JP2004165896A

JP2004165896A - Device and method for detecting frequency error of ofdm demodulating device

Info

Publication number: JP2004165896A
Application number: JP2002328203A
Authority: JP
Inventors: Kantatsu Chin; 寒達陳; Tomohisa Wada; 知久和田
Original assignee: MAGNA DESIGN NET Inc; MegaChips Corp
Current assignee: MAGNA DESIGN NET Inc; MegaChips Corp
Priority date: 2002-11-12
Filing date: 2002-11-12
Publication date: 2004-06-10
Anticipated expiration: 2022-11-12
Also published as: JP3797968B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To detect frequency error even in zero-fading environment without being influenced by the occurrence of a FFT window shift and to detect an accurate frequency error even in one-segment reception. <P>SOLUTION: A normalization processing part 21 divides an OFDM demodulated signal by its signal amplitude value. Then an added phase removal part 22 performs conjugate complex multiplication by a signal which is one symbol precedent and at the same subcarrier position to remove an added phase. A squaring calculation part 23 performs squaring calculation to remove uncertainties of an AC1 signal and a TMCC signal. Then a correlation processing part 30 calculates a correlation value with a pilot pattern and then a frequency error is detected. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式において、受信信号の周波数誤差を検出する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
＜ＯＦＤＭ概略＞
地上波デジタル放送において利用される伝送方式にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が存在する。ＯＦＤＭは、送信データを複数の搬送波に分割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利用効率が高い、などの利点がある。
【０００３】
図６に示すように、日本の規格では、ＯＦＤＭ方式で変調されたシンボル信号は、情報信号や制御信号などを含む有効シンボルと、マルチパスの影響を低減させる目的で付加されるガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは各シンボル信号の先頭部分に設定されており、有効シンボルの末尾部分のコピーである。マルチパスによる反射波の遅延時間がガードインターバル期間Ｔｇ以内であれば、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の影響の無い完全な１シンボル分のデータを取り出すことができる。尚、通常、ガードインターバル期間Ｔｇは、有効シンボル期間Ｔｕの１／４，１／８，１／１６，１／３２の何れかに設定される。
【０００４】
また、図７に示すように、日本の規格では、６ＭＨｚ〜８ＭＨｚの帯域幅をもつシンボル信号５０のスペクトラムを複数の階層Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に分割して伝送するという、所謂「階層伝送」が可能である。各階層は、更に、同期変調用もしくは差動変調用の単数または複数のセグメントＳ１，Ｓ２，…，Ｓ１３から構成されている。また、階層単位またはセグメント単位で、ＱＰＳＫやＤＱＰＳＫ、多値ＱＡＭなどの変調方式、もしくは誤り訂正符号化の符号化率を個別に指定できる。
【０００５】
ＯＦＤＭ復調装置においては、この複数の階層Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の中から一部階層のみを部分的に抽出して受信（部分受信）する受信形態も行なわれる。そして、移動通信端末や携帯通信端末においては、階層Ｌ２、つまり、１セグメントのみを受信する形態がとられている。これにより、移動通信端末や携帯通信端末に搭載するＯＦＤＭ復調装置の回路構成をコンパクト化するとともに、消費電力の低減を図るようにしているのである。
【０００６】
＜周波数誤差発生とその検出方法＞
ＯＦＤＭ伝送方式によって送信された信号は、復調装置（受信装置）においてＦＦＴ変換されることによって復調される。しかし、受信信号に広帯域の周波数誤差（サブキャリア間隔を超える大きなずれ）が発生している場合には、ＦＦＴ変換において各信号の周波数がシフトするため、正しいサブキャリアから信号を取り出すことができない。
【０００７】
まず、広帯域周波数誤差について説明する。送信装置から送信された信号Ｘ（ｎ）を数１式で示す。
【０００８】
【数１】

【０００９】
ただし、数１式において、ｋはサブキャリア番号、Ｎは全キャリア数である。この送信信号は、Ｄ／Ａ変換されることにより数２式で示される信号Ｘ（ｔ）となる。
【００１０】
【数２】

【００１１】
ただし、数２式において、Ｔはサンプリング間隔、ｆ_０はサブキャリア間隔（角周波数）であり、サブキャリア間隔ｆ_０は数３式で表される。
【００１２】
【数３】

【００１３】
数２式で示される送信信号が、伝送路において周波数誤差を受けると、数４式で表される信号Ｘｒ（ｔ）となる。
【００１４】
【数４】

【００１５】
ＯＦＤＭ伝送における復調装置は、この周波数誤差の生じた信号を受信する。ここでΔｆは周波数誤差である。数４式で示される受信信号Ｘｒ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換されることにより、数５式で示される信号Ｘｒ（ｎ）となる。
【００１６】
【数５】

【００１７】
ここで、Δｆを数６式で示されるように分解する。
【００１８】
【数６】

【００１９】
ここで、Ｋは整数であり広帯域の周波数誤差の大きさを示す値である。これに対して、Δｆ_０／ｆ_０は、１より小さい小数であり、狭帯域の周波数誤差の大きさを示す値である。
【００２０】
本発明では、広帯域の周波数誤差に着目するので、説明を簡単にするためにΔｆ＝Ｋｆ_０と仮定する。このように仮定することによって、受信信号Ｘｒ（ｎ）は、数７式で表される。
【００２１】
【数７】

【００２２】
そして、数７式で表される受信信号Ｘｒ（ｎ）をＦＦＴ変換することにより、変換域でＫポイントのシフトが生じることとなる。このＫポイントのシフトが広帯域の周波数誤差である。なお、整数Ｋで表される周波数誤差は、サブキャリア間隔ｆ_０を１としたときの相対的な値である。
【００２３】
このように復調装置が受信する信号は広帯域周波数に誤差が生じているため、各サブキャリアから正しくデータを取り出すためには、周波数の誤差を検出するとともに周波数の誤差を補正する必要がある。そして、周波数誤差を検出するため、一般には、受信信号に埋め込まれたパイロット信号と復調装置があらかじめ保持しているパイロットパターンとの相関をとるという方法が行なわれる。
【００２４】
ここで、ヨーロッパ規格のＯＦＤＭフォーマットでは、１シンボル中に挿入されるサブキャリア位置および振幅が固定のパイロット（ＣＰ：ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｐｉｌｏｔ）が存在するため、相関をとることが容易である。しかし、日本規格のセグメント方式ＯＦＤＭフォーマットは、１シンボルが１３セグメントで構成され、さらに、セグメントは差動変調セグメントと同期変調セグメントの２種類で構成されており、セグメントの種類によってパイロットの配置が異なる。
【００２５】
そこで、特願２００１−３２０４０４においては、同一出願人により、挿入位置の固定したパイロットデータの存在しない日本規格のＯＦＤＭにおいて相関をとる方法が提案されている。
【００２６】
この提案では、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号をパイロットとして利用することとしている。これらＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号は、セグメントの構成に左右されることなく、常に同じキャリア位置に配置されるという特徴があるからである。ただ、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号はＤＢＰＳＫ変調された信号のため、任意のシンボルにおいて、その値がわからない。しかし、ＤＢＰＳＫ信号は正負の値をとる二値の実数信号であるため、自乗演算すれば正の実数になり、不確定性を解消することができる。そこで、受信信号を自乗演算した上で相関をとるという方法で相関処理を実現しているのである。以上のような方法により、セグメント方式の受信ＯＦＤＭ信号に対して周波数誤差を検出可能としていた。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記方法により周波数誤差の検出を行なった場合にも、以下のような問題があった。
【００２８】
＜問題▲１▼−ＦＦＴ窓ずれの問題−＞
実際の受信処理においては、ＦＦＴ窓がガードインターバル内にずれ込む場合がある。このような場合、受信信号に含まれるパイロットの位相が回転するため、受信側でパイロットパターンを用いて相関をとろうとしても、精度のよい相関をとることができないのである。
【００２９】
ここで、ＯＦＤＭ復調装置において受信した信号Ｘ（ｎ）をＦＦＴ変換することによって得られる信号ｘ（ｎ）を数８式のように表記する。
【００３０】
【数８】

【００３１】
次に、ＦＦＴ窓がＬポイントずれている場合を想定する。この場合、ＤＦＴ演算の循環シフトの性質より、数９式のような関係が成立する。
【００３２】
【数９】

【００３３】
つまり、ＦＦＴ窓がＬポイントずれた状態で、ＦＦＴ変換を行なった場合には、周波数誤差が生じていない（循環シフトしない）状態でＦＦＴ変換を行なった場合と比べて、算出されるＯＦＤＭ復調信号に位相ｅｘｐ（−ｊ２πｎＬ／Ｎ）が付加されることになる。ここで、Ｌポイントとは、サブキャリア間隔ｆ_０を１ポイントとした場合の周波数誤差の相対的な値である。このため、受信信号Ｘ（ｎ）に含まれているＡＣ１信号やＴＭＣＣ信号についても、回転が加わり、相関をとる妨げとなるのである。
【００３４】
＜問題▲２▼−ゼロフェーディングの問題−＞
次に、Ｄ／Ｕの小さい静的マルチパス伝送路においては、深く長いフェーディングが発生するため、パイロットの振幅が極端に低下してしまい、やはり、精度のよい相関をとることができないという問題がある。
【００３５】
図８は、軽微なフェーディングを受けた受信信号の振幅を示す図である。図中、横軸はサブキャリア番号、縦軸は正規化された振幅値を示している。これに対して、図９は、図８と同じ環境下で送信された信号がゼロフェーディングを受けた場合の受信信号の振幅を示す図である。ゼロフェーディングは、反射波の遅延時間が短く、反射波の振幅が直接波の振幅と変わらないようなマルチパス環境下で発生する。この場合、図で示したように、信号の振幅は激しく変動し、ゼロ近くに落ちることもある。図８で示した軽微なフェーディングを受けた受信信号と比べても、受信信号に大きなダメージがあることがわかる。
【００３６】
＜問題▲３▼−部分受信における問題−＞
上述したように、ＯＦＤＭ信号の受信方法として、受信したセグメントの中からその一部のセグメント（たとえば１セグメント）を選択して処理する方法が存在する。この部分受信は、たとえば、ＰＤＡや携帯電話などのモバイル端末による受信処理などに利用される。
【００３７】
この部分受信では、一部のセグメントのデータを受信する方式であるため、必然的に１シンボルの信号に含まれるパイロットの数が少ない。これは、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号をパイロットとして利用する場合でも同様である。このため、ノイズの影響を受けた場合には、相関の精度が劣化するという問題点がある。そして、Ｃ／Ｎが低下した場合には、受信側で相関がとれないことになる。
【００３８】
本発明の第１の目的は、ＦＦＴ窓ずれによる影響を受けることなく、精度の高い周波数誤差を検出することである。
【００３９】
本発明の第２の目的は、ゼロフェーディング環境下においても、精度の高い周波数誤差を検出することである。
【００４０】
そして、本発明の第３の目的は、部分受信を行うＯＦＤＭ復調装置においても、精度の高い周波数誤差を検出することである。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送において周波数誤差を検出する装置であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、ａ）前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示すパイロットパターンを記憶する手段と、ｂ）ＯＦＤＭ受信信号をＦＦＴ演算することによりＯＦＤＭ復調信号を出力するＦＦＴ演算手段と、ｃ）前記ＯＦＤＭ復調信号をその振幅値で除算することにより、複素信号である情報信号および実数信号である前記制御信号の振幅を単位大きさの正規化信号として出力する手段と、ｄ）前記正規化信号の信号値を自乗演算する自乗演算手段と、ｅ）前記自乗演算手段の出力信号と、前記パイロットパターンとの間で相関値を算出する相関手段と、を備え、前記相関手段による相関結果から周波数ずれを検出することを特徴とする。
【００４２】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、さらに、ｆ）前記相関手段による相関値の演算を実行する前に、一のシンボル中のｋ番目（ｋは０〜Ｎ−１の整数；Ｎは１シンボル中のサブキャリア数）のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号と、他のシンボル中の同じｋ番目のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号との間で、共役複素乗算を行なう手段、を備えることを特徴とする。
【００４３】
請求項３記載の発明は、請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記手段ｆ）は、隣接２シンボル間で共役複素乗算を行なうことを特徴とする。
【００４４】
請求項４記載の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記相関手段は、ｅ−１）複数のシンボルに対する相関処理によって得られた相関値から平均相関値を算出する手段、を含むことを特徴とする。
【００４５】
請求項５記載の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記相関手段は、ｅ−２）前記パイロットパターンを複数シンボル直列に接続したパターン信号と、同シンボル数直列に接続したＯＦＤＭ復調信号との間で相関値を算出する手段、を含むことを特徴とする。
【００４６】
請求項６記載の発明は、請求項４に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記手段ｅ−１）は、４シンボル分の相関値の平均値を算出することを特徴とする。
【００４７】
請求項７記載の発明は、請求項５に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記手段ｅ−２）は、４シンボル分直列接続されたパターン信号と、４シンボル分直列接続されたＯＦＤＭ復調信号との間で相関値を算出することを特徴とする。
【００４８】
請求項８記載の発明は、請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記ＯＦＤＭ復調装置は、１セグメント受信を行なう復調装置であり、前記ＦＦＴ演算器から出力されるＯＦＤＭ復調信号は、１セグメント分の信号であることを特徴とする。
【００４９】
請求項９記載の発明は、請求項１ないし請求項８のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
【００５０】
請求項１０記載の発明は、請求項１ないし請求項８のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
【００５１】
請求項１１記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送において周波数誤差を検出する方法であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、ａ）ＯＦＤＭ受信信号をＦＦＴ演算することによりＯＦＤＭ復調信号を出力する工程と、ｂ）前記ＯＦＤＭ復調信号をその振幅値で除算し、正規化信号を出力する工程と、ｃ）前記正規化信号の信号値を自乗演算する工程と、ｄ）前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示すパイロットパターンと、前記工程ｃ）の出力信号との間で相関値を算出する工程と、を備えることを特徴とする。
【００５２】
請求項１２記載の発明は、請求項１１に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、さらに、ｅ）前記工程ｄ）より前の工程において、一のシンボル中のｋ番目（ｋは０〜Ｎ−１の整数；Ｎは１シンボル中のサブキャリア数）のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号と、他のシンボル中の同じｋ番目のサブキャリア位置のＯＦＤＭ復調信号との間で、共役複素乗算を行なう工程、を備えることを特徴とする。
【００５３】
請求項１３記載の発明は、請求項１１または請求項１２に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、前記工程ｄ）は、ｄ−１）複数のシンボルに対する相関処理によって得られた相関値から平均相関値を算出する工程、を含むことを特徴とする。
【００５４】
請求項１４記載の発明は、請求項１１または請求項１２に記載のＯＦＤＭ復調装置における周波数誤差検出方法において、前記工程ｄ）は、ｄ−２）前記パイロットパターンを複数シンボル直列に接続したパターン信号と、同シンボル数直列に接続したＯＦＤＭ復調信号との間で相関値を算出する工程、を含むことを特徴とする。
【００５５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。ここでは、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置を部分受信処理（１セグメント受信処理）に適用させた実施の形態を説明する。ただし、本発明のＯＦＤＭ復調装置は、１３セグメント全部を受信する復調処理においても適用可能である。
【００５６】
｛１．全体構成および全体処理概要｝
図１は、本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭ用復調装置の概略構成図である。このＯＦＤＭ用復調装置は、受信アンテナ２、チューナー３、バンドパスフィルタ４、ミキサー５および搬送波発振器６を備えている。ＯＦＤＭ用送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号１は伝送路を通って受信アンテナ２で受信された後、チューナー３でＩＦ（ＩｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に周波数変換される。そのＩＦ信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４を介してミキサー５に入力し、搬送波発振器６から供給される信号と乗算される。ＲＦ信号１に含まれるシンボル信号の構成は、図６、図７に示したものと同様であり、１３セグメント分の帯域幅を有する信号である。
【００５７】
ＯＦＤＭ用復調装置は、更に、バンドパスフィルタ７、Ａ／Ｄ変換器８、ミキサー９、リサンプラー１０、シンボル同期回路１１、直並列変換器１２、ＦＦＴ演算器１３、および等化器１４を備えている。バンドパスフィルタ７は、ミキサー５が出力した６ＭＨｚ帯域幅のアナログ信号Ｘ（ｔ）から、部分受信階層（１セグメント）に対応する４２８．５７ｋＨｚ帯域幅のアナログ信号Ｘ_ＬＰ（ｔ）を抽出し、出力する。またＡ／Ｄ変換器８は、通常の標本化周期ＴのＮ／Ｍ’倍（Ｎ＞Ｍ’）の周期でアナログ信号Ｘ_ＬＰ（ｔ）をサンプリングし、所定の量子化ビット数で量子化することで、時間軸上でＭ’点のＯＦＤＭフォーマットのシンボル信号Ｘ_ＬＰＤ’（ｎ）（ｎ＝０〜Ｍ’−１）を出力する。ここで、通常の標本化周期Ｔとは、Ａ／Ｄ変換により、アナログ信号Ｘ（ｔ）から、多重化されたサブキャリアの数（＝Ｎ）のシンボル信号をサンプリングし得る周期を意味する。
【００５８】
次に、Ａ／Ｄ変換器８から出力された信号Ｘ_ＬＰＤ’（ｎ）は、ミキサー９で広帯域および狭帯域の周波数誤差などの補正を施され、次いでリサンプラー１０で信号レートを調整された後、直並列変換器１２に出力される。
【００５９】
前記リサンプラー１０は、入力信号に対して補間（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）処理とデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）処理とを行うポリフェーズフィルター（ｐｏｌｙｐｈａｓｅｆｉｌｔｅｒ）である。後述するＦＦＴ演算器１３で使用されるＦＦＴのサンプリング周波数ｆ_２とＡ／Ｄ変換８のサンプリング周波数ｆ_１とは異なるため、リサンプラー１０は、Ａ／Ｄ変換とＦＦＴの両者のサンプリング周波数ｆ_１，ｆ_２の不一致を調整する機能を有している。例えば、２．３１４２ＭＨｚのサンプリング周波数ｆ_１でＡ／Ｄ変換を受けたデータの数は、１秒当たり約２．３１４２×１０^６個である。リサンプラー１０は、ＦＦＴのサンプリング周波数ｆ_２に合わせて、Ａ／Ｄ変換器８からミキサー９を介して入力する信号Ｘ_ＬＰＤ’（ｎ）から、２．３１４２×１０^６／ｆ_２個おきに１個の信号を補間して抽出し、シンボル信号Ｘ_ＬＰＤ（ｎ）（ｎ＝０〜Ｍ−１）として出力する。尚、Ｍは、部分受信階層に対応するサブキャリア数を意味している。
【００６０】
一方、シンボル同期回路１１は、後述するように、リサンプラー１０からシリアルに入力するシンボル信号Ｘ_ＬＰＤ（ｎ）の時間的なズレを検出し、その検出信号ｋ_ｐｋを直並列変換器１２に出力する。直並列変換器１２は、入力するシンボル信号Ｘ_ＬＰＤ（ｎ）をバッファリングしつつ、検出信号ｋ_ｐｋを利用してＦＦＴ窓に合わせてＭ個のパラレル信号に変換し、ＦＦＴ演算器１３に出力する。ここで、ＦＦＴ窓とはＦＦＴ演算器１３で信号を取り込む時間領域を意味する。
【００６１】
次に、ＦＦＴ演算器１３は、Ｍ個のシンボル信号Ｘ_ＬＰＤ（０）〜Ｘ_ＬＰＤ（Ｍ−１）に対して高速フーリエ変換を実行することで、部分受信階層の帯域幅に対応するＭ個のＯＦＤＭ復調信号ｘ_Ｈ（ｋ）（ｋ：サブキャリア番号，ｋ＝０〜Ｍ−１）を出力することになる。等化器１４において、このＯＦＤＭ復調信号ｘ_Ｈ（ｋ）は、ＯＦＤＭ復調信号ｘ_Ｈ（ｋ）に埋め込まれたパイロット信号に基づいて等化処理が施された後、並直列変換器１５でシリアル信号に変換され、その後、チャンネル復号器１６で、キャリア復調（ＤＱＰＳＫの差動復調、もしくはＱＰＳＫや多値ＱＡＭの同期復調）、デインターリーブ、デマッピング、ビタビ復号化およびリードソロモン復号化などを施される。次いで、チャンネル復号器１６が出力した信号は、ソース復号器１７でＭＰＥＧ（ＭｏｖｉｎｇＰｉｃｔｕｒｅＥｘｐｅｒｔｓＧｒｏｕｐ）−２方式（１セグメント受信の場合はＭＰＥＧ−４）などに従って復号化された後、Ｄ／Ａ変換器１８でアナログ化され出力される。
【００６２】
｛２．周波数誤差検出処理｝
次に、本発明の特徴部分である広帯域周波数誤差の検出処理について説明する。誤差検出回路２０は、図１に示したように、ＦＦＴ演算器１３から出力されたＯＦＤＭ復調信号ｘ_Ｈ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｍ−１）に基づいて、広帯域および狭帯域の周波数誤差や、Ａ／Ｄ変換器８におけるＡ／Ｄ変換誤差を検出する機能を有する。周波数誤差の検出信号Ｓｆはミキサー９に出力されミキサー９において周波数誤差の補正処理が行なわれる。Ａ／Ｄ変換誤差の検出信号Ｓｔはリサンプラー１０に出力され、リサンプラー１０においてＡ／Ｄ変換誤差の補正処理（Ａ／Ｄ同期処理）が行なわれる。
【００６３】
次に、上記「発明が解決しようとする課題」において説明した３つの問題点▲１▼〜▲３▼に対する本発明の対処方法について説明する。
【００６４】
＜問題▲１▼（ＦＦＴ窓ずれの問題）に対する処理方法＞
数９式を用いて説明したように、ＦＦＴ窓がガードインターバル内にＬポイントずれ込んだ場合には、ＯＦＤＭ復調信号ｘ_Ｈ（ｋ）は、位相にｅｘｐ（−ｊ２πｎＬ／Ｎ）が付加されることになる。
【００６５】
そこで、次のような事実に着目する。順次入力される複数のシンボル信号に対してＦＦＴ窓ずれが変化しない限り、ＦＦＴ窓ずれによる付加位相も変化しない。つまり、付加位相はシンボル番号に依存しないことになる。これによると、たとえば隣接する２シンボル間において、共役複素乗算をすることにより、付加位相を消去することが可能である。この関係を数１０式に示す。
【００６６】
【数１０】

【００６７】
数１０式中、Ｘ_ｉ（ｎ）は、ｉ番目のシンボル信号を示し、Ｘ^＊ _ｉ−１（ｎ）は、ｉ−１番目のシンボル信号の複素共役を示している。このように、隣接する２シンボル間において共役複素乗算を行なった算出結果からは付加位相が消去されることがわかる。本発明の実施の形態においては、隣接する２シンボル間の複素共役演算を実行することにより、付加位相を消去することとしているが、２シンボル以上離れたシンボル間で複素共役演算を実行するようにしてもよく、同様に、付加位相を消去することが可能である。ただし、遅延回路の規模を大きくすることになるので、隣接シンボル間で演算することが好ましい。
【００６８】
＜問題▲２▼（ゼロフェーディングの問題）に対する処理方法＞
ＡＣ１信号と、ＴＭＣＣ信号を利用した広帯域周波数誤差検出アルゴリズムにおいては、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号の不確定性を消去するために、受信信号を自乗することを説明した。また、上述したように、ＦＦＴ窓ずれの影響を除去するために、隣接する２シンボル間で受信信号を乗算する対処方法を説明した。これらの結果、受信信号の振幅は、４乗に相当する演算が加えられることになる。このため、ゼロフェーディングによる振幅の変動幅は一層拡大することになる。この信号振幅の激しい変動はパイロット信号として利用するＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の振幅を極端に低下させる可能性があり、相関をとることが困難となる。
【００６９】
そこで、相関処理を行う前に、ノーマライズ処理を行うこととする。ノーマライズ処理とは、数１１式に示すように、受信信号を、その振幅値（絶対値）で除算することにより、振幅１の大きさの信号に変換する処理である。
【００７０】
【数１１】

【００７１】
このように、振幅を正規化することにより、＋Ａまたは−Ａの２値の信号であるＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号が＋１または−１の信号となり、その振幅が１となる。これにより、その後の自乗演算を行なっても振幅が変動するということはなく、相関処理に有利となる。
【００７２】
相関処理は、後で述べるように、復調装置が予め保持しているパイロットパターンとの間で相関値が算出される。このパイロットパターンにおけるパイロット信号を＋１の信号としておけば、マッチングした場合には、ノーマライズされたＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の本数分だけ振幅値（＋１）が加算されることになり、その相関値が単純に増加していくので、ピークを発生させることができるのである。
【００７３】
一方、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号や他のパイロット信号を除く情報信号は、ランダムな複素信号であるが、これら情報信号もノーマライズされることによりその振幅が１となる。しかし、相関値を計算する際には、様々な位相を持った複素信号が加算されることにより、その位相成分が打ち消され、振幅値は平均化される。このため、相関をとることが可能となるのである。
【００７４】
＜問題▲３▼（部分受信における問題）に対する処理方法＞
部分受信、とりわけ１セグメント受信においては、１シンボルに含まれるＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号の数が少ない。モードＩＩ、１セグメント受信の場合には、１シンボル２１６個のデータ中に、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号はあわせて６本だけである。このため、わずかなノイズを受けた場合でも、相関をとることは困難となる。そこで、本発明では、数１２式で示すような平均フィルターを用いることにより、この問題を解決する。
【００７５】
【数１２】

【００７６】
数１２式の平均フィルターは、４シンボル分の相関値を利用して、相関値の平均値を算出するフィルターである。平均フィルターｈ（ｎ）に、３シンボル分の相関値（２１６×３）と４シンボル目の最初の相関値が入力されると、先頭の相関値と、２１５個の間隔を空けた２１７番目の相関値と、さらに、２１５個の間隔を空けた４３３番目の相関値と、最後の相関値とが合計された上で、４で除算されることにより、最初の相関値の平均値が算出される。
【００７７】
次に、先頭の相関値が取り出され、相関値信号列が順に先頭側に１つづつ移動し、信号列の最後に、４シンボル目の２番目の相関値が入力される。そして、同様に、先頭の相関値と２１７番目の相関値と４３３番目の相関値と最後の相関値とが加算され、４で除算されることにより、２番目の相関値（つまり、１ポイントだけパイロットパターンをずらした状態での相関値）の平均値が算出される。以下、このような処理を繰り返すことにより、０〜Ｍ点だけパイロットパターンをずらした相関値の各平均値（Ｍ点）が算出されるのである。
【００７８】
このように、４シンボル分の相関値の平均値を利用することで、結局、４シンボル分のＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号を加味した相関をとることになるので、相関の信頼性を向上させることが可能である。
【００７９】
｛３．周波数誤差検出回路の構成｝
次に、上述した３つの問題点の解決方法を実現する回路構成について説明する。図２は、誤差検出回路２０の機能ブロック図である。図は、周波数誤差検出処理に関わる機能ブロックのみを示しており、Ａ／Ｄ変換誤差の検出処理に関わる機能ブロックは省略している。
【００８０】
ＦＦＴ演算部１３から出力されたＯＦＤＭ復調信号ｘ_Ｈ（ｋ）は、シリアルに誤差検出回路２０に入力され、誤差検出回路２０において、まず、ノーマライズ処理が施される。ノーマライズ処理部２１では、ＯＦＤＭ復調信号ｘ_Ｈ（ｋ）が２方向に分岐し、分岐された一方では、振幅値演算部２１１において、入力信号の振幅値｜ｘ_Ｈ（ｋ）｜が算出される。そして、振幅値演算部２１１からは、１／｜ｘ_Ｈ（ｋ）｜が出力される。そして、乗算器２１２において、振幅値演算部２１１からの出力信号（１／｜ｘ_Ｈ（ｋ）｜）と、分岐した他方の信号ｘ_Ｈ（ｋ）とが乗算されて、信号（ｘ_Ｈ（ｋ）／｜ｘ_Ｈ（ｋ）｜）が出力される。このノーマライズ処理が、数１１式の演算に対応する。
【００８１】
ノーマライズ処理部２１から出力された信号は、次に、付加位相除去部２２に入力される。付加位相除去部２２に入力された信号は、２方向に分岐し、分岐された一方は、遅延回路２２１に入力される。遅延回路２２１に入力された信号は、１シンボル期間（Ｍ点）遅延したのち、乗算器２２３に出力される。分岐された他方の信号は、複素共役演算部２２２において、複素共役信号が算出される。そして、遅延回路２２１から出力された１シンボル前の信号と、複素共役演算部２２２の出力信号とが乗算器２２３において乗算される。この乗算処理が、数１０式の演算に対応している。
【００８２】
以上の処理により、ノーマライズ処理と隣接シンボル間の乗算処理が実行されたことになる。
【００８３】
付加位相除去部２２から出力された信号は、次に、自乗演算部２３に入力される。自乗演算部２３に入力された信号は、２方向に分岐され、それぞれ乗算部２３１において乗算される。この自乗演算により、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の不確定性が除去される。すなわち、正負２値（＋Ａｏｒ−Ａ）の信号であるＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号は、ノーマライズ処理部２１において正負２値（＋１ｏｒ−１）の信号に変換されており、さらに、自乗演算部２３において、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号は全て＋１の信号となる。
【００８４】
自乗演算部２３から出力された信号は、相関処理部３０に入力される。図３は、相関処理部３０の機能ブロック図である。相関処理部３０に入力された信号は、遅延器３１に入力される。遅延器３１は、１シンボル分の入力信号を格納することができるレジスタが直列に接続された構成であり、信号を入力すると、それまで格納されていた信号を次段のレジスタへシフトして各レジスタの更新を行う。
【００８５】
次に、これら遅延器３１に格納された１シンボル分のＭ点の信号が相関器３２に入力され、パイロットパターン格納部３３から入力した１シンボル分のＭ点のパイロットパターン信号との間でそれぞれ乗算処理が行われる。パイロットパターン信号は、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号が配置されるサブキャリア位置のみに所定振幅（ここでは、振幅１の実数信号とする）の信号が存在し、残りのサブキャリア位置には０信号が埋められたパターン信号である。
【００８６】
そして、相関器３２において、これら１シンボル分の入力信号とパイロット信号とのＭ個の乗算値に対して加算処理が行なわれ、相関値が算出される。このようにして、相関値が算出されると、遅延器３１に次の信号が入力され、各レジスタの信号値が更新されて、次段の相関値が算出される。このようにして、パイロットパターンと入力信号と組み合わせを１ポイントずつずらしつつ相関値が算出され、順次、相関値が出力されるのである。
【００８７】
相関器３２から出力された信号は、次に、移動平均フィルター３４に入力される。移動平均フィルター３４は、上述した数１２式で表されるフィルターであり、相関器３２から順次入力する相関値の信号について４シンボル分の平均値を算出する。
【００８８】
図２に戻り、移動平均フィルター３４から出力された信号は、演算部２４において絶対値の自乗演算が行なわれる。相関処理部３０において、実際には、複素信号の実数部と虚数部の２系列の相関処理が行なわれており、相関処理部３０から出力される相関値の信号も、実数部および虚数部の２系列の信号である。したがって、この演算部２４において、複素信号の振幅演算を行うことにより、複素信号の振幅に対する相関値を求めるのである。
【００８９】
演算部２４から出力された相関値の信号は、順次ピーク検出部２５に入力される。ピーク検出部２４は、入力した相関値について、所定の閾値を上回るピークが発生しているサブキャリア位置を特定する。そして、周波数誤差検出部２６は、ピークの発生しているサブキャリア位置と、本来のパイロットパターン位置との誤差度合から周波数誤差の検出信号Ｓｆを算出する。
【００９０】
このようにして、誤差検出回路２０において周波数誤差の検出信号Ｓｆが算出されると、検出信号Ｓｆが図１で示したミキサー９に送信され、ミキサー９において補正処理が行なわれるのである。
【００９１】
＜別の実施の形態＞
図４は、図２で示した相関処理部３０の別の実施の形態である相関処理部３０Ａの機能ブロック図である。
【００９２】
相関処理部３０Ａに入力された信号は、遅延器３５ａ〜３５ｄに入力される。遅延器３５ａ〜３５ｄは、全体で４シンボル分の入力信号を格納することができるレジスタが直列に接続された構成であり、信号を入力すると、それまで格納されていた信号を次段のレジスタへシフトして各レジスタの更新を行う。
【００９３】
次に、これら遅延器３５ａ〜３５ｄに格納された４シンボル分の信号が相関器３６に入力され、パイロットパターン格納部３７から入力した４シンボル分のパイロットパターン信号との間でそれぞれ乗算処理が行われる。ここで、４シンボル分のパイロットパターン信号とは、１シンボル分のパイロットパターン信号を直列に４シンボル分接続したものである。そして、相関器３６において、これら４シンボル分の入力信号とパイロット信号との（Ｍ×４）個の乗算値に対して加算処理が行なわれ、相関値が算出される。このようにして、相関値が算出されると、遅延器３５ａに次の信号が入力され、各レジスタの信号値が更新されて、次段の相関値が算出される。このようにして、パイロットパターンと入力信号と組み合わせを１ポイントずつずらしつつ相関値が算出され、順次、相関値が出力されるのである。
【００９４】
そして、相関処理部３０Ａから出力された相関値の信号は、前述した場合と、同様に、演算部２４、ピーク検出部２５、周波数誤差検出部２６を経て検出信号Ｓｆを算出するのである。
【００９５】
＜変形例＞
図５は、図２で示したノーマライズ処理部２１の変形例であるノーマライズ処理部２１ａの機能ブロック図である。このノーマライズ処理部２１ａは、図２で示したノーマライズ処理部２１と自乗演算部２３の両方の役割を持つ機能部である。したがって、ノーマライズ処理部２１ａを採用する場合には、図２で示した自乗演算部２３は不要である。
【００９６】
具体的には、ノーマライズ処理部２１ａには、分岐ライン２１３が追加されることにより、自乗演算が実行される。そして、ＯＦＤＭ復調信号ｘ_Ｈ（ｋ）に対して自乗演算を実行する関係上、振幅値演算部２１４においては、振幅値の自乗を算出して、１／（｜ｘ_Ｈ（ｋ）｜^２）を出力することとしている。これにより、乗算器２１５の出力信号は、ｘ_Ｈ（ｋ）^２／｜ｘ_Ｈ（ｋ）｜^２となる。
【００９７】
このような構成であれば、振幅値演算部２１４は、複素信号の振幅値の自乗演算を行えばよいので、乗算器と加算器で実現することが可能である。つまり、複素信号の振幅値を算出させるためには、参照用テーブルを格納するＲＯＭが必要となるが、この変形例であれば、そのようなＲＯＭを不要とすることが可能である。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１および請求項１１記載の発明では、ＯＦＤＭ復調信号を振幅値で除算することにより正規化するので、正負２値の実数をとる制御信号を±１に変換することができる。これにより、後の自乗演算で制御信号は＋１の信号となるので、相関に有利となる。
【００９９】
請求項２、３および１２記載の発明では、サブキャリア間で共役複素乗算を行なうことにより、ＦＦＴ窓のずれ込みにより発生する付加位相を除去することが可能である。
【０１００】
請求項４、６および１３記載の発明では、複数のシンボルに対する相関値の平均値をとるので、相関精度を向上させることが可能である。
【０１０１】
請求項５、７および１４記載の発明では、複数のシンボルの復調信号を用いて相関値を算出するので、相関精度を向上させることが可能である。
【０１０２】
請求項８記載の発明では、１セグメント受信に適用させることにより、パイロット信号が少ない受信処理においても、精度の高い相関処理を行なうことができる。
【０１０３】
請求項９記載の発明では、制御信号としてＡＣ１信号を利用することにより、セグメント方式のＯＦＤＭ伝送においても相関処理が可能である。
【０１０４】
請求項１０記載の発明では、制御信号としてＴＭＣＣ信号を利用することにより、セグメント方式のＯＦＤＭ伝送においても相関処理が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ用復調装置の全体概略図である。
【図２】誤差検出回路の機能ブロック図である。
【図３】相関処理部の機能ブロック図である。
【図４】別の実施の形態にかかる相関処理部の機能ブロック図である。
【図５】変形例を示す図である。
【図６】ＯＦＤＭシンボル信号のフォーマットを示す図である。
【図７】周波数領域のＯＦＤＭ信号フォーマットを示す図である。
【図８】軽微なフェーディングを受けた受信信号を表す図である。
【図９】ゼロフェーディングを受けた受信信号を表す図である。
【符号の説明】
２０誤差検出回路
２１ノーマライズ処理部
２２付加位相除去部
２３自乗演算部
２５ピーク検出部
２６周波数誤差検出部
３０相関処理部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a technique for detecting a frequency error of a received signal in an OFDM transmission system.
[0002]
[Prior art]
<Outline of OFDM>
An OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system exists as a transmission system used in terrestrial digital broadcasting. OFDM is one of multi-carrier transmission schemes for transmitting transmission data by dividing the transmission data into a plurality of carriers. The OFDM is resistant to frequency-selective phasing in a multipath transmission path, and the spectrum of each sub-channel can be densely arranged. There are advantages such as high frequency use efficiency.
[0003]
As shown in FIG. 6, in the Japanese standard, a symbol signal modulated by the OFDM scheme is composed of an effective symbol including an information signal and a control signal and a guard interval added for the purpose of reducing the influence of multipath. It is configured. The guard interval is set at the beginning of each symbol signal, and is a copy of the end of the effective symbol. If the delay time of the reflected wave by the multipath is within the guard interval period Tg, it is possible to extract data for one complete symbol without the influence of intersymbol interference (ISI). Note that the guard interval period Tg is usually set to one of 1/4, 1/8, 1/16, and 1/32 of the effective symbol period Tu.
[0004]
Further, as shown in FIG. 7, the Japanese standard defines a so-called “layer transmission” in which the spectrum of the symbol signal 50 having a bandwidth of 6 MHz to 8 MHz is divided into a plurality of layers L1, L2, and L3 and transmitted. It is possible. Each layer further includes one or more segments S1, S2,..., S13 for synchronous modulation or differential modulation. In addition, a modulation method such as QPSK, DQPSK, or multi-level QAM, or a coding rate of error correction coding can be individually specified in units of layers or segments.
[0005]
In the OFDM demodulator, a reception mode in which only some layers are partially extracted from the plurality of layers L1, L2, and L3 and received (partial reception) is also performed. In the mobile communication terminal and the mobile communication terminal, a mode is adopted in which the layer L2, that is, only one segment is received. As a result, the circuit configuration of the OFDM demodulator mounted on a mobile communication terminal or a mobile communication terminal is made compact, and power consumption is reduced.
[0006]
<Generation of frequency error and its detection method>
A signal transmitted by the OFDM transmission method is demodulated by performing FFT conversion in a demodulation device (reception device). However, when a wideband frequency error (a large deviation exceeding the subcarrier interval) occurs in the received signal, the frequency of each signal shifts in the FFT transform, so that a signal cannot be extracted from a correct subcarrier.
[0007]
First, the wideband frequency error will be described. The signal X (n) transmitted from the transmitting device is represented by Expression 1.
[0008]
(Equation 1)

[0009]
Here, in Equation 1, k is the subcarrier number, and N is the total number of carriers. This transmission signal is converted into a signal X (t) represented by Expression 2 by D / A conversion.
[0010]
(Equation 2)

[0011]
Where T is a sampling interval, f₀Is the subcarrier interval (angular frequency), and the subcarrier interval f₀Is represented by Equation 3.
[0012]
(Equation 3)

[0013]
When the transmission signal expressed by the equation (2) receives a frequency error in the transmission path, it becomes a signal Xr (t) expressed by the equation (4).
[0014]
(Equation 4)

[0015]
The demodulator in the OFDM transmission receives the signal having the frequency error. Here, Δf is a frequency error. The received signal Xr (t) represented by Expression 4 is subjected to A / D conversion to become a signal Xr (n) represented by Expression 5.
[0016]
(Equation 5)

[0017]
Here, Δf is decomposed as shown in Expression 6.
[0018]
(Equation 6)

[0019]
Here, K is an integer and is a value indicating the magnitude of a frequency error in a wide band. On the other hand, Δf₀/ F₀Is a decimal number smaller than 1 and is a value indicating the magnitude of a narrow-band frequency error.
[0020]
In the present invention, attention is paid to a frequency error in a wide band, so that Δf = Kf₀Assume that By making such an assumption, the received signal Xr (n) is expressed by Expression 7.
[0021]
(Equation 7)

[0022]
Then, by performing the FFT on the received signal Xr (n) expressed by the equation (7), a shift of K points occurs in the conversion area. This shift of the K point is a wideband frequency error. Note that the frequency error represented by the integer K is the subcarrier interval f₀Is a relative value when is set to 1.
[0023]
As described above, since the signal received by the demodulator has an error in the broadband frequency, it is necessary to detect the frequency error and correct the frequency error in order to correctly extract data from each subcarrier. Then, in order to detect a frequency error, a method of correlating a pilot signal embedded in a received signal with a pilot pattern held in advance by a demodulator is generally performed.
[0024]
Here, in the OFDM format of the European standard, there is a pilot (CP: continuous pilot) having a fixed subcarrier position and amplitude inserted in one symbol, so that correlation can be easily obtained. However, in the segment standard OFDM format of the Japanese standard, one symbol is composed of 13 segments, and the segment is composed of two types of a differential modulation segment and a synchronous modulation segment, and the arrangement of pilots differs depending on the type of the segment. .
[0025]
In view of this, Japanese Patent Application No. 2001-320404 proposes, by the same applicant, a method of obtaining a correlation in OFDM of Japanese standard in which there is no pilot data with a fixed insertion position.
[0026]
In this proposal, the AC1 signal and the TMCC signal are used as pilots. This is because the AC1 signal and the TMCC signal are always arranged at the same carrier position without being affected by the segment configuration. However, since the AC1 signal and the TMCC signal are signals subjected to DBPSK modulation, their values are not known in arbitrary symbols. However, since the DBPSK signal is a binary real number signal having a positive or negative value, it becomes a positive real number if squared, and the uncertainty can be eliminated. Therefore, the correlation processing is realized by a method of calculating the square after calculating the square of the received signal. With the above-described method, a frequency error can be detected for a received OFDM signal of the segment system.
[0027]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the frequency error is detected by the above-described method, there are the following problems.
[0028]
<Problem (1)-FFT window shift problem->
In actual reception processing, the FFT window may be shifted within the guard interval. In such a case, since the phase of the pilot included in the received signal rotates, even if the receiving side attempts to obtain a correlation using a pilot pattern, accurate correlation cannot be obtained.
[0029]
Here, a signal x (n) obtained by subjecting the signal X (n) received by the OFDM demodulator to FFT conversion is represented by Expression 8.
[0030]
(Equation 8)

[0031]
Next, it is assumed that the FFT window is shifted by L points. In this case, a relationship such as Expression 9 is established due to the nature of the cyclic shift of the DFT operation.
[0032]
(Equation 9)

[0033]
That is, when the FFT transform is performed with the FFT window shifted by L points, the calculated OFDM demodulated signal is compared with the case where the FFT transform is performed with no frequency error (no cyclic shift). Is added to the phase exp (−j2πnL / N). Here, the L point is a subcarrier interval f₀Is a relative value of the frequency error when ポイント is one point. Therefore, the AC1 signal and the TMCC signal included in the received signal X (n) are also rotated, which hinders correlation.
[0034]
<Issue # 2-Zero fading problem->
Next, in a static multipath transmission path with a small D / U, deep and long fading occurs, and the amplitude of the pilot is extremely reduced, so that accurate correlation cannot be obtained. There is.
[0035]
FIG. 8 is a diagram illustrating the amplitude of a received signal that has undergone slight fading. In the figure, the horizontal axis indicates the subcarrier number, and the vertical axis indicates the normalized amplitude value. On the other hand, FIG. 9 is a diagram illustrating the amplitude of a received signal when a signal transmitted under the same environment as in FIG. 8 has undergone zero fading. Zero fading occurs in a multipath environment in which the delay time of the reflected wave is short and the amplitude of the reflected wave is not different from the amplitude of the direct wave. In this case, as shown in the figure, the amplitude of the signal fluctuates violently and may drop to near zero. It can be seen that the received signal is significantly damaged as compared with the received signal that has undergone slight fading shown in FIG.
[0036]
<Issue 3-Problems with Partial Reception->
As described above, as a method of receiving an OFDM signal, there is a method of selecting and processing some segments (for example, one segment) from received segments. This partial reception is used, for example, for reception processing by a mobile terminal such as a PDA or a mobile phone.
[0037]
Since the partial reception is a method of receiving data of some segments, the number of pilots included in a signal of one symbol is necessarily small. This is the same even when the AC1 signal and the TMCC signal are used as pilots. For this reason, there is a problem that the accuracy of the correlation is degraded when affected by noise. If the C / N is reduced, the correlation cannot be obtained on the receiving side.
[0038]
A first object of the present invention is to detect a highly accurate frequency error without being affected by an FFT window shift.
[0039]
A second object of the present invention is to detect a highly accurate frequency error even in a zero fading environment.
[0040]
A third object of the present invention is to detect a highly accurate frequency error even in an OFDM demodulator that performs partial reception.
[0041]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, the invention according to claim 1 is an apparatus for detecting a frequency error in OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) transmission of a segment system, wherein the OFDM signal is a segment constituting one symbol of the OFDM signal. Irrespective of the arrangement of the control signal, the control signal includes a fixed subcarrier position is fixed, and the control signal is a signal having two real values of positive and negative equal equal absolute value, a) means for storing a pilot pattern indicating a subcarrier position within one symbol of the control signal; b) FFT operation means for outputting an OFDM demodulated signal by performing an FFT operation on an OFDM reception signal; c) the OFDM demodulation By dividing the signal by its amplitude value, the amplitude of the information signal, which is a complex signal, and the control signal, which is a real signal, is calculated. Means for outputting a magnitude signal as a normalized signal; d) a square operation means for calculating the square of the signal value of the normalized signal; and e) a correlation between the output signal of the square operation means and the pilot pattern. And a correlation means for calculating a value, wherein a frequency shift is detected from a correlation result by the correlation means.
[0042]
According to a second aspect of the present invention, there is provided the frequency error detecting apparatus in the OFDM demodulating apparatus according to the first aspect, further comprising: (f) performing a k-th ( k is an integer from 0 to N-1; N is the number of subcarriers in one symbol) between the OFDM demodulated signal at the subcarrier position and the OFDM demodulated signal at the same k-th subcarrier position in another symbol. , Means for performing conjugate complex multiplication.
[0043]
According to a third aspect of the present invention, in the frequency error detecting apparatus of the OFDM demodulating apparatus according to the second aspect, the means f) performs conjugate complex multiplication between two adjacent symbols.
[0044]
According to a fourth aspect of the present invention, in the frequency error detecting apparatus of the OFDM demodulating apparatus according to any one of the first to third aspects, the correlating means is obtained by e-1) correlation processing on a plurality of symbols. Means for calculating an average correlation value from the correlation value.
[0045]
According to a fifth aspect of the present invention, in the frequency error detecting device in the OFDM demodulating device according to any one of the first to third aspects, the correlating means includes e-2) connecting the pilot pattern in series with a plurality of symbols. Means for calculating a correlation value between the pattern signal and an OFDM demodulated signal connected in series with the same number of symbols.
[0046]
According to a sixth aspect of the present invention, in the frequency error detecting apparatus of the OFDM demodulating apparatus according to the fourth aspect, the means e-1) calculates an average value of correlation values for four symbols.
[0047]
According to a seventh aspect of the present invention, in the frequency error detecting apparatus of the OFDM demodulating apparatus according to the fifth aspect, the means e-2) is connected in series with four symbols of pattern signals and four symbols in series. A correlation value is calculated between the OFDM demodulated signal and the OFDM demodulated signal.
[0048]
According to an eighth aspect of the present invention, in the frequency error detection device of the OFDM demodulation device according to any one of the first to seventh aspects, the OFDM demodulation device is a demodulation device that performs one-segment reception, and the FFT operation is performed. The OFDM demodulated signal output from the device is a signal for one segment.
[0049]
According to a ninth aspect of the present invention, in the frequency error detection device of the OFDM demodulation device according to any one of the first to eighth aspects, the control signal is an AC1 signal transmitted in the segment type OFDM transmission. It is characterized by including.
[0050]
According to a tenth aspect of the present invention, in the frequency error detection device in the OFDM demodulation device according to any one of the first to eighth aspects, the control signal is a TMCC signal transmitted in the segment type OFDM transmission. It is characterized by including.
[0051]
According to an eleventh aspect of the present invention, there is provided a method of detecting a frequency error in OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) transmission of a segment system, wherein the OFDM signal does not depend on the arrangement of segments constituting one symbol of the OFDM signal. , And a control signal having a fixed subcarrier position to be inserted, and the control signal is a signal having two positive and negative real values having the same absolute value, and a) FFT of the OFDM reception signal Outputting an OFDM demodulated signal by performing an operation; b) dividing the OFDM demodulated signal by its amplitude value to output a normalized signal; and c) performing a square operation on the signal value of the normalized signal. And d) calculating a correlation value between the pilot pattern indicating a subcarrier position in one symbol of the control signal and the output signal of the step c). Characterized in that it comprises a step.
[0052]
According to a twelfth aspect of the present invention, in the frequency error detecting method for an OFDM demodulator according to the eleventh aspect, further, e) in a step before the step d), a k-th (k is 0 to 0) in one symbol Conjugate complex multiplication between an OFDM demodulation signal at a subcarrier position of N-1; N is the number of subcarriers in one symbol) and an OFDM demodulation signal at the same k-th subcarrier position in another symbol Performing the following.
[0053]
According to a thirteenth aspect of the present invention, in the frequency error detection method for an OFDM demodulator according to the eleventh or twelfth aspect, the step d) is performed by d-1) a correlation value obtained by performing a correlation process on a plurality of symbols. Calculating an average correlation value from
[0054]
According to a fourteenth aspect of the present invention, in the frequency error detecting method for an OFDM demodulator according to the eleventh or twelfth aspect, the step d) includes: d-2) a pattern signal in which the pilot pattern is connected in series with a plurality of symbols. And calculating a correlation value between the OFDM demodulated signals connected in series with the same number of symbols.
[0055]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Here, an embodiment in which the OFDM demodulator according to the present invention is applied to partial reception processing (one-segment reception processing) will be described. However, the OFDM demodulation device of the present invention is also applicable to demodulation processing for receiving all 13 segments.
[0056]
｛1. Overview of overall configuration and overall processing｝
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an OFDM demodulator according to an embodiment of the present invention. The OFDM demodulator includes a receiving antenna 2, a tuner 3, a bandpass filter 4, a mixer 5, and a carrier oscillator 6. An RF (Radio Frequency) signal 1 transmitted from an OFDM transmission device (not shown) is received by a receiving antenna 2 through a transmission path, and then frequency-converted by a tuner 3 into an IF (Intermediate Frequency) signal. The IF signal is input to a mixer 5 via a band pass filter (BPF) 4 and is multiplied by a signal supplied from a carrier oscillator 6. The configuration of the symbol signal included in the RF signal 1 is the same as that shown in FIGS. 6 and 7, and is a signal having a bandwidth of 13 segments.
[0057]
The OFDM demodulator further includes a bandpass filter 7, an A / D converter 8, a mixer 9, a resampler 10, a symbol synchronization circuit 11, a serial / parallel converter 12, an FFT calculator 13, and an equalizer 14. ing. The band-pass filter 7 converts the analog signal X (t) having a bandwidth of 6 MHz output from the mixer 5 into an analog signal X having a bandwidth of 428.57 kHz corresponding to a partial reception layer (one segment)._LP(T) is extracted and output. The A / D converter 8 outputs the analog signal X at a cycle of N / M 'times (N> M') the normal sampling cycle T._LP(T) is sampled and quantized with a predetermined number of quantization bits, whereby the symbol signal X in the OFDM format at the point M 'on the time axis is obtained._LPD'(N) (n = 0 to M'-1) is output. Here, the normal sampling period T means a period at which symbol signals of the number of multiplexed subcarriers (= N) can be sampled from the analog signal X (t) by A / D conversion.
[0058]
Next, the signal X output from the A / D converter 8_LPD'(N) is subjected to correction of wide-band and narrow-band frequency errors and the like by the mixer 9, and then the signal rate is adjusted by the resampler 10, and then output to the serial-parallel converter 12.
[0059]
The resampler 10 is a polyphase filter that performs an interpolation process and a decimation process on an input signal. Sampling frequency f of FFT used in FFT operation unit 13 described later₂And sampling frequency f of A / D converter 8₁Is different from the sampling frequency f of both the A / D conversion and the FFT.₁, F₂Has a function of adjusting the mismatch. For example, a sampling frequency f of 2.3142 MHz₁The number of data subjected to A / D conversion is about 2.3142 × 10⁶Individual. The resampler 10 has a sampling frequency f of FFT.₂, The signal X input from the A / D converter 8 via the mixer 9_LPD'(N) to 2.3142 × 10⁶/ F₂Every other signal is interpolated and extracted, and the symbol signal X_LPD(N) and output as (n = 0 to M-1). Note that M means the number of subcarriers corresponding to the partial reception hierarchy.
[0060]
On the other hand, as will be described later, the symbol synchronization circuit 11 outputs a symbol signal X serially input from the resampler 10._LPDThe time shift of (n) is detected, and the detection signal k_pkIs output to the serial-parallel converter 12. The serial / parallel converter 12 receives the symbol signal X_LPDWhile buffering (n), the detection signal k_pkIs converted into M parallel signals in accordance with the FFT window, and output to the FFT calculator 13. Here, the FFT window means a time domain in which the FFT calculator 13 captures a signal.
[0061]
Next, the FFT calculator 13 calculates the M symbol signals X_LPD(0) to X_LPDBy performing a fast Fourier transform on (M-1), M OFDM demodulated signals x corresponding to the bandwidth of the partial reception layer are obtained._H(K) (k: subcarrier number, k = 0 to M-1) will be output. In the equalizer 14, this OFDM demodulated signal x_H(K) is an OFDM demodulated signal x_HAfter performing equalization processing based on the pilot signal embedded in (k), the signal is converted into a serial signal by the parallel / serial converter 15, and then carrier demodulation (DQPSK differential demodulation, Or, they are subjected to deinterleaving, demapping, Viterbi decoding, Reed-Solomon decoding, and the like. Next, the signal output from the channel decoder 16 is decoded by the source decoder 17 according to the MPEG (Moving Picture Experts Group) -2 method (MPEG-4 in the case of one-segment reception), and then D / A converted. The signal is converted into an analog signal by the device 18 and output.
[0062]
{2. Frequency error detection processing
Next, a detection process of a wideband frequency error which is a feature of the present invention will be described. The error detection circuit 20 outputs the OFDM demodulated signal x output from the FFT operator 13 as shown in FIG._H(K) Based on (k = 0 to M−1), a function of detecting a wideband and narrowband frequency error and an A / D conversion error in the A / D converter 8 is provided. The frequency error detection signal Sf is output to the mixer 9 where the frequency error is corrected. The A / D conversion error detection signal St is output to the resampler 10, and the resampler 10 performs A / D conversion error correction processing (A / D synchronization processing).
[0063]
Next, a method of dealing with the three problems (1) to (3) described in the above “Problems to be Solved by the Invention” will be described.
[0064]
<Processing method for problem (1) (FFT window shift problem)>
As described using Equation 9, when the FFT window is shifted by L points within the guard interval, the OFDM demodulated signal x_HIn (k), exp (-j2πnL / N) is added to the phase.
[0065]
Therefore, we focus on the following facts. As long as the FFT window shift does not change for a plurality of sequentially input symbol signals, the additional phase due to the FFT window shift does not change. That is, the additional phase does not depend on the symbol number. According to this, for example, by performing conjugate complex multiplication between two adjacent symbols, it is possible to eliminate the additional phase. This relationship is shown in Expression 10.
[0066]
(Equation 10)

[0067]
In the formula 10, X_i(N) indicates the ith symbol signal, and X^* _i-1(N) indicates the complex conjugate of the (i-1) th symbol signal. As described above, it can be seen from the calculation result obtained by performing conjugate complex multiplication between two adjacent symbols that the additional phase is eliminated. In the embodiment of the present invention, an additional phase is eliminated by executing a complex conjugate operation between two adjacent symbols. However, a complex conjugate operation is executed between symbols separated by two or more symbols. Similarly, the additional phase can be eliminated. However, since the scale of the delay circuit is increased, it is preferable to perform the calculation between adjacent symbols.
[0068]
<Processing for problem (2) (zero fading problem)>
In the broadband frequency error detection algorithm using the AC1 signal and the TMCC signal, it has been described that the received signal is squared in order to eliminate the uncertainty between the AC1 signal and the TMCC signal. In addition, as described above, a method of multiplying a received signal between two adjacent symbols in order to remove the influence of the FFT window shift has been described. As a result, an operation equivalent to the fourth power is added to the amplitude of the received signal. For this reason, the amplitude fluctuation range due to zero fading is further expanded. This drastic fluctuation in the signal amplitude may extremely lower the amplitudes of the AC1 signal and the TMCC signal used as the pilot signal, making it difficult to obtain a correlation.
[0069]
Therefore, before performing the correlation processing, normalization processing is performed. The normalizing process is a process of converting a received signal into a signal having an amplitude of 1 by dividing the received signal by its amplitude value (absolute value) as shown in Expression 11.
[0070]
(Equation 11)

[0071]
Thus, by normalizing the amplitude, the AC1 signal and the TMCC signal, which are binary signals of + A or -A, become +1 or -1 signals, and the amplitude becomes 1. As a result, the amplitude does not fluctuate even if a subsequent square calculation is performed, which is advantageous for correlation processing.
[0072]
In the correlation processing, as described later, a correlation value is calculated with a pilot pattern held in advance by the demodulation device. If the pilot signal in this pilot pattern is set to a signal of +1, when matching is performed, the amplitude value (+1) is added by the number of the normalized AC1 signal and the number of TMCC signals, and the correlation value is simple. , A peak can be generated.
[0073]
On the other hand, the information signals excluding the AC1 signal, the TMCC signal, and other pilot signals are random complex signals, and the amplitude of these information signals becomes 1 by being normalized. However, when calculating the correlation value, complex signals having various phases are added to cancel the phase component, and the amplitude values are averaged. Therefore, it is possible to take a correlation.
[0074]
<Processing for Problem (3) (Problem in Partial Reception)>
In partial reception, especially one-segment reception, the number of AC1 signals and TMCC signals included in one symbol is small. In the case of mode II, one-segment reception, there are only six AC1 signals and TMCC signals in 216 data per symbol. For this reason, it is difficult to obtain a correlation even when receiving a slight noise. Therefore, the present invention solves this problem by using an average filter as shown in Expression 12.
[0075]
(Equation 12)

[0076]
The average filter of Expression 12 is a filter that calculates an average value of correlation values using correlation values for four symbols. When the correlation value (216 × 3) for three symbols and the first correlation value of the fourth symbol are input to the average filter h (n), the correlation value at the beginning and the 217th correlation value at 215 intervals are obtained. The correlation value, the 433th correlation value spaced at 215 intervals, and the last correlation value are summed and divided by 4 to calculate the average value of the first correlation value. You.
[0077]
Next, the leading correlation value is taken out, the correlation value signal sequence is sequentially moved one by one to the leading side, and the second correlation value of the fourth symbol is input at the end of the signal sequence. Then, similarly, the first correlation value, the 217th correlation value, the 433th correlation value, and the last correlation value are added and divided by 4, thereby obtaining the second correlation value (that is, only one point). The average value of the correlation values with the pilot pattern shifted) is calculated. Hereinafter, by repeating such processing, each average value (M points) of the correlation values obtained by shifting the pilot pattern by 0 to M points is calculated.
[0078]
In this way, by using the average value of the correlation values for four symbols, a correlation is taken in consideration of the AC1 signal and the TMCC signal for four symbols, so that the reliability of the correlation can be improved. It is possible.
[0079]
{3. Configuration of frequency error detection circuit｝
Next, a circuit configuration for realizing a method for solving the above three problems will be described. FIG. 2 is a functional block diagram of the error detection circuit 20. The figure shows only the functional blocks relating to the frequency error detection processing, and omits the functional blocks relating to the A / D conversion error detection processing.
[0080]
OFDM demodulated signal x output from FFT operation unit 13_H(K) is serially input to the error detection circuit 20, and the error detection circuit 20 first performs normalization processing. In the normalization processing unit 21, the OFDM demodulated signal x_H(K) is branched in two directions, and on the other hand, the amplitude value calculator x 211 outputs the amplitude value | x of the input signal._H(K) | is calculated. Then, the amplitude value calculation unit 211 outputs 1 / | x_H(K) | is output. Then, in the multiplier 212, the output signal (1 / | x_H(K) |) and the other branched signal x_H(K) and the signal (x_H(K) / | x_H(K) |) is output. This normalization processing corresponds to the calculation of Expression 11.
[0081]
Next, the signal output from the normalizing processing unit 21 is input to the additional phase removing unit 22. The signal input to the additional phase removing unit 22 is split in two directions, and one of the split signals is input to the delay circuit 221. The signal input to the delay circuit 221 is output to the multiplier 223 after being delayed by one symbol period (M point). A complex conjugate signal is calculated by the complex conjugate operation unit 222 for the other branched signal. Then, the multiplier 223 multiplies the signal one symbol before output from the delay circuit 221 by the output signal of the complex conjugate operation unit 222. This multiplication process corresponds to the operation of Expression 10.
[0082]
By the above processing, the normalization processing and the multiplication processing between adjacent symbols are executed.
[0083]
Next, the signal output from the additional phase removing unit 22 is input to the square operation unit 23. The signal input to the square operation unit 23 is branched in two directions, and is multiplied by the multiplication units 231 respectively. By this square operation, the uncertainty of the AC1 signal and the TMCC signal is removed. That is, the AC1 signal and the TMCC signal, which are binary (+ Aor-A) signals, are converted to binary signals (+1 or -1) by the normalization processing unit 21. The AC1 signal and the TMCC signal are all +1 signals.
[0084]
The signal output from the square operation unit 23 is input to the correlation processing unit 30. FIG. 3 is a functional block diagram of the correlation processing unit 30. The signal input to the correlation processing unit 30 is input to the delay unit 31. The delay unit 31 has a configuration in which registers capable of storing an input signal for one symbol are connected in series. When a signal is input, the signal stored up to that point is shifted to the next-stage register, and each signal is shifted. Update the register.
[0085]
Next, the signal at M points for one symbol stored in the delay unit 31 is input to the correlator 32, and each of the signals at the M points for one symbol input from the pilot pattern storage unit 33 Multiplication processing is performed. In the pilot pattern signal, a signal of a predetermined amplitude (here, a real number signal having an amplitude of 1) exists only at the subcarrier position where the AC1 signal and the TMCC signal are arranged, and 0 signals are filled in the remaining subcarrier positions. This is the pattern signal obtained.
[0086]
Then, the correlator 32 performs an addition process on the M multiplied values of the input signal for one symbol and the pilot signal to calculate a correlation value. When the correlation value is calculated in this way, the next signal is input to the delay unit 31, the signal value of each register is updated, and the correlation value of the next stage is calculated. In this way, the correlation value is calculated while shifting the combination of the pilot pattern and the input signal by one point, and the correlation value is sequentially output.
[0087]
Next, the signal output from the correlator 32 is input to a moving average filter 34. The moving average filter 34 is a filter represented by the above equation 12, and calculates an average value of four symbols for the correlation value signals sequentially input from the correlator 32.
[0088]
Returning to FIG. 2, the signal output from the moving average filter 34 is subjected to the square calculation of the absolute value in the calculation unit 24. In the correlation processing unit 30, actually, two-series correlation processing of the real part and the imaginary part of the complex signal is performed, and the signal of the correlation value output from the correlation processing unit 30 also includes the real part and the imaginary part. These are two series of signals. Therefore, the arithmetic unit 24 calculates the amplitude of the complex signal to obtain the correlation value for the amplitude of the complex signal.
[0089]
The signal of the correlation value output from the calculation unit 24 is sequentially input to the peak detection unit 25. The peak detection unit 24 specifies a subcarrier position where a peak exceeding a predetermined threshold occurs, for the input correlation value. Then, the frequency error detector 26 calculates a frequency error detection signal Sf from the degree of error between the subcarrier position where the peak occurs and the original pilot pattern position.
[0090]
When the detection signal Sf of the frequency error is calculated in the error detection circuit 20 in this manner, the detection signal Sf is transmitted to the mixer 9 shown in FIG. 1, and the mixer 9 performs a correction process.
[0091]
<Another embodiment>
FIG. 4 is a functional block diagram of a correlation processing unit 30A which is another embodiment of the correlation processing unit 30 shown in FIG.
[0092]
The signal input to the correlation processing unit 30A is input to the delay units 35a to 35d. Each of the delay units 35a to 35d has a configuration in which registers capable of storing input signals for four symbols in total are connected in series, and when a signal is input, the signal stored up to that point is transferred to the next-stage register. Shift and update each register.
[0093]
Next, signals for four symbols stored in the delay units 35a to 35d are input to the correlator 36, and multiplication processing is performed on the pilot pattern signals for four symbols input from the pilot pattern storage unit 37, respectively. Is Here, the pilot pattern signal for four symbols is a pilot pattern signal for one symbol connected in series for four symbols. Then, in the correlator 36, an addition process is performed on the (M × 4) multiplied values of the input signal for four symbols and the pilot signal, and a correlation value is calculated. When the correlation value is calculated in this way, the next signal is input to the delay unit 35a, the signal value of each register is updated, and the correlation value of the next stage is calculated. In this way, the correlation value is calculated while shifting the combination of the pilot pattern and the input signal by one point, and the correlation value is sequentially output.
[0094]
Then, the signal of the correlation value output from the correlation processing unit 30A passes through the calculation unit 24, the peak detection unit 25, and the frequency error detection unit 26 to calculate the detection signal Sf as in the case described above.
[0095]
<Modification>
FIG. 5 is a functional block diagram of a normalization processing unit 21a which is a modified example of the normalization processing unit 21 shown in FIG. The normalization processing section 21a is a functional section having both roles of the normalization processing section 21 and the square calculation section 23 shown in FIG. Therefore, when the normalization processing section 21a is employed, the square calculation section 23 shown in FIG. 2 is unnecessary.
[0096]
Specifically, the square calculation is executed by adding the branch line 213 to the normalization processing unit 21a. Then, the OFDM demodulated signal x_HSince the square calculation is performed on (k), the amplitude value calculation unit 214 calculates the square of the amplitude value and calculates 1 / (| x_H(K) |²) Is output. As a result, the output signal of the multiplier 215 becomes x_H(K)²/ | X_H(K) |²Becomes
[0097]
With such a configuration, since the amplitude value calculation unit 214 only needs to perform the square calculation of the amplitude value of the complex signal, it can be realized by a multiplier and an adder. In other words, in order to calculate the amplitude value of the complex signal, a ROM for storing the look-up table is required. In this modification, such a ROM can be omitted.
[0098]
【The invention's effect】
As described above, according to the first and eleventh aspects of the present invention, since the OFDM demodulated signal is normalized by dividing it by the amplitude value, the control signal taking a real number of positive and negative two values is converted into ± 1. Can be. As a result, the control signal becomes a +1 signal in the subsequent square calculation, which is advantageous for correlation.
[0099]
According to the second, third and twelfth aspects of the present invention, by performing conjugate complex multiplication between subcarriers, it is possible to remove an additional phase generated due to shift of the FFT window.
[0100]
According to the fourth, sixth and thirteenth aspects of the present invention, an average value of correlation values for a plurality of symbols is obtained, so that correlation accuracy can be improved.
[0101]
According to the fifth, seventh and fourteenth aspects of the present invention, the correlation value is calculated using the demodulated signals of a plurality of symbols, so that the correlation accuracy can be improved.
[0102]
According to the invention of claim 8, by applying the present invention to one-segment reception, highly accurate correlation processing can be performed even in reception processing with a small number of pilot signals.
[0103]
According to the ninth aspect of the present invention, by using the AC1 signal as the control signal, the correlation processing can be performed even in the segment type OFDM transmission.
[0104]
According to the tenth aspect of the present invention, by using the TMCC signal as the control signal, the correlation processing can be performed even in the segment type OFDM transmission.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall schematic diagram of an OFDM demodulator.
FIG. 2 is a functional block diagram of an error detection circuit.
FIG. 3 is a functional block diagram of a correlation processing unit.
FIG. 4 is a functional block diagram of a correlation processing unit according to another embodiment.
FIG. 5 is a diagram showing a modification.
FIG. 6 is a diagram illustrating a format of an OFDM symbol signal.
FIG. 7 is a diagram illustrating an OFDM signal format in the frequency domain.
FIG. 8 is a diagram illustrating a received signal that has undergone minor fading.
FIG. 9 is a diagram illustrating a received signal subjected to zero fading.
[Explanation of symbols]
20 Error detection circuit
21 Normalization processing unit
22 Additional phase remover
23 Square operator
25 Peak detector
26 Frequency error detector
30 Correlation processing unit

Claims

An apparatus for detecting a frequency error in OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) transmission of a segment system,
The OFDM signal includes a control signal having a fixed subcarrier position to be inserted without depending on the arrangement of segments constituting one symbol of the OFDM signal, and the control signal has an equal absolute value. A signal that takes two real values, positive and negative,
a) means for storing a pilot pattern indicating a subcarrier position within one symbol of the control signal;
b) FFT operation means for outputting an OFDM demodulated signal by performing an FFT operation on the OFDM reception signal;
c) means for dividing the OFDM demodulated signal by its amplitude value to output the amplitudes of the information signal as a complex signal and the control signal as a real number signal as a normalized signal of unit size;
d) a square calculating means for calculating a square of the signal value of the normalized signal;
e) correlation means for calculating a correlation value between the output signal of the square operation means and the pilot pattern;
With
A frequency error detection device in an OFDM demodulation device, wherein a frequency shift is detected from a correlation result by the correlation means.

The frequency error detection device in the OFDM demodulation device according to claim 1, further comprising:
f) Before executing the calculation of the correlation value by the correlation means, OFDM of the k-th (k is an integer of 0 to N-1; N is the number of subcarriers in one symbol) subcarrier position in one symbol Means for performing conjugate complex multiplication between the demodulated signal and the OFDM demodulated signal at the same k-th subcarrier position in another symbol;
A frequency error detection device in an OFDM demodulation device, comprising:

The frequency error detection device in the OFDM demodulation device according to claim 2,
The means f) performs a conjugate complex multiplication between two adjacent symbols.

A frequency error detection device in the OFDM demodulation device according to any one of claims 1 to 3,
The correlation means,
e-1) means for calculating an average correlation value from correlation values obtained by correlation processing on a plurality of symbols;
A frequency error detection device in an OFDM demodulation device, characterized by comprising:

A frequency error detection device in the OFDM demodulation device according to any one of claims 1 to 3,
The correlation means,
e-2) an OFDM demodulation apparatus comprising: means for calculating a correlation value between a pattern signal in which the pilot pattern is connected in series with a plurality of symbols and an OFDM demodulation signal in which the same number of symbols are connected in series. Frequency error detection device.

The frequency error detection device in the OFDM demodulation device according to claim 4,
The means e-1) comprises:
A frequency error detection device in an OFDM demodulation device, wherein an average value of correlation values for four symbols is calculated.

The frequency error detection device in the OFDM demodulation device according to claim 5,
The means e-2) includes:
A frequency error detection apparatus in an OFDM demodulator, wherein a correlation value is calculated between a pattern signal connected in series for four symbols and an OFDM demodulated signal connected in series for four symbols.

A frequency error detection device in an OFDM demodulation device according to any one of claims 1 to 7,
The OFDM demodulation device is a demodulation device that performs one-segment reception, and the OFDM demodulation signal output from the FFT calculator is a signal for one segment.

A frequency error detection device in an OFDM demodulation device according to any one of claims 1 to 8,
The control signal is
An AC1 signal transmitted in the segment type OFDM transmission;
A frequency error detection device in an OFDM demodulation device, characterized by comprising:

A frequency error detection device in an OFDM demodulation device according to any one of claims 1 to 8,
The control signal is
A TMCC signal transmitted in the segment type OFDM transmission,
A frequency error detection device in an OFDM demodulation device, characterized by comprising:

A method for detecting a frequency error in segment type OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) transmission,
The OFDM signal includes a control signal having a fixed subcarrier position to be inserted without depending on the arrangement of segments constituting one symbol of the OFDM signal, and the control signal has an equal absolute value. A signal that takes two real values, positive and negative,
a) outputting an OFDM demodulated signal by performing an FFT operation on the OFDM received signal;
b) dividing the OFDM demodulated signal by its amplitude value and outputting a normalized signal;
c) calculating the square of the signal value of the normalized signal;
d) calculating a correlation value between a pilot pattern indicating a subcarrier position in one symbol of the control signal and the output signal of the step c);
A method for detecting a frequency error in an OFDM demodulator, comprising:

The method of detecting a frequency error in an OFDM demodulator according to claim 11, further comprising:
e) In the step prior to the step d), an OFDM demodulated signal at a k-th subcarrier position in one symbol (k is an integer of 0 to N-1; N is the number of subcarriers in one symbol); Performing conjugate complex multiplication with an OFDM demodulated signal at the same k-th subcarrier position in another symbol;
A method for detecting a frequency error in an OFDM demodulator, comprising:

A method for detecting a frequency error in an OFDM demodulator according to claim 11 or 12,
The step d) includes:
d-1) calculating an average correlation value from correlation values obtained by performing a correlation process on a plurality of symbols;
A frequency error detection method in an OFDM demodulator, comprising:

A method for detecting a frequency error in an OFDM demodulator according to claim 11 or 12,
The step d) includes:
d-2) calculating a correlation value between a pattern signal in which the pilot pattern is serially connected to a plurality of symbols and an OFDM demodulated signal in which the number of symbols is serially connected;
A frequency error detection method in an OFDM demodulator, comprising: