JP2004170163A - Electrostatic capacity type displacement sensor - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain an electrostatic capacity type displacement sensor which can measure frequency in a wide dynamic range, without depending on an electric circumstance of a measured medium. <P>SOLUTION: A minus capacitance -C<SB>m1</SB>is formed to a distributed capacitance C<SB>s1</SB>generated in parallel to a synthetic capacitance C<SB>0</SB>. By setting C<SB>s1</SB>=C<SB>m1</SB>and connecting C<SB>s1</SB>with the synthetic capacitance C<SB>O</SB>, the distributed capacitance C<SB>s1</SB>is canceled. The left minute synthetic capacitance C<SB>0</SB>is subjected to capacitance amplification by using a multiplier and made an amplified capacitance k<SB>1</SB>C<SB>0</SB>. A specified voltage and a known constant resistance are given to a charge balancing type V-F converter circuit. The amplified capacitance k<SB>1</SB>C<SB>0</SB>is used as a timing capacitor of a capacitance-frequency converting means obtaining oscillation of a frequency corresponding to the timing capacitor. Thereby oscillation of a frequency f<SB>0</SB>=k<SB>2</SB>/C<SB>0</SB>is generated which changes according to a distance d. The oscillation frequency f<SB>0</SB>is defined by a frequency detecting means. Change of the synthetic capacitance C<SB>0</SB>due to minute change of the distance d is detected, thereby measuring the distance d. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

が発生することになる。発生した交流信号の振幅量

を検出することにより、既知量である基準コンデンサＣ_ｒ 及びＶｓｉｎω・ｔを用いて静電容量Ｃ_０ の値を求める、即ち距離ｄを得ることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように従来技術の基本検出原理とは合成容量Ｃ_０ により振幅変調された交流信号の復調であり、求めるべき情報量は電圧値として伝送・処理される。
しかしながら、電圧信号のケーブルによる伝送やアンプ等によるアナログ信号処理を行った場合の実用的なＳ／Ｎ比は８０ｄＢ程度が限界であり、従来の方式ではセンサが一括して扱える検出レンジと分解能の組み合わせには制約が生じる。
具体的にいえば、センサの出力電圧範囲が±１０Ｖのときのノイズレベルが±１ｍＶ（Ｓ／Ｎ比８０ｄＢ）を達成していたとしても、そのときのセンサの検出レンジが１００μｍであればセンサの分解能は１０ｎｍまでとなる。もしもセンサの検出レンジを１．０ｍｍにまで拡大できても、Ｓ／Ｎ比８０ｄＢが変わらなければ、センサの分解能は１００ｎｍに低下してしまうだけとなる。Ｓ／Ｎ比の制約内で１．０ｍｍの検出レンジを１０ｎｍｍの分解能で測定しようとすれば、レンジ切り替え機能（広範囲⇔狭範囲）で対応せざるをえず、広範囲を一括して且つ高分解能で計測することはできなかった。
【０００６】
このように従来の検出方法では、アナログ信号伝送及びアナログ信号処理におけるダイナミックレンジからくる制限があるため、センサの広レンジ化や高分解能化には制約があった。
また、ケーブルによる電圧信号の伝送は外来ノイズの影響を受けやすい上、ケーブルの長さの制限も生じる。
実用上、最も広ダイナミックレンジのアナログ情報を正確に伝送・測定できる形態は周波数である。例えば０〜１００ｋＨｚの周波数を１Ｈｚの分解能で判別すればダイナミックレンジは１００ｄＢ（１０^５ ）が容易に達成でき、しかも市販の周波数カウンタやプログラマブルオシレータにおいては、そのレベルの能力を余裕で実現していることからも明らかである。
【０００７】
このことを利用し、静電容量の違いを発振周波数の変化として測定するものにＶ−Ｆコンバータ式容量計がある。図２に基本的な積分型Ｖ−Ｆコンバータを用いた容量計を示す。このＶ−Ｆコンバータの発振周波数ｆ_０ は

となるので、入力電圧Ｖ_ＩＮとコンパレータしきい値Ｖ_０ 及び入力抵抗Ｒ_ｓ を既知量としておけば、ｆ_０ を計数することでＣ_ｔ を正確に測定できる。
【０００８】
つまり、このようなＶ−Ｆコンバータ式容量計を静電容量式変位センサに応用できれば、センサの広レンジ化が期待できるのだが、それにはいくつかの問題がある。
まず、積分型Ｖ−Ｆコンバータの形態では、センサの検出電極に生じる静電容量の測定には不適であるという点である。被測定体表面と検出電極との間にコンデンサが形成されるとき、そのコンデンサの一端は必ずＧＮＤに接続される形とする必要がある。それゆえ、積分型Ｖ−Ｆコンバータのようにタイミングコンデンサの両端とも素子に接続する方式では適用不可能である。
【０００９】
次に、この方式で検出できる静電容量は数ｎＦ〜数１０μＦといったある程度の大きな値でなければならない点である。これは素子のオフセット電圧やバイアス電流等からくる制約で、あまり小さいと相対的に回路定数に高抵抗を必要とするため安定性が落ちてしまう。また、タイミングコンデンサの値がたとえ「０」であっても、素子の入力容量や配線の容量などにより数ｐＦの容量が等価的に常に付随しており、その分布容量成分が誤差や感度低下を引き起こす。
特に、静電容量式変位センサにおいては、ギャップに応じて検出電極に生じる静電容量値が０．数ｐＦ程度しかないため、この問題は深刻である。検出電極に生じる静電容量よりも分布容量の方がずっと大きいため、無視できないどころか周波数変化率つまり感度が非常に低いものとなってしまう。
【００１０】
本発明の目的は、以上に述べたような従来の静電容量式変位センサの問題に鑑み、被測定体の電気的な状況によらずに、広いダイナミックレンジでの周波数測定を行い得る静電容量式変位センサを得るにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するため、本発明は、導電性を有する被測定平面と平行となるように、距離ｄを介して対向し、同心で円盤状の同一対物面に設けられ、前記被測定平面との間に微小な静電容量Ｃ_１ を形成する電極ｅ_１ と、同じく微少な静電容量Ｃ_２ を形成する電極ｅ_２ とを前記電極ｅ_１ と前記電極ｅ_２ とがお互いに絶縁されるように配置し、前記距離ｄに応じて変化する前記静電容量Ｃ_１ と前記静電容量Ｃ_２ との合成による微小な合成容量Ｃ_０ を検出することにより前記距離ｄを測定する静電容量式変位センサにおいて、前記合成容量Ｃ_０ に並列に発生する分布容量Ｃ_ｓ１に対して、マイナス静電容量−Ｃ_ｍ１を負性容量回路を用いて作成し、Ｃ_ｓ１＝Ｃ_ｍ１に設定して前記合成容量Ｃ_０ に並列に接続することで前記分布容量Ｃ_ｓ１を打ち消し、残った微小な前記合成容量Ｃ_０ をＣマルチプライヤを用いて容量増幅を行い増幅容量ｋ_１Ｃ_０とし、電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータ回路に規定の電圧と既知定数抵抗を与えることでダイミングコンデンサの容量に応じた周波数の発振を得る容量−周波数変換手段の前記タイミングコンデンサとして前記増幅容量ｋ_１Ｃ_０を用いることで、前記距離ｄに応じて変化する周波数ｆ_０＝ｋ_２／Ｃ_０ の発振を生じさせ、周波数検出手段によって前記発振周波数ｆ_０ を特定することにより、前記距離ｄの微小な変化による前記合成容量Ｃ_０ の極微小な変化を安定かつ高感度に信号ダイナミックレンジの広い周波数の形態で検知することで、前記距離ｄを広範囲にわたって高分解能に一括して測定する静電容量式変位センサを提案するものである。
【００１２】
後述する本発明の好ましい実施例のひとつである第１実施例においては、
１）前記容量−周波数変換手段の入力部に前記増幅容量ｋ_１Ｃ_０と並列に発生する分布容量Ｃ_ｓ２に対して、マイナス静電容量−Ｃ_ｍ２を負性容量回路を用いて作成し、Ｃ_ｓ２＝Ｃ_ｍ２に設定して前記増幅容量ｋ_１Ｃ_０に並列に接続することで前記分布容量Ｃ_ｓ２を打ち消すことにより、前記距離ｄを前記分布容量Ｃ_ｓ２の付加による感度低下と誤差の増大を抑えて測定することを特徴とする請求項１記載の静電容量式変位センサ、
２）前記容量−周波数変換手段の発振出力を矩形波信号とし、前記容量−周波数変換手段と前記周波数検出手段との間を光ファイバケーブルによって信号伝送を行うことで、信号伝送時の外来ノイズの影響やケーブル長の制約を排除した静電容量式変位センサ
が説明される。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
また、本発明によれば、前記目的は、導電性を有する被測定体の被測定平面と平行となるように、距離ｄを介して対向し、同心で円盤状の同一対物面に設けられ、前記被測定平面との間に静電容量Ｃｔ１を形成する電極ｅ_１ と、同じく静電容量Ｃ_ｔ２を形成する電極ｅ_２ とを前記電極ｅ_１ と前記電極ｅ_２ とがお互いに絶縁されるように配置し、前記距離ｄに応じて変化する前記静電容量Ｃ_ｔ１及び静電容量Ｃ_ｔ２に対応した測定振幅情報を検知することにより前記距離ｄを測定する静電容量式変位センサにおいて、前記電極ｅ_１ の前記被測定平面に対向する面積Ａ_１ と前記電極ｅ_２ の前記被測定平面に対向する面積Ａ_２ とが等しくなるように設定し、前記電極ｅ_１ に所定の抵抗値Ｒ_ｔ１を介して電圧Ｖ_ｓ のステップ入力を印加すると同時に、前記電極ｅ_２ に所定の抵抗値Ｒ_ｔ２を介してマイナスの負電圧−Ｖ_ｓ のステップ入力を印加し、前記静電容量Ｃ_ｔ１と前記静電容量Ｃ_ｔ２および前記抵抗値Ｒ_ｔ１と前記抵抗値Ｒ_ｔ２を等しく設定することにより、前記被測定体がＧＮＤと絶縁されている場合においても前記被測定体の電圧がＧＮＤと等しい状態とし、前記電極ｅ_１ に発生する電圧Ｖ_ｓ１が所定閾値Ｌ_ＴＨに到達するまでの時間Ｔ_１ を測定することにより、前記被測定体のＧＮＤへの接続状況に拘わりなく前記距離ｄを正確に測定する静電容量式変位センサにより達成される。
【００１４】
後述する本発明の好ましい実施例のひとつである第２から第４実施例においては、
１）前記容量ｅ_１ に発生する電圧Ｖ_ｓ１が所定の閾値Ｌ_ＴＨに到達するまでの時間Ｔ_１ と、前記電極ｅ_２ に発生する電圧−Ｖ_ｓ２が所定の閾値−Ｌ_ＴＨに到達するまでの時間Ｔ_２ とを測定し、前記到達時間Ｔ_１ と前記到達時間Ｔ_２ との平均値Ｔ_ｓ を求めることにより、前記被測定体に所定の電圧Ｖ_０ が印加された状態にあってもその影響を抑えて前記距離ｄを正確に測定することを特徴とする請求項４記載の静電容量式変位センサ、
２）前記容量−周波数変換手段の発振出力を矩形波信号とし、前記容量−周波数変換手段と前記周波数検出手段との間を光ファイバケーブルによって信号伝送を行うことで、信号伝送時の外来ノイズの影響やケーブル長の制約を排除した静電容量式変位センサ
が説明される。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図３から図７について本発明の実施例の詳細を説明する。
本発明の実施例の説明に先立って、図３について電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータを説明しておくと、同図は電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータのブロック図を示す。これは先の積分器の代わりにワンショットマルチバイブレータを用いてタイミングコンデンサＣ_ｔ の充放電により発振を行うが、この形式のＶ−Ｆコンバータを用いれば、タイミングコンデンサの一端はＧＮＤ接続となるので静電容量式変位センサへの適用が可能である。この電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータは高精度なものが１チップＩＣ化されてすでに広く流通しており（ナショナルセミコンダクタ製ＬＭ３１１、アナログデバイセス製ＡＤ６５０、バーブラウン製ＶＦＣ３２等）、それらを利用することで低コストかつ小型な検出回路を構築できる。
【００１６】
このことを踏まえ、先の容量値の問題を解決することで、ギャップ−周波数変換によりレンジ切り替えなしで広レンジを一括して検出できるのが図４示の本発明の静電容量式変位センサである。
図４は本発明の第１実施例による静電容量式変位センサのブロック図である。図中に破線で囲んだブロックＡは検出電極に生じる静電容量の等価回路であり、実際にはその近くに示したブロックＡの形態で構築されている。図のように、検出電極には被測定体表面と検出電極ｅ_１ 及びｅ_２ との間に生じる静電容量Ｃ_１ 及びＣ_２ とによる合成容量Ｃ_０ （０．数ｐＦオーダー；ギャップに応じて変化）と、素子等に接続されることにより生じる分布容量Ｃ_ｓ１（数１０ｐＦオーダー；一定値）とが並列に発生している。ブロックＢは“Ｃマルチブライヤ”と呼ばれる容量増幅回路である。これは接続されたコンデンサ（ここではＣ_０＋Ｃ_ｓ１） の入力端電圧をＡ_１ によりバッファリングしてＲ_２ とＲ_３ で分圧して返すことにより、回路出力側から見れば接続されているコンデンサの容量がＲ_２／Ｒ_３倍に増幅されるものである。このＣマルチプライヤを用いて、たとえば容量を１万倍すればＣ_０ は数ｎＦとなりＶーＦコンバータで安定に周波数変換可能なレベルとすることができる。
【００１７】
とはいえ、それだけでは分布容量Ｃ_ｓ１も増幅されてしまうので検出される周波数の変化率は何も改善されない。そこで、ここではブロックＣに示される。“負性容量回路”を用いて容量オフセットの打ち消しを行っている。これは接続されたコンデンサＣ_ｍ１の入力端の電圧をＡ_２ により非反転増幅して他端をドライブすることにより、入力側から見た容量値Ｃ_ｍ１′が

というようにマイナスの容量として働くものである。Ｃ_ｍ１′の大きさは抵抗値を可変にしておけば調節できるのでＣ_ｍ１′＝−Ｃ_ｓ１になるように回路定数を設定して図のように検出電極と並列に接続すればＣ_ｓ１を打ち消すことができる。このことにより検出電極に生じる静電容量の総和をＣ０＋Ｃｓ１＋Ｃｍ１′＝Ｃ０というように被測定体表面と検出電極との間に生じる静電容量のみとすることができ、検出される周波数の変化率即ちセンサ感度は大幅に改善される。
【００１８】
図中のブロックＤはブロックＣと同じく負性容量回路であり、Ｖ−Ｆコンバータ側の入力部に生じる分布容量Ｃ_ｓ２（数１０ｐＦオーダー；一定値）を同様にして打ち消すためのものである。このようにして分布容量成分を打ち消されてＣ_０ 成分だけが増幅された静電容量を電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータを用いた容量−周波数変換手段により所定の帯域の矩形波に変換する。容量オフセットが打ち消されているため検出容量と発振周波数の関係は、

であり、ギャップと検出容量の関係が

なので、

となり、
原理的にはギャップに比例したリニアリティの良い発振周波数が得られる。それゆえ、周波数カウンタ等を用いた周波数検出手段により発振周波数ｆ_０ を特定すればギャップｄを求めることができる。
【００１９】
以上のように、電荷平衡型Ｖ−ＦコンバータとＣマルチプライヤ、及び負性容量回路とを組み合わせることでギャップをダイナミックレンジの広い周波数として信号検出できるようになる上、容量オフセットが打ち消されるので高感度かつリニアリティの良い検出が行えるようになる。このことにより、レンジ切り替え無しで広レンジを一括して検出可能な長レンジ静電容量式変位センサを実現することが可能である。
【００２０】
加えて、容量−周波数変換手段と周波数検出手段との間の信号伝送は矩形波で行われるので、この間でケーブル伝送を行えば耐ノズル性に有利となるうえケーブル長の制約も少ない。矩形波なのでフォトカプラや光ファイバ伝送による絶縁も容量である。もしも光ファイバ伝送を適用すれば、伝送時のノイズの影響もケーブル長の制約も全く排除することができる。
【００２１】
図５は本発明の第２実施例を示し、導電性材料で構成され被測定体の表面を電極面とみなして図５中の枠Ｘのように検出電極ｅ_１ ，ｅ_２ を対向させて設置する。
ここで、検出電極面積Ａ_１ とＡ_２ を等しく設定し、それぞれにタイミング抵抗Ｒ_ｔ１とＲ_ｔ２を介して別個の駆動電源よりステップ波形電圧を印加しているのが本実施例の特徴である。検出電極ｅ_１ −被測定体間並びに検出電極ｅ_２ −被測定体間には、それぞれギャップｄに応じて変化する静電容量Ｃ_ｔ１とＣ_ｔ２が発生する。この静電容量Ｃ_ｔ１とＣ_ｔ２は電極面積が等しく（Ａ_１ ＝Ａ_２ ）、ギャップｄを共有しているため、Ｃ_ｔ１＝Ｃ_ｔ２である。このときの等価回路は図５中の破線枠のように示される。
【００２２】
このような第２実施例において、図５中の枠Ａ▲１▼およびＡ’▲１▼のように二つの駆動電源より同じタイミングで等しい電圧振幅＋Ｖ_ｓ および−Ｖ_ｓ のステップ電圧波形が逆相で印加されると、Ｃ_ｔ１とＲ_ｔ１の間の電圧Ｖ_ｓ１は、Ｃ_ｔ１とＲ_ｔ１の充放電回路として時間ｔによって０からＶ_ｓ に向かって、図５中の枠Ｂ▲１▼のように所定の時定数で徐々に変化していく。同時に、Ｃ_ｔ２とＲ_ｔ２の間の電圧Ｖ_ｓ２もＣ_ｔ２とＲ_ｔ２の充放電回路として時間ｔによって０から−Ｖ_ｓ に向かって図５中の枠Ｂ’▲１▼のように所定の時定数で徐々に変化する。この電圧Ｖ_ｓ１が所定の閾値Ｌ_ＴＨ＝Ｖ_ｓ×Ｒ_４／（Ｒ_３＋Ｒ_４）に到達するのをＣｍｐ_１ により検出し、図５中の枠Ｃ▲２▼のように立ち上がりパルスを発生させる。これを受けてフリップフロップは図５中の枠Ｄ▲２▼のように出力状態をＬからＨへ変化させる。それにより、フリップフロップはワンショット・マルチバイブレータ等で構成されたタイマを動作させる。このタイマはトリガパルスを与えると一定時間Ｔ_２ の幅のダウンパルスを出力するもので、その結果、図５中の枠Ｄ▲２▼の時点で駆動電源の電圧は０Ｖにリセットされる。
【００２３】
と同時に、リセットトランジスタＴＲ_１ およびＴＲ_２ がＯＮとなり、Ｃ_ｔ１とＣ_ｔ２に蓄積された電荷を速やかに放出しＣ_ｔ１とＣ_ｔ２を初期状態に戻す。タイマ時間Ｔ_２ が経過するとタイマ出力はＬからＨに戻り、図５の中央の枠Ｄ▲３▼のようにフリップフロップをリセットさせるとともに、図５中の枠Ａ▲３▼および枠Ａ’▲３▼のようにステップ電圧波形を再び印加する。これは▲１▼の時と同じ状態であり、以後はこれらの変化を繰り返すため、フリップフロップの出力は定常的な矩形波の発振を行うこととなる。この発振状態において時間Ｔ_２ はタイマの設定によって決まる固定値であるが、時間Ｔ_１ つまりＣ_ｔ１のステップ応答時間は次式のようになる。
【００２４】
Ｃ_ｔ１＝Ｃ_ｔ２なのでＲ_ｔ１＝Ｒ_ｔ２ならば

ここで、静電容量Ｃ_ｔ１はギャップｄに反比例するので上式は次のようになる。

【００２５】
このことから、フリップフロップの矩形波出力における時間Ｔ_１ を測定すればギャップｄを求めることができる。本実施例においてはカウンタを用いてＴ_１ の間の基準クロックを計数することで時間幅データＴ_ｓ を得ている。この実施例に示す構成においては、Ｃ_ｔ１＝Ｃ_ｔ２およびＲ_ｔ１＝Ｒ_ｔ２ならば同じタイミングで等しい電圧振幅＋Ｖ_ｓ 及び−Ｖ_ｓ のステップ電圧波形が逆相で印加されるので、充放電カーブは正負で対称となり、被測定体の電圧即ちＣ_ｔ１とＣ_ｔ２の間の電圧は打ち消し合うことで０Ｖとなる。
【００２６】
これは被測定体の電圧＝ＧＮＤと等価であるので、被測定体が電気的にＧＮＤに接続された状態（図５中のＳＷ_１ がＧＮＤ側）でも、被測定体が電気的にＧＮＤと絶縁された状態（図５中のＳＷ_１ がＣ_ｗ 側）でも得られる結果が同じであることを示している。
つまり本実施例により、被測定体の電気的な状況によらずに広いダイナミックレンジを有する周波数変調型の検出を行うことができる。
【００２７】
しかしながら、図５の構成においては、Ｃ_ｔ２とＲ_ｔ２の間の電圧Ｖ_ｓ２は検出には使われてはおらず、センサ電極面積の有効活用という点では損失が大きい。また、被測定体が別の電圧源と結合して所定の電圧を持つ場合には、上述の打ち消し効果（被測定体の電圧＝ＧＮＤと等価）が失われるので、被測定体の電気的な状況によっては正確なギャップ測定ができないという問題が再び生じてしまう。
そこで、第２実施例の上の構成をさらに発展させた第３実施例を図６に示す。
この第３実施例はＣ_ｔ２とＲ_ｔ２の間の電圧Ｖ_ｓ２を独立したコンパレータＣｍｐ_２ とフリップフロップ２を用いることで、Ｃ_ｔ１とＣ_ｔ２の充電時間Ｔ_１ａとＴ_１ｂを別々に検出し、その平均値Ｔ_ｓ を得ることで被測定体の電圧Ｖ_０ による影響を抑制するものである。
【００２８】
なんらかの電気的結合により被測定体に所定の電圧Ｖ_０ が印加されている場合、先と同様に図５中の枠Ａ▲１▼および枠Ａ’▲１▼のように二つの駆動電源より同じタイミングで等しい電圧振幅＋Ｖｓ および−Ｖｓ のステップ電圧波形が逆相で印加されると、Ｃ_ｔ１とＲ_ｔ１の間の電圧Ｖ_ｓ１およびＣ_ｔ２とＲ_ｔ２の間の電圧Ｖ_ｓ２の間の電圧Ｖ_ｓ２は充放電回路として時間ｔによって＋Ｖ_ｓ および−Ｖ_ｓ に向かって変化していく。ただし、被測定体に電圧Ｖ_０ が印加されているので実際の充電開始電圧は０ＶではなくＶ_０ からとなる。
【００２９】
それゆえ、Ｃｍｐ_１ とＣｍｐ_２ の閾値を同じレベルＬ_ＴＨに設定していても、図６中の枠Ｂ（２ａ）のように一方は被測定体の電圧が０Ｖのときよりも短い時間Ｔ_１ａでＬ_ＴＨに到達し、他方は図６中の枠Ｂ’の（２ｂ）のように被測定体の電圧が０Ｖのときよりも長い時間Ｔ_１ｂでＬ_ＴＨに到達することになる。これらを個別のフリップフロップ１およびフリップフロップ２を用いて図６中の枠ＤおよびＤ’のように時間幅の異なる矩形波にするのだが、フリップフロップ出力のＡＮＤをとることで、到達時間の遅い方にあわせて充電のリセットを行わせて図６中の枠Ｄ▲３▼および枠Ｄ’▲３▼のように同じ周期で定常的に矩形波発振するようにしている。これにより発振周波数は同じだが、被測定体の電圧Ｖ_０ によってデューティ比の異なる矩形波出力が得られるので、それぞれの時間幅Ｔ_１ａとＴ_１ｂをカウンタ１およびカウンタ２により計数する。得られた時間幅データＴ_１ａとＴ_１ｂの平均値Ｔ_ｓ を平均値算出手段により算出すれば、値「Ｔ_ｓ」 よりギャップｄを測定することができる。Ｃ_ｔ１＝Ｃ_ｔ２およびＲ_ｔ１＝Ｒ_ｔ２のとき、比測定体の電圧Ｖ_０ が電源電圧Ｖ_ｓ よりも小さければ、時間Ｔ_１ａとＴ_１ｂの平均をとることでＶ_０ の影響を抑えることができる。このときのＴ_１ａとＴ_１ｂは次式のようになる。

Ｔ_１ａとＴ_１ｂの平均値Ｔ_ｓ は、Ｃ_ｔ１＝Ｃ_ｔ２及びＲ_ｔ１＝Ｒ_ｔ２なので、

ここで、Ｖ_０＜＜Ｖ_ｓならば上式（５）は次のように変形できる。
【００３０】

式（６）の変形結果は、先述の式（１）の内容と等しいことから、図６の構成を用いればＶ_０＜＜Ｖ_ｓとなる場合ではＶ_０ による影響は無視できるようになることを示している。つまり、被測定体が電気的にＧＮＤに接続された状態（図５中のＳＷ_１ がＧＮＤ側）でも被測定体が電気的にＧＮＤと絶縁された状態（図５中のＳＷ_１ がＣ_ｗ 側）でも得られる結果が同じであるだけでなく、被測定体に所定の電圧Ｖ_０ が印加されている状態でもそれによる影響が最小に抑えられ、より正確なギャップ測定が可能となることを示している。
【００３１】
また、被測定体の電圧Ｖ_０ による影響を抑えるのではなく、完全に打ち消すには図７に示す本発明の第４実施例が考えられる。これは、Ｃ_ｔ１とＲ_ｔ１の間の電圧Ｖ_ｓ１およびＣ_ｔ２とＲ_ｔ２の間の電圧Ｖ_ｓ２の平均値をオペアンプ等アナログ演算手段により差動をとることで、Ｖ_０ による影響をキャンセルするものである。先と同様、被測定体に電圧Ｖ_０ が印加された状態で、図７中の枠Ａ▲１▼および枠Ａ’▲１▼のように二つの駆動電源より同じタイミングで等しい電圧振幅＋Ｖ_ｓ および−Ｖ_ｓ のステップ電圧波形が逆相で印加されると、Ｃ_ｔ１とＲ_ｔ１の間の電圧Ｖ_ｓ１およびＣ_ｔ２とＲ_ｔ２の間の電圧Ｖ_ｓ２は充放電回路として時間ｔによって＋Ｖ_ｓ および−Ｖ_ｓ に向かって変化していく。ただし、被測定体に電圧Ｖ_０ が印加されているので実際の充電開始電圧は０ＶではなくＶ_０ からとなる。
【００３２】
それゆえ、先と同様に図７中の枠Ｂのように、一方は被測定体の電圧が０Ｖのときよりも短い時間で閾値Ｌ_ＴＨに到達し、他方は図７中の枠Ｂ’のように被測定体の電圧が０Ｖのときよりも長い時間で閾値Ｌ_ＴＨに到達することになる。そこでこれらを、ＯＰ_１ を用いて差動をとることにより平均化してしまえば、図７中の枠Ｂ”のように充電電圧カーブの開始電圧は常に０Ｖからとなる。このことを式で表すと、被測定体に電圧Ｖ_０ が印化されているときＣ_ｔ１とＲ_ｔ１の間の電圧Ｖ_ｓ１が時間ｔによって変化するのは次式のようになる。

同様に、被測定体に電圧０ が印加されているときＣ_ｔ２とＲ_ｔ２の間の電圧Ｖ_ｓ２が時間ｔによって変化するのは次式のようになる。

ゆえに、Ｖ_ｓ１とＶ_ｓ２の平均値Ｖ_Ａ は、Ｃ_ｔ１＝Ｃ_ｔ２およびＲ_ｔ１＝Ｒ_ｔ２なので、

よって、このＶ_Ａ が閾値Ｌ_ＴＨに到達（Ｖ_Ａ ＝Ｌ_ＴＨ）するまでの時間Ｔ_Ａ は、

導かれた式（１０）は先述の式（１）と全く等しいことから、図７の構成を用いればＶ_０ による影響は完全に打ち消せることを示している。
【００３３】
つまり、図７中の枠Ｂ”▲２▼のように、被測定体の電気的な状況によらず被測定体の電圧Ｖ_０ ＝ＧＮＤの場合と同じ時間で閾値に到達する。その後の信号処理は図５の場合と同じであり、最終的にはギャップｄに対応した時間幅データが得られる。この図７に示す方法ならば、被測定体の電気的な状況による影響を完全に打ち消せるので、より正確なギャップ測定が行える。ただし、図７の実施例では、アナログ演算による打ち消し手法なので、差動演算に用いるＯＰ_１ の応答性が時間Ｔ_Ａ に対して十分に速い必要がある。
【００３４】
これら図５から図７に示した方法により、被測定体の電位が浮いていても、被測定体がＧＮＤ接続されているときと、等価なギャップ検出が検出ダイナミックレンジの広い時間幅（周波数）検出の形で行える。さらに図６の第３実施例及び図７の第４の実施例では、被測定体に所定の電圧がかけられているような場合や、被測定体の電位が別の交流源と結合して変動している場合にも有効である。
【００３５】
つまり、本発明おいては、被測定体の全ての電気的状態によらず正確なギャップ測定が広い検出ダイナミックレンジで行え、加えて、図６の第３実施例及び図７の第４実施例によれば検出電極の面積を有効に活用できるようになる。言い換えると、従来の静電容量式変位センサでは、二つの検出電極ｅ_１ ，ｅ_２ を用意していても、実際に検出にあずかる電極はどちらか一方（たとえばｅ_１ 側）のみであり、従来の静電容量式変位センサにおける電極の総面積に対する実効的な検出電極面積の比率は、最大でもＡ_１／（Ａ_１＋Ａ_２） である。この比率は通常のセンサでは概ね１０％以下であり、あまり増加させても今度は被測定体の電気的状態による誤差が大きくなってしまう。その上、高感度化をねらって検出にあずかる電極の面積を増やそうとすると総面積がさらに広くなるので、センサの寸法も大きくなる。
【００３６】
これに対し、本発明では、二つの電極を独立に用いて合成するので、上述の面積活用効率は１００％である。したがって、同規模のサイズのセンサであっても、その検出にあずかる実効的な電極の面積はずっと広くとれる。つまり、センサのより高感度化と小型化を両立でき、ダイナミックレンジの広い検出が行える。
【００３７】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、変位（ギャップ）をダイナミックレンジの広い周波数として信号検出できるようになるため、レンジ切り替えなしで、広レンジを一括して検出可能な静電容量式変位センサを実現することが可能である。また、ケーブル伝送時のノイズの影響もケーブル長の制約も少なくなる。
【００３８】
また、本発明によれば、被測定体の電気的状態によらず正確なギャップの測定が行える。また、ギャップをダイナミックレンジの広い周波数（時間）の形態で信号検出できるようになるため、レンジ切り替えなく、広レンジを一括して検出可能な静電容量ギャップセンサを実現することが可能である。加えて、ケーブル伝送時のノイズの影響やケーブル長の制約も少なくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は従来の静電容量式変位センサの模式図、（ｂ）は同静電容量式変位センサの検出系の等価回路図である。
【図２】一般的な積分型Ｖ−Ｆコンバータの回路図である。
【図３】一般的な電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータの回路図である。
【図４】本発明の第１実施例による静電容量式変位センサの回路図である。
【図５】本発明の第２実施例による静電容量式変位センサの回路図である。
【図６】本発明の第３実施例による静電容量式変位センサの回路図である。
【図７】本発明の第４実施例による静電容量式変位センサの回路図である。
【符号の説明】
ｄ 距離
ｅ_１ 電極
ｅ_２ 電極
Ａ_１ 面積
Ａ_２ 面積
Ｃ_ｔ１ 静電容量
Ｃ_ｔ２ 静電容量
Ｖ_Ｓ 電圧[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a capacitance type displacement sensor for measuring a distance (gap) between an object to be measured and a sensor.
[0002]
[Prior art]
As is well known, the capacitance type displacement sensor has a capacitance C generated between the surface of the measured object and the detection electrode. ₀ Is detected, this capacitance C ₀ Is inversely proportional to the distance d between the measured object and the detection electrode (C ₀ = K / d), so that the distance d can be measured in a non-contact and absolute manner, but the detection circuit shown in FIG. 1 is generally used for detecting the capacitance value. Since the basic detection principle of the capacitance type displacement sensor and the fundamental problem due to it are described here, potential problems such as generation of distributed capacitance will be omitted at this stage.
[0003]
[Patent Document 1]
JP 2002-221402 A
[0004]
Object to be measured and detection electrode e ₁ , E ₂ And the capacitance generated between ₁ , C ₂ And Also, the capacitance C ₁ And C ₂ The combined capacity with ₀ And C ₀ And reference capacitor C _r Capacitance C _r By this, the voltage Vsin ω · t applied from the reference AC source is divided, so that the reference capacitor C _r AC signal

Will occur. Amplitude of generated AC signal

Is detected to obtain a known amount of the reference capacitor C. _r And the capacitance C using Vsinω · t ₀ , That is, the distance d can be obtained.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the basic detection principle of the prior art is the combined capacitance C ₀ This is demodulation of an AC signal that has been amplitude-modulated, and the information amount to be obtained is transmitted and processed as a voltage value.
However, the practical signal-to-noise ratio when a voltage signal is transmitted by a cable or an analog signal is processed by an amplifier or the like is limited to about 80 dB. There are restrictions on the combinations.
More specifically, even if the noise level attains ± 1 mV (S / N ratio 80 dB) when the output voltage range of the sensor is ± 10 V, if the detection range of the sensor at that time is 100 μm, the sensor Has a resolution of up to 10 nm. Even if the detection range of the sensor can be expanded to 1.0 mm, if the S / N ratio does not change, the resolution of the sensor will only decrease to 100 nm. If a detection range of 1.0 mm is to be measured with a resolution of 10 nm within the constraints of the S / N ratio, the range switching function (wide range / narrow range) must be used, and the wide range must be collectively and highly resolved. Could not be measured.
[0006]
As described above, in the conventional detection method, there is a limitation due to the dynamic range in the analog signal transmission and the analog signal processing, so that there is a limitation in widening the range and increasing the resolution of the sensor.
Further, transmission of a voltage signal by a cable is easily affected by external noise, and the length of the cable is limited.
In practice, the form in which analog information with the widest dynamic range can be accurately transmitted and measured is frequency. For example, if the frequency of 0 to 100 kHz is determined with a resolution of 1 Hz, the dynamic range is 100 dB (10 ⁵ ) Can be easily achieved, and it is clear from commercially available frequency counters and programmable oscillators that the level of capability is sufficiently realized.
[0007]
A VF converter-type capacitance meter that measures the difference in capacitance as a change in the oscillation frequency using this fact is known. FIG. 2 shows a capacitance meter using a basic integral VF converter. The oscillation frequency f of this VF converter ₀ Is

Input voltage V _IN And comparator threshold V ₀ And input resistance R _s Is a known quantity, f ₀ By counting C _t Can be measured accurately.
[0008]
That is, if such a VF converter capacitance meter can be applied to a capacitance displacement sensor, a wider range of the sensor can be expected, but there are some problems in that.
First, the integration type VF converter is not suitable for measuring the capacitance generated at the detection electrode of the sensor. When a capacitor is formed between the surface of the device to be measured and the detection electrode, one end of the capacitor must be connected to GND. Therefore, it is not applicable to a system in which both ends of the timing capacitor are connected to the element as in the case of the integral type VF converter.
[0009]
Next, the capacitance that can be detected by this method must be a certain large value such as several nF to several tens of μF. This is a constraint caused by the offset voltage and bias current of the element. If the value is too small, the circuit constant requires a relatively high resistance and the stability is reduced. Even if the value of the timing capacitor is "0", a capacitance of several pF is always equivalently attached due to the input capacitance of the element, the capacitance of the wiring, and the like, and the distributed capacitance component causes an error and a decrease in sensitivity. cause.
In particular, in the capacitance type displacement sensor, the capacitance value generated on the detection electrode according to the gap is 0.1. This problem is serious because it is only a few pF. Since the distribution capacitance is much larger than the capacitance generated in the detection electrode, the rate of change in frequency, that is, the sensitivity is extremely low rather than negligible.
[0010]
In view of the above-described problems of the conventional capacitance displacement sensor, an object of the present invention is to provide an electrostatic capacitance capable of performing frequency measurement in a wide dynamic range regardless of the electrical state of the measured object. The purpose is to obtain a capacitive displacement sensor.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve this object, the present invention is provided on the same concentric, disk-shaped object surface, opposed to each other at a distance d so as to be parallel to the conductive plane to be measured. Small capacitance C between ₁ Electrode e forming ₁ And the same small capacitance C ₂ Electrode e forming ₂ And the electrode e ₁ And the electrode e ₂ Are arranged so as to be insulated from each other, and the capacitance C varies according to the distance d. ₁ And the capacitance C ₂ Combined capacitance C by combining with ₀ In the capacitive displacement sensor that measures the distance d by detecting ₀ Distributed capacitance C generated in parallel to _s1 , Minus the capacitance -C _m1 Is created using a negative capacitance circuit, and C _s1 = C _m1 And the combined capacity C ₀ Connected in parallel to the _s1 And the remaining minute combined capacitance C ₀ Is amplified using a C multiplier to obtain an amplification capacity k ₁ C ₀ The amplification capacitor k is used as the timing capacitor of the capacitance-frequency conversion means that obtains oscillation at a frequency corresponding to the capacitance of the dimming capacitor by giving a prescribed voltage and a known constant resistance to the charge-balanced VF converter circuit. ₁ C ₀ , The frequency f that changes according to the distance d ₀ = K ₂ / C ₀ Oscillation, and the oscillation frequency f ₀ , The combined capacitance C due to a small change in the distance d ₀ A capacitance displacement sensor that measures the distance d at a high resolution over a wide range by detecting the extremely small change in a stable and highly sensitive manner in the form of a wide frequency of signal dynamic range. is there.
[0012]
In a first embodiment which is one of preferred embodiments of the present invention described below,
1) The amplification capacitance k is input to the input of the capacitance-frequency conversion means. ₁ C ₀ Distributed capacitance C generated in parallel with _s2 , Minus the capacitance -C _m2 Is created using a negative capacitance circuit, and C _s2 = C _m2 And the amplification capacity k ₁ C ₀ Connected in parallel to the _s2 To cancel the distance d and the distributed capacitance C _s2 2. The capacitance-type displacement sensor according to claim 1, wherein the measurement is performed while suppressing a decrease in sensitivity and an increase in error due to the addition of.
2) The oscillation output of the capacitance-frequency conversion means is a rectangular wave signal, and signal transmission is performed between the capacitance-frequency conversion means and the frequency detection means by an optical fiber cable, thereby reducing external noise during signal transmission. Capacitive displacement sensor that eliminates influence and restrictions on cable length
Is explained.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
Further, according to the present invention, the object is provided on the same concentric and disk-shaped object plane, facing each other with a distance d so as to be parallel to a measurement target plane of the measurement target having conductivity, An electrode e for forming a capacitance Ct1 between itself and the plane to be measured ₁ And also the capacitance C _t2 Electrode e forming ₂ And the electrode e ₁ And the electrode e ₂ Are arranged so as to be insulated from each other, and the capacitance C varies according to the distance d. _t1 And capacitance C _t2 In a capacitive displacement sensor that measures the distance d by detecting measurement amplitude information corresponding to ₁ Area A facing the plane to be measured ₁ And the electrode e ₂ Area A facing the plane to be measured ₂ Are set to be equal to each other, and the electrode e ₁ Has a predetermined resistance value R _t1 Through the voltage V _s At the same time as applying the step input of ₂ Has a predetermined resistance value R _t2 Through the negative negative voltage -V _s Is applied, and the capacitance C is applied. _t1 And the capacitance C _t2 And the resistance value R _t1 And the resistance value R _t2 Are set equal to each other, even when the DUT is insulated from GND, the voltage of the DUT is equal to GND, and the electrode e ₁ Voltage V _s1 Is a predetermined threshold L _TH Time T to reach ₁ Is achieved by the capacitance type displacement sensor that accurately measures the distance d regardless of the connection state of the measured object to GND.
[0014]
In second to fourth embodiments, which are one of preferred embodiments of the present invention described later,
1) The capacity e ₁ Voltage V _s1 Is a predetermined threshold L _TH Time T to reach ₁ And the electrode e ₂ -V generated at _s2 Is a predetermined threshold value -L _TH Time T to reach ₂ And the arrival time T ₁ And the arrival time T ₂ Average T with _s To obtain a predetermined voltage V ₀ The capacitance type displacement sensor according to claim 4, wherein the distance d is accurately measured while suppressing the influence even in a state where is applied.
2) The oscillation output of the capacitance-frequency conversion means is a rectangular wave signal, and signal transmission is performed between the capacitance-frequency conversion means and the frequency detection means by an optical fiber cable, thereby reducing external noise during signal transmission. Capacitive displacement sensor that eliminates influence and restrictions on cable length
Is explained.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, details of the embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
Prior to the description of the embodiment of the present invention, the charge-balanced VF converter will be described with reference to FIG. 3, which shows a block diagram of the charge-balanced VF converter. This uses a one-shot multivibrator instead of the integrator and uses a timing capacitor C _t When a VF converter of this type is used, one end of the timing capacitor is connected to GND, so that it can be applied to a capacitance type displacement sensor. This charge-balanced VF converter is a high-precision one-chip IC and is already widely distributed (LM311 manufactured by National Semiconductor, AD650 manufactured by Analog Devices, VFC32 manufactured by Burr-Brown, etc.). Thus, a low-cost and small-sized detection circuit can be constructed.
[0016]
Based on this, by solving the above problem of the capacitance value, it is possible to collectively detect a wide range without switching the range by the gap-frequency conversion. is there.
FIG. 4 is a block diagram of the capacitance type displacement sensor according to the first embodiment of the present invention. A block A surrounded by a broken line in the drawing is an equivalent circuit of the capacitance generated at the detection electrode, and is actually constructed in the form of a block A shown near the block. As shown in the figure, the detection electrode has the surface of the object to be measured and the detection electrode e. ₁ And e ₂ And the capacitance C generated between ₁ And C ₂ And the combined capacity C ₀ (The order of several pF; changes depending on the gap) and the distributed capacitance C caused by connection to an element or the like. _s1 (The order of several tens of pF; a constant value) occur in parallel. Block B is a capacitance amplifying circuit called a “C multi-brier”. This is the connected capacitor (here C ₀ + C _s1 ) Input terminal voltage to A ₁ Buffered by R ₂ And R ₃ From the circuit output side, the capacitance of the connected capacitor becomes R ₂ / R ₃ It is amplified twice. Using this C multiplier, for example, if the capacity is multiplied by 10,000, C ₀ Becomes several nF, which can be a level at which the frequency can be stably converted by the VF converter.
[0017]
However, the distribution capacitance C alone _s1 Is also amplified, so that the rate of change of the detected frequency is not improved at all. Therefore, it is shown in block C here. The capacitance offset is canceled using a “negative capacitance circuit”. This is the connected capacitor C _m1 The voltage at the input terminal of ₂ By driving the other end by non-inverting amplification, the capacitance value C seen from the input side is obtained. _m1 'But

It works as a negative capacity. C _m1 'Can be adjusted by making the resistance variable so that C _m1 '= -C _s1 If the circuit constants are set so that _s1 Can be negated. As a result, the total capacitance generated at the detection electrode can be limited to only the capacitance generated between the surface of the measured object and the detection electrode, such as C0 + Cs1 + Cm1 '= C0. Sensor sensitivity is greatly improved.
[0018]
A block D in the figure is a negative capacitance circuit like the block C, and has a distributed capacitance C generated at an input section on the VF converter side. _s2 (The order of several tens of pF; a constant value) is similarly canceled. In this way, the distributed capacitance component is canceled and C ₀ The capacitance in which only the component is amplified is converted into a rectangular wave of a predetermined band by a capacitance-frequency conversion unit using a charge-balanced VF converter. Since the capacitance offset has been canceled, the relationship between the detection capacitance and the oscillation frequency is

And the relationship between the gap and the detection capacity is

So,

Becomes
In principle, an oscillation frequency with good linearity in proportion to the gap can be obtained. Therefore, the oscillation frequency f ₀ Is specified, the gap d can be obtained.
[0019]
As described above, by combining the charge-balanced VF converter with the C multiplier and the negative capacitance circuit, it becomes possible to detect a signal with a gap as a frequency having a wide dynamic range, and to cancel the capacitance offset. Detection with good sensitivity and linearity can be performed. This makes it possible to realize a long-range capacitive displacement sensor capable of detecting a wide range at a time without switching ranges.
[0020]
In addition, since the signal transmission between the capacity-frequency conversion means and the frequency detection means is performed by a rectangular wave, if cable transmission is performed between them, it is advantageous for the nozzle resistance and the cable length is less restricted. Since it is a rectangular wave, the insulation by a photocoupler or optical fiber transmission is also a capacity. If optical fiber transmission is applied, the effects of noise during transmission and restrictions on cable length can be completely eliminated.
[0021]
FIG. 5 shows a second embodiment of the present invention, in which the detection electrode e is formed as shown by a frame X in FIG. ₁ , E ₂ Are installed facing each other.
Here, the detection electrode area A ₁ And A ₂ Are set equal, and the timing resistance R _t1 And R _t2 This embodiment is characterized in that a step waveform voltage is applied from a separate drive power supply via the. Detection electrode e ₁ -Between the measured objects and the detection electrode e ₂ A capacitance C that varies according to the gap d between the DUTs _t1 And C _t2 Occurs. This capacitance C _t1 And C _t2 Have the same electrode area (A ₁ = A ₂ ), Since the gap d is shared, C _t1 = C _t2 It is. The equivalent circuit at this time is shown as a broken line frame in FIG.
[0022]
In such a second embodiment, as shown by the frames A (1) and A ′ (1) in FIG. _s And -V _s Is applied in the opposite phase, C _t1 And R _t1 Voltage V during _s1 Is C _t1 And R _t1 From 0 to V depending on time t _s , Gradually changes with a predetermined time constant as shown by a frame B (1) in FIG. At the same time, C _t2 And R _t2 Voltage V during _s2 Also C _t2 And R _t2 From 0 to -V depending on time t _s 5 gradually changes with a predetermined time constant as shown by a frame B '(1) in FIG. This voltage V _s1 Is a predetermined threshold L _TH = V _s × R ₄ / (R ₃ + R ₄ To reach C) ₁ And a rising pulse is generated as shown in a frame C <b> 2 in FIG. 5. In response to this, the flip-flop changes the output state from L to H as shown by a frame D (2) in FIG. Thereby, the flip-flop operates a timer constituted by a one-shot multivibrator or the like. When a trigger pulse is given, this timer ₂ As a result, the voltage of the drive power supply is reset to 0 V at the time of the frame D (2) in FIG.
[0023]
At the same time, the reset transistor TR ₁ And TR ₂ Turns ON and C _t1 And C _t2 Quickly releases the charge stored in _t1 And C _t2 To the initial state. Timer time T ₂ When the time elapses, the timer output returns from L to H, resets the flip-flop as shown in the center frame D (3) in FIG. 5, and also as shown in the frames A (3) and A '(3) in FIG. Is applied again. This is the same state as at the time of (1), and thereafter these changes are repeated, so that the output of the flip-flop oscillates in a steady rectangular wave. In this oscillation state, the time T ₂ Is a fixed value determined by the setting of the timer. ₁ That is, C _t1 Is as follows.
[0024]
C _t1 = C _t2 So R _t1 = R _t2 If

Here, the capacitance C _t1 Is inversely proportional to the gap d, the above equation becomes as follows.

[0025]
From this, the time T at the rectangular wave output of the flip-flop is obtained. ₁ Is measured, the gap d can be obtained. In this embodiment, a counter is used to set T ₁ , The time width data T _s Have gained. In the configuration shown in this embodiment, C _t1 = C _t2 And R _t1 = R _t2 Then the same voltage amplitude + V at the same timing _s And -V _s Is applied in the opposite phase, the charge / discharge curve becomes positive and negative and symmetrical, and the voltage of the DUT, that is, C _t1 And C _t2 The voltage between 0 and 0 becomes 0 V by canceling each other out.
[0026]
This is equivalent to the voltage of the device under test = GND, so that the device under test is electrically connected to GND (SW in FIG. 5). ₁ Is on the GND side), the object to be measured is electrically insulated from GND (SW in FIG. 5). ₁ Is C _w Side) shows that the results obtained are the same.
That is, according to this embodiment, it is possible to perform frequency modulation type detection having a wide dynamic range regardless of the electrical condition of the device under test.
[0027]
However, in the configuration of FIG. _t2 And R _t2 Voltage V during _s2 Is not used for detection, and loss is large in terms of effective use of the sensor electrode area. Further, when the device under test has a predetermined voltage in combination with another voltage source, the above-described cancellation effect (voltage of the device under test = equivalent to GND) is lost. In some situations, the problem of inaccurate gap measurement again arises.
Therefore, FIG. 6 shows a third embodiment in which the configuration above the second embodiment is further developed.
This third embodiment uses C _t2 And R _t2 Voltage V during _s2 Is an independent comparator Cmp ₂ And the use of the flip-flop 2, C _t1 And C _t2 Charging time T _1a And T _1b Are detected separately, and the average value T _s To obtain the voltage V ₀ It is intended to suppress the influence of the above.
[0028]
A predetermined voltage V is applied to the DUT by some kind of electrical coupling. ₀ Is applied, the step voltage waveforms of the same voltage amplitudes + Vs and −Vs from the two drive power supplies at the same timing as shown in the frame A (1) and the frame A ′ (1) in FIG. When applied in reverse phase, C _t1 And R _t1 Voltage V during _s1 And C _t2 And R _t2 Voltage V during _s2 Voltage V during _s2 Is + V depending on time t as a charge / discharge circuit. _s And -V _s It changes toward. However, the voltage V ₀ Is applied, the actual charging start voltage is not 0V but V ₀ It consists of
[0029]
Therefore, Cmp ₁ And Cmp ₂ Of the same level L _TH 6, one of them has a shorter time T than the case where the voltage of the measured object is 0 V, as shown by a frame B (2a) in FIG. _1a In L _TH , And the other is longer than the time T when the voltage of the measured object is 0 V as shown in (2b) of a frame B ′ in FIG. _1b In L _TH Will be reached. These are formed into rectangular waves having different time widths as shown by frames D and D ′ in FIG. 6 by using the individual flip-flops 1 and 2, but by taking the AND of the flip-flop outputs, the arrival time can be reduced. The charging is reset in accordance with the later one, so that the rectangular wave is steadily oscillated at the same cycle as in the frame D (3) and the frame D '(3) in FIG. As a result, the oscillation frequency is the same, but the voltage V ₀ Can obtain rectangular wave outputs having different duty ratios. _1a And T _1b Is counted by the counter 1 and the counter 2. Obtained time width data T _1a And T _1b Average value of T _s Is calculated by the average value calculation means, the value “T _s The gap d can be measured. C _t1 = C _t2 And R _t1 = R _t2 , The voltage V of the ratio measuring body ₀ Is the power supply voltage V _s If less than the time T _1a And T _1b By taking the average of ₀ Can be suppressed. T at this time _1a And T _1b Becomes as follows.

T _1a And T _1b Average value of T _s Is C _t1 = C _t2 And R _t1 = R _t2 So,

Where V ₀ << V _s Then, the above equation (5) can be transformed as follows.
[0030]

Since the transformation result of Expression (6) is equal to the content of Expression (1) described above, using the configuration of FIG. ₀ << V _s In the case where ₀ Shows that the effects of the will be negligible. That is, the state in which the device under test is electrically connected to GND (SW in FIG. 5) ₁ Is the GND side), the object to be measured is electrically insulated from GND (SW in FIG. 5). ₁ Is C _w Side), the obtained result is not only the same, but also a predetermined voltage V ₀ This indicates that the influence of this is minimized even in the state where is applied, and more accurate gap measurement can be performed.
[0031]
In addition, the voltage V ₀ A fourth embodiment of the present invention shown in FIG. This is C _t1 And R _t1 Voltage V during _s1 And C _t2 And R _t2 Voltage V during _s2 By taking the average value of the differential by analog arithmetic means such as an operational amplifier, ₀ This is to cancel the effect of. As before, the voltage V ₀ Is applied, the same voltage amplitude + V is applied from the two drive power supplies at the same timing as shown in the frames A (1) and A '(1) in FIG. _s And -V _s Is applied in the opposite phase, C _t1 And R _t1 Voltage V during _s1 And C _t2 And R _t2 Voltage V during _s2 Is + V depending on time t as a charge / discharge circuit. _s And -V _s It changes toward. However, the voltage V ₀ Is applied, the actual charging start voltage is not 0V but V ₀ It consists of
[0032]
Therefore, as in the case of the frame B in FIG. _TH , And the other end takes a longer time than the threshold L when the voltage of the measured object is 0 V as shown by a frame B ′ in FIG. _TH Will be reached. So these are OP ₁ , The starting voltage of the charging voltage curve is always 0 V, as shown in a frame B ″ in FIG. 7. When this is expressed by an equation, Voltage V ₀ Is marked C _t1 And R _t1 Voltage V during _s1 Changes with time t as follows.

Similarly, when voltage 0 is applied to the measured object, C _t2 And R _t2 Voltage V during _s2 Changes with time t as follows.

Therefore, V _s1 And V _s2 Average value of V _A Is C _t1 = C _t2 And R _t1 = R _t2 So,

Therefore, this V _A Is the threshold L _TH Is reached (V _A = L _TH ) Time T before _A Is

Since the derived equation (10) is completely equal to the above-described equation (1), using the configuration of FIG. ₀ The effect of this indicates that it can be completely negated.
[0033]
That is, as shown by a frame B "<2> in FIG. 7, the voltage V of the device under test is independent of the electrical condition of the device under test. ₀ = Reaches the threshold in the same time as in the case of GND. Subsequent signal processing is the same as that in FIG. 5, and finally, time width data corresponding to the gap d is obtained. According to the method shown in FIG. 7, the influence of the electrical condition of the measured object can be completely canceled, so that more accurate gap measurement can be performed. However, in the embodiment of FIG. 7, since the cancellation method is based on the analog operation, the OP used for the differential operation is used. ₁ Response time T _A Need to be fast enough.
[0034]
According to the methods shown in FIGS. 5 to 7, even when the potential of the object to be measured is floating, the equivalent gap detection is performed in a wider time width (frequency) of the detection dynamic range than when the object to be measured is connected to GND. It can be done in the form of detection. Further, in the third embodiment shown in FIG. 6 and the fourth embodiment shown in FIG. 7, the case where a predetermined voltage is applied to the object to be measured or the case where the electric potential of the object to be measured is coupled to another AC source. It is effective even when it fluctuates.
[0035]
That is, in the present invention, accurate gap measurement can be performed with a wide detection dynamic range regardless of all the electrical states of the measured object. In addition, the third embodiment of FIG. 6 and the fourth embodiment of FIG. According to this, the area of the detection electrode can be effectively utilized. In other words, in the conventional capacitive displacement sensor, two detection electrodes e ₁ , E ₂ , One of the electrodes that actually participates in detection (for example, e ₁ Side), and the ratio of the effective detection electrode area to the total area of the electrodes in the conventional capacitive displacement sensor is at most A ₁ / (A ₁ + A ₂ ). This ratio is generally 10% or less for a normal sensor, and even if the ratio is increased too much, an error due to the electrical state of the measured object increases. In addition, if an attempt is made to increase the area of the electrodes involved in detection in order to increase the sensitivity, the total area is further increased, so that the size of the sensor is also increased.
[0036]
On the other hand, in the present invention, since the two electrodes are independently used for synthesis, the above-mentioned area utilization efficiency is 100%. Therefore, even with sensors of the same size, the effective electrode area involved in the detection can be much larger. That is, both higher sensitivity and smaller size of the sensor can be achieved, and detection with a wide dynamic range can be performed.
[0037]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, according to the present invention, a signal can be detected as a displacement (gap) as a frequency having a wide dynamic range. It is possible to realize a capacitive displacement sensor. In addition, the influence of noise during cable transmission and the restriction on the cable length are reduced.
[0038]
Further, according to the present invention, accurate gap measurement can be performed regardless of the electrical state of the measured object. Further, since the signal of the gap can be detected in the form of a frequency (time) having a wide dynamic range, it is possible to realize a capacitance gap sensor capable of detecting a wide range at a time without switching ranges. In addition, the effects of noise during cable transmission and restrictions on cable length are reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1A is a schematic diagram of a conventional capacitance displacement sensor, and FIG. 1B is an equivalent circuit diagram of a detection system of the capacitance displacement sensor.
FIG. 2 is a circuit diagram of a general integration type VF converter.
FIG. 3 is a circuit diagram of a general charge-balanced VF converter.
FIG. 4 is a circuit diagram of a capacitance type displacement sensor according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of a capacitance type displacement sensor according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram of a capacitance type displacement sensor according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a capacitance type displacement sensor according to a fourth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
d distance
e ₁ electrode
e ₂ electrode
A ₁ area
A ₂ area
C _t1 Capacitance
C _t2 Capacitance
V _S Voltage

Claims (6)

As will be parallel to the plane to be measured having conductivity, face each other with a distance d, it is provided in a disk shape of the same object plane concentrically, a small electrostatic capacitance C ₁ between the measured plane an electrode e ₁ to form, arranged as also fine and electrode e ₂ which forms a capacitance C ₂ and the electrode e ₁ and the electrode e ₂ are insulated from each other, depending on the distance d in the electrostatic capacity type displacement sensor for measuring the distance d by detecting fine combined capacitance C ₀ by synthesis changes the electrostatic capacitance C ₁ to the said capacitance C _2,
With respect to the distributed capacitance C _s1 generated in parallel with the combined capacitance C ₀ , a minus capacitance −C _m1 is created using a negative capacitance circuit, and C _s1 = C _m1 is set to set the combined capacitance C _0. Connected in parallel with _{each other} to cancel the distributed capacitance C _s1 , and to amplify the remaining minute combined capacitance C ₀ using a C multiplier to obtain an amplification capacitance k ₁ C ₀ , thereby obtaining a charge-balanced VF converter. By using the amplification capacitance k ₁ C ₀ as the timing capacitor of the capacitance-frequency conversion means for obtaining oscillation at a frequency corresponding to the capacitance of the timing capacitor by giving a prescribed voltage and a known constant resistance to the circuit, the distance d by identifying the oscillation frequency f ₀ by the frequency f _{0 =} k 2 _/ C ₀ causes the oscillation of the frequency detecting means changes in accordance with,
By detecting the form of the distance the composite capacitance C ₀ of the extremely small frequency wide stable and sensitive to the signal dynamic range changes due to small changes in the d, collectively high resolution the distance d over a wide range A capacitance type displacement sensor characterized by measuring. The capacitor - to the amplification capacity k ₁ C ₀ to occur in parallel distributed capacitance C _s2 to the input of the frequency converter creates a negative capacitance -C _{m @ 2} with a negative capacitance circuit, C _s2 = C _m2 to cancel the distributed capacitance C _s2 by connecting in parallel to the amplification capacitance k ₁ C ₀ , thereby reducing the distance d to reduce the sensitivity and increase the error due to the addition of the distributed capacitance C _s2. The capacitance type displacement sensor according to claim 1, wherein the measurement is performed while suppressing the displacement. The oscillation output of the capacitance-frequency conversion means is a rectangular wave signal, and the signal transmission is performed between the capacitance-frequency conversion means and the frequency detection means by an optical fiber cable, so that the influence of the external noise at the time of signal transmission can be reduced. 2. The capacitance type displacement sensor according to claim 1, wherein restrictions on a cable length are eliminated. It is provided on the same concentric, disk-shaped object surface facing the measurement target surface having conductivity with a distance d so as to be parallel to the measurement target surface, and has a capacitance C with the measurement target surface. an electrode e ₁ to form a _t1, arranged as also the electrode e ₂ which forms a capacitance C _t2 and the electrode e ₁ and the electrode e ₂ are insulated from each other, depending on the distance d In a capacitance displacement sensor that measures the distance d by detecting measurement amplitude information corresponding to the changing capacitances C _t1 and C _t2 ,
Wherein the electrode e ₁ is set as the area A ₂ that faces the to be measured plane area A ₁ and the electrode e ₂ which is opposed to the measurement plane are equal,
Simultaneously applying a step input voltage V _s via a predetermined resistance value Rt1 on the electrode e _1, applying a step input minus the negative voltage -V _s to the electrode e ₂ via a predetermined resistance value R _t2 And
By setting the capacitance C _t1 and the capacitance C _t2 and the resistance value R _t1 and the resistance value R _t2 equal to each other, even when the measurement object is insulated from GND, the measurement object Voltage is equal to GND,
By voltage V _s1 generated in the electrode e ₁ measures the time T ₁ of the to reach a predetermined threshold value L _TH, accurately measure the distance d regardless the connection status to the GND of the object to be measured A capacitance type displacement sensor characterized by the above-mentioned. Time until the voltage _{V s1} generated in the volume _{e 1} is the time _{T 1} of the to reach a predetermined threshold value _{L TH,} the voltage _{-V s2} generated in the electrode _{e 2} reaches a predetermined threshold value _{-L TH} were measured and T _2, wherein by determining the average value T _s of the arrival time T ₁ and the arrival time T _2, the even in a state where a predetermined voltage V ₀ to the object to be measured is applied the effect The capacitance type displacement sensor according to claim 4, wherein the distance d is accurately measured while suppressing the distance. By average value _{V A} and the voltage _{-V s2} generated in the electrode _{e 2} and the voltage _{V s1} generated in the _{e 1} measures the time _{T A} to reach the predetermined threshold value _{L TH,} the measured capacitive displacement sensor of claim 4, wherein even in a state where a predetermined voltage V ₀ is applied to the body to cancel the effect, characterized in that to accurately measure the distance d.

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