【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば携帯電話等の通信装置に用いられる弾性表面波装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年の携帯電話機等の通信装置の小型化、軽量化に対する技術的進歩は目覚しいものがある。これを実現するための手段として、各構成部品の削減、小型化はもとより、複数の機能を複合した部品の開発も進んできた。
【０００３】
弾性表面波装置は、携帯電話機用のＲＦフィルタとして広く一般的に用いられるようになっている。近年においては、携帯電話に用いられる周波数不足から、上記弾性表面波装置において、通過帯域幅を広くするなどの要求が強まってきている。また、携帯電話機における感度は、どの周波数チャンネルを使用しても一定であることが望ましく、通過帯域内の平坦性などの高性能化も求められている。
【０００４】
弾性表面波装置を高性能化する手法としては、例えば特許文献１に記載されているように、弾性表面波フィルタ、特に縦結合共振子型弾性表面波フィルタに弾性表面波共振子を直列接続する構成が広く用いられている。上記特許文献１では、図１２のように、３つのくし型電極部（Inter-Digital Transducer、以下、ＩＤＴという）を備える縦結合共振子型弾性表面波フィルタ１０１に、弾性表面波共振子１０２が電気的に直列に接続されている。その際、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ１０１における周波数と弾性表面波フィルタ１０２における周波数との関係は、弾性表面波共振子１０２の反共振周波数が、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ１０１の通過帯域より高周波数側に位置し、さらに、弾性表面波共振子１０２の共振周波数が縦結合共振子型弾性表面波フィルタ１０１の通過帯域内に位置するように設定されている。これにより、弾性表面波共振子１０２の反共振周波数が縦結合共振子型弾性表面波フィルタ１０１の通過帯域より高周波数側に位置しているので、通過帯域高周波数側ごく近傍の減衰量が大きくなり、かつ、弾性表面波共振子１０２の共振周波数が通過帯域内に位置しているので、通過帯域内に位置している通過帯域内の挿入損失の大きな劣化は生じない。
【０００５】
【特許文献１】
特開平７−３０３６７号公報（公開日１９９５年１月３１日）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特許文献１に記載の構成の弾性表面波フィルタでは、通過帯域幅を広くした場合、良好なＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）が得られないという問題があった。
【０００７】
最も良好なフィルタ特性が得られる弾性表面波フィルタの電極膜厚は、そのフィルタの中心周波数によって異なってくる。つまり、縦結合共振子型弾性表面波フィルタと、弾性表面波共振子とでは、周波数特性が異なるので、最適な電極膜厚は異なることになる。しかし、上記特許文献１では、縦結合共振子型弾性表面波フィルタと弾性表面波共振子とにおける電極膜厚は等しい。そのため、仮に縦結合共振子型弾性表面波フィルタの電極が最適な膜厚であり、最も良好なフィルタ特性が得られていたとしても、弾性表面波共振子の電極は最適な膜厚からずれていることになる。したがって、弾性表面波共振子の電極が最適な膜厚である場合のフィルタ特性と比較して、特性が悪くなっていることが考えられる。
【０００８】
本発明は、上記の問題点に鑑みなされたものであり、その目的は、縦結合共振子型弾性表面波フィルタの電極膜厚と、弾性表面波共振子の電極膜厚を互いに異ならせ、それぞれの最も良好な特性を得ることで、良好なＶＳＷＲを有する通過帯域幅が広い弾性表面波装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の弾性表面波装置は、上記の課題を解決するために、圧電基板上に、弾性表面波の伝搬方向に沿って形成された少なくとも２つ以上のくし型電極部を有する弾性表面波フィルタと、前記弾性表面波フィルタに電気的に接続された、くし型電極部を有する少なくとも１つの弾性表面波共振子とを備える弾性表面波装置において、前記弾性表面波共振子における反共振点が前記弾性表面波フィルタの通過帯域よりも高周波数側に設定されており、前記弾性表面波フィルタの電極膜厚と前記弾性表面波共振子の電極膜厚とが互いに異なっていることを特徴としている。また、前記弾性表面波フィルタの電極膜厚よりも前記弾性表面波共振子の電極膜厚の方が厚いことが好ましい。
【００１０】
上記の構成によれば、弾性表面波共振子における共振点と反共振点との間隔を広げることにより比較的通過帯域幅が広い弾性表面波フィルタに利用しても通過帯域内全体のインピーダンスをより整合点に近づけることができる。これにより、弾性表面波装置におけるＶＳＷＲを改善することができる。
【００１１】
また、前記弾性表面波共振子は、前記弾性表面波フィルタに直列に接続されていても、並列に接続されていてもよい。
【００１２】
また、前記弾性表面波フィルタは、縦結合共振子型弾性表面波フィルタであることが好ましい。
【００１３】
また、上記弾性表面波装置は、不平衡−平衡変換機能を有することが好ましい。
【００１４】
本発明の弾性表面波装置は、上記の構成に加えて、前記弾性表面波共振子の膜厚比は、１４％以下であることが好ましい。これにより、挿入損失の良好な弾性表面波装置を提供することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
〔実施の形態１〕
本発明の実施の一形態について、図１ないし図１０に基づいて説明すれば以下のとおりである。なお、本実施の形態では、Ｗ−ＣＤＭＡ送信用の平衡−不平衡変換機能を有する弾性表面波装置を例にあげる。また、上記弾性表面装置では、不平衡側のインピーダンスが５０Ω、平衡側のインピーダンスが２００Ωとしている。
【００１６】
図１に、本実施の形態にかかる弾性表面波装置２００の要部の構成を示す。上記弾性表面波装置２００は、２つの縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２、および縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２のそれぞれに直列に接続された弾性表面波共振子２１７、２１８を、圧電基板（図示せず）上に、備えている構成である。圧電基板には、ＬｉＴａＯ3、ＬｉＮｂＯ3、水晶などを用いる。
【００１７】
そして、上記弾性表面波装置２００には、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２と用いて平衡−不平衡変換機能を持たせている。また、上記縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１と不平衡信号端子２２５との間に弾性表面波共振子２１７が直列に接続され、同様に縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０２と不平衡信号端子２２５との間に弾性表面波共振子２１８が直列に接続されている。さらに、上記上記縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２は、それぞれ、平衡信号端子２２６、２２７に接続されている。
【００１８】
また、上記弾性表面波装置２００では、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２と弾性表面波共振子２１７、２１８の周波数の関係は、弾性表面波共振子２１７、２１８の反共振周波数が縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２の通過帯域高周波数側の近傍に、共振周波数が通過帯域内に位置するように設定されている。さらに、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２の電極膜厚をｈ１、弾性表面波共振子２１７、２１８の電極膜厚をｈ２とした場合、ｈ１＜ｈ２となっている。
【００１９】
縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１の構成は、くし型電極部（Inter-Digital Transducer、以下、ＩＤＴという）２０４を挟みこむようにＩＤＴ２０３、２０５が形成され、その両側に反射器２０６、２０７が形成されている。図１に示すように、互いに隣り合うＩＤＴ２０３とＩＤＴ２０４との間、およびＩＤＴ２０４とＩＤＴ２０５との間の数本の電極指（電極指のピッチで決まる波長：λｉ）は、ＩＤＴの他の部分の電極指（電極指のピッチで決まる波長：λＩ）よりもピッチが短い（狭ピッチ電極指部２０８、２０９）。これにより通過帯域内の挿入損失を低減することができる。
【００２０】
縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０２の構成は、ＩＤＴ２１１を挟みこむようにＩＤＴ２１０、２１２が形成され、その両側に反射器２１３、２１４が形成されている。また、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１と同様に、ＩＤＴ２１０とＩＤＴ２１１との間、およびＩＤＴ２１１とＩＤＴ２１２との間には、狭ピッチ電極指部２１５、２１６が設けられている。また、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０２のＩＤＴ２１１の向きは、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１のＩＤＴ２０４に対して、交叉幅方向に反転させている。これにより、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０２における入力信号に対する出力信号の位相は、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１に対して約１８０°反転されている。これにより、弾性表面波装置２００は、平衡−不平衡変換機能を有することになる。
【００２１】
また、本実施の形態においては、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２のＩＤＴ２０４、２１１がそれぞれ平衡信号端子２２６、２２７に接続されている。さらに、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２のＩＤＴ２０３、２０５およびＩＤＴ２１０、２１２のそれぞれが、弾性表面波共振子２１７、２１８を介して、平衡信号端子２２５にそれぞれ接続されている。
【００２２】
上記弾性表面波共振子２１７、２１８は、共に同じ構成であり、それそれＩＤＴ２１９、２２２を挟み込むように、反射器２２０、２２３と、反射器２２１、２２４とが形成されている。なお、本実施形態においては、弾性表面波共振子として、反射器を持たない弾性表面波共振子を用いてもよい。
【００２３】
なお、図１においては、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２、弾性表面波共振子２１７、２１８は図を簡潔にするため、電極指の本数を実際の本数よりも少なく示している。
【００２４】
ここで、上記弾性表面波装置２００において縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２および弾性表面波共振子２１７、２１８の形成方法としては、蒸着法等が挙げられるが、特に限定されるものではない。例えば、圧電基板に、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２あるいは弾性表面波共振子２１７、２１８のいずれか一方を形成した後、残りのもう一方を異なる厚さで形成してもよい。また、例えば、圧電基板に、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２および弾性表面波共振子２１７、２０８を膜厚の厚い方に合わせて形成した後、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２または弾性表面波共振子２１７、２０８のいずれか薄くする方をエッチング等で削ることにより形成してもよい。
【００２５】
以下では、より具体的な例を挙げて本実施の形態について説明する。
【００２６】
本実施の形態にかかる実施例１の縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２の詳細な設計の一例については、以下の通りである。
【００２７】
交叉幅Ｗ：３２．６λＩ
ＩＤＴ本数：（ＩＤＴ２０３、ＩＤＴ２０４、ＩＤＴ２００５の順）：１４（３）／（３）１６（３）／（３）１４本（カッコ内はピッチを狭くした電極指の本数）
反射器本数：１００本
ｄｕｔｙ：０．６０（ＩＤＴ）、０．６０（反射器）
電極膜厚ｈ１：０．０８０λＩ
ここでλＩは、狭ピッチではない電極指のピッチで決まる波長である。
【００２８】
なお、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０２では、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１におけるＩＤＴ２０４を、交叉幅方向に反転させているＩＤＴ２１１に代えている以外は縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１と同様の構成である。
【００２９】
また、上記弾性表面波共振子２１７、２１８の詳細な設計の一例については、以下の通りである。
【００３０】
交叉幅Ｗ：１９．７λＩ
ＩＤＴ本数：３０１本
反射器本数：３０本
ｄｕｔｙ：０．６０（ＩＤＴ）、０．６０（反射器）
ＩＤＴ−反射器間隔（電極指中心間距離）：０．５０λＩ
電極膜厚ｈ２：０．０９８１λＩ
なお、弾性表面波共振子２１７、２１８の詳細な設計はすべて同じである。
【００３１】
図２に、実施例１の弾性表面波装置２００における、不平衡信号端子側の周波数に対するＶＳＷＲを、図３に平衡信号端子側の周波数に対するＶＳＷＲを示す。また、比較として、図１に示した弾性表面波装置２００において、従来技術のように縦結合共振子型弾性表面波フィルタの電極膜厚と、弾性表面波共振子の電極膜厚とが等しい場合（以下、従来例とする）の不平衡信号端子側の周波数に対するＶＳＷＲおよび平衡信号端子側の周波数に対するＶＳＷＲも図２および図３に示す。
【００３２】
図２、３より、従来例と実施例１とを比較すると、実施例１のＶＳＷＲの方が改善していることがわかる。具体的には、Ｗ−ＣＤＭＡ送信用フィルタの通過帯域周波数範囲１９２０〜１９８０ＭＨｚ内において、従来例では不平衡信号端子側のＶＳＷＲは１．５９、平衡信号端子側のＶＳＷＲは１．４２であるのに対して、実施例１では不平衡信号端子側のＶＳＷＲは１．５６、平衡信号端子側のＶＳＷＲは１．４０となっている。
【００３３】
また、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２の電極膜厚を変化させた場合の、弾性表面波共振子２１７、２１８の電極膜厚と不平衡信号端子側のＶＳＷＲとの関係を図４に、平衡信号端子側のＶＳＷＲとの関係を図５に示す。このときの電極膜厚の値は、縦結合共振子型弾性表面波フィルタおよび弾性表面波共振子におけるＩＤＴのピッチで決まる波長に対する比（膜厚比）で示している。図４、図５より、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２の電極膜厚よりも弾性表面波共振子２１７、２１８の電極膜厚を厚くすることで、不平衡信号端子側のＶＳＷＲ、平衡信号端子側のＶＳＷＲとも改善されていることがわかる。
【００３４】
以下、本発明における原理について説明する。縦結合共振子型弾性表面波フィルタと弾性表面波共振子とを同じ膜厚とし、弾性表面波共振子の反共振点を縦結合共振子型弾性表面波フィルタの通過帯域高周波数側近傍に、共振点を縦結合共振子型弾性表面波フィルタの通過帯域内に位置するようにした場合、図６に示すように、弾性表面波共振子のインピーダンスは共振点と反共振点との間の周波数範囲内では、誘導性（Ｌ性）となる。通常、図６に示すように、「弾性表面波共振子（トラップ）が誘導性（Ｌ性）として作用する周波数範囲＜弾性表面波フィルタの通過帯域幅」という関係となっている。そのため、通過帯域全体を弾性表面波共振子（トラップ）のＬ性によって作用させることはできない。したがって、通過帯域内全体でインピーダンスの整合を取ることは困難である。
【００３５】
弾性表面波共振子（トラップ）がＬ性として作用する周波数範囲を広げるには、弾性表面波共振子（トラップ）の膜厚を厚くする方法が考えられる。これは、弾性表面波共振子の膜厚を厚くすると共振点と反共振点との間隔が広がり、Ｌ性として作用する周波数範囲が広がるためである。しかし、弾性表面波共振子の膜厚を厚くした分だけ同じように弾性表面波フィルタの膜厚を厚くしたのでは、弾性表面波フィルタの通過帯域幅も広がるため、結局弾性表面波共振子がＬ性として作用する周波数範囲の比率は同じになる。そのため、インピーダンスの整合が取りにくく、ＶＳＷＲが悪くなるという問題がある。
【００３６】
ここで、実施例１で用いた弾性表面波装置における弾性表面波共振子２１７、２１８において設計パラメータは変更せず、弾性表面波共振子２１７、２１８の電極膜厚のみを変えた場合の周波数に対するインピーダンス特性を図７に示す。図７に示すように、弾性表面波共振子の膜厚比を７．１１％から、８．１２％、９．１５％、１０．０％と大きくするにつれて、共振点と反共振点との間隔が広がっていくことがわかる。つまり、Ｌ性として作用する周波数範囲が広がる。したがって、弾性表面波共振子の膜厚比を大きくし、共振点と反共振点との間隔を広くすることで、比較的通過帯域幅が広い弾性表面波フィルタに利用しても通過帯域内全体のインピーダンスをより整合点に近づけることができる。これにより、ＶＳＷＲを改善することができる。
【００３７】
また、図８には、上記弾性表面波装置において、縦結合共振子型弾性表面波フィルタの電極膜厚を一定にして、弾性表面波共振子２１７、２１８の電極膜厚を変えた場合の弾性表面波共振子の膜厚比に対する挿入損失の変化、ならびに上記弾性表面波装置において、弾性表面波共振子２１７、２１８の電極膜厚を一定にして、縦結合共振子型弾性表面波フィルタの電極膜厚を変えた場合の縦結合共振子型弾性表面波フィルタの膜厚比に対する挿入損失の変化を示す。図８より、縦結合共振子型弾性表面波フィルタの電極膜厚を厚くしていった場合よりも、弾性表面波共振子の電極膜厚を厚くしていった場合の方が挿入損失の悪化が起こりにくいことがわかる。つまり、弾性表面波共振子の電極膜厚を厚くして最適な条件に適宜設定することが挿入損失の悪化を抑制する上で好ましい。また、弾性表面波共振子の膜厚比を大きくしていった場合の挿入損失は、弾性表面波共振子の膜厚比が１２％を超えた辺りから挿入損失が悪くなっていき、１４％を超えると挿入損失が３．０ｄＢを超えることがわかる。通常の弾性表面波フィルタとしての市場要求としては、挿入損失が３．０ｄＢであることが要求されている。したがって、弾性表面波共振子の膜厚比は、１４％以下であり、好ましくは１２％以下である。
【００３８】
図９に、従来例および実施例１の反射特性Ｓ１１をスミスチャートで比較した図を示す。図９より、実施例１のように、弾性表面波共振子の膜厚比を大きくして共振点と反共振点との間隔を広くすることで、従来例と比較して通過帯域内のインピーダンスが整合点に近づけることができ、ＶＳＷＲを改善できることがわかる。
【００３９】
以上説明したように、実施例１では、弾性表面波表面波フィルタの電極膜厚よりも前記弾性表面波共振子の電極膜厚を厚くしている。これにより、ＶＳＷＲが良好な弾性表面波装置が得られる。
【００４０】
また、上記縦結合共振子型弾性表面波フィルタでは、平衡信号端子の平衡度や、通過帯域外の減衰量を大きくする目的などで、設計を互いに異ならせても、同様の効果が得られる。また、上記縦結合共振子型弾性表面波フィルタにおいて、ＩＤＴ−ＩＤＴ間付近に狭ピッチ電極指部を設けているが、狭ピッチ電極指部を設けない構成でもよい。上記の構成においても、上記実施形態と同様の効果が得られる。
【００４１】
また、本実施の形態では、不平衡信号−平衡信号変換機能を有する弾性表面波装置について説明したが、平衡信号入力−平衡信号出力、または不平衡信号入力−不平衡信号出力の弾性表面波装置においても、上記実施形態と同様の効果が得られる。
【００４２】
また、本実施の形態では、縦結合共振子型弾性表面波フィルタと不平衡信号端子間にのみ弾性表面波共振子が１つ直列に接続されている構成となっているが、弾性表面波共振子は特に１つである必要はない。例えば、図１０に示すように、上記の構成において、縦結合共振子型弾性表面波フィルタと平衡信号端子との間に弾性表面波共振子を追加した構成であってもよい。この構成においても、上記実施形態と同様の効果が得られる。
【００４３】
また、上記弾性表面波共振子では、弾性表面波装置における平衡信号端子間の平衡度や通過帯域外の減衰量を大きくする目的などで、設計を互いに異ならせてもよい。この構成においても、上記実施形態と同様の効果が得られる。
【００４４】
〔実施の形態２〕
本発明の他の実施の形態について図１１に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、説明の便宜上、前記実施の形態１にて示した各部材と同一の機能を有する部材には、同一の符号を付記し、その説明を省略する。
【００４５】
図１１に、本実施の形態にかかる弾性表面波装置１０００の要部の構成を示す。上記弾性表面波装置１０００は、２つの縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２、および縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２のそれぞれに並列に接続された弾性表面波共振子２１７、２１８を、圧電基板（図示せず）上に、備えている構成である。つまり、上記縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１と不平衡信号端子２２５との間に弾性表面波共振子２１７が並列に接続され、同様に縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０２と不平衡信号端子２２５との間に弾性表面波共振子２１８が並列に接続されている。
【００４６】
また、上記弾性表面波装置１０００では、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２と弾性表面波共振子２１７、２１８の周波数の関係は、弾性表面波共振子２１７、２１８の反共振周波数が縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２の通過帯域高周波数側の近傍に、共振周波数が通過帯域内に位置するように設定されている。さらに、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ２０１、２０２の電極膜厚をｈ１、弾性表面波共振子２１７、２１８の電極膜厚をｈ２とした場合、ｈ１＜ｈ２である。
【００４７】
また、上記弾性表面波装置１０００では、弾性表面波共振子の反共振点を縦結合共振子型弾性表面波フィルタの通過帯域高周波数側近傍に、共振点を縦結合共振子型弾性表面波フィルタの通過帯域内に位置するようにしている。
【００４８】
上記の構成によれば、実施の形態１と同様に、弾性表面波共振子における、Ｌ性として作用する周波数範囲が広がる。したがって、弾性表面波共振子の膜厚比を大きくし、共振点と反共振点との間隔を広くすることで、比較的通過帯域幅が広い弾性表面波フィルタに利用しても通過帯域内全体のインピーダンスをより整合点に近づけることができる。これにより、ＶＳＷＲを改善することができる。
【００４９】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【００５０】
【発明の効果】
以上のように、本発明の弾性表面波装置は、圧電基板上に、弾性表面波の伝搬方向に沿って形成された少なくとも２つ以上のくし型電極部を有する弾性表面波フィルタと、前記弾性表面波フィルタに電気的に接続された、くし型電極部を有する少なくとも１つの弾性表面波共振子とを備える弾性表面波装置において、前記弾性表面波共振子における反共振点が前記弾性表面波フィルタの通過帯域よりも高周波数側に設定されており、前記弾性表面波フィルタの電極膜厚と前記弾性表面波共振子の電極膜厚とが互いに異なっており、弾性表面波フィルタの電極膜厚よりも、弾性表面波共振子の電極膜厚の方が厚いことを特徴としている。
【００５１】
上記の構成によれば、弾性表面波共振子における共振点と反共振点との間隔を広げることにより比較的通過帯域幅が広い弾性表面波フィルタに利用しても通過帯域内全体のインピーダンスをより整合点に近づけることができる。これにより、弾性表面波装置におけるＶＳＷＲを改善することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１にかかる実施例１の弾性表面波装置の概略の構成を示す平面図である。
【図２】従来例と実施例１とにおける不平衡信号端子側のＶＳＷＲを比較するグラフである。
【図３】従来例と実施例１とにおける平衡信号端子側のＶＳＷＲを比較するグラフである。
【図４】実施例１おける弾性表面波共振子の膜厚比と不平衡信号端子側のＶＳＷＲとの関係を示すグラフである。
【図５】実施例１おける弾性表面波共振子の膜厚比と平衡信号端子側のＶＳＷＲとの関係を示すグラフである。
【図６】実施例１の弾性表面波装置の伝送特性と弾性表面波共振子のインピーダンス特性とを示すグラフである。
【図７】実施例１の弾性表面波共振子の周波数に対するインピーダンス特性を示すグラフである。
【図８】縦結合共振子型弾性表面波フィルタおよび弾性表面波共振子の膜厚比を変化させたときの弾性表面波装置における挿入損失を示すグラフである。
【図９】従来例と実施例１との反射特性を示すスミスチャートである。
【図１０】実施の形態１の変形例を示す概略の構成を示す平面図である。
【図１１】実施の形態２にかかる弾性表面波装置の概略の構成を示す平面図である。
【図１２】従来の弾性表面波装置を示す概略の構成を示す平面図である。
【符号の説明】
２００ 弾性表面波装置
２０１、２０２ 縦結合共振子型弾性表面波フィルタ
２１７、２１８ 弾性表面波共振子[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a surface acoustic wave device used for a communication device such as a mobile phone.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, there has been remarkable technological progress in reducing the size and weight of communication devices such as mobile phones. As means for achieving this, not only the number of constituent components has been reduced and the size thereof has been reduced, but also the development of components having a plurality of combined functions has been advanced.
[0003]
2. Description of the Related Art Surface acoustic wave devices have been widely and generally used as RF filters for mobile phones. In recent years, due to a shortage of frequencies used in mobile phones, there has been an increasing demand for the above-mentioned surface acoustic wave devices to have a wider passband. Further, it is desirable that the sensitivity of the mobile phone is constant regardless of which frequency channel is used, and high performance such as flatness in a pass band is required.
[0004]
As a technique for improving the performance of a surface acoustic wave device, for example, as described in Patent Document 1, a surface acoustic wave resonator is connected in series to a surface acoustic wave filter, particularly a longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter. The configuration is widely used. In the above Patent Document 1, as shown in FIG. 12, a surface acoustic wave resonator 102 is provided in a longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 101 having three interdigital transducers (hereinafter, referred to as IDTs). They are electrically connected in series. At this time, the relationship between the frequency of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 101 and the frequency of the surface acoustic wave filter 102 is such that the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 102 is different from that of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 101. , And the resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 102 is set within the pass band of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 101. Accordingly, since the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 102 is located on the higher frequency side than the pass band of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 101, the attenuation near the high frequency side of the pass band is large. In addition, since the resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 102 is located in the pass band, the insertion loss in the pass band located in the pass band does not significantly deteriorate.
[0005]
[Patent Document 1]
JP-A-7-30367 (published on January 31, 1995)
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, the surface acoustic wave filter having the configuration described in Patent Literature 1 has a problem that a good VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) cannot be obtained when the passband is widened.
[0007]
The electrode film thickness of a surface acoustic wave filter that provides the best filter characteristics varies depending on the center frequency of the filter. In other words, since the frequency characteristics are different between the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter and the surface acoustic wave resonator, the optimum electrode film thickness is different. However, in Patent Document 1, the electrode thicknesses of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter and the surface acoustic wave resonator are equal. Therefore, even if the electrode of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter has an optimum film thickness and the best filter characteristics are obtained, the electrode of the surface acoustic wave resonator deviates from the optimum film thickness. Will be. Therefore, it is conceivable that the characteristics are deteriorated as compared with the filter characteristics when the electrode of the surface acoustic wave resonator has an optimum film thickness.
[0008]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to make the electrode film thickness of a longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter and the electrode film thickness of a surface acoustic wave resonator different from each other. The object of the present invention is to provide a surface acoustic wave device having a good VSWR and a wide pass band by obtaining the best characteristics of the surface acoustic wave device.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, a surface acoustic wave device according to the present invention has a surface acoustic wave filter having at least two or more interdigital electrodes formed on a piezoelectric substrate along a propagation direction of surface acoustic waves. And a surface acoustic wave device electrically connected to the surface acoustic wave filter, and at least one surface acoustic wave resonator having a comb-shaped electrode portion, wherein the anti-resonance point in the surface acoustic wave resonator is It is set on the higher frequency side than the pass band of the surface acoustic wave filter, and the electrode thickness of the surface acoustic wave filter and the electrode thickness of the surface acoustic wave resonator are different from each other. Preferably, the electrode thickness of the surface acoustic wave resonator is larger than the electrode thickness of the surface acoustic wave filter.
[0010]
According to the above configuration, even when the surface acoustic wave resonator is used for a surface acoustic wave filter having a relatively wide pass band by increasing the distance between the resonance point and the anti-resonance point in the surface acoustic wave resonator, the impedance of the entire pass band can be further improved. It can be closer to the matching point. Thereby, the VSWR in the surface acoustic wave device can be improved.
[0011]
The surface acoustic wave resonator may be connected to the surface acoustic wave filter in series or in parallel.
[0012]
Further, it is preferable that the surface acoustic wave filter is a longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter.
[0013]
Further, it is preferable that the surface acoustic wave device has an unbalanced-balanced conversion function.
[0014]
In the surface acoustic wave device according to the present invention, in addition to the above configuration, it is preferable that the thickness ratio of the surface acoustic wave resonator is 14% or less. Thereby, a surface acoustic wave device having good insertion loss can be provided.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
[Embodiment 1]
One embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. In the present embodiment, a surface acoustic wave device having a balanced-unbalanced conversion function for W-CDMA transmission will be described as an example. In the elastic surface device, the impedance on the unbalanced side is 50Ω, and the impedance on the balanced side is 200Ω.
[0016]
FIG. 1 shows a configuration of a main part of a surface acoustic wave device 200 according to the present embodiment. The surface acoustic wave device 200 includes two longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202, and a surface acoustic wave resonator 217 connected in series to each of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202. , 218 on a piezoelectric substrate (not shown). For the piezoelectric substrate, LiTaO 3 , LiNbO 3 , quartz, or the like is used.
[0017]
The surface acoustic wave device 200 has a balance-unbalance conversion function using the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202. Further, a surface acoustic wave resonator 217 is connected in series between the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 201 and the unbalanced signal terminal 225, and similarly, it is unbalanced with the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 202. A surface acoustic wave resonator 218 is connected in series with the signal terminal 225. Further, the longitudinally coupled resonator surface acoustic wave filters 201 and 202 are connected to balanced signal terminals 226 and 227, respectively.
[0018]
In the surface acoustic wave device 200, the frequency relationship between the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 and the surface acoustic wave resonators 217 and 218 is such that the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 is smaller. The resonance frequency is set near the passband high frequency side of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 so that the resonance frequency is located within the passband. Further, when the electrode thickness of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 is h1, and the electrode thickness of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 is h2, h1 <h2.
[0019]
The configuration of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 201 is such that IDTs 203 and 205 are formed so as to sandwich an inter-digital transducer (hereinafter referred to as IDT) 204 and reflectors 206 and 207 are provided on both sides thereof. Is formed. As shown in FIG. 1, several electrode fingers (a wavelength: λi determined by the pitch of the electrode fingers) between the IDT 203 and the IDT 204 adjacent to each other and between the IDT 204 and the IDT 205 are electrodes of other parts of the IDT. The pitch is shorter than the finger (wavelength determined by the pitch of the electrode fingers: λI) (narrow pitch electrode finger portions 208 and 209). Thereby, the insertion loss in the pass band can be reduced.
[0020]
In the configuration of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 202, IDTs 210 and 212 are formed so as to sandwich the IDT 211, and reflectors 213 and 214 are formed on both sides thereof. Further, similarly to the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 201, narrow pitch electrode fingers 215 and 216 are provided between the IDT 210 and the IDT 211 and between the IDT 211 and the IDT 212. The orientation of the IDT 211 of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 202 is reversed in the cross width direction with respect to the IDT 204 of the vertically coupled resonator type surface acoustic wave filter 201. As a result, the phase of the output signal with respect to the input signal in the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 202 is inverted by about 180 ° with respect to the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 201. Thereby, the surface acoustic wave device 200 has a balance-unbalance conversion function.
[0021]
In this embodiment, the IDTs 204 and 211 of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 are connected to balanced signal terminals 226 and 227, respectively. Further, the IDTs 203 and 205 and the IDTs 210 and 212 of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 are connected to a balanced signal terminal 225 via surface acoustic wave resonators 217 and 218, respectively.
[0022]
The surface acoustic wave resonators 217 and 218 have the same configuration, and the reflectors 220 and 223 and the reflectors 221 and 224 are formed so as to sandwich the IDTs 219 and 222 respectively. In the present embodiment, a surface acoustic wave resonator having no reflector may be used as the surface acoustic wave resonator.
[0023]
In FIG. 1, the number of electrode fingers of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 and the surface acoustic wave resonators 217 and 218 are smaller than the actual number of electrode fingers for the sake of simplicity. .
[0024]
Here, in the above-mentioned surface acoustic wave device 200, as a method of forming the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 and the surface acoustic wave resonators 217 and 218, a vapor deposition method or the like is cited, but it is particularly limited. is not. For example, after forming one of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 and the surface acoustic wave resonators 217 and 218 on the piezoelectric substrate, the other may be formed with a different thickness. . Further, for example, after longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 and surface acoustic wave resonators 217 and 208 are formed on a piezoelectric substrate in accordance with the thicker one, the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave is formed. The filter 201, 202 or the surface acoustic wave resonator 217, 208, whichever is thinner, may be formed by etching or the like.
[0025]
Hereinafter, the present embodiment will be described with a more specific example.
[0026]
An example of the detailed design of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 of Example 1 according to the present embodiment is as follows.
[0027]
Cross width W: 32.6λI
Number of IDTs: (IDT203, IDT204, IDT2005): 14 (3) / (3) 16 (3) / (3) 14 (the number in parentheses is the number of electrode fingers with a reduced pitch)
Number of reflectors: 100 Duty: 0.60 (IDT), 0.60 (reflector)
Electrode thickness h1: 0.080λI
Here, λI is a wavelength determined by the pitch of the electrode fingers that is not a narrow pitch.
[0028]
The longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 202 is different from the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 201 in that the IDT 204 in the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 201 is replaced by an IDT 211 which is inverted in the cross width direction. The configuration is the same as that of the wave filter 201.
[0029]
An example of a detailed design of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 is as follows.
[0030]
Cross width W: 19.7λI
Number of IDTs: 301 Number of reflectors: 30 Duty: 0.60 (IDT), 0.60 (reflector)
IDT-reflector interval (distance between electrode finger centers): 0.50λI
Electrode thickness h2: 0.0981λI
The detailed designs of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 are all the same.
[0031]
FIG. 2 shows the VSWR for the frequency on the unbalanced signal terminal side and FIG. 3 shows the VSWR for the frequency on the balanced signal terminal side in the surface acoustic wave device 200 according to the first embodiment. For comparison, in the surface acoustic wave device 200 shown in FIG. 1, when the electrode thickness of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter is equal to the electrode thickness of the surface acoustic wave resonator as in the related art. 2 and 3 also show the VSWR for the frequency on the unbalanced signal terminal side (hereinafter referred to as a conventional example) and the VSWR for the frequency on the balanced signal terminal side.
[0032]
From FIGS. 2 and 3, it can be seen from a comparison between the conventional example and the first embodiment that the VSWR of the first embodiment is more improved. Specifically, within the pass band frequency range of 1920 to 1980 MHz of the W-CDMA transmission filter, in the conventional example, the VSWR on the unbalanced signal terminal side is 1.59, and the VSWR on the balanced signal terminal side is 1.42. On the other hand, in the first embodiment, the VSWR on the unbalanced signal terminal side is 1.56, and the VSWR on the balanced signal terminal side is 1.40.
[0033]
FIG. 6 is a graph showing the relationship between the electrode thickness of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 and the VSWR on the unbalanced signal terminal side when the electrode thickness of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 is changed. 4 shows the relationship with the VSWR on the balanced signal terminal side in FIG. The value of the electrode film thickness at this time is shown as a ratio (film thickness ratio) to the wavelength determined by the pitch of the IDT in the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter and the surface acoustic wave resonator. 4 and 5, the VSWR on the unbalanced signal terminal side is obtained by making the electrode film thickness of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 larger than that of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202. It can be seen that the VSWR on the balanced signal terminal side is also improved.
[0034]
Hereinafter, the principle of the present invention will be described. The longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter and the surface acoustic wave resonator have the same thickness, and the anti-resonance point of the surface acoustic wave resonator is located near the high frequency side of the pass band of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter. When the resonance point is located within the pass band of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter, as shown in FIG. 6, the impedance of the surface acoustic wave resonator is the frequency between the resonance point and the anti-resonance point. Within the range, it becomes inductive (L-type). Normally, as shown in FIG. 6, the relationship is expressed as "frequency range where surface acoustic wave resonator (trap) acts as inductive (L-type) <pass band width of surface acoustic wave filter". Therefore, the entire pass band cannot be operated by the L property of the surface acoustic wave resonator (trap). Therefore, it is difficult to match impedances throughout the passband.
[0035]
In order to widen the frequency range in which the surface acoustic wave resonator (trap) acts as the L characteristic, a method of increasing the film thickness of the surface acoustic wave resonator (trap) can be considered. This is because if the thickness of the surface acoustic wave resonator is increased, the distance between the resonance point and the anti-resonance point is widened, and the frequency range acting as the L characteristic is widened. However, if the thickness of the surface acoustic wave filter is increased in the same manner as the thickness of the surface acoustic wave resonator is increased, the pass band width of the surface acoustic wave filter is also widened. The ratio of the frequency range acting as the L characteristic is the same. For this reason, there is a problem that impedance matching is difficult to obtain and VSWR deteriorates.
[0036]
Here, the design parameters of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 in the surface acoustic wave device used in the first embodiment are not changed, and the frequency with respect to the frequency when only the electrode film thickness of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 is changed. FIG. 7 shows the impedance characteristics. As shown in FIG. 7, as the film thickness ratio of the surface acoustic wave resonator is increased from 7.11% to 8.12%, 9.15%, and 10.0%, the resonance point and the anti-resonance point are shifted. It can be seen that the interval increases. That is, the frequency range acting as the L characteristic is widened. Therefore, by increasing the film thickness ratio of the surface acoustic wave resonator and widening the interval between the resonance point and the anti-resonance point, even if the filter is used for a surface acoustic wave filter having a relatively wide passband, the entire passband can be obtained. Can be brought closer to the matching point. Thereby, the VSWR can be improved.
[0037]
FIG. 8 shows the surface acoustic wave device in which the electrode thickness of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter is kept constant and the electrode thickness of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 is changed. The change of the insertion loss with respect to the film thickness ratio of the surface acoustic wave resonator, and in the above-mentioned surface acoustic wave device, the electrode film thickness of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 is kept constant, and the electrode of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter is formed. The change of the insertion loss with respect to the film thickness ratio of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter when the film thickness is changed is shown. From FIG. 8, the insertion loss is worse when the electrode thickness of the surface acoustic wave resonator is increased than when the electrode thickness of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter is increased. It turns out that it is hard to occur. That is, it is preferable to increase the electrode film thickness of the surface acoustic wave resonator and appropriately set the conditions to optimal conditions in order to suppress the deterioration of the insertion loss. The insertion loss when the film thickness ratio of the surface acoustic wave resonator is increased is about 14% when the film thickness ratio of the surface acoustic wave resonator exceeds 12%. , The insertion loss exceeds 3.0 dB. As a market requirement for a normal surface acoustic wave filter, an insertion loss is required to be 3.0 dB. Therefore, the thickness ratio of the surface acoustic wave resonator is 14% or less, preferably 12% or less.
[0038]
FIG. 9 is a diagram comparing the reflection characteristics S11 of the conventional example and Example 1 with a Smith chart. As shown in FIG. 9, by increasing the thickness ratio of the surface acoustic wave resonator and widening the interval between the resonance point and the anti-resonance point as in the first embodiment, the impedance in the pass band is lower than that of the conventional example. Can be brought closer to the matching point, and the VSWR can be improved.
[0039]
As described above, in the first embodiment, the electrode thickness of the surface acoustic wave resonator is larger than the electrode thickness of the surface acoustic wave filter. Thereby, a surface acoustic wave device having a good VSWR can be obtained.
[0040]
Further, in the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter, the same effect can be obtained even if the designs are different from each other for the purpose of increasing the degree of balance of the balanced signal terminal and the amount of attenuation outside the pass band. Further, in the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter, the narrow pitch electrode fingers are provided near the IDT-IDT, but the configuration may be such that the narrow pitch electrode fingers are not provided. In the above configuration, the same effect as in the above embodiment can be obtained.
[0041]
In this embodiment, the surface acoustic wave device having an unbalanced signal-balanced signal conversion function has been described. However, a surface acoustic wave device having a balanced signal input-balanced signal output or an unbalanced signal input-unbalanced signal output. In this case, the same effect as in the above embodiment can be obtained.
[0042]
In this embodiment, one surface acoustic wave resonator is connected in series only between the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter and the unbalanced signal terminal. The child does not need to be one. For example, as shown in FIG. 10, in the above configuration, a configuration in which a surface acoustic wave resonator is added between a longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter and a balanced signal terminal may be employed. In this configuration, the same effect as in the above embodiment can be obtained.
[0043]
The surface acoustic wave resonators may be designed differently for the purpose of increasing the degree of balance between balanced signal terminals and the amount of attenuation outside the pass band in the surface acoustic wave device. In this configuration, the same effect as in the above embodiment can be obtained.
[0044]
[Embodiment 2]
The following will describe another embodiment of the present invention with reference to FIG. For the sake of convenience, members having the same functions as those described in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0045]
FIG. 11 shows a configuration of a main part of a surface acoustic wave device 1000 according to the present embodiment. The surface acoustic wave device 1000 includes two longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202, and a surface acoustic wave resonator 217 connected in parallel to each of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202. , 218 on a piezoelectric substrate (not shown). That is, the surface acoustic wave resonator 217 is connected in parallel between the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 201 and the unbalanced signal terminal 225, and similarly, the surface acoustic wave resonator 217 is unbalanced with the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 202. A surface acoustic wave resonator 218 is connected in parallel with the signal terminal 225.
[0046]
In the surface acoustic wave device 1000, the frequency relationship between the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 and the surface acoustic wave resonators 217 and 218 is such that the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 is smaller. The resonance frequency is set near the passband high frequency side of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 so that the resonance frequency is located within the passband. Further, when the electrode thickness of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 201 and 202 is h1 and the electrode thickness of the surface acoustic wave resonators 217 and 218 is h2, h1 <h2.
[0047]
In the surface acoustic wave device 1000, the anti-resonance point of the surface acoustic wave resonator is located near the pass band on the high frequency side of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter, and the resonance point is set to the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter. Is located within the pass band.
[0048]
According to the above configuration, similarly to the first embodiment, the frequency range in which the surface acoustic wave resonator acts as the L-characteristic is widened. Therefore, by increasing the film thickness ratio of the surface acoustic wave resonator and widening the interval between the resonance point and the anti-resonance point, even if the filter is used for a surface acoustic wave filter having a relatively wide passband, the entire passband can be obtained. Can be brought closer to the matching point. Thereby, the VSWR can be improved.
[0049]
The present invention is not limited to the embodiments described above, and various modifications are possible within the scope shown in the claims, and embodiments obtained by appropriately combining technical means disclosed in different embodiments. Is also included in the technical scope of the present invention.
[0050]
【The invention's effect】
As described above, a surface acoustic wave device according to the present invention includes a surface acoustic wave filter having at least two or more comb-shaped electrode portions formed on a piezoelectric substrate along a propagation direction of a surface acoustic wave. A surface acoustic wave device having at least one surface acoustic wave resonator having a comb-shaped electrode portion electrically connected to the surface acoustic wave filter, wherein an anti-resonance point in the surface acoustic wave resonator is the surface acoustic wave filter Is set to a higher frequency side than the pass band of the surface acoustic wave filter, the electrode film thickness of the surface acoustic wave filter and the electrode film thickness of the surface acoustic wave resonator are different from each other, This is also characterized in that the electrode thickness of the surface acoustic wave resonator is thicker.
[0051]
According to the above configuration, even when the surface acoustic wave resonator is used for a surface acoustic wave filter having a relatively wide pass band by increasing the distance between the resonance point and the anti-resonance point in the surface acoustic wave resonator, the impedance of the entire pass band can be further improved. It can be closer to the matching point. Thereby, there is an effect that the VSWR in the surface acoustic wave device can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a plan view showing a schematic configuration of a surface acoustic wave device according to a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a graph comparing the VSWR on the unbalanced signal terminal side between the conventional example and the first embodiment.
FIG. 3 is a graph comparing the VSWR on the balanced signal terminal side between the conventional example and the first embodiment.
FIG. 4 is a graph showing the relationship between the thickness ratio of the surface acoustic wave resonator and the VSWR on the unbalanced signal terminal side in Example 1.
FIG. 5 is a graph showing the relationship between the thickness ratio of the surface acoustic wave resonator and the VSWR on the balanced signal terminal side in Example 1.
FIG. 6 is a graph showing the transmission characteristics of the surface acoustic wave device according to the first embodiment and the impedance characteristics of the surface acoustic wave resonator.
FIG. 7 is a graph showing impedance characteristics with respect to frequency of the surface acoustic wave resonator according to the first embodiment.
FIG. 8 is a graph showing insertion loss in the surface acoustic wave device when the thickness ratio of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter and the surface acoustic wave resonator is changed.
FIG. 9 is a Smith chart showing reflection characteristics of a conventional example and Example 1.
FIG. 10 is a plan view showing a schematic configuration of a modification of the first embodiment.
FIG. 11 is a plan view illustrating a schematic configuration of a surface acoustic wave device according to a second embodiment;
FIG. 12 is a plan view showing a schematic configuration of a conventional surface acoustic wave device.
[Explanation of symbols]
200 surface acoustic wave devices 201, 202 longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filters 217, 218 surface acoustic wave resonators
