 is a perspective view showing a rotary joint according to a seventh embodiment without a motor or the like;
18 is a plan view showing a second dielectric substrate in FIG.
FIG. 19 is a block diagram showing a radar device according to an eighth embodiment.
[Explanation of symbols]
1 First metal cavity
2 First dielectric resonator
4 First waveguide
6 Second metal cavity
7. Second dielectric resonator
9 Second waveguide
11,25 chalk
12 motor
21 First cavity resonator
23 Second cavity resonator
31, 31 'first coaxial line
33, 33 'second coaxial line
41 1st microstrip line
43 Second Microstrip Line
51 Horn antenna
61 First Dielectric Substrate
62 First TE010 Resonator
63 1st planar dielectric line
64 Second dielectric substrate
65 Second TE010 Resonator
66 Second planar dielectric line
67 Unnecessary mode propagation prevention circuit
71 Tapered slot antenna
81 Radar system
89 Rotary joint

Claims (14)

軸対称な共振モードを有する第１の共振器と、
該第１の共振器に結合する第１の伝送線路と、
前記第１の共振器と同一軸線上に位置して軸対称な共振モードを有する第２の共振器と、
該第２の共振器に結合する第２の伝送線路とからなり、
前記第１，第２の伝送線路のうち少なくともいずれか一方の伝送線路は前記第１，第２の共振器の軸を中心に回転する構成としてなるロータリージョイント。A first resonator having an axially symmetric resonance mode;
A first transmission line coupled to the first resonator;
A second resonator having an axially symmetric resonance mode located on the same axis as the first resonator;
A second transmission line coupled to the second resonator,
A rotary joint, wherein at least one of the first and second transmission lines is configured to rotate about the axis of the first and second resonators. 前記第１，第２の伝送線路は前記第１，第２の共振器にそれぞれ取付けられ、前記第１，第２の伝送線路のうち少なくともいずれか一方の伝送線路は当該伝送線路が取付けられた共振器と一緒に軸を中心として回転する構成としてなる請求項１に記載のロータリージョイント。The first and second transmission lines are respectively attached to the first and second resonators, and at least one of the first and second transmission lines is attached to the transmission line. The rotary joint according to claim 1, wherein the rotary joint is configured to rotate about an axis together with the resonator. 前記第１，第２の共振器は、ＴＥ０１δモードまたはその高次モードで共振する誘電体共振器によって構成してなる請求項１または２に記載のロータリージョイント。3. The rotary joint according to claim 1, wherein the first and second resonators are configured by dielectric resonators that resonate in a TE01δ mode or a higher-order mode thereof. 4. 前記第１，第２の共振器はＴＥ０１δモードまたはその高次モードで共振する誘電体共振器によって構成し、該第１，第２の誘電体共振器は円形開口を有する軸対称な金属空洞の内部にそれぞれ配置し、これら２つの金属空洞はその円形開口が互いに対向して配置してなる請求項１または２に記載のロータリージョイント。The first and second resonators are composed of dielectric resonators that resonate in a TE01δ mode or a higher mode thereof, and the first and second dielectric resonators are formed of an axially symmetric metal cavity having a circular opening. The rotary joint according to claim 1 or 2, wherein the two metal cavities are disposed inside each other, and the two metal cavities are disposed so that their circular openings face each other. 前記第１，第２の共振器は、円形開口を有する軸対称な金属空洞によって形成されＴＥ０１１モードまたはその高次モードで共振する空洞共振器によって構成し、該第１，第２の空洞共振器はその円形開口が互いに対向して配置してなる請求項１または２に記載のロータリージョイント。The first and second resonators are formed by an axially symmetric metal cavity having a circular opening, and are configured by a cavity resonator that resonates in a TE011 mode or a higher-order mode thereof. 3. The rotary joint according to claim 1, wherein the circular openings are arranged to face each other. 使用周波数帯の真空中の波長をλとしたときに、前記２つの金属空洞の間隔寸法はλ／２未満に設定し、前記２つの金属空洞のうち少なくともいずれか一方の開口側には不要波の漏洩を抑圧するチョークを設けてなる請求項４または５に記載のロータリージョイント。Assuming that the wavelength in a vacuum in the operating frequency band is λ, the interval between the two metal cavities is set to be smaller than λ / 2, and an unnecessary wave is provided on at least one opening side of the two metal cavities. The rotary joint according to claim 4 or 5, further comprising a choke for suppressing leakage of the rotary joint. 前記第１，第２の伝送線路は非放射性誘電体線路、導波管、同軸線路またはマイクロストリップ線路によって構成してなる請求項１，２，３，４，５または６に記載のロータリージョイント。7. The rotary joint according to claim 1, wherein said first and second transmission lines are constituted by a nonradiative dielectric line, a waveguide, a coaxial line or a microstrip line. 前記第１，第２の共振器は、ＴＥ０１０共振器またはその高次モード共振器によって構成してなる請求項１または２に記載のロータリージョイント。3. The rotary joint according to claim 1, wherein the first and second resonators are configured by a TE010 resonator or a higher-order mode resonator thereof. 4. 前記第１，第２の伝送線路は、誘電体基板の両面に互いに対向したスロットが形成された平面誘電体線路または片面にスロットが形成されたスロット線路によって構成し、前記第１の共振器と第１の伝送線路とは第１の誘電体基板に一緒に形成し、前記第２の共振器と第２の伝送線路とは第２の誘電体基板に一緒に形成してなる請求項８に記載のロータリージョイント。The first and second transmission lines are each formed of a planar dielectric line having slots facing each other on both sides of a dielectric substrate or a slot line having slots formed on one side, and the first resonator and the second resonator have the same structure. 9. The method according to claim 8, wherein the first transmission line is formed together with the first dielectric substrate, and the second resonator and the second transmission line are formed together with the second dielectric substrate. The described rotary joint. 使用周波数帯の真空中の波長をλとしたときに、前記第１，第２の誘電体基板の間隔寸法はλ／２未満に設定し、該第１，第２の誘電体基板には共振器と伝送線路とを除いた部分に不要モードを抑圧する不要モード伝搬阻止回路を設けてなる請求項９に記載のロータリージョイント。When the wavelength in a vacuum in the operating frequency band is λ, the distance between the first and second dielectric substrates is set to be less than λ / 2, and the first and second dielectric substrates have resonance. 10. The rotary joint according to claim 9, wherein an unnecessary mode propagation blocking circuit for suppressing unnecessary modes is provided in a portion excluding the coupler and the transmission line. 前記第１の伝送線路は、前記第１の共振器の軸に対して固定して設けられると共に、その端部側に高周波回路が接続され、
前記第２の伝送線路は、前記第２の共振器の軸に対して回転可能に設けられると共に、その端部側にアンテナが接続される構成としてなる請求項１，２，３，４，５，６，７，８，９または１０に記載のロータリージョイント。The first transmission line is provided fixed to the axis of the first resonator, and a high-frequency circuit is connected to an end of the first transmission line,
The said 2nd transmission line is provided so that rotation is possible with respect to the axis | shaft of a said 2nd resonator, and it is set as the structure to which an antenna is connected to the end part side. , 6, 7, 8, 9 or 10. 前記第１の誘電体基板は、前記第１の共振器の軸に対して固定して設けられると共に、前記第１の伝送線路の端部側に高周波回路を形成し、
前記第２の誘電体基板は、前記第２の共振器の軸に対して回転可能に設けられると共に、前記第２の伝送線路の端部側にアンテナを形成する構成としてなる請求項９または１０に記載のロータリージョイント。The first dielectric substrate is provided fixed to an axis of the first resonator, and forms a high-frequency circuit on an end side of the first transmission line.
The said 2nd dielectric substrate is provided rotatably with respect to the axis | shaft of the said 2nd resonator, and it becomes a structure which forms an antenna at the edge part side of the said 2nd transmission line. The rotary joint according to 1. 前記第１の伝送線路はアンテナと一緒に連続的または任意の角度ステップで回転する構成としてなる請求項１１または１２に記載のロータリージョイント。13. The rotary joint according to claim 11, wherein the first transmission line rotates continuously or at an arbitrary angle step together with the antenna. 前記請求項１３に記載のロータリージョイントを用いたレーダ装置。A radar device using the rotary joint according to claim 13.
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