JP2004260420A

JP2004260420A - Resonance element and integrated circuit device

Info

Publication number: JP2004260420A
Application number: JP2003047468A
Authority: JP
Inventors: Daisuke Iwai; 大介岩井
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2003-02-25
Filing date: 2003-02-25
Publication date: 2004-09-16
Anticipated expiration: 2023-02-25
Also published as: JP3839414B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a resonance element capable of obtaining fine characteristics even when the element is integrated on one and the same substrate together with other elements and allowed to be miniaturized and an integrated circuit device using the resonance element. <P>SOLUTION: An insulating layer 12 is formed on a silicon substrate 10, a linearly formed signal line 18 and a ground conductor 20 on which T-shaped patterns 22a, 22b to be trimmed patterns are formed are formed on the insulating layer 12 and a filter is constituted of a coplanar type transmission line. Thereby even when the resonance element is integrated on one and the same substrate together with other elements, fine characteristics can be obtained and the miniaturization of the resonance element can be realized. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フィルタ、レゾネータ等の共振素子及びその共振素子を用いた集積回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近時、高周波を用いた通信技術等の普及に伴い、高周波を用いた技術において使用される素子には、低コスト化が強く要請されている。かかる低コスト化の要請に応じるべく、半導体素子の集積化が推進されている。
【０００３】
一方、高周波を用いた技術において必要不可欠な素子の一つとして、フィルタがある。更なる微細化、低コスト化を実現するためには、フィルタと半導体素子とを同一基板上に集積化することが求められている。
【０００４】
なお、共振素子と半導体素子とが同一基板上に集積化されたデバイスの例としては、例えば特許文献１、２に開示されたものが知られている。
【０００５】
【特許文献１】
特開平７−１８３４２８号公報
【特許文献２】
特許３３１５５８０号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、単にフィルタと半導体素子とを同一基板上に集積化した場合には、フィルタが半導体素子や配線の影響を受けてしまうため、所望の遮断特性や共振特性が得られにくい。しかも、遮断周波数における波長の数波長分の大きさになってしまい、微細化することが困難であった。
【０００７】
本発明の目的は、他の素子とともに同一基板上に集積化した場合であっても良好な特性が得られ、しかも微細化を実現しうる共振素子及びその共振素子を用いた集積回路装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、基板上に形成された信号線路と、前記信号線路の両側に形成された接地導体とを有し、少なくとも片側の前記接地導体に、前記信号線路側が開いた抜きパターンが形成されており、前記抜きパターンの長さは、共振周波数に基づき定められていることを特徴とする共振素子により達成される。
【０００９】
また、上記目的は、半導体基板上に形成された信号線路と、前記信号線路の両側に形成された接地導体とを有し、少なくとも片側の前記接地導体に、前記信号線路側が開いた抜きパターンが形成されており、前記抜きパターンの長さは、共振周波数に基づき定められている共振素子と、前記半導体基板上に形成された半導体素子とを有することを特徴とする集積回路装置により達成される。
【００１０】
また、上記目的は、回路基板上に形成された信号線路と、前記信号線路の両側に形成された接地導体とを有し、少なくとも片側の前記接地導体に、前記信号線路側が開いた抜きパターンが形成されており、前記抜きパターンの長さは、共振周波数に基づき定められている共振素子と、前記回路基板上に実装された半導体素子とを有することを特徴とする集積回路装置により達成される。
【００１１】
【発明の実施の形態】
［第１実施形態］
本発明の第１実施形態による共振素子及び集積回路装置について図１乃至図７を用いて説明する。図１は本実施形態による共振素子の構造を示す概略図、図２は本実施形態による集積回路装置の構造を示す概略図、図３は本実施形態による共振素子のフィルタ特性を示すグラフ、図４は本実施形態による共振素子のフィルタ特性のシミュレーション結果を示すグラフ、図５は接地導体に線状パターンを有する共振素子の構造を示す平面図、図６は本実施形態による共振素子のＴ字状パターンに発生する電界を示す平面図、図７は本実施形態による共振素子の製造方法を示す工程図である。
【００１２】
まず、本実施形態による共振素子の構造について図１を用いて説明する。図１（ａ）は本実施形態による共振素子の構造を示す斜視図、図１（ｂ）は本実施形態による共振素子の構造を示す平面図である。
【００１３】
なお、本実施形態では、共振素子としてフィルタを例に説明するが、本発明は、フィルタのみならずレゾネータ等の他のあらゆる共振素子に適用することができる。
【００１４】
図１（ａ）に示すように、シリコン基板１０上に、絶縁層１２が形成されている。
【００１５】
絶縁層１２上には、図１（ａ）及び図１（ｂ）に示すように、導電層よりなる線状の信号線路１８が形成されている。信号線路１８両側の絶縁層１２上には、接地導体２０が形成されている。信号線路１８と接地導体２０との間には、間隙１６ａ、１６ｂが存在している。信号線路１８と接地導体２０とは、同一の導電層１４を用いて形成されている。こうして、絶縁層１２上に、コプレーナ型の伝送線路が形成されている。信号線路１８の一端からＲＦ信号が入力され、他端からは所定の周波数成分が遮断されたＲＦ信号が出力される。
【００１６】
接地導体２０には、信号線路１８側が開いた抜きパターンであるＴ字状パターン２２ａ、２２ｂが形成されている。Ｔ字状パターン２２ａとＴ字状パターン２２ｂとは、信号線路を軸として、対称に形成されている。それぞれのＴ字状パターン２２ａ、２２ｂは、信号線路１８の延在する方向に対して交差する方向に延伸し、信号線路１８側が開いたＴ字の縦線に相当する部分パターン２３ａと、部分パターン２３ａの延伸方向に対して交差する方向に延伸し、部分パターン２３ａと繋がっているＴ字の横線に相当する部分パターン２３ｂとから構成されている。遮断周波数での波長をλとした場合、Ｔ字状パターン２３ａ、２３ｂの長さは、例えば、共におよそλ／８となっている。これらＴ字状パターン２２ａ、２２ｂは、信号線路１８との共振により、ＲＦ信号のうち所定の周波数成分を遮断し或いは透過するフィルタ特性を得るためのものである。本実施形態による共振素子は、フィルタ特性を得るためのＴ字状パターン２２ａ、２２ｂが十分に小さい。このため、遮断周波数における波長の数波長分の大きさとなっていた従来のフィルタに比して、十分に微細化することができる。
【００１７】
こうして、本実施形態による共振素子が構成されている。
【００１８】
次に、上述した本実施形態による共振素子とともに半導体素子を同一基板上に集積化してなる本実施形態による集積回路装置について図２を用いて説明する。図２（ａ）は本実施形態による集積回路装置の構造を示す断面図、図２（ｂ）は本実施形態による集積回路装置の構造を示す平面図である。図２（ｂ）は図２（ａ）のＡ−Ａ′線断面図である。
【００１９】
図２（ａ）に示すように、シリコン基板１０上に、能動素子である半導体素子２４が形成されている。シリコン基板１０の下面には、パッケージを接地するための電極２６が形成されている。
【００２０】
シリコン基板１０上には、絶縁層２８が形成されている。絶縁層２８には、半導体素子２４間を電気的に接続等するための配線層３０が埋め込まれている。
【００２１】
絶縁層２８上には、図２（ｂ）に示すように、信号線路１８と、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂが形成された接地導体２０とから構成される本実施形態による共振素子が形成されている。
【００２２】
こうして、本実施形態による集積回路装置が構成されている。
【００２３】
図１（ｂ）及び図２（ｂ）中に示すように、共振素子のＴ字状パターン２２ａ、２２ｂのそれぞれのＴ字の縦線の長さをＬ１、Ｔ字の横線の長さをＬ２で表した場合、共振素子の遮断周波数は、パターン長の総和Ｌ１＋Ｌ２に反比例する。本実施形態では、遮断周波数は基本周波数の４分の１波長程度となっている。ＲＦ信号のうちの偶数次高調波に対しては、図１（ｂ）中に示すポイントＡは見かけ上オープンとなる。このため、信号線路１８を伝搬する偶数次高調波は、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂの影響を受けることなく透過する。一方、奇数次高調波に対しては、図１（ｂ）中に示すポイントＡは見かけ上オープンとはならない。このため、信号線路１８を伝搬する奇数次高調波は、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂと信号線路１８との共振により遮断される。
【００２４】
図３は、本実施形態による共振素子のフィルタ特性を示したものである。図３から分かるように、奇数次高調波は遮断され、偶数次高調波は透過している。
【００２５】
以下、本実施形態において、フィルタ特性を得るためのパターンとして、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂを形成している理由について図４乃至図６を用いて説明する。図４は、本実施形態による共振素子のフィルタとしての透過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。このシミュレーション結果は、電磁界シミュレーションにより得られたものである。
【００２６】
なお、図４のグラフでは、Ｔ字状パターンに代えて図５に示す線状パターンを形成した場合のシミュレーション結果のグラフも併せて示している。
【００２７】
図５に示す共振素子では、接地導体２０に、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂに代えて、線状パターン３２ａ、３２ｂが形成されている。それぞれの線状パターン３２ａ、３２ｂの長さは、それぞれ、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂのパターン長の総和Ｌ１＋Ｌ２と等しくなっている。
【００２８】
なお、図４中太線で示すグラフがＴ字状パターン２２ａ、２２ｂを形成した場合のシミュレーション結果を示し、細線で示すグラフが線パターン３２ａ、３２ｂを形成した場合のシミュレーション結果を示している。
【００２９】
シミュレーション結果から明らかなように、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂを形成した場合の方が、線状パターン３２ａ、３２ｂを形成した場合に比べて、遮断周波数帯域における周波数成分をより十分に遮断することができ、良好なフィルタ特性が得られることが分かる。
【００３０】
Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂを用いた方が良好なフィルタ特性が得られるのは、以下のようなメカニズムによるものであると考えられる。
【００３１】
信号線路１８にＲＦ信号が入力されると、図６に示すように、遮断周波数付近では、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂのエッジに沿って接地導体２０に図中矢印で示すように電流が流れる。この電流は、接地導体２０のＴ字状パターン２２ａ、２２ｂのエッジで生じている電位差によるものである。
【００３２】
そして接地導体２０のＴ字状パターン２２ａ、２２ｂのエッジに発生した電流により、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂに図中矢印で示すように電界が発生する。
【００３３】
しかし、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂに発生した電界は、図６に示すように、部分的に逆方向のものとなる。この結果、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂに発生した電界は部分的に相殺される。このため、放射が発生し難くなり、放射損が低減される。
【００３４】
一方、線状パターン３２ａ、３２ｂの場合、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂの場合のように発生する電界が部分的に相殺されることはない。このため、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂの場合と比較して、放射損が大きくなっていると考えられる。
【００３５】
以上のことから、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂの場合の方が、線状パターン３２ａ、３２ｂの場合よりも更に効果的に放射損を低く抑えることができ、この結果、遮断周波数帯域における周波数成分をより十分に遮断することができると考えられる。
【００３６】
本実施形態による共振素子では、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂを接地導体２０に有しているため、線状パターン３２ａ、３２ｂが接地導体２０に形成された場合に比べて、遮断周波数帯域における周波数成分をより十分に遮断することができ、良好なフィルタ特性を得ることができる。
【００３７】
なお、本実施形態では、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂを形成しているが、線状パターン３２ａ、３２ｂを形成してもよい。線状パターン３２ａ、３２ｂの場合にも、ある程度、良好なフィルタ特性を得ることができる。但し、上述したように、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂの方が有利である。
【００３８】
本実施形態では、信号線路１８にＲＦ信号が入力されると、図２（ａ）に示すよう電界及び磁界が発生する。図２（ａ）では、電界及び磁界を、それぞれ実線及び点線で示している。図示するように、本実施形態による共振素子はコプレーナ型の伝送線路により構成されているため、電界及び磁界は、信号線路１８と接地導体２０とが形成されている層の近傍のみに分布する。このため、ＲＦ信号を信号線路１８に入力した際に生じる電界及び磁界は、絶縁層２８に埋め込まれた配線層３０や半導体素子２４の影響をほとんど受けない。したがって、本実施形態による共振素子は、絶縁層２８に埋め込まれた配線層３０や半導体素子２４の影響を受けることなく、良好なフィルタ特性を得ることができる。
【００３９】
このように、本実施形態による共振素子は、コプレーナ型の伝送線路により構成されており、しかも、接地導体２０に抜きパターンが形成されていることに主たる特徴の一つがある。
【００４０】
例えば基板下面に接地導体が形成されたマイクロストリップ型の伝送線路によりフィルタを構成した場合、基板上面の信号線路と基板下面の接地導体との間に電界及び磁界が発生する。このため、半導体素子とともにフィルタを同一基板上に集積化すると、フィルタ特性はともに集積された半導体素子の影響を大きく受けることになる。
【００４１】
これに対し、本実施形態による共振素子では、コプレーナ型の伝送線路によりフィルタが構成されている。このため、図２（ａ）に示すように、信号線路１８と接地導体２０とが形成された層の近傍に電界及び磁界が発生する。したがって、本実施形態による共振素子は、半導体素子とともに同一基板上に集積化した場合であっても、半導体素子から影響を受け難い構造となっている。
【００４２】
このため、本実施形態によれば、半導体素子とともに同一基板上にフィルタを集積化した場合であっても、良好なフィルタ特性を実現することができる。
【００４３】
また、従来のフィルタは、遮断数波数における波長の数波長分の大きさになってしまっていた。
【００４４】
これに対し、本実施形態では、コプレーナ型の伝送線路の接地導体２０に抜きパターンを形成することによりフィルタを構成するので、極めて微細なフィルタを提供することができる。そのうえ、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂを接地導体２０に形成するだけでよいため、従来のフィルタと比較して、更なるサイズの微細化を図ることが可能である。
【００４５】
また、本実施形態による共振素子は、フィルタ特性を得るためのパターンがＴ字状パターン２２ａ、２２ｂであることにも主たる特徴の一つがある。
【００４６】
Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂは、前述の通り、ＲＦ信号の入力により発生する電界が部分的に相殺されるため、放射損を低減することができる。これにより、遮断周波数帯域での周波数成分を十分に遮断することができ、良好なフィルタ特性を得ることができる。
【００４７】
次に、本実施形態による共振素子の製造方法について図７を用いて説明する。図７（ａ）、図７（ｃ）、図７（ｅ）、図７（ｇ）、及び図７（ｉ）は本実施形態による共振素子の製造方法を示す工程断面図、図７（ｂ）、図７（ｄ）、図７（ｆ）、図７（ｈ）、及び図７（ｊ）は本実施形態による共振素子の製造方法を示す工程平面図である。なお、図７（ａ）、図７（ｃ）、図７（ｅ）、図７（ｇ）、及び図７（ｉ）は、それぞれ図７（ｂ）、図７（ｄ）、図７（ｆ）、図７（ｈ）、及び図７（ｊ）のＡ−Ａ′線断面図である。
【００４８】
まず、シリコン基板１０上に、例えばスピンコートされたポリイミドよりなる絶縁層１２を形成する（図７（ａ）、図７（ｂ）を参照）。
【００４９】
次いで、絶縁層１２上に、例えばスパッタ法により、例えばＡｕよりなる導電層１４を形成する（図７（ｃ）、図７（ｄ）を参照）。
【００５０】
次いで、導電層１４上に、例えばスピンコート法により、レジスト膜３４を形成する。続いて、露光及び現像工程によりレジスト膜３４をパターニングする。これにより、導電層１４のＴ字状パターン２２ａ、２２ｂの形成予定領域上及び信号線路１８と接地導体２０との間の間隙１６ａ、１６ｂとなる領域上のレジスト膜３４を除去する（図７（ｅ）、図７（ｆ）を参照）。
【００５１】
次いで、パターニングされたレジスト膜３４をマスクとして、導電層１４をエッチングする。こうして、導電層１４に、絶縁層１２が露出された間隙１６、１６ｂ及びＴ字状パターン２２ａ、２２ｂが形成される（図７（ｇ）、図７（ｈ）を参照）。
【００５２】
次いで、マスクとして用いたレジスト膜３４を剥離する（図７（ｉ）、図７（ｊ）を参照）。
【００５３】
こうして、本実施形態による共振素子が形成される。
【００５４】
このように、本実施形態によれば、フィルタ特性の劣化を招くことなく共振素子と半導体素子とを同一基板上に集積化することができ、また、微細でしかも良好なフィルタ特性を有する共振素子を実現することができるので、システムの微小化及び低コスト化を実現することができる。
【００５５】
（変形例）
本実施形態の変形例による共振素子について図８を用いて説明する。図８は本変形例による共振素子の構造を示す斜視図である。
【００５６】
本変形例による共振素子は、信号線路１８と接地導体２０との間に段差が存在していることに主たる特徴がある。
【００５７】
図８に示すように、基板３６にメサ状の凸部３８が形成されており、凸部３８上面に導電層よりなる信号線路１８が形成されている。凸部３８両側の基板３６上には、接地導体２０が形成されている。凸部３８上の信号線路１８両側の接地導体２０には、フィルタ特性等を得るためのＴ字状パターン２２ａ、２２ｂがそれぞれ形成されている。なお、図８では、基板３６として絶縁性基板を用いており、絶縁層１２が形成されていない場合を示している。
【００５８】
図１に示す共振素子では、信号線路１８と接地導体２０との間に段差が存在していないため、信号線路１８と接地導体２０との間の間隙１６ａ、１６ｂの幅を適宜設定することにより特性インピーダンスの値が調整される。しかし、良好なフィルタ特性を得るためには間隙１６ａ、１６ｂの幅をあまり大きくすることはできず、特性インピーダンスの値の調整には制約が存在する。
【００５９】
これに対し、本変形例による共振素子は、信号線路１８と接地導体２０との間隙の幅のみならず、凸部３８の高さを適宜設定することによっても、特性インピーダンスの値を調整することができる。したがって、本変形例によれば、共振素子の使用目的等に応じて、高い自由度で、特性インピーダンスを所望の値に設定することができる。
【００６０】
［第２実施形態］
本発明の第２実施形態による共振素子について図９及び図１０を用いて説明する。図９は本実施形態による共振素子の構造を示す平面図、図１０は本実施形態による共振素子のフィルタ特性を示すグラフである。なお、第１実施形態による共振素子と同様の構成要素については同一の符号を付し説明を省略し或いは簡略にする。
【００６１】
本実施形態による共振素子は、第１実施形態による共振素子において互いに対称に形成されていたＴ字状パターン２２ａ、２２ｂに代えて、互いに非対称なＴ字状パターン４０ａ、４０ｂが形成されていることに主たる特徴がある。
【００６２】
すなわち、図９に示すように、信号線路１８両側の接地導体２０に、信号線路１８を軸として、互いに非対称なサイズの異なるＴ字状パターン４０ａ、４０ｂが形成されている。
【００６３】
基本波の波長をλとし、図９に示すように、図中左側のＴ字状パターン４０ａのＴ字の縦線の長さをＬ１_Ｌ、Ｔ字の横線の長さをＬ２_Ｌとし、図９中右側のＴ字状パターン４０ｂのＴ字の縦線の長さをＬ１_Ｒ、Ｔ字の横線の長さをＬ２_Ｒとした場合、例えばＬ１_Ｌ＋Ｌ２_Ｌ≒１／６λ、Ｌ１_Ｒ＋Ｌ２_Ｒ≒１／３λとなっている。Ｔ字状パターン４０ａ、４０ｂの長さがそれぞれＬ１_Ｌ＋Ｌ２_Ｌ≒１／６λ、Ｌ１_Ｒ＋Ｌ２_Ｒ≒１／３λとなっているため、本実施形態による共振素子では、高調波のうちの３ｎ次高調波を透過するようなフィルタ特性がえられる。
【００６４】
図１０は、本実施形態による共振素子のフィルタ特性を示したものである。図１０から分かるように、本実施形態による共振素子では、高調波のうちの３ｎ次高調波が透過される。
【００６５】
このように、本実施形態によれば、接地導体２０に形成するＴ字状パターン４０ａ、４０ｂのパターン長の総和をそれぞれ適宜設定することにより、所望の高調波を透過するフィルタ特性を実現することができる。
【００６６】
なお、上記では、高調波のうちの３ｎ次高調波を透過するフィルタ特性を有する場合を例に説明したが、例えばＬ１_Ｌ＋Ｌ２_ＬをＬ１_Ｌ＋Ｌ２_Ｌの４倍の長さとすることにより、高調波のうちの５ｎ次高調波を透過するフィルタ特性を得ることもできる。このように一のＴ字状パターンのパターン長の総和を他のＴ字状パターンのパターン長の総和の整数倍とすることにより、高調波のうちの特定の高調波を透過するフィルタ特性を得ることができる。
【００６７】
［第３実施形態］
本発明の第３実施形態による共振素子について図１１及び図１２を用いて説明する。図１１は本実施形態による共振素子の構造を示す平面図、図１２は本実施形態による共振素子のフィルタ特性を示すグラフである。なお、第１実施形態による共振素子と同様の構成要素については同一の符号を付し説明を省略し或いは簡略にする。
【００６８】
本実施形態による共振素子は、Ｔ字の横線と縦線との比率、大きさが異なる複数種類のＴ字状パターンが信号線路１８に沿って配列されていることに主たる特徴がある。
【００６９】
すなわち、図１１に示すように、信号線路１８両側の接地導体２０には、信号線路１８に沿って、複数組のＴ字状パターン４２ａ_ｎ、４２ｂ_ｎ（ｎ＝１〜１０）が配列されている。各組のＴ字状パターン４２ａ_ｎ、４２ｂ_ｎは、種々のＴ字の横線と縦線との比率、大きさを有している。Ｔ字状パターン４２ａ_ｎ、４２ｂ_ｎは、上記と同様に、抜きパターンである。
【００７０】
図１２は、本実施形態による共振素子のフィルタ特性を示したものである。図１２から分かるように、本実施形態による共振素子では、帯域幅の広いローパスフィルタが実現されている。
【００７１】
このように、本実施形態によれば、種々のＴ字の横線と縦線との比率、大きさを有する複数組のＴ字状パターン４２ａ_ｎ、４２ｂ_ｎを配列するので、広い遮断帯域幅を有するローパスフィルタを実現することができる。
【００７２】
なお、本実施形態では、１０組のＴ字状パターンを形成する場合を例に説明したが、形成するＴ字状パターンは１０組に限定されるものではない。また、形成するＴ字状パターンのＴ字の横線と縦線との比率、大きさも適宜設定することができる。要求されるフィルタ特性等に応じて、配列するＴ字状パターンの組数、Ｔ字の横線と縦線との比率、大きさを適宜設定することにより、所望の遮断帯域幅を有するフィルタ特性を得ることができる。
【００７３】
［第４実施形態］
本発明の第４実施形態による集積回路装置について図１３を用いて説明する。図１３は本実施形態による集積回路装置の構造を示す斜視図である。なお、第１実施形態による共振素子と同様の構成要素については同一の符号を付し説明を省略し或いは簡略にする。
【００７４】
本実施形態による集積回路装置は、回路基板４６に共振素子が形成されており、同一の回路基板４６上に半導体素子４８が実装されていることに主たる特徴がある。
【００７５】
すなわち、図１３に示すように、回路基板４６に、線状の信号線路１８と、接地導体２０が形成されている。接地導体２０には、Ｔ字状パターン２２ａ、２２ｂが形成されている。こうして、回路基板４６上に共振素子であるフィルタが形成されている。共振素子が形成された領域は、図１３において点線の楕円を用いて表されている。
【００７６】
なお、回路基板４６としては、例えばＬＴＣＣ（ＬｏｗＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏｆｉｒｅｄＣｅｒａｍｉｃｓ）基板等のあらゆる回路基板を用いることができる。
【００７７】
回路基板４６上には、例えばＭＭＩＣ（ＭｉｃｒｏｗａｖｅＭｏｎｏｌｉｔｈｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）チップ等の半導体素子４８が実装されている。回路基板４６上には電極パッド５０が形成されており、電極パッド５０と半導体素子４８とは、ワイヤボンディング等により電気的に接続されている。
【００７８】
上述のように共振素子が形成され、半導体素子４８が実装された回路基板４６は、パッケージ４４に封入されている。
【００７９】
このように、微細でしかも良好なフィルタ特性を得ることができる共振素子を回路基板４６上に形成し、同一の回路基板４６上に半導体素子４８を実装してもよい。
【００８０】
なお、本実施形態では、第１実施形態による共振素子を回路基板４６上に形成する場合を例に説明したが、第２実施形態或いは第３実施形態による共振素子を回路基板４６上に形成してもよい。
【００８１】
［変形実施形態］
本発明は上記実施形態に限らず種々の変形が可能である。
【００８２】
例えば、上記実施形態では、本発明をフィルタに適用する場合を例に説明したが、フィルタのほか、例えばレゾネータにも本発明を適用することができる。この場合も、微細化できるとともに良好な共振特性を得ることができ、また、半導体素子とともに集積化した場合にも、半導体素子から影響を受け難く、良好な共振特性を得ることができる。したがって、レゾネータと半導体素子とを同一基板上に形成する場合であっても、微細化及び低コスト化を実現することができる。
【００８３】
また、上記実施形態では、シリコン基板を用いる場合を例に説明したが、基板は、シリコン基板に限定されるものではない。シリコン基板のほか、例えば、ＧａＡｓ基板等を用いてもよい。
【００８４】
また、上記では絶縁層上に信号線路や接地導体を形成する場合を例に説明したが、絶縁性基板を用いる場合には、絶縁性基板上に信号線路や接地導体を形成してもよい。
【００８５】
また、上記実施形態では、接地導体２０にＴ字状パターンを形成する場合を例に説明したが、接地導体２０に形成するパターンは、Ｔ字状パターンに限定されるものではなく、信号線路１８側が開いた抜きパターンであればよい。例えば、図１４に示すように、Ｔ字状パターンに代えて、Ｙ字状パターン５２ａ、５２ｂを接地導体２０に形成してもよい。このようなＹ字状のパターンを用いた場合であっても、Ｔ字状パターンと同様に放射損を低減することができ、良好なフィルタ特性を得ることができる。
【００８６】
また、上記実施形態では、信号線路１８の両側の接地導体２０に抜きパターンを形成する場合を例に説明したが、必ずしも両側の接地導体２０に抜きパターンを形成する必要はない。少なくとも、信号線路１８の片側の接地導体２０に抜きパターンが形成されていればよい。
【００８７】
また、上記実施形態では、共振素子を半導体素子とともに同一基板上に集積化する場合を例に説明したが、同一基板上に集積化する素子は半導体素子に限定されるものではない。共振素子と他のあらゆる素子とを同一基板上に集積化する場合に本発明を適用することができる。
【００８８】
（付記１）基板上に形成された信号線路と、前記信号線路の両側に形成された接地導体とを有し、少なくとも片側の前記接地導体に、前記信号線路側が開いた抜きパターンが形成されており、前記抜きパターンの長さは、共振周波数に基づき定められていることを特徴とする共振素子。
【００８９】
（付記２）付記１記載の共振素子において、前記抜きパターンは、前記信号線路の延在する方向に対して交差する方向に延伸し、前記信号線路側が開いた第１の部分パターンと、前記第１の部分パターンの延伸方向に対して交差する方向に延伸し、前記第１の部分パターンと繋がっている第２の部分パターンとを有することを特徴とする共振素子。
【００９０】
（付記３）付記２記載の共振素子において、前記抜きパターンは、Ｔ字状又はＹ字状の抜きパターンであることを特徴とする共振素子。
【００９１】
（付記４）付記１乃至３のいずれかに記載の共振素子において、前記抜きパターンは、前記信号線路の両側に形成されていることを特徴とする共振素子。
【００９２】
（付記５）付記４記載の共振素子において、前記信号線路に対して一側の一の前記抜きパターンと、前記信号線路に対して他側の他の前記抜きパターンとが、前記信号線路を軸として、対称に形成されていることを特徴とする共振素子。
【００９３】
（付記６）付記４記載の共振素子において、前記信号線路に対して一側の一の前記抜きパターンと、前記信号線路に対して他側の他の前記抜きパターンとが、前記信号線路を軸として、非対称に形成されていることを特徴とする共振素子。
【００９４】
（付記７）付記６記載の共振素子において、前記一の抜きパターンにおけるパターン長の総和は、前記他の抜きパターンにおけるパターン長の総和のほぼ整数倍であることを特徴とする共振素子。
【００９５】
（付記８）付記７記載の共振素子において、前記一の抜きパターンにおけるパターン長の総和は、前記他の抜きパターンにおけるパターン長の総和のほぼ２倍であることを特徴とする共振素子。
【００９６】
（付記９）付記１乃至８のいずれかに記載の共振素子において、前記信号線路と前記接地導体との間に段差が存在していることを特徴とする共振素子。
【００９７】
（付記１０）付記９記載の共振素子において、前記基板には、メサ状の凸部が形成されており、前記信号線路は前記凸部上に形成され、前記接地導体は前記凸部の両側における前記基板上に形成されていることを特徴とする共振素子。
【００９８】
（付記１１）付記１乃至１０のいずれかに記載の共振素子において、複数種の前記抜きパターンが、前記信号線路に沿って配列されていることを特徴とする共振素子。
【００９９】
（付記１２）半導体基板上に形成された信号線路と、前記信号線路の両側に形成された接地導体とを有し、少なくとも片側の前記接地導体に、前記信号線路側が開いた抜きパターンが形成されており、前記抜きパターンの長さは、共振周波数に基づき定められている共振素子と、前記半導体基板上に形成された半導体素子とを有することを特徴とする集積回路装置。
【０１００】
（付記１３）回路基板上に形成された信号線路と、前記信号線路の両側に形成された接地導体とを有し、少なくとも片側の前記接地導体に、前記信号線路側が開いた抜きパターンが形成されており、前記抜きパターンの長さは、共振周波数に基づき定められている共振素子と、前記回路基板上に実装された半導体素子とを有することを特徴とする集積回路装置。
【０１０１】
【発明の効果】
以上の通り、本発明によれば、基板上に形成された信号線路と、信号線路の両側に形成された接地導体とを有する伝送線路の少なくとも片側の接地導体に、信号線路側が開いた抜きパターンを形成することによりことにより共振素子が構成されているため、他の素子とともに同一基板上に集積化した場合であっても良好な特性が得られ、しかも微細化を実現することができる。
【０１０２】
また、本発明によれば、信号線路の延在する方向に対して交差する方向に延伸し、信号線路側が開いた第１の部分パターンと、第１の部分パターンの延伸方向に対して交差する方向に延伸し、第１の部分パターンと繋がっている第２の部分パターンとを有する抜きパターンが接地導体に形成されているので、更に良好な特性を得るとともに微細化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態による共振素子の構造を示す概略図である。
【図２】本発明の第１実施形態による集積回路装置の構造を示す概略図である。
【図３】本発明の第１実施形態による共振素子のフィルタ特性を示すグラフである。
【図４】本発明の第１実施形態による共振素子のフィルタ特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図５】接地導体にストレート形状のパターンを有する共振素子の構造を示す平面図である。
【図６】本発明の第１実施形態による共振素子におけるＴ字状パターンに発生する電界を示す平面図である。
【図７】本発明の第１実施形態による共振素子の製造方法を示す工程図である。
【図８】本発明の第１実施形態の変形例による共振素子の構造を示す斜視図である。
【図９】本発明の第２実施形態による共振素子の構造を示す概略図である。
【図１０】本発明の第２実施形態による共振素子のフィルタ特性を示すグラフである。
【図１１】本発明の第３実施形態による共振素子の構造を示す概略図である。
【図１２】本発明の第３実施形態による共振素子のフィルタ特性を示すグラフである。
【図１３】本発明の第４実施形態による集積回路装置の構造を示す斜視図である。
【図１４】本発明の変形例による共振素子の構造を示す平面図である。
【符号の説明】
１０…シリコン基板
１２…絶縁層
１４…導電層
１６ａ、１６ｂ…間隙
１８…信号線路
２０…接地導体
２２ａ、２２ｂ…Ｔ字状パターン
２３ａ、２３ｂ…部分パターン
２４…半導体素子
２６…電極
２８…絶縁層
３０…配線層
３２ａ、３２ｂ…線状パターン
３４…レジスト膜
３６…基板
３８…凸部
４０ａ、４０ｂ…Ｔ字状パターン
４２ａ_ｎ、４２ｂ_ｎ（ｎ＝１〜１０）…Ｔ字状パターン
４４…パッケージ
４６…回路基板
４８…半導体素子
５０…電極パッド
５２ａ、５２ｂ…Ｙ字状パターン[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a resonance element such as a filter and a resonator, and an integrated circuit device using the resonance element.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Recently, with the spread of communication technology and the like using high frequency, there is a strong demand for cost reduction of elements used in technology using high frequency. In order to meet such a demand for cost reduction, integration of semiconductor elements has been promoted.
[0003]
On the other hand, there is a filter as one of the indispensable elements in the technology using high frequency. In order to realize further miniaturization and cost reduction, it is required to integrate the filter and the semiconductor element on the same substrate.
[0004]
As examples of a device in which a resonance element and a semiconductor element are integrated on the same substrate, those disclosed in Patent Documents 1 and 2 are known, for example.
[0005]
[Patent Document 1]
JP-A-7-183428
[Patent Document 2]
Japanese Patent No. 3315580
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, if the filter and the semiconductor element are simply integrated on the same substrate, the filter is affected by the semiconductor element and the wiring, so that it is difficult to obtain desired cutoff characteristics and resonance characteristics. In addition, the size becomes several wavelengths of the wavelength at the cutoff frequency, making it difficult to miniaturize.
[0007]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a resonance element which can obtain good characteristics even when integrated with the other elements on the same substrate and which can realize miniaturization, and an integrated circuit device using the resonance element. Is to do.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The above object has a signal line formed on a substrate, and a ground conductor formed on both sides of the signal line, and at least one of the ground conductors, a cutout pattern with the signal line side open is formed. The length of the blank pattern is determined based on a resonance frequency, and is achieved by a resonance element.
[0009]
Further, the above object has a signal line formed on a semiconductor substrate, and a ground conductor formed on both sides of the signal line, and at least one of the ground conductors, a cutout pattern in which the signal line side is opened is provided. The length of the cutout pattern is formed, and the length is achieved by an integrated circuit device having a resonance element determined based on a resonance frequency and a semiconductor element formed on the semiconductor substrate. .
[0010]
Further, the above object has a signal line formed on a circuit board, and a ground conductor formed on both sides of the signal line, and at least one of the ground conductors, a cutout pattern with the signal line side open is provided. The length of the cutout pattern is formed, and the length of the cutout pattern is achieved by an integrated circuit device having a resonance element determined based on a resonance frequency and a semiconductor element mounted on the circuit board. .
[0011]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
[First Embodiment]
The resonant element and the integrated circuit device according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a schematic diagram showing the structure of the resonant element according to the present embodiment, FIG. 2 is a schematic diagram showing the structure of the integrated circuit device according to the present embodiment, and FIG. 3 is a graph showing the filter characteristics of the resonant element according to the present embodiment. 4 is a graph showing a simulation result of filter characteristics of the resonance element according to the present embodiment, FIG. 5 is a plan view showing a structure of a resonance element having a linear pattern on a ground conductor, and FIG. FIG. 7 is a plan view showing the electric field generated in the pattern, and FIG. 7 is a process chart showing the method for manufacturing the resonance element according to the present embodiment.
[0012]
First, the structure of the resonance element according to the present embodiment will be explained with reference to FIG. FIG. 1A is a perspective view illustrating the structure of the resonance element according to the present embodiment, and FIG. 1B is a plan view illustrating the structure of the resonance element according to the present embodiment.
[0013]
In the present embodiment, a filter is described as an example of a resonance element, but the present invention can be applied to not only a filter but also any other resonance element such as a resonator.
[0014]
As shown in FIG. 1A, an insulating layer 12 is formed on a silicon substrate 10.
[0015]
As shown in FIGS. 1A and 1B, a linear signal line 18 made of a conductive layer is formed on the insulating layer 12. The ground conductor 20 is formed on the insulating layer 12 on both sides of the signal line 18. Gaps 16a and 16b exist between the signal line 18 and the ground conductor 20. The signal line 18 and the ground conductor 20 are formed using the same conductive layer 14. Thus, a coplanar transmission line is formed on the insulating layer 12. An RF signal is input from one end of the signal line 18, and an RF signal from which a predetermined frequency component is cut off is output from the other end.
[0016]
On the ground conductor 20, T-shaped patterns 22a and 22b, which are open patterns on the signal line 18 side, are formed. The T-shaped pattern 22a and the T-shaped pattern 22b are formed symmetrically with the signal line as an axis. Each of the T-shaped patterns 22a and 22b extends in a direction intersecting the direction in which the signal line 18 extends, and a partial pattern 23a corresponding to a vertical line of a T-shape in which the signal line 18 side is open; It is composed of a partial pattern 23b extending in a direction intersecting with the extending direction of 23a and corresponding to a T-shaped horizontal line connected to the partial pattern 23a. Assuming that the wavelength at the cutoff frequency is λ, the lengths of the T-shaped patterns 23a and 23b are both approximately λ / 8, for example. The T-shaped patterns 22a and 22b are for obtaining a filter characteristic of blocking or transmitting a predetermined frequency component of the RF signal by resonance with the signal line 18. In the resonance element according to the present embodiment, the T-shaped patterns 22a and 22b for obtaining the filter characteristics are sufficiently small. For this reason, it is possible to sufficiently reduce the size compared to a conventional filter having a size corresponding to several wavelengths at the cutoff frequency.
[0017]
Thus, the resonance element according to the present embodiment is configured.
[0018]
Next, an integrated circuit device according to the present embodiment in which a semiconductor element is integrated on the same substrate together with the resonance element according to the above-described embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 2A is a sectional view illustrating the structure of the integrated circuit device according to the present embodiment, and FIG. 2B is a plan view illustrating the structure of the integrated circuit device according to the present embodiment. FIG. 2B is a sectional view taken along line AA ′ of FIG.
[0019]
As shown in FIG. 2A, a semiconductor element 24 as an active element is formed on a silicon substrate 10. On the lower surface of the silicon substrate 10, an electrode 26 for grounding the package is formed.
[0020]
An insulating layer 28 is formed on the silicon substrate 10. In the insulating layer 28, a wiring layer 30 for electrically connecting the semiconductor elements 24 and the like is embedded.
[0021]
On the insulating layer 28, as shown in FIG. 2B, a resonance element according to the present embodiment including the signal line 18 and the ground conductor 20 on which the T-shaped patterns 22a and 22b are formed is formed. ing.
[0022]
Thus, the integrated circuit device according to the present embodiment is configured.
[0023]
As shown in FIGS. 1 (b) and 2 (b), the length of each T-shaped vertical line of the T-shaped patterns 22a and 22b of the resonance element is L1, and the length of the T-shaped horizontal line is L2. In this case, the cutoff frequency of the resonance element is inversely proportional to the sum L1 + L2 of the pattern lengths. In the present embodiment, the cutoff frequency is about a quarter wavelength of the fundamental frequency. For even harmonics of the RF signal, point A shown in FIG. 1B is apparently open. Therefore, even-order harmonics propagating through the signal line 18 are transmitted without being affected by the T-shaped patterns 22a and 22b. On the other hand, for odd-order harmonics, point A shown in FIG. 1B is not apparently open. Therefore, odd-order harmonics propagating in the signal line 18 are cut off by resonance between the T-shaped patterns 22a and 22b and the signal line 18.
[0024]
FIG. 3 shows the filter characteristics of the resonance element according to the present embodiment. As can be seen from FIG. 3, the odd harmonics are cut off and the even harmonics are transmitted.
[0025]
Hereinafter, the reason why the T-shaped patterns 22a and 22b are formed as patterns for obtaining the filter characteristics in the present embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 4 is a graph showing a simulation result of transmission characteristics of the resonance element according to the present embodiment as a filter. This simulation result is obtained by an electromagnetic field simulation.
[0026]
Note that the graph of FIG. 4 also shows a graph of a simulation result when the linear pattern shown in FIG. 5 is formed instead of the T-shaped pattern.
[0027]
In the resonance element shown in FIG. 5, linear patterns 32a and 32b are formed on the ground conductor 20 instead of the T-shaped patterns 22a and 22b. The length of each of the linear patterns 32a and 32b is equal to the total length L1 + L2 of the T-shaped patterns 22a and 22b.
[0028]
In addition, the graph shown by the thick line in FIG. 4 shows the simulation result when the T-shaped patterns 22a and 22b are formed, and the graph shown by the thin line shows the simulation result when the line patterns 32a and 32b are formed.
[0029]
As is clear from the simulation results, the frequency components in the cutoff frequency band are more sufficiently cut off when the T-shaped patterns 22a and 22b are formed than when the linear patterns 32a and 32b are formed. It can be seen that good filter characteristics can be obtained.
[0030]
It is considered that better filter characteristics are obtained by using the T-shaped patterns 22a and 22b due to the following mechanism.
[0031]
When an RF signal is input to the signal line 18, as shown in FIG. 6, near the cutoff frequency, a current flows through the ground conductor 20 along the edges of the T-shaped patterns 22a and 22b as shown by arrows in the figure. . This current is due to a potential difference generated at the edges of the T-shaped patterns 22a and 22b of the ground conductor 20.
[0032]
An electric field is generated in the T-shaped patterns 22a and 22b by the current generated at the edges of the T-shaped patterns 22a and 22b of the ground conductor 20, as indicated by arrows in the drawing.
[0033]
However, the electric field generated in the T-shaped patterns 22a and 22b is partially in the opposite direction as shown in FIG. As a result, the electric fields generated in the T-shaped patterns 22a and 22b are partially canceled. Therefore, radiation hardly occurs, and radiation loss is reduced.
[0034]
On the other hand, in the case of the linear patterns 32a and 32b, the electric fields generated as in the case of the T-shaped patterns 22a and 22b are not partially offset. For this reason, it is considered that the radiation loss is larger than in the case of the T-shaped patterns 22a and 22b.
[0035]
From the above, the radiation loss can be suppressed more effectively in the case of the T-shaped patterns 22a and 22b than in the case of the linear patterns 32a and 32b. As a result, the frequency component in the cutoff frequency band can be reduced. Is considered to be able to be blocked more sufficiently.
[0036]
In the resonance element according to the present embodiment, since the T-shaped patterns 22a and 22b are provided on the ground conductor 20, the frequency in the cutoff frequency band is lower than when the linear patterns 32a and 32b are formed on the ground conductor 20. The components can be more sufficiently cut off, and good filter characteristics can be obtained.
[0037]
In the present embodiment, the T-shaped patterns 22a and 22b are formed, but the linear patterns 32a and 32b may be formed. Even in the case of the linear patterns 32a and 32b, good filter characteristics can be obtained to some extent. However, as described above, the T-shaped patterns 22a and 22b are more advantageous.
[0038]
In this embodiment, when an RF signal is input to the signal line 18, an electric field and a magnetic field are generated as shown in FIG. In FIG. 2A, the electric field and the magnetic field are indicated by a solid line and a dotted line, respectively. As shown in the drawing, since the resonance element according to the present embodiment is configured by a coplanar transmission line, the electric field and the magnetic field are distributed only near the layer where the signal line 18 and the ground conductor 20 are formed. Therefore, the electric field and the magnetic field generated when the RF signal is input to the signal line 18 are hardly affected by the wiring layer 30 or the semiconductor element 24 embedded in the insulating layer 28. Therefore, the resonance element according to the present embodiment can obtain good filter characteristics without being affected by the wiring layer 30 or the semiconductor element 24 embedded in the insulating layer 28.
[0039]
As described above, the resonance element according to the present embodiment is constituted by a coplanar transmission line, and has one of the main features that the cutout pattern is formed on the ground conductor 20.
[0040]
For example, when a filter is configured by a microstrip transmission line having a ground conductor formed on the lower surface of the substrate, an electric field and a magnetic field are generated between the signal line on the upper surface of the substrate and the ground conductor on the lower surface of the substrate. For this reason, if the filter is integrated on the same substrate together with the semiconductor element, the filter characteristics are greatly affected by the integrated semiconductor element.
[0041]
On the other hand, in the resonance element according to the present embodiment, a filter is configured by a coplanar transmission line. Therefore, as shown in FIG. 2A, an electric field and a magnetic field are generated near the layer where the signal line 18 and the ground conductor 20 are formed. Therefore, the resonance element according to the present embodiment has a structure that is hardly affected by the semiconductor element even when integrated with the semiconductor element on the same substrate.
[0042]
Therefore, according to the present embodiment, good filter characteristics can be realized even when the filter is integrated on the same substrate together with the semiconductor element.
[0043]
In addition, the conventional filter has a size corresponding to several wavelengths of the number of cutoff waves.
[0044]
On the other hand, in the present embodiment, since the filter is formed by forming the cutout pattern on the ground conductor 20 of the coplanar transmission line, an extremely fine filter can be provided. In addition, since it is only necessary to form the T-shaped patterns 22a and 22b on the ground conductor 20, it is possible to further reduce the size compared to a conventional filter.
[0045]
Further, the resonance element according to the present embodiment has one of the main features in that the pattern for obtaining the filter characteristics is the T-shaped patterns 22a and 22b.
[0046]
As described above, in the T-shaped patterns 22a and 22b, the electric field generated by the input of the RF signal is partially canceled, so that the radiation loss can be reduced. As a result, the frequency components in the cutoff frequency band can be sufficiently cut off, and good filter characteristics can be obtained.
[0047]
Next, the method for manufacturing the resonance element according to the present embodiment will be explained with reference to FIGS. 7 (a), 7 (c), 7 (e), 7 (g), and 7 (i) are process cross-sectional views illustrating the method of manufacturing the resonance element according to the present embodiment, and FIGS. 7 (d), 7 (f), 7 (h) and 7 (j) are process plan views showing the method of manufacturing the resonance element according to the present embodiment. 7 (a), 7 (c), 7 (e), 7 (g), and 7 (i) show FIGS. 7 (b), 7 (d), and 7 (d), respectively. FIG. 8F is a cross-sectional view taken along line AA ′ of FIG. 7 (h) and FIG. 7 (j).
[0048]
First, an insulating layer 12 made of, for example, spin-coated polyimide is formed on a silicon substrate 10 (see FIGS. 7A and 7B).
[0049]
Next, a conductive layer 14 made of, for example, Au is formed on the insulating layer 12 by, for example, a sputtering method (see FIGS. 7C and 7D).
[0050]
Next, a resist film 34 is formed on the conductive layer 14 by, for example, a spin coating method. Subsequently, the resist film 34 is patterned by exposure and development steps. As a result, the resist film 34 on the regions where the T-shaped patterns 22a and 22b are to be formed of the conductive layer 14 and the regions that will be the gaps 16a and 16b between the signal line 18 and the ground conductor 20 are removed (FIG. 7 ( e), see FIG. 7 (f)).
[0051]
Next, the conductive layer 14 is etched using the patterned resist film 34 as a mask. Thus, the gaps 16 and 16b and the T-shaped patterns 22a and 22b where the insulating layer 12 is exposed are formed in the conductive layer 14 (see FIGS. 7G and 7H).
[0052]
Next, the resist film 34 used as a mask is peeled off (see FIGS. 7I and 7J).
[0053]
Thus, the resonance element according to the present embodiment is formed.
[0054]
As described above, according to the present embodiment, the resonance element and the semiconductor element can be integrated on the same substrate without deteriorating the filter characteristics, and the resonance element has a fine and excellent filter characteristic. Therefore, miniaturization and cost reduction of the system can be realized.
[0055]
(Modification)
A resonance element according to a modification of the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a perspective view showing the structure of the resonance element according to the present modification.
[0056]
The resonance element according to the present modification is characterized mainly in that a step exists between the signal line 18 and the ground conductor 20.
[0057]
As shown in FIG. 8, a mesa-shaped convex portion 38 is formed on a substrate 36, and the signal line 18 made of a conductive layer is formed on the upper surface of the convex portion 38. The ground conductor 20 is formed on the substrate 36 on both sides of the convex portion 38. T-shaped patterns 22a and 22b for obtaining filter characteristics and the like are formed on the ground conductors 20 on both sides of the signal line 18 on the convex portion 38, respectively. Note that FIG. 8 illustrates a case where an insulating substrate is used as the substrate 36 and the insulating layer 12 is not formed.
[0058]
In the resonance element shown in FIG. 1, since there is no step between the signal line 18 and the ground conductor 20, the width of the gaps 16a and 16b between the signal line 18 and the ground conductor 20 is appropriately set. The value of the characteristic impedance is adjusted. However, in order to obtain good filter characteristics, the width of the gaps 16a and 16b cannot be made too large, and there is a restriction in adjusting the value of the characteristic impedance.
[0059]
On the other hand, in the resonance element according to the present modification, the value of the characteristic impedance is adjusted by appropriately setting not only the width of the gap between the signal line 18 and the ground conductor 20 but also the height of the projection 38. Can be. Therefore, according to the present modification, the characteristic impedance can be set to a desired value with a high degree of freedom according to the purpose of use of the resonance element and the like.
[0060]
[Second embodiment]
A resonance element according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 9 is a plan view illustrating the structure of the resonance element according to the present embodiment, and FIG. 10 is a graph illustrating the filter characteristics of the resonance element according to the present embodiment. Note that the same components as those of the resonance element according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted or simplified.
[0061]
The resonance element according to the present embodiment has asymmetric T-shaped patterns 40a and 40b instead of the T-shaped patterns 22a and 22b formed symmetrically with each other in the resonance element according to the first embodiment. Has the main features.
[0062]
That is, as shown in FIG. 9, T-shaped patterns 40 a and 40 b having different sizes that are asymmetric with respect to the signal line 18 are formed on the ground conductors 20 on both sides of the signal line 18.
[0063]
Assuming that the wavelength of the fundamental wave is λ, as shown in FIG. 9, the length of the T-shaped vertical line of the T-shaped pattern 40a on the left side of the drawing is L1. _L , The length of the T-shaped horizontal line is L2 _L The length of the T-shaped vertical line of the T-shaped pattern 40b on the right side in FIG. _R , The length of the T-shaped horizontal line is L2 _R , For example, L1 _L + L2 _L ≒ 1 / 6λ, L1 _R + L2 _R ≒ 1 / 3λ. The length of each of the T-shaped patterns 40a and 40b is L1. _L + L2 _L ≒ 1 / 6λ, L1 _R + L2 _R Since ≒ 1 / 3λ, the resonance element according to the present embodiment has a filter characteristic that allows transmission of the 3n-th harmonic among the harmonics.
[0064]
FIG. 10 shows the filter characteristics of the resonance element according to the present embodiment. As can be seen from FIG. 10, in the resonance element according to the present embodiment, the 3nth harmonic among the harmonics is transmitted.
[0065]
As described above, according to the present embodiment, by appropriately setting the sum of the pattern lengths of the T-shaped patterns 40a and 40b formed on the ground conductor 20, it is possible to realize a filter characteristic that transmits a desired harmonic. Can be.
[0066]
In the above description, a case has been described as an example where the filter has a filter characteristic of transmitting the 3nth harmonic among the harmonics. _L + L2 _L To L1 _L + L2 _L By making the length four times as large as above, it is also possible to obtain a filter characteristic that transmits the 5n-th harmonic among the harmonics. In this way, by making the sum of the pattern lengths of one T-shaped pattern an integral multiple of the sum of the pattern lengths of the other T-shaped patterns, a filter characteristic that transmits a specific harmonic among the harmonics is obtained. be able to.
[0067]
[Third embodiment]
A resonance element according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 11 is a plan view illustrating the structure of the resonance element according to the present embodiment, and FIG. 12 is a graph illustrating the filter characteristics of the resonance element according to the present embodiment. Note that the same components as those of the resonance element according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted or simplified.
[0068]
The resonance element according to the present embodiment is characterized mainly in that a plurality of types of T-shaped patterns having different ratios and sizes of T-shaped horizontal and vertical lines are arranged along the signal line 18.
[0069]
That is, as shown in FIG. 11, a plurality of sets of T-shaped patterns 42a are formed on the ground conductors 20 on both sides of the signal line 18 along the signal line 18. _n , 42b _n (N = 1 to 10) are arranged. Each set of T-shaped patterns 42a _n , 42b _n Have various ratios and sizes of horizontal and vertical lines of the T-shape. T-shaped pattern 42a _n , 42b _n Is a blanking pattern as described above.
[0070]
FIG. 12 shows the filter characteristics of the resonance element according to the present embodiment. As can be seen from FIG. 12, in the resonance element according to the present embodiment, a low-pass filter having a wide bandwidth is realized.
[0071]
As described above, according to the present embodiment, a plurality of sets of T-shaped patterns 42a having various ratios and sizes of horizontal and vertical lines of the T-shape. _n , 42b _n Are arranged, a low-pass filter having a wide cut-off bandwidth can be realized.
[0072]
In the present embodiment, the case where ten sets of T-shaped patterns are formed has been described as an example, but the T-shaped patterns to be formed are not limited to ten sets. In addition, the ratio and size of the horizontal and vertical lines of the T-shaped pattern to be formed can be set as appropriate. By appropriately setting the number of sets of T-shaped patterns to be arranged, the ratio between the horizontal and vertical lines of the T-shape, and the size according to the required filter characteristics and the like, a filter characteristic having a desired cutoff bandwidth can be obtained. Obtainable.
[0073]
[Fourth embodiment]
An integrated circuit device according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 13 is a perspective view showing the structure of the integrated circuit device according to the present embodiment. Note that the same components as those of the resonance element according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted or simplified.
[0074]
The main feature of the integrated circuit device according to the present embodiment is that the resonance element is formed on the circuit board 46, and the semiconductor element 48 is mounted on the same circuit board 46.
[0075]
That is, as shown in FIG. 13, the linear signal line 18 and the ground conductor 20 are formed on the circuit board 46. T-shaped patterns 22 a and 22 b are formed on the ground conductor 20. Thus, a filter that is a resonance element is formed on the circuit board 46. The region where the resonance element is formed is indicated by using a dotted ellipse in FIG.
[0076]
In addition, as the circuit board 46, any circuit board such as an LTCC (Low Temperature Cofired Ceramics) board can be used.
[0077]
On the circuit board 46, a semiconductor element 48 such as an MMIC (Microwave Monolithic Integrated Circuit) chip is mounted. An electrode pad 50 is formed on the circuit board 46, and the electrode pad 50 and the semiconductor element 48 are electrically connected by wire bonding or the like.
[0078]
The circuit board 46 on which the resonance element is formed and the semiconductor element 48 is mounted as described above is sealed in the package 44.
[0079]
As described above, a fine resonance element capable of obtaining good filter characteristics may be formed on the circuit board 46, and the semiconductor element 48 may be mounted on the same circuit board 46.
[0080]
In the present embodiment, the case where the resonance element according to the first embodiment is formed on the circuit board 46 has been described as an example. However, the resonance element according to the second embodiment or the third embodiment is formed on the circuit board 46. May be.
[0081]
[Modified embodiment]
The present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications are possible.
[0082]
For example, in the above embodiment, the case where the present invention is applied to a filter has been described as an example. However, the present invention can be applied to, for example, a resonator in addition to a filter. In this case as well, good resonance characteristics can be obtained while miniaturization can be achieved, and even when integrated with a semiconductor element, good resonance characteristics can be obtained without being affected by the semiconductor element. Therefore, even when the resonator and the semiconductor element are formed on the same substrate, miniaturization and cost reduction can be realized.
[0083]
Further, in the above embodiment, the case where the silicon substrate is used has been described as an example, but the substrate is not limited to the silicon substrate. In addition to a silicon substrate, for example, a GaAs substrate or the like may be used.
[0084]
In the above description, the case where the signal line and the ground conductor are formed on the insulating layer has been described as an example. However, when an insulating substrate is used, the signal line and the ground conductor may be formed on the insulating substrate.
[0085]
In the above embodiment, the case where the T-shaped pattern is formed on the ground conductor 20 has been described as an example. However, the pattern formed on the ground conductor 20 is not limited to the T-shaped pattern. Any pattern may be used as long as the side is open. For example, as shown in FIG. 14, Y-shaped patterns 52 a and 52 b may be formed on the ground conductor 20 instead of the T-shaped pattern. Even when such a Y-shaped pattern is used, the radiation loss can be reduced and good filter characteristics can be obtained as in the case of the T-shaped pattern.
[0086]
Further, in the above embodiment, the case where the cut pattern is formed on the ground conductors 20 on both sides of the signal line 18 has been described as an example, but the cut pattern is not necessarily formed on the ground conductors 20 on both sides. At least, it is sufficient that the cutout pattern is formed on the ground conductor 20 on one side of the signal line 18.
[0087]
In the above embodiment, the case where the resonance element is integrated with the semiconductor element on the same substrate is described as an example, but the element integrated on the same substrate is not limited to the semiconductor element. The present invention can be applied to a case where a resonance element and all other elements are integrated on the same substrate.
[0088]
(Supplementary Note 1) A signal line formed on a substrate, and ground conductors formed on both sides of the signal line, wherein at least one of the ground conductors has a cutout pattern with the signal line side open. And a length of the blank pattern is determined based on a resonance frequency.
[0089]
(Supplementary Note 2) In the resonance element according to Supplementary Note 1, the blank pattern extends in a direction crossing a direction in which the signal line extends, and the first partial pattern in which the signal line side is open; A resonance element comprising: a second partial pattern extending in a direction intersecting with the extension direction of the first partial pattern and connected to the first partial pattern.
[0090]
(Supplementary note 3) The resonance element according to supplementary note 2, wherein the cut pattern is a T-shaped or Y-shaped cut pattern.
[0091]
(Supplementary Note 4) The resonance element according to any one of Supplementary Notes 1 to 3, wherein the cutout pattern is formed on both sides of the signal line.
[0092]
(Supplementary Note 5) In the resonance element according to Supplementary Note 4, the one cutout pattern on one side with respect to the signal line and the other cutout pattern on the other side with respect to the signal line are formed by using the signal line as an axis. A resonant element formed symmetrically.
[0093]
(Supplementary Note 6) In the resonance element according to Supplementary Note 4, the one cutout pattern on one side with respect to the signal line and the other cutout pattern on the other side with respect to the signal line are formed on an axis of the signal line. A resonant element formed asymmetrically.
[0094]
(Supplementary Note 7) The resonance element according to Supplementary Note 6, wherein the sum of the pattern lengths in the one cutout pattern is substantially an integral multiple of the sum of the pattern lengths in the other cutout pattern.
[0095]
(Supplementary Note 8) The resonance element according to Supplementary Note 7, wherein the sum of the pattern lengths in the one cutout pattern is approximately twice the sum of the pattern lengths in the other cutout pattern.
[0096]
(Supplementary note 9) The resonance element according to any one of Supplementary notes 1 to 8, wherein a step is present between the signal line and the ground conductor.
[0097]
(Supplementary Note 10) In the resonance element according to Supplementary Note 9, a mesa-shaped protrusion is formed on the substrate, the signal line is formed on the protrusion, and the ground conductor is formed on both sides of the protrusion. A resonance element formed on the substrate.
[0098]
(Supplementary Note 11) The resonance element according to any one of Supplementary Notes 1 to 10, wherein a plurality of types of the cutout patterns are arranged along the signal line.
[0099]
(Supplementary Note 12) A signal line formed on a semiconductor substrate and ground conductors formed on both sides of the signal line, and at least one of the ground conductors, a cutout pattern with the signal line side open is formed. An integrated circuit device comprising: a resonance element whose length of the blank pattern is determined based on a resonance frequency; and a semiconductor element formed on the semiconductor substrate.
[0100]
(Supplementary Note 13) There is a signal line formed on a circuit board, and a ground conductor formed on both sides of the signal line, and at least one of the ground conductors has a cutout pattern with the signal line side open. An integrated circuit device comprising: a resonance element whose length of the blanking pattern is determined based on a resonance frequency; and a semiconductor element mounted on the circuit board.
[0101]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, at least one ground conductor of a transmission line having a signal line formed on a substrate and ground conductors formed on both sides of the signal line has a cutout pattern with an open signal line side. By forming the above, a resonance element is formed, so that even when integrated with other elements on the same substrate, good characteristics can be obtained, and furthermore, miniaturization can be realized.
[0102]
Further, according to the present invention, the first partial pattern which extends in a direction intersecting with the direction in which the signal line extends and intersects with the first partial pattern in which the signal line side is open and the extending direction of the first partial pattern. Since the cutout pattern extending in the direction and having the first partial pattern and the second partial pattern connected to the first partial pattern is formed on the ground conductor, further excellent characteristics can be obtained and the size can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram showing a structure of a resonance element according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic diagram showing the structure of the integrated circuit device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a graph showing a filter characteristic of the resonance element according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a graph showing a simulation result of filter characteristics of the resonance element according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a plan view showing a structure of a resonance element having a straight pattern on a ground conductor.
FIG. 6 is a plan view showing an electric field generated in a T-shaped pattern in the resonance element according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a process chart illustrating a method of manufacturing the resonance element according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a perspective view showing a structure of a resonance element according to a modification of the first embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a schematic diagram showing a structure of a resonance element according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a graph showing a filter characteristic of a resonance element according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a schematic view illustrating a structure of a resonance element according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a graph showing a filter characteristic of a resonance element according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a perspective view showing a structure of an integrated circuit device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a plan view showing a structure of a resonance element according to a modification of the present invention.
[Explanation of symbols]
10. Silicon substrate
12 ... insulating layer
14 ... conductive layer
16a, 16b ... gap
18. Signal line
20… Ground conductor
22a, 22b ... T-shaped pattern
23a, 23b ... partial pattern
24 ... Semiconductor element
26 ... electrode
28 ... insulating layer
30 Wiring layer
32a, 32b ... linear pattern
34 ... Resist film
36 ... Substrate
38 ... convex part
40a, 40b ... T-shaped pattern
42a _n , 42b _n (N = 1 to 10) ... T-shaped pattern
44… Package
46 ... Circuit board
48 ... Semiconductor element
50 ... Electrode pad
52a, 52b: Y-shaped pattern

Claims

A signal line formed on the substrate,
Ground conductors formed on both sides of the signal line,
On at least one of the ground conductors, a cutout pattern in which the signal line side is open is formed,
The length of the blank pattern is determined based on a resonance frequency.

The resonance element according to claim 1,
The blank pattern extends in a direction intersecting the direction in which the signal line extends, and intersects with a first partial pattern in which the signal line side is open, and an extending direction of the first partial pattern. And a second partial pattern extending in the direction and connected to the first partial pattern.

The resonance element according to claim 1, wherein
The resonance element, wherein the cutout pattern is formed on both sides of the signal line.

The resonance element according to claim 3,
The cutout pattern on one side of the signal line and the other cutout pattern on the other side of the signal line are formed symmetrically with the signal line as an axis. Resonance element.

The resonance element according to claim 3,
The cutout pattern on one side of the signal line and the other cutout pattern on the other side of the signal line are formed asymmetrically with the signal line as an axis. Resonance element.

The resonance element according to claim 5,
The resonance element according to claim 1, wherein the sum of the pattern lengths in the one cut pattern is substantially an integral multiple of the sum of the pattern lengths in the other cut pattern.

The resonance element according to any one of claims 1 to 6,
A resonance element, wherein a step exists between the signal line and the ground conductor.

The resonance element according to any one of claims 1 to 7,
A resonance element, wherein a plurality of types of the cutout patterns are arranged along the signal line.

A signal line formed on a semiconductor substrate, and a ground conductor formed on both sides of the signal line, and at least one of the ground conductors, a cutout pattern in which the signal line side is open is formed; The length of the blank pattern is a resonance element determined based on the resonance frequency,
An integrated circuit device comprising: a semiconductor element formed on the semiconductor substrate.

A signal line formed on a circuit board, and a ground conductor formed on both sides of the signal line, and at least one of the ground conductors, a cut pattern in which the signal line side is open is formed; The length of the blank pattern is a resonance element determined based on the resonance frequency,
An integrated circuit device comprising: a semiconductor element mounted on the circuit board.