JP2004173113A - Phase adjustment circuit and feedforward amplifier provided with the same - Google Patents

Phase adjustment circuit and feedforward amplifier provided with the same Download PDF

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To sufficiently change the inclination of a frequency characteristic of phase shift quantity of a wideband high frequency signal. <P>SOLUTION: An impedance adjustment circuit 114 connected to a transmission line 108 is provided with a PIN diode 118 and a series resonator 124 parallel between both its ends, and an impedance adjustment circuit 116 connected to a transmission line 110 is provided with a PIN diode 128 and a series resonator 134 parallel between both its ends. Since the inclination of impedance frequency characteristic between both ends of the impedance adjustment circuits 114 and 116 can be changed by changing current caused to flow to the PIN diodes 118 and 128, the inclination of the frequency characteristic of phase shift quantity of a wideband high frequency signal between an input terminal 102 and an output terminal 104 can be sufficiently changed. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入出力端子間における高周波信号の移相量を変化させる位相調整回路、及び位相調整回路を備えたフィードフォワード増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の位相調整回路の一例として非特許文献１に示すものが挙げられる。非特許文献１の９０°ハイブリッドを用いたディジタル型位相調整回路においては、入力信号は９０°ハイブリッドを介して２つのＰＩＮダイオードに印加される。ＰＩＮダイオードがＯＦＦの場合は開放端で信号が反射され、ＰＩＮダイオードがＯＮの場合はＰＩＮダイオードで信号が反射されるので、ＰＩＮダイオードのＯＮ／ＯＦＦを切り換えることで高周波信号の移相量を切り換えることができる。また、非特許文献１の９０°ハイブリッドを用いたアナログ型位相調整回路においては、入力信号は９０°ハイブリッドを介して２つのバラクタダイオードに印加され、バラクタダイオードの容量を変化させることで高周波信号の移相量を変化させることができる。
【０００３】
【非特許文献１】
宮内一洋、山本平一共著「通信用マイクロ波回路」、第７版、電子情報通信学会、平成６年６月１０日、ｐ．３１４−３２１
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来の位相調整回路において、広帯域高周波信号の移相量の周波数特性については図７に示すようなシフトのみの変化が可能であり、例えば図８に示すような広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができないという課題があった。
【０００５】
例えばフィードフォワード増幅器においては、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路に関して位相周波数特性の傾き差が発生するため、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得るためには、例えば図８に示すように、広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる位相調整回路が必要となる。しかしながら、従来の位相調整回路では広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができないため、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量が得られないという課題があった。
【０００６】
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる位相調整回路を提供することを目的とする。
【０００７】
また、本発明は、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量が得られるフィードフォワード増幅器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、第１の本発明に係る位相調整回路は、入出力端子間における高周波信号の移相量を変化させる位相調整回路であって、一端が入出力端子間の主伝送線路と接続され、他端が接地され、両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きが可変であるインピーダンス調整回路を備え、該インピーダンス調整回路の両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする。
【０００９】
このように、一端が入出力端子間の主伝送線路と接続され、他端が接地され、両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きが可変であるインピーダンス調整回路を備えているので、インピーダンス調整回路の両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００１０】
第２の本発明に係る位相調整回路は、第１の本発明に記載の回路であって、前記インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備え、該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする。
【００１１】
このように、インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備えているので、可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、インピーダンス調整回路の両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００１２】
第３の本発明に係る位相調整回路は、第１の本発明に記載の回路であって、前記インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、並列共振器と、を直列に備え、該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする。
【００１３】
このように、インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、並列共振器と、を直列に備えているので、可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、インピーダンス調整回路の両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００１４】
第４の本発明に係る位相調整回路は、入出力端子間における高周波信号の移相量を変化させる位相調整回路であって、入出力端子間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備え、該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする。
【００１５】
このように、入出力端子間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備えているので、可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００１６】
第５の本発明に係る位相調整回路は、第２〜４の本発明のいずれか１に記載の回路であって、前記可変インピーダンス素子は、ＰＩＮダイオードであり、該ＰＩＮダイオードに流す電流を変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする。
【００１７】
第６の本発明に係る位相調整回路は、第１〜３の本発明のいずれか１に記載の回路であって、前記インピーダンス調整回路は２つ備えられ、前記インピーダンス調整回路の各々の一端は、ともに規定長の伝送線路を介して入出力端子間の主伝送線路と接続され、それらの接続位置間の距離は前記規定長と略等しく、前記インピーダンス調整回路の各々の一端同士は、前記規定長の別の伝送線路を介して接続され、前記位相調整回路は９０°ハイブリッド型位相調整回路であることを特徴とする。
【００１８】
第７の本発明に係る位相調整回路は、第１〜３の本発明のいずれか１に記載の回路であって、前記インピーダンス調整回路は２つ備えられ、前記インピーダンス調整回路の各々の一端は、ともに規定長の伝送線路を介して入出力端子間の主伝送線路と接続され、それらの接続位置間の距離は前記規定長と略等しく、前記位相調整回路はローデッドライン型位相調整回路であることを特徴とする。
【００１９】
第８の本発明に係るフィードフォワード増幅器は、入力信号を増幅する主増幅器を備え、入力信号の一部と主増幅器からの出力信号の一部とを、歪検出用の振幅及び位相の相互関係を調整して結合することで、主増幅器にて発生した歪成分を含む歪検出信号を生成する歪検出ループと、歪検出信号と主増幅器からの出力信号とを、歪除去用の振幅及び位相の相互関係を調整して結合することで、歪成分が低減された低歪出力信号を生成する歪除去ループと、歪検出ループで結合対象とされる２つの信号経路に歪検出用パイロット信号を送り、歪検出用パイロット信号を歪検出信号中から検出し、その検出レベルに基づき歪検出用の振幅及び位相の相互関係の調整を行う歪検出ループ制御手段と、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路に歪除去用パイロット信号を送り、歪除去用パイロット信号を低歪出力信号中から検出し、その検出レベルに基づき歪除去用の振幅及び位相の相互関係の調整を行う歪除去ループ制御手段と、を有するフィードフォワード増幅器であって、歪除去ループは、位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整手段を備え、歪除去ループ制御手段は、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき算出し、該位相周波数特性の傾き差に基づき位相傾き調整手段を制御し、前記位相傾き調整手段は、第１〜７の本発明のいずれか１に記載の位相調整回路であることを特徴とする。
【００２０】
このように、歪除去ループは、位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整手段を備え、歪除去ループ制御手段は、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき算出し、該位相周波数特性の傾き差に基づき位相傾き調整手段を制御するので、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を補正することができる。したがって、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができる。
【００２１】
第９の本発明に係るフィードフォワード増幅器は、第８の本発明に記載の増幅器であって、前記歪除去用パイロット信号は、局部発振信号を用いて基本パイロット信号を周波数変換することで得られる和周波数成分及び差周波数成分の上側及び下側パイロット信号であり、前記歪除去ループ制御手段は、低歪出力信号中から検出した上側及び下側パイロット信号を局部発振信号を用いて直交位相で逆周波数変換し、逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号を分離した状態で出力する検出側ミキサと、直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を求める減算器と、基本パイロット信号を参照信号とし、減算器からの出力信号を入力して同期検波を行い、位相傾き制御信号を出力する同期検波手段と、を備え、位相傾き制御信号を前記位相周波数特性の傾き差として前記位相傾き調整手段を制御することを特徴とする。
【００２２】
このように、直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を、基本パイロット信号を参照信号として同期検波することにより、検出したパイロット信号から歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を得ることができる。そして、この傾き差に基づき位相傾き調整手段を制御することにより、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができ、かつ正確で安定した歪除去制御を実現できる。
【００２３】
第１０の本発明に係るフィードフォワード増幅器は、第８の本発明に記載の増幅器であって、前記歪除去用パイロット信号は、局部発振信号を用いて基本パイロット信号を周波数変換することで得られる和周波数成分及び差周波数成分の上側及び下側パイロット信号であり、前記歪除去ループ制御手段は、低歪出力信号中から検出した上側及び下側パイロット信号を混合した状態で局部発振信号を用いて同位相及び直交位相で逆周波数変換する検出側ミキサと、検出側ミキサからの出力信号を用いて上側及び下側パイロット信号を分離して出力する分離手段と、基本パイロット信号を参照信号とし、分離された上側及び下側パイロット信号を直交位相で同期検波を行う同期検波手段と、を備え、直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差を前記位相周波数特性の傾き差として前記位相傾き補正手段を制御することを特徴とする。
【００２４】
このように、基本パイロット信号を参照信号として直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差を算出することにより、検出したパイロット信号から歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を得ることができる。そして、この傾き差に基づき位相傾き調整手段を制御することにより、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができ、かつ正確で安定した歪除去制御を実現できる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）を、図面に従って説明する。
【００２６】
（１）第１実施形態
図１は、本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の構成を示す等価回路図であり、本発明を９０°ハイブリッド型位相調整回路に適用した場合を示す。入力端子１０２と出力端子１０４との間の主伝送線路１０６に２つの伝送線路１０８，１１０の一端が接続され、それらの接続位置間の距離はＬに設定されている。２つの伝送線路１０８，１１０の線路長はともにＬに設定され、それらの他端同士がＬの線路長の伝送線路１１２を介して接続されている。さらに、伝送線路１０８の他端にはインピーダンス調整回路１１４の一端１１４ａが接続され、伝送線路１１０の他端にはインピーダンス調整回路１１６の一端１１６ａが接続されている。そして、インピーダンス調整回路１１４，１１６の他端１１４ｂ，１１６ｂはともに接地されている。なお、線路長Ｌの値の一例については、伝送対象である所定の帯域幅を有する広帯域高周波信号の中心周波数における波長をλ０とすると、λ０／４に設定されている。
【００２７】
インピーダンス調整回路１１４は、その両端１１４ａ，１１４ｂの間に、可変インピーダンス素子としてのＰＩＮダイオード１１８と、直列接続されたインダクタ１２０及びコンデンサ１２２で構成される直列共振器１２４と、を並列に備えている。ＰＩＮダイオード１１８については、アノード側が伝送線路１０８の他端と接続され、カソード側は接地されている。同様に、インピーダンス調整回路１１６についても、その両端１１６ａ，１１６ｂの間に、可変インピーダンス素子としてのＰＩＮダイオード１２８と、直列接続されたインダクタ１３０及びコンデンサ１３２で構成される直列共振器１３４と、を並列に備えており、ＰＩＮダイオード１２８のアノード側が伝送線路１１０の他端と接続され、カソード側が接地されている。また、図１では省略しているが、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流れる電流は外部からの制御信号によって制御することができ、ＰＩＮダイオード１１８，１２８の抵抗値を制御することができる。そして、直列共振器１２４，１３４の共振周波数は、ともに伝送対象である所定の帯域幅を有する広帯域高周波信号の帯域内に設定され、例えばその中心周波数に設定されている。
【００２８】
次に本実施形態の動作について説明する。本実施形態の９０°ハイブリッド型位相調整回路は、インピーダンス調整回路１１４，１１６の両端間におけるインピーダンスの変化に応じて、入出力端子間における高周波信号の移相量が変化する。
【００２９】
直列共振器１２４，１３４の共振周波数近傍においては、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流す電流を変化させてＰＩＮダイオード１１８，１２８の抵抗値を変化させても、インピーダンス調整回路１１４の両端１１４ａ，１１４ｂ間におけるインピーダンス、及びインピーダンス調整回路１１６の両端１１６ａ，１１６ｂ間におけるインピーダンスはともにほとんど変化しない。したがって、直列共振器１２４，１３４の共振周波数近傍においては、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流す電流を変化させても入力端子１０２〜出力端子１０４間における高周波信号の移相量は略一定となる。
【００３０】
一方、直列共振器１２４，１３４の共振周波数から離れた周波数においては、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流す電流を変化させてＰＩＮダイオード１１８，１２８の抵抗値を変化させると、インピーダンス調整回路１１４の両端１１４ａ，１１４ｂ間におけるインピーダンス、及びインピーダンス調整回路１１６の両端１１６ａ，１１６ｂ間におけるインピーダンスは、ＰＩＮダイオード１１８，１２８の抵抗値に応じてそれぞれ変化する。そして、直列共振器１２４，１３４の共振周波数から離れた周波数ほど電流の変化に対するインピーダンスの変化割合は大きくなる。したがって、直列共振器１２４，１３４の共振周波数から離れた周波数においては、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流す電流を変化させることで、入力端子１０２〜出力端子１０４間における高周波信号の移相量を変化させることができる。さらに、直列共振器１２４，１３４の共振周波数から離れた周波数ほど電流の変化に対する移相量の変化割合は大きくなる。
【００３１】
このように、本実施形態のインピーダンス調整回路１１４，１１６においては、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流す電流を変化させることで、両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを変化させることができる。したがって、本実施形態の位相調整回路においては、例えば図８に示すように、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００３２】
なお、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させるためには、直列共振器１２４，１３４のＱ値を大きくすることが好ましい。ここで、中心周波数２１４０ＭＨｚでの数値の一例を挙げると、インダクタ１２０のインダクタンスが７．４ｎＨでコンデンサ１２２の容量が０．７４ｐＦで５０Ωの負荷を並列に接続したときの直列共振器１２４のＱ値は約２となる。
【００３３】
そして、図２に示すように、インピーダンス調整回路１１４，１１６の構成については、ともにＰＩＮダイオードと、並列共振器と、を両端間に直列に備えていてもよい。図２においては、並列共振器１４４は並列接続されたインダクタ１４０及びコンデンサ１４２により構成され、その一端がインピーダンス調整回路１１４の一端１１４ａと接続されている。並列共振器１４４の他端にはＰＩＮダイオード１３８のアノード側が接続され、そのカソード側は接地されている。同様に、並列共振器１５４は並列接続されたインダクタ１５０及びコンデンサ１５２により構成され、その一端がインピーダンス調整回路１１６の一端１１６ａと接続されている。並列共振器１５４の他端にはＰＩＮダイオード１４８のアノード側が接続され、そのカソード側は接地されている。なお、並列共振器１４４，１５４の共振周波数は、ともに伝送対象である所定の帯域幅を有する広帯域高周波信号の帯域内に設定され、例えばその中心周波数に設定されている。
【００３４】
並列共振器１４４，１５４の共振周波数近傍においては、ＰＩＮダイオード１３８，１４８に流す電流を変化させてＰＩＮダイオード１３８，１４８の抵抗値を変化させても、インピーダンス調整回路１１４の両端１１４ａ，１１４ｂ間におけるインピーダンス、及びインピーダンス調整回路１１６の両端１１６ａ，１１６ｂ間におけるインピーダンスはともにほとんど変化しない。したがって、並列共振器１４４，１５４の共振周波数近傍においては、ＰＩＮダイオード１３８，１４８に流す電流を変化させても入力端子１０２〜出力端子１０４間における高周波信号の移相量は略一定となる。
【００３５】
一方、並列共振器１４４，１５４の共振周波数から離れた周波数においては、ＰＩＮダイオード１３８，１４８に流す電流を変化させてＰＩＮダイオード１３８，１４８の抵抗値を変化させると、インピーダンス調整回路１１４の両端１１４ａ，１１４ｂ間におけるインピーダンス、及びインピーダンス調整回路１１６の両端１１６ａ，１１６ｂ間におけるインピーダンスは、ＰＩＮダイオード１３８，１４８の抵抗値に応じてそれぞれ変化する。そして、並列共振器１４４，１５４の共振周波数から離れた周波数ほど電流の変化に対するインピーダンスの変化割合は大きくなる。したがって、並列共振器１４４，１５４の共振周波数から離れた周波数においては、ＰＩＮダイオード１３８，１４８に流す電流を変化させることで、入力端子１０２〜出力端子１０４間における高周波信号の移相量を変化させることができる。さらに、並列共振器１４４，１５４の共振周波数から離れた周波数ほど電流の変化に対する移相量の変化割合は大きくなる。
【００３６】
このように、図２に示すインピーダンス調整回路１１４，１１６においても、ＰＩＮダイオード１３８，１４８に流す電流を変化させることで、両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを変化させることができる。したがって、図２に示す位相調整回路においても、例えば図８に示すように、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。なお、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させるためには、並列共振器１４４，１５４のＱ値を大きくすることが好ましい。
【００３７】
以上の説明においては、本発明を９０°ハイブリッド型位相調整回路に適用した場合について説明したが、本発明の適用が可能な位相調整回路は９０°ハイブリッド型位相調整回路に限るものではなく、例えば図３に示すローデッドライン型位相調整回路、図４に示すサーキュレータ型位相調整回路においても本発明の適用が可能である。
【００３８】
図３に示すローデッドライン型位相調整回路においては、入力端子１０２と出力端子１０４との間の主伝送線路１０６に２つの伝送線路１０８，１１０の一端が接続され、それらの接続位置間の距離はＬに設定されている。２つの伝送線路１０８，１１０の線路長はともにＬに設定され、伝送線路１０８の他端にはインピーダンス調整回路１１４の一端１１４ａが接続され、伝送線路１１０の他端にはインピーダンス調整回路１１６の一端１１６ａが接続されている。インピーダンス調整回路１１４，１１６の他端１１４ｂ，１１６ｂはともに接地されている。そして、図３におけるインピーダンス調整回路１１４，１１６の構成は図１における構成と同様であるが、図２における構成と同様であってもよい。また、線路長Ｌの値の一例については、伝送対象である所定の帯域幅を有する広帯域高周波信号の中心周波数における波長をλ０とすると、λ０／４に設定されている。
【００３９】
図４に示すサーキュレータ型位相調整回路においては、サーキュレータ１５８の３ポートが入力端子１０２、出力端子１０４及び伝送線路１０８の一端にそれぞれ接続されている。伝送線路１０８の他端にはインピーダンス調整回路１１４の一端１１４ａが接続され、その他端１１４ｂは接地されている。そして、図４におけるインピーダンス調整回路１１４の構成は図１における構成と同様であるが、図２における構成と同様であってもよい。また、線路長Ｌの値の一例については、伝送対象である所定の帯域幅を有する広帯域高周波信号の中心周波数における波長をλ０とすると、λ０／４に設定されている。
【００４０】
さらに、図１〜４に示す構成と比較すると信号の損失は大きくなるものの、図５，６に示す構成においても、図１〜４に示す構成と同様に、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００４１】
図５に示す位相調整回路においては、インピーダンス調整回路１１４の一端１１４ａは主伝送線路１０６と接続され、インピーダンス調整回路１１４の他端１１４ｂは接地されている。インピーダンス調整回路１１４は、ＰＩＮダイオード１３８と、並列共振器１４４と、をその両端間に直列に備えている。
【００４２】
図６に示す位相調整回路においては、入力端子１０２と出力端子１０４との間に、ＰＩＮダイオード１１８と、直列共振器１２４と、を並列に備えている。
【００４３】
なお、図１〜６におけるＰＩＮダイオード１１８，１２８，１３８，１４８については、アノードとカソードの接続を入れ換えてもよい。
【００４４】
（２）第２実施形態
図９は、本発明の第２実施形態に係るフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。フィードフォワード増幅器は、主増幅器５にて発生した歪成分を含む歪検出信号を生成する歪検出ループ２１、この歪成分を出力信号中から除去または抑圧する歪除去ループ２２、歪検出用パイロット信号を出力し歪検出用パイロット信号の検出レベルに基づき歪検出ループ２１を最適に制御する歪検出ループ制御手段３０及び歪除去用パイロット信号を出力し歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき歪除去ループ２２を最適に制御する歪除去ループ制御手段２３を備えている。歪検出ループ２１は、分配回路３、ベクトル調整回路４、主増幅器５、遅延回路６及び方向性結合器７を備えており、歪除去ループ２２は、振幅調整回路８、移相調整回路９、位相傾き調整回路１６、補助増幅器１０、方向性結合器１１及び遅延回路１２を備えている。歪除去ループ制御手段２３は、発振回路４１，４２、注入側ミキサ４３、検出側ミキサ３８、加減算回路３９、同期検波回路４４及び演算回路４０を備えており、詳細な構成については後述する。
【００４５】
なお、図９においては歪検出ループ制御手段３０の詳細な構成について省略しているが、歪検出ループ制御手段３０の構成は、本実施形態の歪除去ループ制御手段２３と同様の構成であってもよいし、あるいは従来の歪検出ループ２１の最適化を行うための構成であってもよい。
【００４６】
分配回路３は、入力端子１からの入力信号をベクトル調整回路４及び遅延回路６に分配する。ベクトル調整回路４は、分配された入力信号の振幅及び移相量を調整して主増幅器５へ出力する。主増幅器５は、ベクトル調整回路４からの信号を増幅して方向性結合器７へ出力する。遅延回路６は、分配された入力信号を遅延させ、方向性結合器７へ出力する。方向性結合器７は、主増幅器５からの出力信号を遅延回路１２を介し方向性結合器１１に供給する一方で、主増幅器５からの出力信号の一部を分岐して遅延回路６からの信号と結合させ、その結果得られた歪検出信号を振幅調整回路８に供給する。振幅調整回路８は、方向性結合器７からの信号の振幅を調整して移相調整回路９へ出力する。移相調整回路９は、振幅調整回路８からの信号の移相量を調整して位相傾き調整回路１６へ出力する。位相傾き調整回路１６の構成及び作用については後述する。補助増幅器１０は、位相傾き調整回路１６からの信号を増幅して方向性結合器１１へ出力する。方向性結合器１１は、遅延回路１２により遅延された信号と補助増幅器１０にて増幅された信号を結合し、その結果得られた低歪出力信号を出力端子２を介し図示しない後段の回路へ出力する。
【００４７】
ここで、分配回路３により分配され、方向性結合器７にて結合の対象となる２種類の信号のうち、主増幅器５を通り方向性結合器７に供給される信号には、主増幅器５にて発生する歪成分が含まれている。一方、遅延回路６を通り方向性結合器７に供給される信号には歪成分は含まれていない。したがって、方向性結合器７にて結合の対象となる２種類の信号に含まれる成分のうち、主増幅器５へ入力される信号に対応する成分同士を、方向性結合器７内の信号結合点にて同振幅かつ逆位相の状態で結合することにより、主増幅器５にて発生する歪成分を検出することができる。また、方向性結合器１１にて結合の対象となる２種類の信号のうち、遅延回路１２を通り方向性結合器１１に供給される信号には、主増幅器５にて発生した歪成分が含まれている。そして、補助増幅器１０を通り方向性結合器１１に供給される信号については、主として主増幅器５にて発生した歪成分のみを含む信号となるので、方向性結合器１１にて結合の対象となる２種類の信号に含まれる歪成分同士を、方向性結合器１１内の信号結合点にて同振幅かつ逆位相の状態で結合することにより、方向性結合器１１から出力端子２を介し出力される信号から歪成分を除去することができる。
【００４８】
方向性結合器７内の信号結合点において以上のような振幅、位相関係が成立するように、ベクトル調整回路４により主増幅器５に入力される信号の振幅及び移相量が制御される。また同様に、方向性結合器１１内の信号結合点において以上のような振幅、位相関係が成立するように、利得調整回路８及び移相調整回路９により位相傾き調整回路１６に入力される信号の振幅及び移相量が制御される。
【００４９】
ベクトル調整回路４は例えば従来の直交変調回路により、利得調整回路８は例えば従来の可変減衰回路あるいは可変抵抗により、移相調整回路９は例えば従来の可変移相回路によりそれぞれ構成される。ベクトル調整回路４の代わりに利得調整回路８及び移相調整回路９を用いることも、利得調整回路８と移相調整回路９の代わりにベクトル調整回路４を用いることも、また、利得調整回路８と移相調整回路９の順序の入れ替えも可能である。遅延回路６、１２は、それぞれ並行して設けられている主増幅器５側及び補助増幅器１０側の信号経路において発生する信号遅延を補償するために設けられており、各種の遅延線等で構成される。
【００５０】
フィードフォワード増幅器においては、周囲温度の変化、構成部品の性能の経時変化等に対処し常に最適な制御状態を得るため、歪検出ループ制御手段３０は歪検出用パイロット信号を歪検出ループ２１内に送り、歪検出用パイロット信号の検出レベルに基づき歪検出ループ２１を最適に制御する。その場合に、歪検出用パイロット信号は、分配回路３より前段の信号経路上の点において注入され、方向性結合器７内の信号結合点から補助増幅器１０を経て方向性結合器１１内の信号結合点に至る経路上の任意の点において検出される（図９では方向性結合器７と利得調整回路８の間で検出した場合を示している）。同様に、歪除去ループ制御手段２３は歪除去用パイロット信号を歪除去ループ２２内に送り、歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき歪除去ループ２２を最適に制御する。
【００５１】
本実施形態においては、歪除去ループ２２を最適に制御するために、信号の振幅及び位相を制御するだけでなく、振幅周波数特性の傾き及び位相周波数特性の傾きをも制御する。そのために、歪除去ループ２２は、振幅周波数特性の傾きの調整が可能な振幅傾き調整回路２７と、位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整回路１６と、を備えている。そして、歪除去ループ制御手段２３は、歪除去ループ２２で結合対象とされる２つの信号経路における振幅周波数特性の傾き差及び位相周波数特性の傾き差を歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき算出し、この算出結果に基づき振幅傾き調整回路２７及び位相傾き調整回路１６を最適に制御する。
【００５２】
上記の歪除去ループ２２の最適化を行うための歪除去用パイロット信号として、増幅器の使用周波数帯域より上側の周波数と下側の周波数に設定された２つのパイロット信号が分配回路３内の信号分岐点から主増幅器５を経て方向性結合器７内の信号分岐点に至る経路上の任意の点において信号経路に注入される（図９では主増幅器５の複数の増幅器段の間に注入した場合を示している）。さらに、これらの２つのパイロット信号については、発振回路４１から出力されたＩＦ帯の周波数ｆＰの基本パイロット信号を、発振回路４２から出力されたＲＦ帯の周波数ｆＬの局部発振信号を用いて、注入側ミキサ４３により周波数変換することで、周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号として発生させている。
【００５３】
注入された下側及び上側パイロット信号は、方向性結合器１１と出力端子２の間に設けられている分配回路１３にて分岐された信号から取り出されるが、その際に、分配回路１３にて分岐された信号経路には、下側及び上側パイロット信号がそれぞれ属する周波数成分を取り出すための狭帯域フィルタ１４、１５が設けられており、この狭帯域フィルタ１４、１５によって２つの狭帯域成分がそれぞれ取り出される。
【００５４】
狭帯域フィルタ１４、１５によって取り出された２つの狭帯域成分は、出力端子２からの出力信号中に残留している下側及び上側パイロット信号とみなすことができ、狭帯域フィルタ１４、１５からの出力信号は歪除去ループ制御手段２３に入力される。
【００５５】
歪除去ループ制御手段２３内においては、狭帯域フィルタ１４、１５によって取り出された周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号が後述する構成の検出側ミキサ３８に入力され、検出側ミキサ３８からの出力がｆＰの周波数成分を取り出すための狭帯域フィルタ６２に入力され、周波数ｆＰに逆周波数変換されたパイロット信号が取り出される。そして、これらのパイロット信号が後述する構成の加減算回路３９に入力され、その出力が後述する構成の同期検波回路４４に入力される。そして、同期検波回路４４からの出力に基づき演算回路４０内で発生させた制御信号が利得調整回路８、移相調整回路９、振幅傾き調整回路２７及び位相傾き調整回路１６に入力され、振幅と位相及びそれらの周波数特性の傾きの調整量が最適に制御される。
【００５６】
図１０は検出側ミキサ３８、加減算回路３９及び同期検波回路４４の構成の一例を示すブロック図である。検出側ミキサ３８に別々の信号経路で入力された周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号のそれぞれは、９０度分配器４５、４６により、９０度の位相差を持つ２つの信号に分配される。また、検出側ミキサ３８に入力された発振回路４２からの周波数ｆＬの局部発振信号が同相分配器４７により同位相の４つの信号に分配される。そして、９０度の位相差に分配された周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号（４つの信号）のそれぞれを、４つの信号経路に分配された周波数ｆＬの局部発振信号を用いて乗算器４８、４９、５０、５１により逆周波数変換することで、周波数ｆＰの信号に変換する。その際に、乗算器４８及び５０には同相成分の信号が入力され、乗算器４９及び５１には直交成分の信号が入力される。そして、乗算器４８、４９、５０、５１のそれぞれの出力を狭帯域フィルタ６２に入力する。狭帯域フィルタ６２では、周波数ｆＰの成分が取り出され、その出力が加減算回路３９に入力される。
【００５７】
加減算回路３９内では、乗算器４８からの出力信号と乗算器５０からの出力信号が加算器５２により加算され、乗算器４９からの出力信号と乗算器５１からの出力信号が加算器５３により加算される。一方、乗算器４８からの出力信号と乗算器５０からの出力信号が減算器５４により減算され、乗算器４９からの出力信号と乗算器５１からの出力信号が減算器５５により減算される。そして、加算器及び減算器からのそれぞれの出力を同期検波回路４４に入力する。
【００５８】
同期検波回路４４では、入力された発振回路４１からの周波数ｆＰの基本パイロット信号が同相分配器５６により同位相の４つの信号に分配される。そして、加算器５２、５３からの出力信号及び減算器５４、５５からの出力信号のそれぞれを、４つの信号経路に分配された周波数ｆＰの基本パイロット信号を用いて乗算器５７、５８、５９、６０により、直流電圧に変換し、乗算器５７、５８、５９、６０からの各出力を演算回路４０に入力する。
【００５９】
ここで、乗算器５７からの出力は、同位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の和を基本パイロット信号を参照信号として同期検波した結果であり、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の利得誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、乗算器５７からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を利得調整回路８に与える。また、乗算器５９からの出力は、直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の和を基本パイロット信号を参照信号として同期検波した結果であり、これらの両信号経路間の位相誤差（逆位相状態で誤差なし）を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、乗算器５９からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を移相調整回路９に与える。
【００６０】
一方、乗算器５８からの出力は、同位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を基本パイロット信号を参照信号として同期検波した結果であり、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性傾き誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、乗算器５８からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を振幅傾き調整回路２７に与える。また、位相傾き制御信号としての乗算器６０からの出力は、直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を基本パイロット信号を参照信号として同期検波した結果であり、これらの両信号経路間の位相周波数特性傾き誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、乗算器６０からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を位相傾き調整回路１６に与える。
【００６１】
次に、振幅周波数特性の傾きの調整が可能な振幅傾き調整回路２７の具体的な構成の一例について図１１を用いて説明する。
【００６２】
図１１は、補助増幅器１０内の１段における等価回路の一例を示す図である。信号は入力端子２５から信号増幅を行うバイポーラトランジスタ２９のベース端子へ入力される。バイポーラトランジスタ２９のエミッタ端子は接地され、コレクタ端子には振幅傾き調整回路２７の入力が接続されている。図１１における振幅傾き調整回路２７は、コンデンサ及びインダクタを含み、その出力端子２６に接続される回路、例えば次段の増幅回路に対してインピーダンス整合をとる。さらに、振幅傾き調整回路２７には、容量可変のバラクタダイオード２４が備えられており、そのカソード側には乗算器５８からの出力電圧に基づく制御信号が入力される制御信号端子２８が備えられている。
【００６３】
図１１において制御信号端子２８への電圧を変化させることにより、バラクタダイオード２４の容量が変化し、振幅傾き調整回路２７の入出力間のインピーダンスを変化させることができる。振幅傾き調整回路２７の入出力間のインピーダンスが変化すると、その出力への反射損による損失が変化するため、補助増幅器１０の振幅周波数特性の傾きを変化させることができる。したがって、乗算器５８からの出力電圧に基づく制御信号によって、例えば図１２に示すように、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性傾き差を補正することができる。このように、図１１における振幅傾き調整回路２７は、入出力間のインピーダンスが可変の整合回路として機能する。
【００６４】
ただし、実際はバラクタダイオード２４の容量を変化させると、補助増幅器１０の位相周波数特性の傾きは僅かではあるが変化する。したがって、バラクタダイオード２４によって振幅周波数特性の傾きの補正を行う範囲については、位相周波数特性の傾きの変化が歪抑圧に悪影響を与えないように実験的または解析的にに定める。
【００６５】
なお、図１１においては、制御信号により整合回路のインピーダンスを変化させることができればよいので、振幅傾き調整回路２７の構成は図１１に示す構成に限るものではない。そして、振幅傾き調整回路２７は入力端子２５とバイポーラトランジスタ２９のベース端子の間に設けられていてもよい。また、バイポーラトランジスタ２９の代わりにＦＥＴを用いてもよい。
【００６６】
次に、位相傾き調整回路１６の具体的な構成の一例について説明する。
【００６７】
位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整回路１６は、第１実施形態の図１〜６のいずれか１に図示した位相調整回路によって実現できる。図１〜６における入力端子１０２は図７における移相調整回路９の出力と接続され、図１〜６における出力端子１０４は図７における補助増幅器１０の入力と接続される。そして、図１〜６では省略しているが、演算回路４０内で乗算器６０からの出力電圧に基づき発生させた制御信号は、図１，３の回路を用いる場合はＰＩＮダイオード１１８，１２８の電流を制御するための制御信号として用いられ、図２の回路を用いる場合はＰＩＮダイオード１３８，１４８の電流を制御するための制御信号として用いられ、図４，６の回路を用いる場合はＰＩＮダイオード１１８の電流を制御するための制御信号として用いられ、図５の回路を用いる場合はＰＩＮダイオード１３８の電流を制御するための制御信号として用いられる。先述したように、図１〜６の位相調整回路はＰＩＮダイオードに流す電流を変化させることで、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることができる。したがって、位相傾き調整回路１６として図１〜６の位相調整回路のいずれか１を用いることで、例えば図１３に示すように、乗算器６０からの出力電圧に基づく制御信号により歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の位相周波数特性傾き差を補正することができる。
【００６８】
なお、図９においては、位相傾き調整回路１６が移相調整回路９と補助増幅器１０との間に設けられている場合を示しているが、位相傾き調整回路１６は歪除去ループ２２中に設けられていさえいれば、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の位相周波数特性傾き差を補正することができる。
【００６９】
本実施形態においては、歪除去ループ２２を最適に制御するために、信号の振幅及び位相を制御するだけでなく、振幅周波数特性の傾き及び位相周波数特性の傾きをも制御している。より詳細には、歪除去ループ制御手段２３は、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間に振幅周波数特性の傾き差及び位相周波数特性の傾き差を歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき算出する。そして、これらの算出結果に基づく制御信号によって、歪除去ループ２２内に備えられた振幅周波数特性の傾きの調整が可能な振幅傾き調整回路２７及び位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整回路１６を制御している。ここで、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間に振幅周波数特性の傾き差及び位相周波数特性の傾き差がなければ、利得調整回路８及び移相調整回路９を用いて補助増幅器１０側の信号経路の振幅周波数特性及び位相周波数特性を上下にシフトして調整することで、広い周波数帯域に渡って両信号経路の振幅周波数特性を同振幅に一致させ、かつ位相周波数特性を逆位相に一致させることができる。したがって、本実施形態のフィードフォワード増幅器は、例えば図１２，１３に示すように、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性の傾き差及び位相周波数特性の傾き差を補正することで、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができる。
【００７０】
さらに、本実施形態では、同位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を、基本パイロット信号を参照信号として同期検波することにより、検出した上側及び下側パイロット信号から歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性の傾き差を得ることができる。そして、直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を、基本パイロット信号を参照信号として同期検波することにより、検出した上側及び下側パイロット信号から歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の位相周波数特性の傾き差を得ることができる。これらの傾き差に基づく制御信号によって振幅傾き調整回路２７及び位相傾き調整回路１６を制御することで、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができ、かつ正確で安定した歪除去制御を実現できる。
【００７１】
そして、振幅傾き調整回路２７は、容量可変のバラクタダイオード２４を備えたインピーダンスが可変の整合回路として機能するので、振幅周波数特性の傾き差に基づく制御信号によってバラクタダイオード２４の容量を制御することで、補助増幅器１０の振幅周波数特性の傾きを変化させることができる。したがって、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性の傾き差を補正することができる。
【００７２】
さらに、位相傾き調整回路１６として、第１実施形態の図１〜６のいずれか１に示す位相調整回路を用い、位相周波数特性の傾き差に基づく制御信号によってＰＩＮダイオードの電流を制御することで、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の位相周波数特性の傾き差を補正することができる。
【００７３】
なお、本実施形態においては、図示はしないが検出側ミキサ３８において、９０度分配器４５、４６を同相分配器に置き換え、かつ同相分配器４７を９０度分配器に置き換えて、乗算器４８及び５０に同相成分の信号を入力し、乗算器４９及び５１に直交成分の信号を入力する構成にしてもよい。
【００７４】
（３）第３実施形態
図１４は、本発明の第３実施形態に係るフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。本実施形態の歪除去ループ制御手段２３においては、周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号が混合した状態で後述する構成の検出側ミキサ６１に入力され、周波数ｆＰの信号に逆周波数変換されて出力される。検出側ミキサ６１からの出力信号は、ｆＰの周波数成分を取り出すための狭帯域フィルタ６２に入力され、周波数ｆＰに逆周波数変換されたパイロット信号が取り出される。そして、狭帯域フィルタ６２からの出力信号は、後述する構成の分離回路６３に入力され、その出力は後述する構成の同期検波回路６４に入力される。次に、同期検波回路６４からの出力信号は加減算回路６５に入力され、加減算回路６５からの出力に基づき演算回路４０内で発生させた制御信号が利得調整回路８、移相調整回路９、振幅傾き調整回路２７及び位相傾き調整回路１６に入力され、振幅と位相及びそれらの周波数特性の傾きの調整量が最適に制御される。
【００７５】
なお、本実施形態においても第２実施形態と同様に、歪検出ループ制御手段３０の構成は、後述する本実施形態の歪除去ループ制御手段２３と同様の構成であってもよいし、あるいは従来の歪検出ループ２１の最適化を行うための構成であってもよい。また、本実施形態における他の構成は第２実施形態と同様のため省略する。
【００７６】
図１５は検出側ミキサ６１、狭帯域フィルタ６２、分離回路６３、同期検波回路６４及び加減算回路６５の構成の一例を示すブロック図である。周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号から成る混合パイロット信号が検出側ミキサ６１に入力される。検出側ミキサでは、混合パイロット信号が９０度分配器６６により９０度の位相差を持つ２つの信号に分配される。また、検出側ミキサ６１に入力された発振回路４２からの周波数ｆＬの局部発振信号が同相分配器６７により同位相の２つの信号に分配される。そして、９０度の位相差に分配された混合パイロット信号のそれぞれを、２つの信号経路に分配された周波数ｆＬの局部発振信号を用いて乗算器６８、６９により逆周波数変換することで、周波数ｆＰの信号に変換する。その際に、乗算器６８には同相成分の信号が入力され、乗算器６９には直交成分の信号が入力される。そして、乗算器６８、６９のそれぞれの出力を狭帯域フィルタ６２に入力する。狭帯域フィルタ６２では、周波数ｆＰの成分が取り出され、その出力が分離回路６３に入力される。
【００７７】
分離回路６３内では、まず乗算器６９側からの出力信号の位相が移相器７０によって９０度シフトされる。次に、乗算器６８側からの出力信号と移相器７０からの出力信号が加算器７１により加算されることにより、ｆＰの周波数に逆周波数変換された上側パイロット信号の成分が取り出される。そして、乗算器６８側からの出力信号と移相器７０からの出力信号が減算器７２により減算されることにより、ｆＰの周波数に逆周波数変換された下側パイロット信号の成分が取り出される。このようにして、ｆＰの周波数に逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号が分離されて分離回路６３から出力される。
【００７８】
次に、ｆＰの周波数に逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号のそれぞれが、同期検波回路６４に入力される。同期検波回路６４では、９０度分配器７３、７４により上側及び下側パイロット信号のそれぞれが、９０度の位相差を持つ２つの信号に分配される。一方、同期検波回路６４に入力された発振回路４１からの周波数ｆＰの基本パイロット信号が同相分配器７５により同位相の４つの信号に分配される。そして、９０度の位相差に分配された上側及び下側パイロット信号（４つの信号）のそれぞれを、４つの信号経路に分配された周波数ｆＰの基本パイロット信号を用いて乗算器７６、７７、７８、７９により直流電圧に変換する。その際に、乗算器７６及び７８には同相成分の信号が入力され、乗算器７７及び７９には直交成分の信号が入力される。そして、乗算器７６、７７、７８、７９からの各出力を加減算回路６５に入力する。
【００７９】
加減算回路６５内では、乗算器７６からの出力信号と乗算器７８からの出力信号が加算器８０により加算され、乗算器７７からの出力信号と乗算器７９からの出力信号が加算器８２により加算される。一方、乗算器７６からの出力信号と乗算器７８からの出力信号が減算器８１により減算され、乗算器７７からの出力信号と乗算器７９からの出力信号が減算器８３により減算される。
【００８０】
ここで、加算器８０からの出力は、基本パイロット信号を参照信号として同位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の和であり、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の利得誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、加算器８０からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を利得調整回路８に与える。また、加算器８２からの出力は、基本パイロット信号を参照信号として直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の和であり、これらの両信号経路間の位相誤差（逆位相状態で誤差なし）を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、加算器８２からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を移相調整回路９に与える。
【００８１】
一方、減算器８１からの出力は、基本パイロット信号を参照信号として同位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差であり、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性傾き誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、減算器８１からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を振幅傾き調整回路２７に与える。また、減算器８３からの出力は、基本パイロット信号を参照信号として直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差であり、これらの両信号経路間の位相周波数特性傾き誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、減算器８３からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を位相傾き調整回路１６に与える。
【００８２】
本実施形態においても第２実施形態と同様に、例えば図１２，１３に示すように、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性の傾きの差及び位相周波数特性の傾きの差を補正することができるので、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができる。そして、本実施形態では、基本パイロット信号を参照信号として同位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差を算出することにより、検出した上側及び下側パイロット信号から歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性の傾き差を得ることができる。そして、基本パイロット信号を参照信号として直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差を算出することにより、検出した上側及び下側パイロット信号から歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の位相周波数特性の傾き差を得ることができる。これらの傾き差に基づく制御信号によって振幅傾き調整回路２７及び位相傾き調整回路１６を制御することで、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができ、かつ正確で安定した歪除去制御を実現できる。さらに、本実施形態は第２実施形態と比較して高価な部品が必要とされるＲＦ帯の回路の規模を小さくできるので、コストを削減することができる。
【００８３】
なお、本実施形態においては、図示はしないが検出側ミキサ６１において、９０度分配器６６を同相分配器に置き換え、かつ同相分配器６７を９０度分配器に置き換えて、乗算器６８に同相成分の信号を入力し、乗算器６９に直交成分の信号を入力する構成にしてもよい。また、同期検波回路６４において、９０度分配器７３、７４を同相分配器に置き換え、かつ同相分配器７５を９０度分配器に置き換えて、乗算器７６及び７８に同相成分の信号を入力し、乗算器７７及び７９に直交成分の信号を入力する構成にしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の構成を示す等価回路図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の他の構成を示す等価回路図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の他の構成を示す等価回路図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の他の構成を示す等価回路図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の他の構成を示す等価回路図である。
【図６】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の他の構成を示す等価回路図である。
【図７】従来の位相調整回路による移相量の周波数特性の変化を説明する図である。
【図８】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路による移相量の周波数特性の変化の一例を説明する図である。
【図９】本発明の第２実施形態に係るフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２実施形態における検出側ミキサ、加減算回路及び同期検波回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第２，３実施形態における補助増幅器内の１段における等価回路の一例を示す図である。
【図１２】本発明の第２，３実施形態における振幅傾き調整回路による振幅周波数特性の補正の一例を説明する図である。
【図１３】本発明の第２，３実施形態における位相傾き調整回路による位相周波数特性の補正の一例を説明する図である。
【図１４】本発明の第３実施形態に係るフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第３実施形態における検出側ミキサ、狭帯域フィルタ、分離回路、同期検波回路及び加減算回路の構成の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
４ ベクトル調整回路、５ 主増幅器、８ 利得調整回路、９ 移相調整回路、１０ 補助増幅器、１６ 位相傾き調整回路、２１ 歪検出ループ、２２ 歪除去ループ、２３ 歪除去ループ制御手段、２４ バラクタダイオード、２７ 振幅傾き調整回路、３０ 歪検出ループ制御手段、３８，６１ 検出側ミキサ、３９，６５ 加減算回路、４４，６４ 同期検波回路、６３ 分離回路、１１４，１１６ インピーダンス調整回路、１１８，１２８，１３８，１４８ ＰＩＮダイオード、１２４，１３４ 直列共振器、１４４，１５４ 並列共振器。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a phase adjustment circuit that changes a phase shift amount of a high-frequency signal between input and output terminals, and a feedforward amplifier including the phase adjustment circuit.
[0002]
[Prior art]
An example of a conventional phase adjustment circuit is shown in Non-Patent Document 1. In the digital type phase adjustment circuit using the 90 ° hybrid disclosed in Non-Patent Document 1, an input signal is applied to two PIN diodes via the 90 ° hybrid. When the PIN diode is OFF, the signal is reflected at the open end, and when the PIN diode is ON, the signal is reflected at the PIN diode. Therefore, by switching ON / OFF of the PIN diode, the phase shift amount of the high-frequency signal is switched. be able to. Further, in the analog type phase adjustment circuit using the 90 ° hybrid disclosed in Non-Patent Document 1, an input signal is applied to two varactor diodes via the 90 ° hybrid, and the capacitance of the varactor diode is changed to change the high-frequency signal. The amount of phase shift can be changed.
[0003]
[Non-patent document 1]
Kazuhiro Miyauchi and Heiichi Yamamoto, "Microwave Circuits for Communication," 7th Edition, The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, June 10, 1994, p. 314-321
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in this conventional phase adjustment circuit, the frequency characteristic of the phase shift amount of the broadband high-frequency signal can be changed only by the shift as shown in FIG. 7, and for example, the phase shift of the broadband high-frequency signal as shown in FIG. There is a problem that the slope of the frequency characteristic of the quantity cannot be changed sufficiently.
[0005]
For example, in a feedforward amplifier, since a slope difference in phase frequency characteristics occurs between two signal paths to be coupled in a distortion removal loop, in order to obtain a sufficient distortion suppression amount over a wide frequency band, for example, As shown in FIG. 8, a phase adjustment circuit capable of sufficiently changing the slope of the frequency characteristic of the phase shift amount of the broadband high-frequency signal is required. However, the conventional phase adjustment circuit cannot sufficiently change the slope of the frequency characteristic of the phase shift amount of the broadband high-frequency signal, and thus has a problem that a sufficient distortion suppression amount cannot be obtained over a wide frequency band. .
[0006]
The present invention has been made in view of the above problems, and has as its object to provide a phase adjustment circuit that can sufficiently change the slope of the frequency characteristic of the phase shift amount of a broadband high-frequency signal.
[0007]
Another object of the present invention is to provide a feedforward amplifier capable of obtaining a sufficient amount of distortion suppression over a wide frequency band.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve such an object, a phase adjustment circuit according to a first aspect of the present invention is a phase adjustment circuit that changes a phase shift amount of a high-frequency signal between input and output terminals, one end of which is connected between the input and output terminals. An impedance adjustment circuit connected to the main transmission line, the other end of which is grounded, and the slope of the impedance frequency characteristic between both ends is variable, and the slope of the impedance frequency characteristic between both ends of the impedance adjustment circuit is changed. Thus, the slope of the frequency characteristic of the amount of phase shift of the high-frequency signal between the input and output terminals is changed.
[0009]
As described above, one end is connected to the main transmission line between the input and output terminals, the other end is grounded, and the impedance adjustment circuit having a variable slope of the frequency characteristic of impedance between both ends is provided. By changing the slope of the frequency characteristic of the impedance between both ends, the slope of the frequency characteristic of the phase shift amount of the high-frequency signal between the input and output terminals can be sufficiently changed.
[0010]
A phase adjusting circuit according to a second aspect of the present invention is the circuit according to the first aspect of the present invention, wherein the impedance adjusting circuit includes a variable impedance element and a series resonator in parallel between both ends thereof. By changing the impedance of the variable impedance element, the gradient of the frequency characteristic of the amount of phase shift of the high-frequency signal between the input and output terminals is changed.
[0011]
As described above, since the impedance adjustment circuit includes the variable impedance element and the series resonator in parallel between both ends, by changing the impedance of the variable impedance element, the impedance adjustment circuit between both ends of the impedance adjustment circuit is provided. The slope of the frequency characteristic of the impedance can be changed sufficiently.
[0012]
A phase adjusting circuit according to a third aspect of the present invention is the circuit according to the first aspect of the present invention, wherein the impedance adjusting circuit includes a variable impedance element and a parallel resonator in series between both ends thereof. By changing the impedance of the variable impedance element, the gradient of the frequency characteristic of the amount of phase shift of the high-frequency signal between the input and output terminals is changed.
[0013]
As described above, since the impedance adjustment circuit includes the variable impedance element and the parallel resonator in series between both ends, by changing the impedance of the variable impedance element, the impedance adjustment circuit between both ends of the impedance adjustment circuit is provided. The slope of the frequency characteristic of the impedance can be changed sufficiently.
[0014]
A phase adjustment circuit according to a fourth aspect of the present invention is a phase adjustment circuit that changes a phase shift amount of a high-frequency signal between input and output terminals, and includes a variable impedance element and a series resonator between input and output terminals. It is characterized in that the gradient of the frequency characteristic of the amount of phase shift of the high-frequency signal between the input and output terminals is changed by changing the impedance of the variable impedance element in parallel.
[0015]
As described above, since the variable impedance element and the series resonator are provided in parallel between the input and output terminals, the amount of phase shift of the high-frequency signal between the input and output terminals can be changed by changing the impedance of the variable impedance element. Can be changed sufficiently.
[0016]
The phase adjusting circuit according to a fifth aspect of the present invention is the circuit according to any one of the second to fourth aspects of the present invention, wherein the variable impedance element is a PIN diode, and changes a current flowing through the PIN diode. By doing so, the slope of the frequency characteristic of the amount of phase shift of the high-frequency signal between the input and output terminals is changed.
[0017]
A phase adjusting circuit according to a sixth aspect of the present invention is the circuit according to any one of the first to third aspects of the present invention, wherein two of the impedance adjusting circuits are provided, and one end of each of the impedance adjusting circuits is Both are connected to a main transmission line between input and output terminals via a transmission line of a specified length, the distance between their connection positions is substantially equal to the specified length, and one end of each of the impedance adjustment circuits is connected to the specified length. Connected through another long transmission line, wherein the phase adjustment circuit is a 90 ° hybrid type phase adjustment circuit.
[0018]
A phase adjusting circuit according to a seventh aspect of the present invention is the circuit according to any one of the first to third aspects of the present invention, wherein the two impedance adjusting circuits are provided, and one end of each of the impedance adjusting circuits is Are connected to the main transmission line between the input and output terminals via a transmission line of a specified length, the distance between the connection positions thereof is substantially equal to the specified length, and the phase adjustment circuit is a loaded line type phase adjustment circuit. It is characterized by the following.
[0019]
The feedforward amplifier according to an eighth aspect of the present invention includes a main amplifier for amplifying an input signal, and converts a part of the input signal and a part of an output signal from the main amplifier into amplitude and phase correlations for distortion detection. And a distortion detection loop that generates a distortion detection signal including a distortion component generated in the main amplifier, and a distortion detection signal and an output signal from the main amplifier are coupled to each other by an amplitude and a phase for distortion removal. The distortion removal loop that generates a low-distortion output signal with reduced distortion components by combining and adjusting the correlation between the two components, and a distortion detection pilot signal is provided to two signal paths to be combined in the distortion detection loop. And a distortion detection loop control means for detecting the distortion detection pilot signal from the distortion detection signal and adjusting the correlation between the amplitude and the phase for distortion detection based on the detection level, and being a coupling target in the distortion removal loop. Two signals A distortion removal loop control means for sending a distortion removal pilot signal to the distortion removal pilot signal from the low distortion output signal, and adjusting the correlation between the amplitude and phase for distortion removal based on the detection level, Wherein the distortion elimination loop includes phase inclination adjustment means capable of adjusting the inclination of the phase frequency characteristic, and the distortion elimination loop control means comprises two signals to be coupled in the distortion elimination loop. The slope difference of the phase frequency characteristic in the path is calculated based on the detection level of the distortion removal pilot signal, and the phase slope adjustment means is controlled based on the slope difference of the phase frequency characteristic. The phase adjustment circuit according to any one of the above aspects of the present invention.
[0020]
As described above, the distortion elimination loop includes the phase inclination adjusting means capable of adjusting the inclination of the phase frequency characteristic, and the distortion elimination loop control means controls the phase frequency characteristic in the two signal paths to be coupled in the distortion elimination loop. Is calculated based on the detection level of the distortion removal pilot signal, and the phase gradient adjustment means is controlled based on the phase difference of the phase frequency characteristic. Therefore, the phase difference in the two signal paths to be combined in the distortion removal loop is calculated. The inclination difference of the frequency characteristic can be corrected. Therefore, a sufficient amount of distortion suppression can be obtained over a wide frequency band.
[0021]
The feedforward amplifier according to a ninth aspect of the present invention is the amplifier according to the eighth aspect of the present invention, wherein the distortion removal pilot signal is obtained by frequency-converting a basic pilot signal using a local oscillation signal. Upper and lower pilot signals of the sum frequency component and the difference frequency component, wherein the distortion removal loop control means reverses the upper and lower pilot signals detected from the low distortion output signal in quadrature using a local oscillation signal. A detection-side mixer that performs frequency conversion and outputs the upper and lower pilot signals subjected to inverse frequency conversion in a separated state, a subtractor that obtains a difference between the upper and lower pilot signals that are inversely frequency-converted in quadrature phase, A synchronous detection means for performing synchronous detection by inputting an output signal from a subtractor and using a pilot signal as a reference signal, and outputting a phase tilt control signal; And controlling the phase inclination adjusting means can control signal as the slope difference of the phase frequency characteristic.
[0022]
As described above, the difference between the upper and lower pilot signals subjected to the inverse frequency conversion in the quadrature phase is synchronously detected using the basic pilot signal as a reference signal, so that the detected pilot signal is subjected to coupling in the distortion removal loop. It is possible to obtain a slope difference of the phase frequency characteristic in one signal path. By controlling the phase tilt adjusting means based on the tilt difference, a sufficient amount of distortion suppression can be obtained over a wide frequency band, and accurate and stable distortion removal control can be realized.
[0023]
A tenth aspect of the present invention is the feedforward amplifier according to the eighth aspect, wherein the distortion removal pilot signal is obtained by frequency-converting a basic pilot signal using a local oscillation signal. Upper and lower pilot signals of the sum frequency component and the difference frequency component, wherein the distortion removal loop control means uses the local oscillation signal in a state where the upper and lower pilot signals detected from the low distortion output signal are mixed. A detection-side mixer that performs in-phase and quadrature-phase inverse frequency conversion, separation means that separates and outputs upper and lower pilot signals using output signals from the detection-side mixer, and separates the basic pilot signal as a reference signal. And synchronous detection means for synchronously detecting the upper and lower pilot signals obtained in quadrature phase. And controlling the phase slope correction means the difference between the bets signal as the slope difference of the phase frequency characteristic.
[0024]
Thus, by calculating the difference between the upper and lower pilot signals synchronously detected in quadrature using the basic pilot signal as a reference signal, two signal paths to be combined in the distortion removal loop from the detected pilot signal are calculated. Can be obtained. By controlling the phase tilt adjusting means based on the tilt difference, a sufficient amount of distortion suppression can be obtained over a wide frequency band, and accurate and stable distortion removal control can be realized.
[0025]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention (hereinafter, referred to as embodiments) will be described with reference to the drawings.
[0026]
(1) First embodiment
FIG. 1 is an equivalent circuit diagram showing a configuration of a phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention, and shows a case where the present invention is applied to a 90 ° hybrid type phase adjustment circuit. One end of each of two transmission lines 108 and 110 is connected to a main transmission line 106 between the input terminal 102 and the output terminal 104, and the distance between the connection positions is set to L. The line lengths of the two transmission lines 108 and 110 are both set to L, and the other ends thereof are connected via a transmission line 112 having an L line length. Further, the other end of the transmission line 108 is connected to one end 114a of an impedance adjustment circuit 114, and the other end of the transmission line 110 is connected to one end 116a of an impedance adjustment circuit 116. The other ends 114b and 116b of the impedance adjustment circuits 114 and 116 are both grounded. An example of the value of the line length L is set to λ0 / 4, where λ0 is the wavelength at the center frequency of the broadband high-frequency signal having a predetermined bandwidth to be transmitted.
[0027]
The impedance adjustment circuit 114 includes a PIN diode 118 as a variable impedance element and a series resonator 124 composed of an inductor 120 and a capacitor 122 connected in series, between both ends 114a and 114b in parallel. . As for the PIN diode 118, the anode side is connected to the other end of the transmission line 108, and the cathode side is grounded. Similarly, in the impedance adjustment circuit 116, a PIN diode 128 as a variable impedance element and a series resonator 134 composed of an inductor 130 and a capacitor 132 connected in series are connected in parallel between both ends 116a and 116b. The anode side of the PIN diode 128 is connected to the other end of the transmission line 110, and the cathode side is grounded. Although not shown in FIG. 1, the current flowing through the PIN diodes 118 and 128 can be controlled by an external control signal, and the resistance of the PIN diodes 118 and 128 can be controlled. The resonance frequencies of the series resonators 124 and 134 are both set within a band of a wideband high-frequency signal having a predetermined bandwidth to be transmitted, for example, set to the center frequency thereof.
[0028]
Next, the operation of the present embodiment will be described. In the 90 ° hybrid type phase adjustment circuit of the present embodiment, the amount of phase shift of the high-frequency signal between the input and output terminals changes according to the change in impedance between both ends of the impedance adjustment circuits 114 and 116.
[0029]
In the vicinity of the resonance frequency of the series resonators 124 and 134, even if the current flowing through the PIN diodes 118 and 128 is changed to change the resistance values of the PIN diodes 118 and 128, the impedance between the both ends 114a and 114b of the impedance adjustment circuit 114 is changed. Both the impedance and the impedance between both ends 116a and 116b of the impedance adjustment circuit 116 hardly change. Therefore, near the resonance frequency of the series resonators 124 and 134, the amount of phase shift of the high-frequency signal between the input terminal 102 and the output terminal 104 becomes substantially constant even when the current flowing through the PIN diodes 118 and 128 is changed.
[0030]
On the other hand, at a frequency apart from the resonance frequency of the series resonators 124 and 134, when the current flowing through the PIN diodes 118 and 128 is changed to change the resistance values of the PIN diodes 118 and 128, both ends 114a of the impedance adjustment circuit 114 are changed. , 114b, and the impedance between both ends 116a, 116b of the impedance adjustment circuit 116 change according to the resistance values of the PIN diodes 118, 128, respectively. Then, the ratio of the impedance change with respect to the current change becomes larger as the frequency is farther from the resonance frequency of the series resonators 124 and 134. Therefore, at a frequency away from the resonance frequency of the series resonators 124 and 134, the amount of phase shift of the high-frequency signal between the input terminal 102 and the output terminal 104 is changed by changing the current flowing through the PIN diodes 118 and 128. be able to. Further, as the frequency is farther from the resonance frequency of the series resonators 124 and 134, the rate of change in the amount of phase shift with respect to the change in current increases.
[0031]
As described above, in the impedance adjustment circuits 114 and 116 of the present embodiment, by changing the current flowing through the PIN diodes 118 and 128, the slope of the frequency characteristic of impedance between both ends can be changed. Therefore, in the phase adjustment circuit of the present embodiment, as shown in FIG. 8, for example, the slope of the frequency characteristic of the phase shift amount of the broadband high-frequency signal between the input and output terminals can be sufficiently changed.
[0032]
In order to sufficiently change the slope of the frequency characteristic of the phase shift amount of the broadband high-frequency signal between the input and output terminals, it is preferable to increase the Q value of the series resonators 124 and 134. Here, as an example of a numerical value at a center frequency of 2140 MHz, the Q value of the series resonator 124 when the inductance of the inductor 120 is 7.4 nH, the capacitance of the capacitor 122 is 0.74 pF, and a load of 50Ω is connected in parallel. Is about 2.
[0033]
As shown in FIG. 2, the configuration of the impedance adjustment circuits 114 and 116 may both include a PIN diode and a parallel resonator in series between both ends. In FIG. 2, the parallel resonator 144 includes an inductor 140 and a capacitor 142 connected in parallel, and one end thereof is connected to one end 114 a of the impedance adjustment circuit 114. The other end of the parallel resonator 144 is connected to the anode side of the PIN diode 138, and the cathode side is grounded. Similarly, the parallel resonator 154 includes an inductor 150 and a capacitor 152 connected in parallel, and one end thereof is connected to one end 116 a of the impedance adjustment circuit 116. The other end of the parallel resonator 154 is connected to the anode side of the PIN diode 148, and the cathode side is grounded. The resonance frequencies of the parallel resonators 144 and 154 are both set within a band of a wideband high-frequency signal having a predetermined bandwidth to be transmitted, and are set to, for example, the center frequency thereof.
[0034]
In the vicinity of the resonance frequency of the parallel resonators 144 and 154, even if the resistance value of the PIN diodes 138 and 148 is changed by changing the current flowing through the PIN diodes 138 and 148, the voltage between both ends 114a and 114b of the impedance adjustment circuit 114 is changed. Both the impedance and the impedance between both ends 116a and 116b of the impedance adjustment circuit 116 hardly change. Therefore, near the resonance frequency of the parallel resonators 144 and 154, the amount of phase shift of the high-frequency signal between the input terminal 102 and the output terminal 104 becomes substantially constant even when the current flowing through the PIN diodes 138 and 148 is changed.
[0035]
On the other hand, at a frequency away from the resonance frequency of the parallel resonators 144 and 154, when the current flowing through the PIN diodes 138 and 148 is changed to change the resistance values of the PIN diodes 138 and 148, both ends 114a of the impedance adjustment circuit 114 are changed. , 114b, and the impedance between both ends 116a, 116b of the impedance adjustment circuit 116 change according to the resistance values of the PIN diodes 138, 148, respectively. Then, the ratio of the impedance change with respect to the current change becomes larger as the frequency is farther from the resonance frequency of the parallel resonators 144 and 154. Therefore, at a frequency apart from the resonance frequency of the parallel resonators 144 and 154, the amount of phase shift of the high-frequency signal between the input terminal 102 and the output terminal 104 is changed by changing the current flowing through the PIN diodes 138 and 148. be able to. Further, as the frequency becomes farther from the resonance frequency of the parallel resonators 144 and 154, the change ratio of the phase shift amount with respect to the current change becomes larger.
[0036]
As described above, in the impedance adjustment circuits 114 and 116 shown in FIG. 2 as well, the gradient of the frequency characteristic of the impedance between both ends can be changed by changing the current flowing through the PIN diodes 138 and 148. Therefore, in the phase adjustment circuit shown in FIG. 2, for example, as shown in FIG. 8, the slope of the frequency characteristic of the phase shift amount of the broadband high-frequency signal between the input and output terminals can be sufficiently changed. In order to sufficiently change the slope of the frequency characteristic of the phase shift amount of the broadband high-frequency signal between the input and output terminals, it is preferable to increase the Q value of the parallel resonators 144 and 154.
[0037]
In the above description, the case where the present invention is applied to the 90 ° hybrid type phase adjustment circuit has been described. However, the phase adjustment circuit to which the present invention can be applied is not limited to the 90 ° hybrid type phase adjustment circuit. The present invention is also applicable to the loaded line type phase adjustment circuit shown in FIG. 3 and the circulator type phase adjustment circuit shown in FIG.
[0038]
In the loaded line type phase adjustment circuit shown in FIG. 3, one end of two transmission lines 108 and 110 is connected to a main transmission line 106 between an input terminal 102 and an output terminal 104, and the distance between the connection positions is L is set. The line lengths of the two transmission lines 108 and 110 are both set to L, one end 114 a of an impedance adjustment circuit 114 is connected to the other end of the transmission line 108, and one end of an impedance adjustment circuit 116 is connected to the other end of the transmission line 110. 116a is connected. The other ends 114b and 116b of the impedance adjustment circuits 114 and 116 are both grounded. The configuration of the impedance adjustment circuits 114 and 116 in FIG. 3 is the same as the configuration in FIG. 1, but may be the same as the configuration in FIG. An example of the value of the line length L is set to λ0 / 4, where λ0 is the wavelength at the center frequency of the broadband high-frequency signal having a predetermined bandwidth to be transmitted.
[0039]
In the circulator type phase adjustment circuit shown in FIG. 4, three ports of the circulator 158 are connected to the input terminal 102, the output terminal 104, and one end of the transmission line 108, respectively. One end 114a of the impedance adjustment circuit 114 is connected to the other end of the transmission line 108, and the other end 114b is grounded. The configuration of the impedance adjustment circuit 114 in FIG. 4 is the same as the configuration in FIG. 1, but may be the same as the configuration in FIG. An example of the value of the line length L is set to λ0 / 4, where λ0 is the wavelength at the center frequency of the broadband high-frequency signal having a predetermined bandwidth to be transmitted.
[0040]
Further, although the signal loss is larger than that of the configuration shown in FIGS. 1 to 4, the configuration shown in FIGS. 5 and 6 is also similar to the configuration shown in FIGS. The slope of the frequency characteristic of the phase shift amount can be changed sufficiently.
[0041]
In the phase adjustment circuit shown in FIG. 5, one end 114a of the impedance adjustment circuit 114 is connected to the main transmission line 106, and the other end 114b of the impedance adjustment circuit 114 is grounded. The impedance adjustment circuit 114 includes a PIN diode 138 and a parallel resonator 144 in series between both ends thereof.
[0042]
In the phase adjustment circuit shown in FIG. 6, a PIN diode 118 and a series resonator 124 are provided in parallel between the input terminal 102 and the output terminal 104.
[0043]
The connection between the anode and the cathode of the PIN diodes 118, 128, 138, and 148 in FIGS.
[0044]
(2) Second embodiment
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of the feedforward amplifier according to the second embodiment of the present invention. The feedforward amplifier includes a distortion detection loop 21 for generating a distortion detection signal including a distortion component generated in the main amplifier 5, a distortion removal loop 22 for removing or suppressing this distortion component from the output signal, and a distortion detection pilot signal. A distortion detection loop control means 30 for optimally controlling the distortion detection loop 21 based on the detection level of the output pilot signal for distortion detection, and a distortion removal loop 22 for outputting a distortion removal pilot signal and outputting a distortion removal pilot signal based on the detection level of the distortion removal pilot signal. Is provided. The distortion detection loop 21 includes a distribution circuit 3, a vector adjustment circuit 4, a main amplifier 5, a delay circuit 6, and a directional coupler 7, and the distortion removal loop 22 includes an amplitude adjustment circuit 8, a phase shift adjustment circuit 9, A phase tilt adjusting circuit 16, an auxiliary amplifier 10, a directional coupler 11, and a delay circuit 12 are provided. The distortion removal loop control means 23 includes oscillation circuits 41 and 42, an injection-side mixer 43, a detection-side mixer 38, an addition / subtraction circuit 39, a synchronous detection circuit 44, and an arithmetic circuit 40, and the detailed configuration will be described later.
[0045]
Although the detailed configuration of the distortion detection loop control unit 30 is omitted in FIG. 9, the configuration of the distortion detection loop control unit 30 is the same as the configuration of the distortion removal loop control unit 23 of the present embodiment. Alternatively, a configuration for optimizing the conventional distortion detection loop 21 may be used.
[0046]
The distribution circuit 3 distributes the input signal from the input terminal 1 to the vector adjustment circuit 4 and the delay circuit 6. The vector adjustment circuit 4 adjusts the amplitude and phase shift amount of the distributed input signal and outputs the adjusted signal to the main amplifier 5. The main amplifier 5 amplifies the signal from the vector adjustment circuit 4 and outputs the amplified signal to the directional coupler 7. The delay circuit 6 delays the distributed input signal and outputs the delayed signal to the directional coupler 7. The directional coupler 7 supplies the output signal from the main amplifier 5 to the directional coupler 11 via the delay circuit 12, while branching a part of the output signal from the main amplifier 5 to output the signal from the delay circuit 6. The signal is combined with the signal, and the resulting distortion detection signal is supplied to the amplitude adjustment circuit 8. The amplitude adjustment circuit 8 adjusts the amplitude of the signal from the directional coupler 7 and outputs the signal to the phase shift adjustment circuit 9. The phase shift adjustment circuit 9 adjusts the amount of phase shift of the signal from the amplitude adjustment circuit 8 and outputs the signal to the phase tilt adjustment circuit 16. The configuration and operation of the phase tilt adjustment circuit 16 will be described later. The auxiliary amplifier 10 amplifies the signal from the phase tilt adjustment circuit 16 and outputs the amplified signal to the directional coupler 11. The directional coupler 11 combines the signal delayed by the delay circuit 12 and the signal amplified by the auxiliary amplifier 10, and outputs the resulting low distortion output signal to a subsequent circuit (not shown) via the output terminal 2. Output.
[0047]
Here, of the two kinds of signals distributed by the distribution circuit 3 and coupled by the directional coupler 7, the signal supplied to the directional coupler 7 through the main amplifier 5 includes the main amplifier 5. The distortion component generated in the above is included. On the other hand, a signal supplied to the directional coupler 7 through the delay circuit 6 does not include a distortion component. Therefore, among the components included in the two types of signals to be coupled by the directional coupler 7, the components corresponding to the signal input to the main amplifier 5 are connected to the signal coupling point in the directional coupler 7. Thus, the distortion component generated in the main amplifier 5 can be detected. Among the two types of signals to be coupled by the directional coupler 11, the signal supplied to the directional coupler 11 through the delay circuit 12 includes a distortion component generated by the main amplifier 5. Have been. The signal supplied to the directional coupler 11 through the auxiliary amplifier 10 is a signal mainly including only the distortion component generated in the main amplifier 5, and is subjected to coupling by the directional coupler 11. The distortion components included in the two types of signals are coupled at the signal coupling point in the directional coupler 11 with the same amplitude and opposite phase, and are output from the directional coupler 11 via the output terminal 2. Distortion signal can be removed from the signal.
[0048]
The vector adjustment circuit 4 controls the amplitude and phase shift of the signal input to the main amplifier 5 so that the above-described amplitude and phase relationship is established at the signal coupling point in the directional coupler 7. Similarly, a signal input to the phase tilt adjustment circuit 16 by the gain adjustment circuit 8 and the phase shift adjustment circuit 9 so that the above-described amplitude and phase relationship is established at the signal connection point in the directional coupler 11. Is controlled.
[0049]
The vector adjustment circuit 4 is formed by, for example, a conventional quadrature modulation circuit, the gain adjustment circuit 8 is formed by, for example, a conventional variable attenuation circuit or variable resistor, and the phase shift adjustment circuit 9 is formed by, for example, a conventional variable phase shift circuit. The gain adjustment circuit 8 and the phase shift adjustment circuit 9 can be used instead of the vector adjustment circuit 4, and the vector adjustment circuit 4 can be used instead of the gain adjustment circuit 8 and the phase shift adjustment circuit 9. And the order of the phase shift adjustment circuit 9 can be changed. The delay circuits 6 and 12 are provided for compensating for signal delays occurring in the signal paths on the main amplifier 5 side and the auxiliary amplifier 10 side provided in parallel, and are composed of various delay lines and the like. You.
[0050]
In the feedforward amplifier, the distortion detection loop control means 30 places the distortion detection pilot signal in the distortion detection loop 21 in order to always deal with changes in the ambient temperature, changes in the performance of the components over time, etc., and always obtain an optimal control state. The distortion detection loop 21 is optimally controlled based on the detection level of the transmission and distortion detection pilot signal. In this case, the distortion detection pilot signal is injected at a point on the signal path preceding the distribution circuit 3, and from a signal coupling point in the directional coupler 7 via the auxiliary amplifier 10 to a signal in the directional coupler 11. It is detected at an arbitrary point on the path to the coupling point (FIG. 9 shows a case where the signal is detected between the directional coupler 7 and the gain adjustment circuit 8). Similarly, the distortion removal loop control means 23 sends the distortion removal pilot signal into the distortion removal loop 22 and optimally controls the distortion removal loop 22 based on the detection level of the distortion removal pilot signal.
[0051]
In the present embodiment, in order to optimally control the distortion removal loop 22, not only the amplitude and phase of the signal are controlled, but also the slope of the amplitude frequency characteristic and the slope of the phase frequency characteristic. For this purpose, the distortion removal loop 22 includes an amplitude inclination adjustment circuit 27 that can adjust the inclination of the amplitude frequency characteristic, and a phase inclination adjustment circuit 16 that can adjust the inclination of the phase frequency characteristic. Then, the distortion removal loop control means 23 calculates the slope difference of the amplitude frequency characteristic and the slope difference of the phase frequency characteristic in the two signal paths to be combined in the distortion removal loop 22 based on the detection level of the distortion removal pilot signal. Then, based on the calculation result, the amplitude tilt adjusting circuit 27 and the phase tilt adjusting circuit 16 are optimally controlled.
[0052]
As pilot signals for distortion removal for optimizing the above-described distortion removal loop 22, two pilot signals set at frequencies higher and lower than the frequency band used by the amplifier are signal branches in the distribution circuit 3. The signal is injected into the signal path at any point on the path from the point to the signal branch point in the directional coupler 7 through the main amplifier 5 (in FIG. 9, the injection is performed between a plurality of amplifier stages of the main amplifier 5). Is shown). Further, regarding these two pilot signals, the frequency f in the IF band output from the oscillation circuit 41 is used. P At the frequency f of the RF band output from the oscillation circuit 42. L The frequency is converted by the injection-side mixer 43 using the local oscillation signal of L −f P Lower pilot signal and frequency f L + F P Are generated as upper pilot signals.
[0053]
The injected lower and upper pilot signals are extracted from the signal branched by the distribution circuit 13 provided between the directional coupler 11 and the output terminal 2. The branched signal paths are provided with narrow band filters 14 and 15 for extracting frequency components to which the lower and upper pilot signals belong, respectively. The narrow band filters 14 and 15 respectively reduce two narrow band components. Taken out.
[0054]
The two narrow band components extracted by the narrow band filters 14 and 15 can be regarded as lower and upper pilot signals remaining in the output signal from the output terminal 2, and are output from the narrow band filters 14 and 15. The output signal is input to the distortion removal loop control means 23.
[0055]
In the distortion removal loop control means 23, the frequency f extracted by the narrow band filters 14 and 15 is output. L −f P Lower pilot signal and frequency f L + F P Is input to the detection-side mixer 38 having a configuration described later, and the output from the detection-side mixer 38 is f P Is input to a narrow band filter 62 for extracting a frequency component of P The pilot signal whose frequency has been inverted is extracted. Then, these pilot signals are input to an addition / subtraction circuit 39 having a configuration described later, and the output thereof is input to a synchronous detection circuit 44 having a configuration described later. Then, a control signal generated in the arithmetic circuit 40 based on the output from the synchronous detection circuit 44 is input to the gain adjustment circuit 8, the phase shift adjustment circuit 9, the amplitude inclination adjustment circuit 27, and the phase inclination adjustment circuit 16, and the amplitude The amount of adjustment of the phase and the slope of their frequency characteristics is optimally controlled.
[0056]
FIG. 10 is a block diagram showing an example of the configuration of the detection-side mixer 38, the addition / subtraction circuit 39, and the synchronous detection circuit 44. The frequency f input to the detection-side mixer 38 through separate signal paths L −f P Lower pilot signal and frequency f L + F P Are divided by the 90-degree distributors 45 and 46 into two signals having a phase difference of 90 degrees. Further, the frequency f from the oscillation circuit 42 input to the detection-side mixer 38 L Is divided by the in-phase distributor 47 into four signals having the same phase. And the frequency f distributed to the phase difference of 90 degrees L −f P Lower pilot signal and frequency f L + F P Of each of the upper pilot signals (four signals) are divided into four signal paths by frequencies f L Frequency conversion by the multipliers 48, 49, 50, 51 using the local oscillation signal of P Is converted into a signal. At this time, in-phase component signals are input to multipliers 48 and 50, and quadrature component signals are input to multipliers 49 and 51. Then, the respective outputs of the multipliers 48, 49, 50, 51 are input to the narrow band filter 62. In the narrow band filter 62, the frequency f P Is taken out, and its output is input to the addition / subtraction circuit 39.
[0057]
In the addition / subtraction circuit 39, the output signal from the multiplier 48 and the output signal from the multiplier 50 are added by the adder 52, and the output signal from the multiplier 49 and the output signal from the multiplier 51 are added by the adder 53. Is done. On the other hand, the output signal from the multiplier 48 and the output signal from the multiplier 50 are subtracted by the subtractor 54, and the output signal from the multiplier 49 and the output signal from the multiplier 51 are subtracted by the subtractor 55. Then, respective outputs from the adder and the subtractor are input to the synchronous detection circuit 44.
[0058]
In the synchronous detection circuit 44, the frequency f P Are distributed by the in-phase distributor 56 into four signals having the same phase. Then, the output signals from the adders 52 and 53 and the output signals from the subtracters 54 and 55 are respectively converted into the frequency f distributed to four signal paths. P Are converted into DC voltages by the multipliers 57, 58, 59, and 60 using the basic pilot signals described above, and the respective outputs from the multipliers 57, 58, 59, and 60 are input to the arithmetic circuit 40.
[0059]
Here, the output from the multiplier 57 is a result of synchronous detection using the basic pilot signal as a reference signal and the sum of the upper and lower pilot signals subjected to in-phase and inverse frequency conversion. It can be considered as a DC voltage indicating a gain error between a signal path passing through the signal path 10 and a signal path passing through the delay circuit 12. Then, the arithmetic circuit 40 supplies a control signal generated based on the output voltage from the multiplier 57 to the gain adjustment circuit 8. The output from the multiplier 59 is the result of synchronous detection using the basic pilot signal as a reference signal and the sum of the upper and lower pilot signals subjected to inverse frequency conversion in the quadrature phase, and the phase error between these two signal paths. (No error in the opposite phase state). Then, the arithmetic circuit 40 supplies the control signal generated based on the output voltage from the multiplier 59 to the phase shift adjusting circuit 9.
[0060]
On the other hand, the output from the multiplier 58 is the result of synchronous detection of the difference between the upper and lower pilot signals subjected to in-phase and inverse frequency conversion using the basic pilot signal as a reference signal. And a signal path passing through the delay circuit 12 and a signal line passing through the delay circuit 12 can be regarded as a DC voltage indicating an inclination error of the amplitude frequency characteristic. Then, the arithmetic circuit 40 supplies a control signal generated based on the output voltage from the multiplier 58 to the amplitude gradient adjusting circuit 27. The output from the multiplier 60 as the phase tilt control signal is the result of synchronous detection of the difference between the upper and lower pilot signals subjected to inverse frequency conversion in the quadrature phase using the basic pilot signal as a reference signal. It can be regarded as a DC voltage indicating a phase frequency characteristic inclination error between signal paths. Then, the arithmetic circuit 40 gives the control signal generated based on the output voltage from the multiplier 60 to the phase tilt adjusting circuit 16.
[0061]
Next, an example of a specific configuration of the amplitude slope adjusting circuit 27 capable of adjusting the slope of the amplitude frequency characteristic will be described with reference to FIG.
[0062]
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of an equivalent circuit in one stage in the auxiliary amplifier 10. The signal is input from an input terminal 25 to a base terminal of a bipolar transistor 29 that performs signal amplification. The emitter terminal of the bipolar transistor 29 is grounded, and the input of the amplitude gradient adjusting circuit 27 is connected to the collector terminal. The amplitude gradient adjusting circuit 27 in FIG. 11 includes a capacitor and an inductor, and performs impedance matching with a circuit connected to the output terminal 26, for example, a next-stage amplifier circuit. Further, the amplitude gradient adjusting circuit 27 includes a varactor diode 24 having a variable capacitance, and a control signal terminal 28 to which a control signal based on the output voltage from the multiplier 58 is input is provided on the cathode side. I have.
[0063]
In FIG. 11, by changing the voltage to the control signal terminal 28, the capacitance of the varactor diode 24 changes, and the impedance between the input and output of the amplitude gradient adjustment circuit 27 can be changed. When the impedance between the input and output of the amplitude slope adjusting circuit 27 changes, the loss due to the reflection loss to the output changes, so that the slope of the amplitude frequency characteristic of the auxiliary amplifier 10 can be changed. Therefore, the control signal based on the output voltage from the multiplier 58 causes the amplitude frequency between the signal path passing through the auxiliary amplifier 10 in the distortion removal loop 22 and the signal line passing through the delay circuit 12 as shown in FIG. The characteristic inclination difference can be corrected. As described above, the amplitude gradient adjustment circuit 27 in FIG. 11 functions as a matching circuit in which the impedance between the input and the output is variable.
[0064]
However, in practice, when the capacitance of the varactor diode 24 is changed, the slope of the phase frequency characteristic of the auxiliary amplifier 10 changes, though slightly. Therefore, the range in which the slope of the amplitude frequency characteristic is corrected by the varactor diode 24 is experimentally or analytically determined so that a change in the slope of the phase frequency characteristic does not adversely affect distortion suppression.
[0065]
In FIG. 11, since the impedance of the matching circuit can be changed by the control signal, the configuration of the amplitude gradient adjusting circuit 27 is not limited to the configuration shown in FIG. The amplitude gradient adjusting circuit 27 may be provided between the input terminal 25 and the base terminal of the bipolar transistor 29. Further, an FET may be used instead of the bipolar transistor 29.
[0066]
Next, an example of a specific configuration of the phase tilt adjustment circuit 16 will be described.
[0067]
The phase tilt adjusting circuit 16 capable of adjusting the tilt of the phase frequency characteristic can be realized by the phase adjusting circuit shown in any one of FIGS. 1 to 6 of the first embodiment. The input terminal 102 in FIGS. 1 to 6 is connected to the output of the phase shift adjustment circuit 9 in FIG. 7, and the output terminal 104 in FIGS. 1 to 6 is connected to the input of the auxiliary amplifier 10 in FIG. Although not shown in FIGS. 1 to 6, the control signal generated based on the output voltage from the multiplier 60 in the arithmetic circuit 40 is equivalent to the control signal of the PIN diodes 118 and 128 when the circuit of FIGS. It is used as a control signal for controlling the current. When the circuit of FIG. 2 is used, it is used as a control signal for controlling the current of the PIN diodes 138 and 148. When the circuits of FIGS. It is used as a control signal for controlling the current of 118, and when the circuit of FIG. 5 is used, it is used as a control signal for controlling the current of the PIN diode 138. As described above, the phase adjustment circuits in FIGS. 1 to 6 can change the gradient of the frequency characteristic of the phase shift amount of the wideband high-frequency signal between the input and output terminals by changing the current flowing through the PIN diode. Therefore, by using any one of the phase adjusting circuits of FIGS. 1 to 6 as the phase tilt adjusting circuit 16, for example, as shown in FIG. Of the phase frequency characteristic between the signal path passing through the auxiliary amplifier 10 and the signal line passing through the delay circuit 12 can be corrected.
[0068]
Although FIG. 9 shows a case where the phase tilt adjustment circuit 16 is provided between the phase shift adjustment circuit 9 and the auxiliary amplifier 10, the phase tilt adjustment circuit 16 is provided in the distortion removal loop 22. If so, the phase frequency characteristic gradient difference between the signal path passing through the auxiliary amplifier 10 in the distortion removal loop 22 and the signal line passing through the delay circuit 12 can be corrected.
[0069]
In the present embodiment, in order to optimally control the distortion removal loop 22, not only the amplitude and phase of the signal are controlled, but also the slope of the amplitude frequency characteristic and the slope of the phase frequency characteristic. More specifically, the distortion elimination loop control means 23 calculates the inclination difference of the amplitude frequency characteristic and the inclination of the phase frequency characteristic between the signal path passing through the auxiliary amplifier 10 in the distortion elimination loop 22 and the signal line passing through the delay circuit 12. The difference is calculated based on the detection level of the distortion removal pilot signal. Then, the control signal based on these calculation results provides an amplitude tilt adjusting circuit 27 provided in the distortion removal loop 22 for adjusting the tilt of the amplitude frequency characteristic and a phase tilt adjustment for adjusting the tilt of the phase frequency characteristic. The circuit 16 is controlled. Here, if there is no difference between the amplitude frequency characteristic and the phase frequency characteristic between the signal path passing through the auxiliary amplifier 10 in the distortion removal loop 22 and the signal line passing through the delay circuit 12, the gain adjustment circuit 8 and By adjusting the amplitude frequency characteristic and the phase frequency characteristic of the signal path on the auxiliary amplifier 10 side up and down using the phase shift adjusting circuit 9, the amplitude frequency characteristic of both signal paths can be adjusted to the same amplitude over a wide frequency band. And the phase frequency characteristic can be matched to the opposite phase. Therefore, the feedforward amplifier according to the present embodiment has an amplitude-frequency characteristic between a signal path passing through the auxiliary amplifier 10 in the distortion removal loop 22 and a signal line passing through the delay circuit 12, as shown in FIGS. By correcting the inclination difference and the inclination difference of the phase frequency characteristic, a sufficient distortion suppression amount can be obtained over a wide frequency band.
[0070]
Further, in the present embodiment, the difference between the upper and lower pilot signals subjected to in-phase inverse frequency conversion is synchronously detected using the basic pilot signal as a reference signal, so that a distortion removal loop can be obtained from the detected upper and lower pilot signals. It is possible to obtain a difference in the slope of the amplitude frequency characteristic between the signal path passing through the auxiliary amplifier 10 and the signal line passing through the delay circuit 12. Then, the difference between the upper and lower pilot signals subjected to the inverse frequency conversion in the quadrature phase is synchronously detected using the basic pilot signal as a reference signal, so that an auxiliary amplifier in the distortion removal loop 22 is obtained from the detected upper and lower pilot signals. It is possible to obtain an inclination difference of the phase frequency characteristic between the signal path passing through the signal path 10 and the signal line passing through the delay circuit 12. By controlling the amplitude tilt adjusting circuit 27 and the phase tilt adjusting circuit 16 with a control signal based on these tilt differences, a sufficient amount of distortion suppression can be obtained over a wide frequency band, and accurate and stable distortion removal. Control can be realized.
[0071]
And since the amplitude inclination adjusting circuit 27 functions as a variable impedance matching circuit having the variable varactor diode 24, the capacitance of the varactor diode 24 is controlled by a control signal based on a difference in the amplitude frequency characteristic. The inclination of the amplitude frequency characteristic of the auxiliary amplifier 10 can be changed. Accordingly, it is possible to correct the difference in the slope of the amplitude frequency characteristic between the signal path passing through the auxiliary amplifier 10 in the distortion removal loop 22 and the signal line passing through the delay circuit 12.
[0072]
Further, by using the phase adjustment circuit shown in any one of FIGS. 1 to 6 of the first embodiment as the phase inclination adjustment circuit 16, the current of the PIN diode is controlled by a control signal based on the difference in inclination of the phase frequency characteristic. In addition, the inclination difference of the phase frequency characteristic between the signal path passing through the auxiliary amplifier 10 in the distortion removal loop 22 and the signal line passing through the delay circuit 12 can be corrected.
[0073]
In the present embodiment, although not shown, in the detection-side mixer 38, the 90-degree distributors 45 and 46 are replaced with in-phase distributors, and the in-phase distributor 47 is replaced with 90-degree distributors. The configuration may be such that the signal of the in-phase component is input to 50 and the signal of the quadrature component is input to the multipliers 49 and 51.
[0074]
(3) Third embodiment
FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of the feedforward amplifier according to the third embodiment of the present invention. In the distortion removal loop control means 23 of the present embodiment, the frequency f L −f P Lower pilot signal and frequency f L + F P In a state where the upper pilot signal is mixed, and is input to a detection-side mixer 61 having a P Is inversely frequency-converted into a signal of The output signal from the detection-side mixer 61 is f P Is input to a narrow band filter 62 for extracting a frequency component of P The pilot signal whose frequency has been inverted is extracted. The output signal from the narrow band filter 62 is input to a separation circuit 63 having a configuration described below, and the output is input to a synchronous detection circuit 64 having a configuration described below. Next, the output signal from the synchronous detection circuit 64 is input to the addition / subtraction circuit 65, and the control signal generated in the arithmetic circuit 40 based on the output from the addition / subtraction circuit 65 is output from the gain adjustment circuit 8, the phase shift adjustment circuit 9, the amplitude The amplitude and the phase are input to the tilt adjusting circuit 27 and the phase tilt adjusting circuit 16, and the adjustment amounts of the tilt of the amplitude and phase and their frequency characteristics are optimally controlled.
[0075]
In this embodiment, as in the second embodiment, the configuration of the distortion detection loop control unit 30 may be the same as the configuration of the distortion removal loop control unit 23 of the embodiment described later, or For optimizing the distortion detection loop 21 of FIG. In addition, other configurations in the present embodiment are the same as those in the second embodiment, and a description thereof will be omitted.
[0076]
FIG. 15 is a block diagram illustrating an example of a configuration of the detection-side mixer 61, the narrow-band filter 62, the separation circuit 63, the synchronous detection circuit 64, and the addition / subtraction circuit 65. Frequency f L −f P Lower pilot signal and frequency f L + F P Is input to the detection-side mixer 61. In the detection-side mixer, the mixed pilot signal is distributed by the 90-degree distributor 66 into two signals having a phase difference of 90 degrees. Further, the frequency f from the oscillation circuit 42 input to the detection-side mixer 61 L Is distributed to two signals having the same phase by the in-phase distributor 67. Then, each of the mixed pilot signals distributed to the phase difference of 90 degrees is divided into the frequency f distributed to two signal paths. L The inverse frequency conversion is performed by the multipliers 68 and 69 using the local oscillation signal of P Is converted into a signal. At this time, the signal of the in-phase component is input to the multiplier 68, and the signal of the quadrature component is input to the multiplier 69. Then, the outputs of the multipliers 68 and 69 are input to the narrow band filter 62. In the narrow band filter 62, the frequency f P Is extracted, and the output is input to the separation circuit 63.
[0077]
In the separation circuit 63, first, the phase of the output signal from the multiplier 69 is shifted by 90 degrees by the phase shifter 70. Next, the output signal from the multiplier 68 and the output signal from the phase shifter 70 are added by the adder 71 to obtain f P The component of the upper pilot signal that has been inversely frequency-converted to the frequency of Then, the output signal from the multiplier 68 and the output signal from the phase shifter 70 are subtracted by the subtractor 72 to obtain f P The component of the lower pilot signal that has been inversely frequency-converted to the frequency is extracted. Thus, f P The upper and lower pilot signals, which have been inversely frequency-converted into the above frequency, are separated and output from the separation circuit 63.
[0078]
Next, f P Each of the upper and lower pilot signals inversely frequency-converted to the frequency of In the synchronous detection circuit 64, each of the upper and lower pilot signals is divided into two signals having a phase difference of 90 degrees by the 90 degree distributors 73 and 74. On the other hand, the frequency f from the oscillation circuit 41 input to the synchronous detection circuit 64 P Are divided by the in-phase distributor 75 into four signals having the same phase. Then, each of the upper and lower pilot signals (four signals) distributed to the phase difference of 90 degrees is divided into the frequency f distributed to four signal paths. P Are converted to DC voltages by the multipliers 76, 77, 78, 79 using the basic pilot signal. At that time, the signals of the in-phase component are input to the multipliers 76 and 78, and the signals of the quadrature component are input to the multipliers 77 and 79. Then, the respective outputs from the multipliers 76, 77, 78, 79 are input to the addition / subtraction circuit 65.
[0079]
In the addition / subtraction circuit 65, the output signal from the multiplier 76 and the output signal from the multiplier 78 are added by the adder 80, and the output signal from the multiplier 77 and the output signal from the multiplier 79 are added by the adder 82. Is done. On the other hand, the output signal from the multiplier 76 and the output signal from the multiplier 78 are subtracted by the subtractor 81, and the output signal from the multiplier 77 and the output signal from the multiplier 79 are subtracted by the subtracter 83.
[0080]
Here, the output from the adder 80 is the sum of the upper and lower pilot signals synchronously detected in phase with the basic pilot signal as a reference signal, and is the signal path through the auxiliary amplifier 10 in the distortion removal loop 22. It can be regarded as a DC voltage indicating a gain error between the signal line passing through the delay circuit 12 and the signal line. Then, the arithmetic circuit 40 supplies a control signal generated based on the output voltage from the adder 80 to the gain adjustment circuit 8. The output from the adder 82 is the sum of the upper and lower pilot signals synchronously detected in quadrature using the basic pilot signal as a reference signal, and the phase error between these two signal paths (the error in the opposite phase state). None). Then, the arithmetic circuit 40 supplies a control signal generated based on the output voltage from the adder 82 to the phase shift adjusting circuit 9.
[0081]
On the other hand, the output from the subtractor 81 is the difference between the upper and lower pilot signals synchronously detected in phase with the basic pilot signal as the reference signal, and the difference between the signal path through the auxiliary amplifier 10 in the distortion removal loop 22 and the delay It can be regarded as a DC voltage indicating an amplitude frequency characteristic inclination error between the signal line passing through the circuit 12 and the signal line. Then, the arithmetic circuit 40 supplies a control signal generated based on the output voltage from the subtractor 81 to the amplitude gradient adjusting circuit 27. The output from the subtracter 83 is the difference between the upper and lower pilot signals synchronously detected in quadrature using the basic pilot signal as a reference signal, and is a DC signal indicating a phase frequency characteristic inclination error between these two signal paths. It can be regarded as voltage. Then, the arithmetic circuit 40 gives the control signal generated based on the output voltage from the subtracter 83 to the phase tilt adjusting circuit 16.
[0082]
In this embodiment, similarly to the second embodiment, as shown in FIGS. 12 and 13, for example, the amplitude frequency between the signal path passing through the auxiliary amplifier 10 in the distortion removal loop 22 and the signal line passing through the delay circuit 12 is shown. Since the difference in the characteristic slope and the difference in the phase frequency characteristic can be corrected, a sufficient amount of distortion suppression can be obtained over a wide frequency band. In this embodiment, the difference between the detected upper and lower pilot signals in the distortion removal loop 22 is calculated by calculating the difference between the upper and lower pilot signals synchronously detected in phase using the basic pilot signal as a reference signal. It is possible to obtain a slope difference in amplitude frequency characteristics between a signal path passing through the auxiliary amplifier 10 and a signal line passing through the delay circuit 12. Then, by using the basic pilot signal as a reference signal and calculating the difference between the upper and lower pilot signals synchronously detected in quadrature, the detected upper and lower pilot signals pass through the auxiliary amplifier 10 in the distortion removal loop 22. It is possible to obtain a difference in slope of the phase frequency characteristic between the signal path and the signal line passing through the delay circuit 12. By controlling the amplitude tilt adjusting circuit 27 and the phase tilt adjusting circuit 16 with a control signal based on these tilt differences, a sufficient amount of distortion suppression can be obtained over a wide frequency band, and accurate and stable distortion removal. Control can be realized. Furthermore, the present embodiment can reduce the size of the circuit in the RF band that requires expensive components as compared with the second embodiment, so that the cost can be reduced.
[0083]
In the present embodiment, although not shown, in the detection-side mixer 61, the 90-degree distributor 66 is replaced with an in-phase distributor, and the in-phase distributor 67 is replaced with a 90-degree distributor. , And the signal of the orthogonal component is input to the multiplier 69. In the synchronous detection circuit 64, the 90-degree distributors 73 and 74 are replaced with in-phase distributors, and the in-phase distributor 75 is replaced with 90-degree distributors, and signals of in-phase components are input to multipliers 76 and 78, The configuration may be such that signals of orthogonal components are input to the multipliers 77 and 79.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an equivalent circuit diagram illustrating a configuration of a phase adjustment circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an equivalent circuit diagram illustrating another configuration of the phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an equivalent circuit diagram illustrating another configuration of the phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an equivalent circuit diagram showing another configuration of the phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an equivalent circuit diagram illustrating another configuration of the phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is an equivalent circuit diagram showing another configuration of the phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram illustrating a change in frequency characteristics of a phase shift amount by a conventional phase adjustment circuit.
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a change in a frequency characteristic of a phase shift amount by the phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a feedforward amplifier according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a detection-side mixer, an addition / subtraction circuit, and a synchronous detection circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of an equivalent circuit in one stage in an auxiliary amplifier according to the second and third embodiments of the present invention.
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of correction of an amplitude frequency characteristic by an amplitude gradient adjustment circuit according to the second and third embodiments of the present invention.
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of correction of a phase frequency characteristic by a phase tilt adjustment circuit according to the second and third embodiments of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of a feedforward amplifier according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a detection-side mixer, a narrow-band filter, a separation circuit, a synchronous detection circuit, and an addition / subtraction circuit according to a third embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
4 Vector adjustment circuit, 5 main amplifier, 8 gain adjustment circuit, 9 phase shift adjustment circuit, 10 auxiliary amplifier, 16 phase tilt adjustment circuit, 21 distortion detection loop, 22 distortion removal loop, 23 distortion removal loop control means, 24 varactor diode 27, amplitude gradient adjusting circuit, 30 distortion detecting loop control means, 38, 61 detecting mixer, 39, 65 adding / subtracting circuit, 44, 64 synchronous detecting circuit, 63 separating circuit, 114, 116 impedance adjusting circuit, 118, 128, 138 , 148 PIN diodes, 124, 134 series resonators, 144, 154 parallel resonators.

Claims (10)

入出力端子間における高周波信号の移相量を変化させる位相調整回路であって、
一端が入出力端子間の主伝送線路と接続され、他端が接地され、両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きが可変であるインピーダンス調整回路を備え、
該インピーダンス調整回路の両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする位相調整回路。A phase adjustment circuit that changes a phase shift amount of a high-frequency signal between input and output terminals,
One end is connected to the main transmission line between the input and output terminals, the other end is grounded, and an impedance adjustment circuit is provided in which the slope of the frequency characteristic of impedance between both ends is variable,
A phase adjustment circuit, wherein the inclination of the frequency characteristic of the phase shift amount of the high-frequency signal between the input and output terminals is changed by changing the inclination of the frequency characteristic of the impedance between both ends of the impedance adjustment circuit. 請求項１に記載の位相調整回路であって、
前記インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備え、
該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする位相調整回路。The phase adjustment circuit according to claim 1, wherein
The impedance adjustment circuit includes a variable impedance element and a series resonator in parallel between both ends thereof,
A phase adjustment circuit for changing the slope of the frequency characteristic of the amount of phase shift of a high-frequency signal between input and output terminals by changing the impedance of the variable impedance element. 請求項１に記載の位相調整回路であって、
前記インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、並列共振器と、を直列に備え、
該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする位相調整回路。The phase adjustment circuit according to claim 1, wherein
The impedance adjustment circuit includes a variable impedance element and a parallel resonator in series between both ends thereof,
A phase adjustment circuit for changing the slope of the frequency characteristic of the amount of phase shift of a high-frequency signal between input and output terminals by changing the impedance of the variable impedance element. 入出力端子間における高周波信号の移相量を変化させる位相調整回路であって、
入出力端子間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備え、
該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする位相調整回路。A phase adjustment circuit that changes a phase shift amount of a high-frequency signal between input and output terminals,
A variable impedance element and a series resonator are provided in parallel between the input and output terminals,
A phase adjustment circuit for changing the slope of the frequency characteristic of the amount of phase shift of a high-frequency signal between input and output terminals by changing the impedance of the variable impedance element. 請求項２〜４のいずれか１に記載の位相調整回路であって、
前記可変インピーダンス素子は、ＰＩＮダイオードであり、
該ＰＩＮダイオードに流す電流を変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする位相調整回路。The phase adjustment circuit according to claim 2, wherein:
The variable impedance element is a PIN diode,
A phase adjusting circuit for changing a gradient of a frequency characteristic of a phase shift amount of a high-frequency signal between input and output terminals by changing a current flowing through the PIN diode. 請求項１〜３のいずれか１に記載の位相調整回路であって、
前記インピーダンス調整回路は２つ備えられ、
前記インピーダンス調整回路の各々の一端は、ともに規定長の伝送線路を介して入出力端子間の主伝送線路と接続され、それらの接続位置間の距離は前記規定長と略等しく、
前記インピーダンス調整回路の各々の一端同士は、前記規定長の別の伝送線路を介して接続され、
前記位相調整回路は９０°ハイブリッド型位相調整回路であることを特徴とする位相調整回路。The phase adjustment circuit according to claim 1, wherein:
The two impedance adjustment circuits are provided,
One end of each of the impedance adjustment circuits is connected to a main transmission line between input and output terminals via a transmission line of a specified length, and the distance between the connection positions thereof is substantially equal to the specified length.
One end of each of the impedance adjustment circuits is connected via another transmission line of the specified length,
The phase adjustment circuit is a 90 ° hybrid type phase adjustment circuit. 請求項１〜３のいずれか１に記載の位相調整回路であって、
前記インピーダンス調整回路は２つ備えられ、
前記インピーダンス調整回路の各々の一端は、ともに規定長の伝送線路を介して入出力端子間の主伝送線路と接続され、それらの接続位置間の距離は前記規定長と略等しく、
前記位相調整回路はローデッドライン型位相調整回路であることを特徴とする位相調整回路。The phase adjustment circuit according to claim 1, wherein:
The two impedance adjustment circuits are provided,
One end of each of the impedance adjustment circuits is connected to a main transmission line between input and output terminals via a transmission line of a specified length, and the distance between the connection positions thereof is substantially equal to the specified length.
The phase adjusting circuit is a loaded line type phase adjusting circuit. 入力信号を増幅する主増幅器を備え、入力信号の一部と主増幅器からの出力信号の一部とを、歪検出用の振幅及び位相の相互関係を調整して結合することで、主増幅器にて発生した歪成分を含む歪検出信号を生成する歪検出ループと、
歪検出信号と主増幅器からの出力信号とを、歪除去用の振幅及び位相の相互関係を調整して結合することで、歪成分が低減された低歪出力信号を生成する歪除去ループと、
歪検出ループで結合対象とされる２つの信号経路に歪検出用パイロット信号を送り、歪検出用パイロット信号を歪検出信号中から検出し、その検出レベルに基づき歪検出用の振幅及び位相の相互関係の調整を行う歪検出ループ制御手段と、
歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路に歪除去用パイロット信号を送り、歪除去用パイロット信号を低歪出力信号中から検出し、その検出レベルに基づき歪除去用の振幅及び位相の相互関係の調整を行う歪除去ループ制御手段と、
を有するフィードフォワード増幅器であって、
歪除去ループは、位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整手段を備え、
歪除去ループ制御手段は、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき算出し、該位相周波数特性の傾き差に基づき位相傾き調整手段を制御し、
前記位相傾き調整手段は、請求項１〜７のいずれか１に記載の位相調整回路であることを特徴とするフィードフォワード増幅器。A main amplifier for amplifying the input signal is provided, and a part of the input signal and a part of the output signal from the main amplifier are coupled to each other by adjusting the correlation between the amplitude and phase for distortion detection. A distortion detection loop that generates a distortion detection signal including the distortion component generated by the
A distortion removal loop that generates a low-distortion output signal with a reduced distortion component by combining the distortion detection signal and the output signal from the main amplifier by adjusting the correlation between the amplitude and the phase for distortion removal, and combining them.
A distortion detection pilot signal is sent to two signal paths to be combined in the distortion detection loop, the distortion detection pilot signal is detected from the distortion detection signal, and the amplitude and phase of the distortion detection are determined based on the detection level. Distortion detection loop control means for adjusting the relationship;
A distortion removal pilot signal is sent to two signal paths to be combined in the distortion removal loop, the distortion removal pilot signal is detected from the low distortion output signal, and the amplitude and phase of the distortion removal are detected based on the detection level. Distortion removal loop control means for adjusting the correlation;
A feedforward amplifier having
The distortion removal loop includes a phase tilt adjustment unit capable of adjusting the tilt of the phase frequency characteristic,
The distortion removal loop control means calculates a slope difference of the phase frequency characteristic in the two signal paths to be combined in the distortion removal loop based on the detection level of the distortion removal pilot signal, and based on the slope difference of the phase frequency characteristic. Controlling the phase tilt adjusting means,
8. A feedforward amplifier, wherein the phase tilt adjusting means is the phase adjusting circuit according to claim 1. 請求項８に記載のフィードフォワード増幅器であって、
前記歪除去用パイロット信号は、局部発振信号を用いて基本パイロット信号を周波数変換することで得られる和周波数成分及び差周波数成分の上側及び下側パイロット信号であり、
前記歪除去ループ制御手段は、
低歪出力信号中から検出した上側及び下側パイロット信号を局部発振信号を用いて直交位相で逆周波数変換し、逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号を分離した状態で出力する検出側ミキサと、
直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を求める減算器と、
基本パイロット信号を参照信号とし、減算器からの出力信号を入力して同期検波を行い、位相傾き制御信号を出力する同期検波手段と、
を備え、
位相傾き制御信号を前記位相周波数特性の傾き差として前記位相傾き調整手段を制御することを特徴とするフィードフォワード増幅器。The feedforward amplifier according to claim 8, wherein:
The distortion removal pilot signal is an upper and lower pilot signal of a sum frequency component and a difference frequency component obtained by frequency-converting a basic pilot signal using a local oscillation signal,
The distortion removal loop control means,
A detection-side mixer that performs inverse frequency conversion of the upper and lower pilot signals detected from the low distortion output signal in a quadrature phase using a local oscillation signal, and outputs the inverted frequency-converted upper and lower pilot signals in a separated state. When,
A subtractor for obtaining a difference between the upper and lower pilot signals inverse-frequency transformed by quadrature phase,
Synchronous detection means for performing a synchronous detection by inputting an output signal from a subtracter, using a basic pilot signal as a reference signal, and outputting a phase tilt control signal,
With
A feed-forward amplifier for controlling the phase tilt adjusting means using a phase tilt control signal as a tilt difference of the phase frequency characteristic. 請求項８に記載のフィードフォワード増幅器であって、
前記歪除去用パイロット信号は、局部発振信号を用いて基本パイロット信号を周波数変換することで得られる和周波数成分及び差周波数成分の上側及び下側パイロット信号であり、
前記歪除去ループ制御手段は、
低歪出力信号中から検出した上側及び下側パイロット信号を混合した状態で局部発振信号を用いて同位相及び直交位相で逆周波数変換する検出側ミキサと、
検出側ミキサからの出力信号を用いて上側及び下側パイロット信号を分離して出力する分離手段と、
基本パイロット信号を参照信号とし、分離された上側及び下側パイロット信号を直交位相で同期検波を行う同期検波手段と、
を備え、
直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差を前記位相周波数特性の傾き差として前記位相傾き補正手段を制御することを特徴とするフィードフォワード増幅器。The feedforward amplifier according to claim 8, wherein:
The distortion removal pilot signal is an upper and lower pilot signal of a sum frequency component and a difference frequency component obtained by frequency-converting a basic pilot signal using a local oscillation signal,
The distortion removal loop control means,
A detection-side mixer that performs in-phase and quadrature-phase inverse frequency conversion using a local oscillation signal while mixing the upper and lower pilot signals detected from the low distortion output signal,
Separating means for separating and outputting the upper and lower pilot signals using the output signal from the detection mixer,
The basic pilot signal as a reference signal, synchronous detection means for performing synchronous detection of the separated upper and lower pilot signals in quadrature phase,
With
A feedforward amplifier for controlling the phase tilt correction means using a difference between upper and lower pilot signals synchronously detected in quadrature phase as a tilt difference of the phase frequency characteristic.
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