JP2004153116A

JP2004153116A - Semiconductor laser driver

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Publication number: JP2004153116A
Application number: JP2002318092A
Authority: JP
Inventors: Hiroaki Kyogoku; 浩明京極
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2002-10-31
Filing date: 2002-10-31
Publication date: 2004-05-27
Anticipated expiration: 2022-10-31
Also published as: JP4125582B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain a semiconductor laser driver having an APC circuit capable of preventing increase in the current of a laser diode even if the capacitance of a hold capacitor is decreased down to such a level as the capacitor can be integrated in a semiconductor. <P>SOLUTION: The voltage of a hold capacitor 4 is applied to the substrate gate of an NMOS transistor 21 constituting an analog switch 3 using a buffer amplifier 24 and/or the voltage of the hold capacitor 4 is applied to the substrate gate of a PMOS transistor 22 constituting the analog switch 3 using a buffer amplifier 25. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、レーザプリンタの光書き込み、光データ通信、光ディスク等に用いられる半導体レーザ駆動装置に関し、特にサンプルホールド回路を備えた半導体レーザ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
半導体レーザは、小型で安価で電流を流すだけで容易にレーザ光を得ることができるため、プリンタ、光ディスク及び光通信等の分野で広く使用されている。しかし、半導体レーザの電流−光出力特性は温度依存性を有するため、一定の光出力を得るためには半導体レーザの光量制御を行う必要があり、該光量制御は、ＡＰＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＰｏｗｅｒＣｏｎｔｒｏｌ）と呼ばれている。
【０００３】
ＡＰＣは、半導体レーザに内蔵されているフォトダイオード（ＰｉｎＰＤ：ＰＩＮＰｈｏｔｏＤｉｏｄｅ）の出力電流を用いて行われる。フォトダイオードは、半導体レーザの発光量に応じた電流を出力し、しかもその出力電流は温度依存性を持たないため、該出力電流の電流値をモニタすることによって半導体レーザの光出力を一定に制御することができる。
【０００４】
図１１は、ＡＰＣ回路を使用した半導体レーザ駆動装置の従来例を示した図である。
図１１の半導体レーザ駆動装置１００において、アナログスイッチ１０３が制御回路１０１からのＡＳＷ制御信号Ｓａによってオンしている状態がＡＰＣ作動中であり、制御回路１０１からのデータ信号Ｓｄがスイッチ回路１０６に入力され、スイッチ回路１０６がオンすると、レーザダイオードＬＤが発光する。フォトダイオードＰＤは、レーザダイオードＬＤの発光量に比例した電流を可変抵抗１０８に供給し、可変抵抗１０８の両端電圧が上昇する。フォトダイオードＰＤと可変抵抗１０８との接続部の電圧は、演算増幅器１０２の反転入力端に入力される。
【０００５】
演算増幅器１０２の非反転入力端には基準電圧発生回路１０７からの所定の基準電圧Ｖｒが入力されていることから、演算増幅器１０２の出力電圧は、電圧−電流変換回路１０５で電流に変換され、可変抵抗１０８の両端の電圧が基準電圧Ｖｒに等しくなるまで、レーザダイオードＬＤの電流を増減させる。一方、ホールドコンデンサ１０４が演算増幅器１０２の出力電圧で充電されていることから、ホールドコンデンサ１０４の高圧側電圧（以下、ホールドコンデンサ１０４の電圧と呼ぶ）は、演算増幅器１０２の出力電圧と同じになる。アナログスイッチ１０３がオフすると、このときの演算増幅器１０２の出力電圧が、ホールドコンデンサ１０４に充電されて記憶される。
【０００６】
図１２は、図１１のアナログスイッチ１０３の回路例を示した図であり、図１２において、アナログスイッチ１０３は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、ＮＭＯＳトランジスタと呼ぶ）１１１、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、ＰＭＯＳトランジスタと呼ぶ）１１２及びインバータ１１３で構成されている。
ＮＭＯＳトランジスタ１１１のゲートには制御回路１０１からのＡＳＷ制御信号Ｓａが入力されると共に、該ＡＳＷ制御信号Ｓａはインバータ１１３で信号レベルが反転されてＰＭＯＳトランジスタ１１２のゲートに入力される。
【０００７】
更に、ＮＭＯＳトランジスタ１１１のサブストレートゲートは接地電圧に接続され、ＰＭＯＳトランジスタ１１２のサブストレートゲートは電源電圧Ｖｄｄに接続されている。このような構成において、ＡＳＷ制御信号Ｓａがハイレベルになると、ＮＭＯＳトランジスタ１１１及びＰＭＯＳトランジスタ１１２がそれぞれオンし、ＡＳＷ制御信号Ｓａがローレベルになると、ＮＭＯＳトランジスタ１１１及びＰＭＯＳトランジスタ１１２がそれぞれオフする。
【０００８】
通常動作時は、アナログスイッチ１０３のオン及びオフは短時間（数μｓｅｃ〜数ｍｓｅｃ）周期で繰り返されているが、レーザダイオードＬＤが点灯中に、製造時の検査工程や何らかの事故が発生して、アナログスイッチ１０３がオフしている期間が数秒から数十秒に達する場合がある。このような状態のときに、演算増幅器１０２の出力電圧が、電源電圧Ｖｄｄ側か、接地電圧側に大きく振れていると、演算増幅器１０２の出力電圧がアナログスイッチ１０３のリーク電流となってホールドコンデンサ１０４を充放電し、ホールドコンデンサ１０４の電圧を変化させていた。
【０００９】
しかし、従来はホールドコンデンサ１０４が集積回路に外付けされ、ホールドコンデンサ１０４にかなり大きな容量のものが使用されていたため、前記リーク電流によるホールドコンデンサ１０４の電圧変化はわずかであり、特に問題にはならなかった。例えば、リーク電流が１ｐＡで、ホールドコンデンサ１０４の容量が１００００ｐＦの場合、ＡＰＣ動作が１０秒間停止した場合でも、ホールドコンデンサ１０４の電圧変化は１ｍＶと小さく、無視できるレベルであった。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、近年、部品点数の削減によるコスト低減や小型化等のため、ホールドコンデンサ１０４も集積回路に内蔵させる必要が高まってきた。従来使用されていたホールドコンデンサ１０４の容量を半導体で構成するには、非常に大きなチップ面積が必要となることから実用的ではなく、ホールドコンデンサ１０４の容量をできるだけ小さくする必要があった。
【００１１】
半導体で集積できる静電容量はせいぜい１００ｐＦ程度であり、ホールドコンデンサ１０４の容量を１００ｐＦ程度まで小さくすると、前記のように、アナログスイッチ１０３がオフしている期間が数秒から数十秒に達した場合、アナログスイッチ１０３のリーク電流による、ホールドコンデンサ１０４の電圧変化を無視することができなかった。例えば、リーク電流が１ｐＡで、ホールドコンデンサ１０４の容量が１００ｐＦの場合、ＡＰＣ動作が１０秒間停止すると、ホールドコンデンサ１０４の電圧変化は１００ｍＶになる。このような大きな電圧変化がレーザダイオードＬＤの光量を増加させると、レーザダイオードＬＤの光出力の絶対最大定格値を超える場合があり、レーザダイオードＬＤに不具合が発生するという問題があった。
【００１２】
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、ホールドコンデンサの容量を半導体に集積できるレベルまで小さくしても、レーザダイオードの電流増加を防止することができるＡＰＣ回路を備えた半導体レーザ駆動装置を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る半導体レーザ駆動装置は、レーザダイオードの光量をモニタして該光量に応じた電流を出力するフォトダイオードの出力電流を検出し、該検出した出力電流に基づいて前記レーザダイオードの光量が所定値になるように制御するＡＰＣ回路を備えた半導体レーザ駆動装置において、
前記フォトダイオードの出力電流を電圧に変換して出力する電流−電圧変換回路部と、
入力された電圧を電流に変換して前記レーザダイオードに供給する電圧−電流変換回路部と、
前記電流−電圧変換回路部からの出力電圧があらかじめ設定された所定値になるように該電圧−電流変換回路部の入力電圧を制御して前記レーザダイオードの光量を制御する光量制御回路部と、
入力された制御信号に応じて、該光量制御回路部から出力された電圧の前記電圧−電流変回路部への出力制御を行うスイッチ回路部と、
前記光量制御回路部から該スイッチ回路部を介して前記電圧−電流変換回路部に出力された電圧を保持するホールドコンデンサからなる電圧保持回路部と、
前記スイッチ回路部の動作制御を行う制御回路部と、
を備え、
前記スイッチ回路部は、サブストレートゲートに前記ホールドコンデンサの高電圧側の電圧が印加されたＭＯＳトランジスタがスイッチングされることによって前記出力制御を行うものである。
【００１４】
具体的には、前記スイッチ回路部は、
ＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタが並列に接続されてなるアナログスイッチと、
該アナログスイッチにおける各ＭＯＳトランジスタの内、少なくとも一方のＭＯＳトランジスタのサブストレートゲートに前記ホールドコンデンサの高電圧側の電圧を印加するバッファアンプ回路と、
を備えるようにした。
【００１５】
一方、前記スイッチ回路部は、
前記制御回路部によって動作制御され、サブストレートゲートにホールドコンデンサの高電圧側の電圧が印加された第１のＮＭＯＳトランジスタと、
前記制御回路部によって動作制御され、サブストレートゲートに光量制御回路部の出力電圧が印加された第２のＮＭＯＳトランジスタと、
前記制御回路部によってそれぞれ動作制御される第１及び第２の各ＰＭＯＳトランジスタと、
を備え、
前記第１及び第２の各ＮＭＯＳトランジスタが直列に接続された直列回路と、前記第１及び第２の各ＰＭＯＳトランジスタが直列に接続された直列回路が並列に接続され、第１及び第２の各ＰＭＯＳトランジスタのサブストレートゲートは、第１及び第２の各ＰＭＯＳトランジスタの接続部にそれぞれ接続されるようにしてもよい。
【００１６】
また、前記スイッチ回路部は、
前記制御回路部によって動作制御され、サブストレートゲートに所定の電圧が印加された第１のＮＭＯＳトランジスタと、
前記制御回路部によってそれぞれ動作制御される第１及び第２の各ＰＭＯＳトランジスタと、
を備え、
前記第１のＮＭＯＳトランジスタと、第１及び第２の各ＰＭＯＳトランジスタが直列に接続された直列回路が並列に接続され、第１及び第２の各ＰＭＯＳトランジスタのサブストレートゲートは、第１及び第２の各ＰＭＯＳトランジスタの接続部にそれぞれ接続されるようにしてもよい。
【００１７】
また、前記スイッチ回路部は、
前記制御回路部によって動作制御され、サブストレートゲートにホールドコンデンサの高電圧側の電圧が印加された第１のＮＭＯＳトランジスタと、
前記制御回路部によって動作制御され、サブストレートゲートに光量制御回路部の出力電圧が印加された第２のＮＭＯＳトランジスタと、
前記制御回路部によって動作制御され、サブストレートゲートに所定の電圧が印加された第１のＰＭＯＳトランジスタと、
を備え、
前記第１及び第２の各ＮＭＯＳトランジスタが直列に接続された直列回路と、前記第１のＰＭＯＳトランジスタが並列に接続されるようにしてもよい。
【００１８】
また、前記スイッチ回路部は、
前記制御回路部によって動作制御され、サブストレートゲートにホールドコンデンサの高電圧側の電圧が印加されたＮＭＯＳトランジスタと、
前記制御回路部によって動作制御され、サブストレートゲートにホールドコンデンサの高電圧側の電圧が印加されたＰＭＯＳトランジスタと、
を備え、
前記ＮＭＯＳトランジスタと前記ＰＭＯＳトランジスタが並列に接続されるようにしてもよい。
【００１９】
また、前記スイッチ回路部は、
前記制御回路部によって動作制御されるＮＭＯＳトランジスタと、
前記制御回路部によって動作制御されるＰＭＯＳトランジスタと、
を備え、
前記ＮＭＯＳトランジスタと前記ＰＭＯＳトランジスタが並列に接続され、該ＮＭＯＳトランジスタ及びＰＭＯＳトランジスタにおける一方のＭＯＳトランジスタのサブストレートゲートにホールドコンデンサの高電圧側の電圧が印加され、他方のＭＯＳトランジスタのサブストレートゲートに所定の電圧が印加されるようにしてもよい。
【００２０】
一方、前記光量制御回路部は、所定の基準電圧を生成して出力する基準電圧発生回路と、前記電流−電圧変換回路部の出力電圧と該基準電圧との電圧を比較し、該比較結果を示す電圧を出力する電圧比較回路とを備え、該電圧比較回路、前記電圧電流変換回路部、スイッチ回路部、電圧保持回路部及び制御回路部は１つのＩＣに集積されるようにしてもよい。
【００２１】
【発明の実施の形態】
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態における半導体レーザ駆動装置の例を示した図である。
図１において、半導体レーザ駆動装置１は、演算増幅器２、アナログスイッチ３、演算増幅器２の出力電圧を記憶するホールドコンデンサ４、電圧−電流変換回路５、入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチ回路６、可変抵抗７及び所定の基準電圧Ｖｒを生成して出力する基準電圧発生回路８を備えている。
【００２２】
更に、半導体レーザ駆動装置１は、アナログスイッチ３とスイッチ回路６の動作制御をそれぞれ行う制御回路９及びフォトダイオードＰＤを備えている。なお、図１では、演算増幅器２の出力電圧が大きくなるほどレーザダイオードＬＤに流れる電流が増加する場合を例にして示している。また、演算増幅器２及び基準電圧発生回路８は光量制御回路部をなすと共に演算増幅器２は電圧比較回路をなし、アナログスイッチ３はスイッチ回路部を、ホールドコンデンサ４は電圧保持回路部を、可変抵抗７は電流−電圧変換回路部を、制御回路９は制御回路部をそれぞれなす。
【００２３】
演算増幅器２の非反転入力端と接地電圧との間に基準電圧発生回路８が接続され、演算増幅器２の非反転入力端には基準電圧発生回路８からの基準電圧Ｖｒが入力されている。演算増幅器２の出力端はアナログスイッチ３の一端に接続され、該接続部を接続部Ｂとする。アナログスイッチ３の他端は電圧−電流変換回路５に接続され、該接続部をＡとし、接続部Ａと接地電圧との間にはホールドコンデンサ４が接続されている。アナログスイッチ３は、制御回路９からＡＳＷ制御信号Ｓａが入力され、該入力されたＡＳＷ制御信号Ｓａに応じてスイッチングを行う。このことにより、アナログスイッチ３は、ホールドコンデンサ４の高圧側電圧（以下、ホールドコンデンサ４の電圧と呼ぶ）をホールドするために、ホールドコンデンサ４と演算増幅器２の出力端との接続の切断を行う。
【００２４】
電圧−電流変換回路５は、入力された電圧をレーザダイオードＬＤの駆動電流に変換するものであり、スイッチ回路６を介してレーザダイオードＬＤのカソードに接続され、レーザダイオードＬＤのアノードは電源電圧Ｖｄｄに接続されている。スイッチ回路６は、制御回路９からＤＡＴＡ信号Ｓｄが入力され、該入力されたＤＡＴＡ信号Ｓｄに応じてスイッチングを行う。このことにより、スイッチ回路６は、レーザダイオードＬＤに駆動電流を供給するために、電圧−電流変換回路５とレーザダイオードＬＤとの接続制御を行う。一方、フォトダイオードＰＤのカソードは電源電圧に接続され、フォトダイオードＰＤのアノードと接地電圧との間に可変抵抗７が接続されている。また、フォトダイオードＰＤのアノードと可変抵抗７との接続部は演算増幅器２の反転入力端に接続されている。
【００２５】
図２は、アナログスイッチ３の回路例を示した図であり、図２において、アナログスイッチ３は、ＮＭＯＳトランジスタ２１、ＰＭＯＳトランジスタ２２、インバータ２３及びバッファアンプ２４，２５で構成されている。なお、ＮＭＯＳトランジスタ２１及びＰＭＯＳトランジスタ２２がアナログスイッチ回路（厳密に言うとインバータ２３も含む）をなし、バッファアンプ２４及び２５がバッファアンプ回路をなす。
前記接続部Ａと接続部Ｂとの間にはＮＭＯＳトランジスタ２１及びＰＭＯＳトランジスタ２２が並列に接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタ２１のゲートには制御回路９からのＡＳＷ制御信号Ｓａが入力されると共に、該ＡＳＷ制御信号Ｓａはインバータ２３で信号レベルが反転されてＰＭＯＳトランジスタ２２のゲートに入力されている。
【００２６】
バッファアンプ２４，２５は、演算増幅器でボルテージホロワを形成した構成をそれぞれなし、バッファアンプ２４，２５において、該演算増幅器の反転入力端と出力端は接続され、演算増幅器の非反転入力端がバッファアンプの入力端をなし、演算増幅器の出力端がバッファアンプの出力端をなしている。バッファアンプ２４において、入力端は前記接続部Ａに接続され、出力端はＰＭＯＳトランジスタ２１のサブストレートゲート（バックゲートともいう）に接続されている。また、バッファアンプ２５において、入力端は前記接続部Ａに接続され、出力端はＮＭＯＳトランジスタ２２のサブストレートゲートに接続されている。
【００２７】
ＡＳＷ制御信号Ｓａがハイレベルになると、ＮＭＯＳトランジスタ２１及びＰＭＯＳトランジスタ２２がそれぞれオンし、ＡＳＷ制御信号Ｓａがローレベルになると、ＮＭＯＳトランジスタ２１及びＰＭＯＳトランジスタ２２がそれぞれオフする。アナログスイッチ３がＡＳＷ制御信号Ｓａによりオンして導通した状態がＡＰＣ作動状態であり、ＤＡＴＡ信号Ｓｄがスイッチ回路６に入力され、スイッチ回路６がオンして導通状態になると、レーザダイオードＬＤが発光する。また、アナログスイッチ３がオフして遮断した状態がＡＰＣ作動停止状態である。フォトダイオードＰＤは、レーザダイオードＬＤの発光量をモニタしレーザダイオードＬＤの発光量に比例した電流を可変抵抗７に供給し、可変抵抗７は、フォトダイオードＰＤから供給された電流を電圧Ｖｐｄに変換し、該電圧Ｖｐｄは演算増幅器２の反転入力端に入力される。
【００２８】
演算増幅器２は、入力された電圧Ｖｐｄが基準電圧Ｖｒに等しくなるように、電圧−電流変換回路５に入力される電圧を制御してレーザダイオードＬＤに流れる電流を制御し、レーザダイオードＬＤの発光量を制御する。また、ホールドコンデンサ４の電圧は、演算増幅器２の出力電圧で充電されているため、演算増幅器２の出力電圧と同じである。アナログスイッチ３がオフすると、このときの演算増幅器２の出力電圧が、ホールドコンデンサ４に記憶される。
【００２９】
このような構成において、アナログスイッチ３のＮＭＯＳトランジスタ２１とＰＭＯＳトランジスタ２２の各サブストレートゲートは常にホールドコンデンサ４の電圧と同じになる。このことから、ＮＭＯＳトランジスタ２１及びＰＭＯＳトランジスタ２２において、サブストレートゲートを介してホールドコンデンサ４に流入又は流出するリーク電流がなくなり、ホールドコンデンサ４の電圧を安定させることができる。このため、ホールドコンデンサ４の容量を小さくすることができ、ホールドコンデンサ４をＩＣ内に設けることができる。図１の場合、演算増幅器２、アナログスイッチ３、ホールドコンデンサ４、電圧−電流変換回路５、スイッチ回路６及び制御回路９が１つのＩＣに集積される。
【００３０】
一方、図２では、２つのバッファアンプ２４，２５を使用した。しかし、演算増幅器２の出力電圧が上昇すると、レーザダイオードＬＤの電流が増加する場合は、図３で示すように、アナログスイッチ３がオフした後、ホールドコンデンサ４の電圧が低下するときは特に問題がないことから、アナログスイッチ３のＰＭＯＳトランジスタ２２のバックゲートをホールドコンデンサ４の電圧と同じになるようにバッファアンプ２５の出力端に接続し、ＮＭＯＳトランジスタ２１のサブストレートゲートを接地電圧に接続するようにしてもよい。
【００３１】
同様に、演算増幅器２の出力電圧が上昇すると、レーザダイオードＬＤの電流が減少する場合は、図４で示すように、アナログスイッチ３がオフした後、ホールドコンデンサ４の電圧が上昇するときは特に問題がないことから、アナログスイッチ３のＮＭＯＳトランジスタ２１のバックゲートをホールドコンデンサ４の電圧と同じになるようにバッファアンプ２４の出力端に接続し、ＰＭＯＳトランジスタ２２のサブストレートゲートを電源電圧Ｖｄｄに接続するようにしてもよい。図３及び図４で示したようにアナログスイッチ３のバッファアンプを１つにすることによって、回路の簡素化を図ることができる。
【００３２】
このように、本第１の実施の形態における半導体レーザ駆動装置は、アナログスイッチ３を構成するＮＭＯＳトランジスタ２１のサブストレートゲートにバッファアンプ２４を用いてホールドコンデンサ４の電圧を印加するようにし、及び／又はアナログスイッチ３を構成するＰＭＯＳトランジスタ２２のサブストレートゲートにバッファアンプ２５を用いてホールドコンデンサ４の電圧を印加するようにした。
【００３３】
このことから、アナログスイッチ３を構成するＮＭＯＳトランジスタ及びＰＭＯＳトランジスタの各サブストレートゲートを介してホールドコンデンサに流入又は流出するリーク電流をなくすことができ、万一事故等で、レーザダイオードＬＤが点灯した状態でアナログスイッチ３がオフしている期間が長くなったり、アナログスイッチ３がオフした後でレーザダイオードＬＤが点灯しても、レーザダイオードＬＤの電流を増大させて、レーザダイオードＬＤの最大定格電流値を超えることによる不具合の発生を防止することができる。このため、レーザダイオードＬＤの電流が最大定格値を超えることなくホールドコンデンサ４の容量を小さくすることができ、従来ＩＣに外付けされていたホールドコンデンサを他の回路要素と共に１つのＩＣに集積させることができ、装置の小型化及びコストの低減を図ることができる。
【００３４】
第２の実施の形態．
図５は、本発明の第２の実施の形態における半導体レーザ駆動装置を示した図である。なお、図５では、図１と同じもの又は同様のものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に図１との相違点のみ説明する。
図５における図１との相違点は、図１のアナログスイッチ３の回路構成を変えたことにあり、これに伴って図１のアナログスイッチ３をアナログスイッチ３ａに、図１の半導体レーザ駆動装置１を半導体レーザ駆動装置１ａにした。
【００３５】
半導体レーザ駆動装置１ａは、演算増幅器２、アナログスイッチ３ａ、ホールドコンデンサ４、電圧−電流変換回路５、スイッチ回路６、可変抵抗７、基準電圧発生回路８、アナログスイッチ３ａとスイッチ回路６の動作制御をそれぞれ行う制御回路９及びフォトダイオードＰＤを備えている。なお、図５においても、演算増幅器２の出力電圧が大きくなるほどレーザダイオードＬＤに流れる電流が増加する場合を例にして示している。また、アナログスイッチ３ａはスイッチ回路部をなす。
【００３６】
演算増幅器２の出力端はアナログスイッチ３ａの一端に接続され、該接続部を接続部Ｂとする。アナログスイッチ３ａの他端は電圧−電流変換回路５に接続され、該接続部をＡとし、接続部Ａと接地電圧との間にはホールドコンデンサ４が接続されている。アナログスイッチ３ａは、制御回路９からＡＳＷ制御信号Ｓａが入力され、該入力されたＡＳＷ制御信号Ｓａに応じてスイッチングを行う。このことにより、アナログスイッチ３ａは、ホールドコンデンサ４の電圧をホールドするために、ホールドコンデンサ４と演算増幅器２の出力端との接続の切断を行う。
【００３７】
図６は、アナログスイッチ３ａの回路例を示した図である。なお、図６では、図２と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略すると共に図２との相違点のみ説明する。
図６における図２との相違点は、バッファアンプ２４，２５を削除してＮＭＯＳトランジスタ３１及びＰＭＯＳトランジスタ３２を追加したことにある。
アナログスイッチ３ａは、ＮＭＯＳトランジスタ２１，３１、ＰＭＯＳトランジスタ２２，３２及びインバータ２３で構成されている。なお、ＮＭＯＳトランジスタ２１が第１のＮＭＯＳトランジスタを、ＮＭＯＳトランジスタ３１が第２のＮＭＯＳトランジスタをそれぞれなし、ＰＭＯＳトランジスタ２２が第１のＰＭＯＳトランジスタを、ＰＭＯＳトランジスタ３２が第２のＰＭＯＳトランジスタをそれぞれなす。
【００３８】
前記接続部Ａと接続部Ｂとの間には、ＮＭＯＳトランジスタ２１及び３１が直列に接続された直列回路と、ＰＭＯＳトランジスタ３２及び２２が直列に接続された直列回路が並列に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ２１及び３１の直列回路は、ＮＭＯＳトランジスタ２１が接続部Ａ側にＮＭＯＳトランジスタ３１が接続部Ｂ側にそれぞれなるように接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタ２２及び３２の直列回路は、ＰＭＯＳトランジスタ２２が接続部Ｂ側にＰＭＯＳトランジスタ３２が接続部Ａ側にそれぞれなるように接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ２１及び３１の各ゲートには制御回路９からのＡＳＷ制御信号Ｓａがそれぞれ入力されると共に、該ＡＳＷ制御信号Ｓａはインバータ２３で信号レベルが反転されてＰＭＯＳトランジスタ２２及び３２の各ゲートにそれぞれ入力される。
【００３９】
また、ＮＭＯＳトランジスタ２１のサブストレートゲートは接続部Ａに接続されると共に、ＮＭＯＳトランジスタ３１のサブストレートゲートは接続部Ｂに接続され、ＰＭＯＳトランジスタ２２及び３２の各サブストレートゲートは、ＰＭＯＳトランジスタ２２及び３２の接続部にそれぞれ接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタ２１及び３１には寄生ダイオードＤ１及びＤ２が対応して形成され、ＰＭＯＳトランジスタ２２及び３２には寄生ダイオードＤ３及びＤ４が対応して形成されている。
【００４０】
このような構成において、ＮＭＯＳトランジスタ２１及びＰＭＯＳトランジスタ２２，３２の各サブストレートゲートは常にホールドコンデンサ４の電圧と同じになる。
ここで、ＡＳＷ制御信号ＳａがローレベルになってＮＭＯＳトランジスタ２１，３１及びＰＭＯＳトランジスタ２２，３２がそれぞれオフした場合について説明する。
【００４１】
この場合、接続部Ａの電圧が接続部Ｂの電圧よりも大きいときは、寄生ダイオードＤ２及び寄生ダイオードＤ３によって接続部Ａから接続部Ｂに電流が流れるのを防止する。また、接続部Ｂの電圧が接続部Ａの電圧よりも大きいときは、寄生ダイオードＤ１及び寄生ダイオードＤ４によって接続部Ｂから接続部Ａに電流が流れるのを防止する。これらのことから、アナログスイッチ３ａがオフした場合に、ホールドコンデンサ４に流入又は流出するリーク電流をなくすことができ、ホールドコンデンサ４の電圧を安定させることができる。このため、ホールドコンデンサ４の容量を小さくすることができ、ホールドコンデンサ４をＩＣ内に設けることができる。図５の場合、演算増幅器２、アナログスイッチ３ａ、ホールドコンデンサ４、電圧−電流変換回路５、スイッチ回路６及び制御回路９が１つのＩＣに集積される。
【００４２】
ここで、ホールドコンデンサ４の電圧が上昇したときにレーザダイオードＬＤの電流が増加する場合は、図６のアナログスイッチ３ａを図７のようにしてもよい。図７における図６との相違点は、ＮＭＯＳトランジスタ３１をなくして接続部Ａと接続部Ｂとの間にＮＭＯＳトランジスタ２１を接続し、ＮＭＯＳトランジスタ２１のサブストレートゲートを接地電圧に接続したことにある。また、アナログスイッチ３ａがオフしているときに接続部Ｂから接続部Ａに電流が流れない場合は、図７のアナログスイッチ３ａを図８のようにしてもよい。図７及び図８のようにすることで回路の簡素化を図ることができる。
【００４３】
一方、ホールドコンデンサ４の電圧が低下したときにレーザダイオードＬＤの電流が増加する場合は、図６のアナログスイッチ３ａを図９のようにしてもよい。図９における図６との相違点は、ＰＭＯＳトランジスタ３２をなくして接続部Ａと接続部Ｂとの間にＰＭＯＳトランジスタ２２を接続し、ＰＭＯＳトランジスタ２２のサブストレートゲートを電源電圧Ｖｄｄに接続したことにある。また、アナログスイッチ３ａがオフしているときに接続部Ａから接続部Ｂに電流が流れない場合は、図９のアナログスイッチ３ａを図１０のようにしてもよい。図９及び図１０のようにすることで回路の簡素化を図ることができる。
【００４４】
このように、本第２の実施の形態における半導体レーザ駆動装置は、接続部Ａと接続部Ｂとの間には、ＮＭＯＳトランジスタ２１及び３１が直列に接続された直列回路と、ＰＭＯＳトランジスタ３２及び２２が直列に接続された直列回路を並列に接続し、ＮＭＯＳトランジスタ２１のサブストレートゲートを接続部Ａに、ＮＭＯＳトランジスタ３１のサブストレートゲートを接続部Ｂにそれぞれ接続すると共に、ＰＭＯＳトランジスタ２２及び３２の各サブストレートゲートを、ＰＭＯＳトランジスタ２２及び３２の接続部にそれぞれ接続してなるアナログスイッチ３ａを備えるようにした。このことから、前記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００４５】
【発明の効果】
上記の説明から明らかなように、本発明の半導体レーザ駆動装置によれば、電圧保持回路部のホールドコンデンサに対してサンプルホールド動作を行わせるスイッチ回路部のリーク電流をなくしたことから、該リーク電流によるレーザダイオードの光量増加を防止することができ、ホールドコンデンサの容量を小さくすることができるため、ホールドコンデンサを他の回路要素と共に１つのＩＣに集積させることができ、装置の小型化及びコストの低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における半導体レーザ駆動装置の例を示した図である。
【図２】図１のアナログスイッチ３の回路例を示した図である。
【図３】図１のアナログスイッチ３の他の回路例を示した図である。
【図４】図１のアナログスイッチ３の他の回路例を示した図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態における半導体レーザ駆動装置の例を示した図である。
【図６】図５のアナログスイッチ３ａの回路例を示した図である。
【図７】図５のアナログスイッチ３ａの他の回路例を示した図である。
【図８】図５のアナログスイッチ３ａの他の回路例を示した図である。
【図９】図５のアナログスイッチ３ａの他の回路例を示した図である。
【図１０】図５のアナログスイッチ３ａの他の回路例を示した図である。
【図１１】ＡＰＣ回路を使用した半導体レーザ駆動装置の従来例を示した図である。
【図１２】図１１のアナログスイッチ１０３の回路例を示した図である。
【符号の説明】
１，１ａ半導体レーザ駆動装置
２演算増幅器
３，３ａアナログスイッチ
４ホールドコンデンサ
５電圧−電流変換回路
６スイッチ回路
７可変抵抗
８基準電圧発生回路
９制御回路
ＬＤレーザダイオード
ＰＤフォトダイオード[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a semiconductor laser drive device used for optical writing, optical data communication, optical discs, and the like of a laser printer, and more particularly to a semiconductor laser drive device having a sample and hold circuit.
[0002]
[Prior art]
Semiconductor lasers are widely used in fields such as printers, optical discs, and optical communication because semiconductor lasers are small, inexpensive, and can easily obtain laser light only by passing a current. However, since the current-light output characteristics of the semiconductor laser have temperature dependence, it is necessary to control the light amount of the semiconductor laser in order to obtain a constant light output. The light amount control is performed by APC (Automatic Power Control). being called.
[0003]
APC is performed using an output current of a photodiode (PinPD: PINPhoto Diode) built in the semiconductor laser. The photodiode outputs a current corresponding to the amount of light emitted from the semiconductor laser, and since the output current does not have temperature dependence, the light output of the semiconductor laser is controlled to be constant by monitoring the current value of the output current. can do.
[0004]
FIG. 11 is a diagram showing a conventional example of a semiconductor laser driving device using an APC circuit.
In the semiconductor laser driving device 100 shown in FIG. 11, the state where the analog switch 103 is turned on by the ASW control signal Sa from the control circuit 101 is in the APC operation, and the data signal Sd from the control circuit 101 is input to the switch circuit 106. When the switch circuit 106 is turned on, the laser diode LD emits light. The photodiode PD supplies a current proportional to the amount of light emitted from the laser diode LD to the variable resistor 108, and the voltage across the variable resistor 108 increases. The voltage at the connection between the photodiode PD and the variable resistor 108 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 102.
[0005]
Since the predetermined reference voltage Vr from the reference voltage generation circuit 107 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 102, the output voltage of the operational amplifier 102 is converted into a current by the voltage-current conversion circuit 105, The current of the laser diode LD is increased or decreased until the voltage across the variable resistor 108 becomes equal to the reference voltage Vr. On the other hand, since the hold capacitor 104 is charged with the output voltage of the operational amplifier 102, the high-side voltage of the hold capacitor 104 (hereinafter, referred to as the voltage of the hold capacitor 104) becomes the same as the output voltage of the operational amplifier 102. . When the analog switch 103 is turned off, the output voltage of the operational amplifier 102 at this time is charged in the hold capacitor 104 and stored.
[0006]
FIG. 12 is a diagram illustrating a circuit example of the analog switch 103 in FIG. 11. In FIG. 12, the analog switch 103 includes an N-channel MOS transistor (hereinafter, referred to as an NMOS transistor) 111 and a P-channel MOS transistor ( (Hereinafter referred to as a PMOS transistor) 112 and an inverter 113.
The ASW control signal Sa from the control circuit 101 is input to the gate of the NMOS transistor 111, and the signal level of the ASW control signal Sa is inverted by the inverter 113 and input to the gate of the PMOS transistor 112.
[0007]
Further, the substrate gate of the NMOS transistor 111 is connected to the ground voltage, and the substrate gate of the PMOS transistor 112 is connected to the power supply voltage Vdd. In such a configuration, when the ASW control signal Sa goes high, the NMOS transistor 111 and the PMOS transistor 112 turn on, respectively, and when the ASW control signal Sa goes low, the NMOS transistor 111 and the PMOS transistor 112 turn off, respectively.
[0008]
During normal operation, the analog switch 103 is repeatedly turned on and off in a short period (several μsec to several msec). However, while the laser diode LD is on, an inspection process during manufacturing or some accident occurs. In some cases, the period during which the analog switch 103 is off may reach several seconds to several tens of seconds. In such a state, if the output voltage of the operational amplifier 102 greatly swings to the power supply voltage Vdd side or the ground voltage side, the output voltage of the operational amplifier 102 becomes a leak current of the analog switch 103 and becomes a hold capacitor. 104 was charged and discharged, and the voltage of the hold capacitor 104 was changed.
[0009]
However, conventionally, since the hold capacitor 104 is externally attached to the integrated circuit and a large capacity is used as the hold capacitor 104, the change in the voltage of the hold capacitor 104 due to the leak current is slight. Did not. For example, when the leak current is 1 pA and the capacitance of the hold capacitor 104 is 10000 pF, even when the APC operation is stopped for 10 seconds, the voltage change of the hold capacitor 104 is as small as 1 mV, which is negligible.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, in recent years, it has become necessary to incorporate the hold capacitor 104 in the integrated circuit in order to reduce the size and the cost by reducing the number of components. It is not practical to configure the capacity of the hold capacitor 104, which has been conventionally used, with a semiconductor because a very large chip area is required, and the capacity of the hold capacitor 104 has to be reduced as much as possible.
[0011]
The capacitance that can be integrated with a semiconductor is at most about 100 pF, and when the capacitance of the hold capacitor 104 is reduced to about 100 pF, as described above, the period during which the analog switch 103 is off reaches several seconds to several tens of seconds. However, the change in the voltage of the hold capacitor 104 due to the leak current of the analog switch 103 cannot be ignored. For example, when the leak current is 1 pA and the capacitance of the hold capacitor 104 is 100 pF, when the APC operation is stopped for 10 seconds, the voltage change of the hold capacitor 104 becomes 100 mV. When such a large voltage change increases the amount of light of the laser diode LD, the light output of the laser diode LD may exceed the absolute maximum rated value, and there is a problem that the laser diode LD may fail.
[0012]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problem, and an APC circuit capable of preventing an increase in the current of a laser diode even when the capacitance of a hold capacitor is reduced to a level that can be integrated into a semiconductor. It is an object of the present invention to obtain a semiconductor laser driving device provided with the same.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
A semiconductor laser driving device according to the present invention monitors an amount of light of a laser diode, detects an output current of a photodiode that outputs a current corresponding to the amount of light, and detects an amount of light of the laser diode based on the detected output current. In a semiconductor laser driving device having an APC circuit for controlling to a predetermined value,
A current-voltage conversion circuit unit that converts an output current of the photodiode into a voltage and outputs the voltage;
A voltage-current conversion circuit unit that converts an input voltage into a current and supplies the current to the laser diode;
A light amount control circuit unit that controls an input voltage of the voltage-current conversion circuit unit to control a light amount of the laser diode so that an output voltage from the current-voltage conversion circuit unit has a predetermined value set in advance;
A switch circuit unit that controls output of the voltage output from the light amount control circuit unit to the voltage-current conversion circuit unit according to the input control signal;
A voltage holding circuit unit including a hold capacitor that holds a voltage output from the light amount control circuit unit to the voltage-current conversion circuit unit via the switch circuit unit;
A control circuit unit for controlling the operation of the switch circuit unit;
With
The switch circuit section controls the output by switching a MOS transistor having a substrate gate to which a voltage on the high voltage side of the hold capacitor is applied.
[0014]
Specifically, the switch circuit unit includes:
An analog switch in which an NMOS transistor and a PMOS transistor are connected in parallel;
A buffer amplifier circuit for applying a voltage on the high voltage side of the hold capacitor to a substrate gate of at least one of the MOS transistors in the analog switch;
Was provided.
[0015]
On the other hand, the switch circuit unit includes:
A first NMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit unit, wherein a high-voltage side voltage of a hold capacitor is applied to a substrate gate;
A second NMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit section, and the output voltage of the light quantity control circuit section is applied to the substrate gate;
First and second PMOS transistors, each of which is operationally controlled by the control circuit unit;
With
A series circuit in which the first and second NMOS transistors are connected in series and a series circuit in which the first and second PMOS transistors are connected in series are connected in parallel. The substrate gate of each PMOS transistor may be connected to the connection between the first and second PMOS transistors.
[0016]
Further, the switch circuit unit includes:
A first NMOS transistor whose operation is controlled by the control circuit unit and a predetermined voltage is applied to a substrate gate;
First and second PMOS transistors, each of which is operationally controlled by the control circuit unit;
With
A series circuit in which the first NMOS transistor and the first and second PMOS transistors are connected in series is connected in parallel, and the substrate gates of the first and second PMOS transistors are the first and second PMOS transistors, respectively. 2 may be connected to the connection portions of the respective PMOS transistors.
[0017]
Further, the switch circuit unit includes:
A first NMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit unit, wherein a high-voltage side voltage of a hold capacitor is applied to a substrate gate;
A second NMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit section, and the output voltage of the light quantity control circuit section is applied to the substrate gate;
A first PMOS transistor whose operation is controlled by the control circuit unit and a predetermined voltage is applied to a substrate gate;
With
The first PMOS transistor may be connected in parallel to a series circuit in which the first and second NMOS transistors are connected in series.
[0018]
Further, the switch circuit unit includes:
An NMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit unit, wherein a voltage on the high voltage side of the hold capacitor is applied to the substrate gate;
A PMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit unit, wherein a voltage on the high voltage side of the hold capacitor is applied to the substrate gate;
With
The NMOS transistor and the PMOS transistor may be connected in parallel.
[0019]
Further, the switch circuit unit includes:
An NMOS transistor whose operation is controlled by the control circuit unit;
A PMOS transistor whose operation is controlled by the control circuit unit;
With
The NMOS transistor and the PMOS transistor are connected in parallel, a voltage on the high voltage side of the hold capacitor is applied to a substrate gate of one of the NMOS transistor and the PMOS transistor, and a voltage is applied to a substrate gate of the other MOS transistor. A predetermined voltage may be applied.
[0020]
On the other hand, the light quantity control circuit unit compares a reference voltage generation circuit that generates and outputs a predetermined reference voltage with a voltage between the output voltage of the current-voltage conversion circuit unit and the reference voltage, and compares the comparison result. And a voltage comparison circuit that outputs the indicated voltage, and the voltage comparison circuit, the voltage-current conversion circuit unit, the switch circuit unit, the voltage holding circuit unit, and the control circuit unit may be integrated in one IC.
[0021]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Next, the present invention will be described in detail based on an embodiment shown in the drawings.
First embodiment.
FIG. 1 is a diagram showing an example of a semiconductor laser driving device according to the first embodiment of the present invention.
In FIG. 1, a semiconductor laser driving device 1 performs switching according to an operational amplifier 2, an analog switch 3, a hold capacitor 4 for storing an output voltage of the operational amplifier 2, a voltage-current conversion circuit 5, and an input control signal. A switch circuit 6, a variable resistor 7, and a reference voltage generating circuit 8 for generating and outputting a predetermined reference voltage Vr are provided.
[0022]
Further, the semiconductor laser driving device 1 includes a control circuit 9 for controlling the operations of the analog switch 3 and the switch circuit 6, and a photodiode PD. FIG. 1 shows a case where the current flowing through the laser diode LD increases as the output voltage of the operational amplifier 2 increases. The operational amplifier 2 and the reference voltage generating circuit 8 constitute a light amount control circuit, the operational amplifier 2 constitutes a voltage comparison circuit, the analog switch 3 constitutes a switch circuit, the hold capacitor 4 constitutes a voltage holding circuit, and a variable resistor. Reference numeral 7 denotes a current-voltage conversion circuit, and control circuit 9 forms a control circuit.
[0023]
The reference voltage generating circuit 8 is connected between the non-inverting input terminal of the operational amplifier 2 and the ground voltage, and the reference voltage Vr from the reference voltage generating circuit 8 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 2. The output terminal of the operational amplifier 2 is connected to one end of the analog switch 3, and the connection is referred to as a connection B. The other end of the analog switch 3 is connected to a voltage-current conversion circuit 5, the connection part being A, and a hold capacitor 4 connected between the connection part A and the ground voltage. The analog switch 3 receives the ASW control signal Sa from the control circuit 9 and performs switching according to the input ASW control signal Sa. Thus, the analog switch 3 disconnects the connection between the hold capacitor 4 and the output terminal of the operational amplifier 2 in order to hold the high-side voltage of the hold capacitor 4 (hereinafter, referred to as the voltage of the hold capacitor 4). .
[0024]
The voltage-current conversion circuit 5 converts an input voltage into a drive current for the laser diode LD, is connected to the cathode of the laser diode LD via the switch circuit 6, and the anode of the laser diode LD is connected to the power supply voltage Vdd. It is connected to the. The switch circuit 6 receives the DATA signal Sd from the control circuit 9 and performs switching according to the input DATA signal Sd. As a result, the switch circuit 6 controls connection between the voltage-current conversion circuit 5 and the laser diode LD in order to supply a drive current to the laser diode LD. On the other hand, the cathode of the photodiode PD is connected to the power supply voltage, and the variable resistor 7 is connected between the anode of the photodiode PD and the ground voltage. The connection between the anode of the photodiode PD and the variable resistor 7 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 2.
[0025]
FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit example of the analog switch 3. In FIG. 2, the analog switch 3 includes an NMOS transistor 21, a PMOS transistor 22, an inverter 23, and buffer amplifiers 24 and 25. Note that the NMOS transistor 21 and the PMOS transistor 22 form an analog switch circuit (including an inverter 23 strictly), and the buffer amplifiers 24 and 25 form a buffer amplifier circuit.
An NMOS transistor 21 and a PMOS transistor 22 are connected in parallel between the connection part A and the connection part B. An ASW control signal Sa from the control circuit 9 is input to the gate of the NMOS transistor 21, and the signal level of the ASW control signal Sa is inverted by an inverter 23 and input to the gate of the PMOS transistor 22.
[0026]
The buffer amplifiers 24 and 25 each have a configuration in which a voltage follower is formed by an operational amplifier. In the buffer amplifiers 24 and 25, an inverting input terminal and an output terminal of the operational amplifier are connected, and a non-inverting input terminal of the operational amplifier is connected. The input terminal of the buffer amplifier forms the input terminal, and the output terminal of the operational amplifier forms the output terminal of the buffer amplifier. In the buffer amplifier 24, an input terminal is connected to the connection portion A, and an output terminal is connected to a substrate gate (also referred to as a back gate) of the PMOS transistor 21. In the buffer amplifier 25, an input terminal is connected to the connection portion A, and an output terminal is connected to a substrate gate of the NMOS transistor 22.
[0027]
When the ASW control signal Sa goes high, the NMOS transistor 21 and the PMOS transistor 22 turn on, respectively, and when the ASW control signal Sa goes low, the NMOS transistor 21 and the PMOS transistor 22 turn off, respectively. The state in which the analog switch 3 is turned on by the ASW control signal Sa and turned on is the APC operating state. When the DATA signal Sd is input to the switch circuit 6 and the switch circuit 6 is turned on and turned on, the laser diode LD emits light. I do. The state in which the analog switch 3 is turned off and cut off is the APC operation stop state. The photodiode PD monitors the amount of light emitted from the laser diode LD, and supplies a current proportional to the amount of light emitted from the laser diode LD to the variable resistor 7. The variable resistor 7 converts the current supplied from the photodiode PD into a voltage Vpd. The voltage Vpd is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 2.
[0028]
The operational amplifier 2 controls the voltage input to the voltage-current conversion circuit 5 to control the current flowing through the laser diode LD so that the input voltage Vpd becomes equal to the reference voltage Vr, and controls the light emission of the laser diode LD. Control the amount. The voltage of the hold capacitor 4 is the same as the output voltage of the operational amplifier 2 because the voltage of the hold capacitor 4 is charged with the output voltage of the operational amplifier 2. When the analog switch 3 is turned off, the output voltage of the operational amplifier 2 at this time is stored in the hold capacitor 4.
[0029]
In such a configuration, the substrate gates of the NMOS transistor 21 and the PMOS transistor 22 of the analog switch 3 always have the same voltage as the voltage of the hold capacitor 4. Accordingly, in the NMOS transistor 21 and the PMOS transistor 22, there is no leak current flowing into or out of the hold capacitor 4 via the substrate gate, and the voltage of the hold capacitor 4 can be stabilized. For this reason, the capacity of the hold capacitor 4 can be reduced, and the hold capacitor 4 can be provided in the IC. In the case of FIG. 1, the operational amplifier 2, the analog switch 3, the hold capacitor 4, the voltage-current conversion circuit 5, the switch circuit 6, and the control circuit 9 are integrated in one IC.
[0030]
On the other hand, in FIG. 2, two buffer amplifiers 24 and 25 are used. However, when the output voltage of the operational amplifier 2 increases and the current of the laser diode LD increases, as shown in FIG. 3, there is a particular problem when the voltage of the hold capacitor 4 decreases after the analog switch 3 is turned off. Therefore, the back gate of the PMOS transistor 22 of the analog switch 3 is connected to the output terminal of the buffer amplifier 25 so as to have the same voltage as the voltage of the hold capacitor 4, and the substrate gate of the NMOS transistor 21 is connected to the ground voltage. You may do so.
[0031]
Similarly, when the output voltage of the operational amplifier 2 increases and the current of the laser diode LD decreases, as shown in FIG. 4, especially when the voltage of the hold capacitor 4 increases after the analog switch 3 is turned off. Since there is no problem, the back gate of the NMOS transistor 21 of the analog switch 3 is connected to the output terminal of the buffer amplifier 24 so as to have the same voltage as the voltage of the hold capacitor 4, and the substrate gate of the PMOS transistor 22 is connected to the power supply voltage Vdd. You may make it connect. By using one buffer amplifier for the analog switch 3 as shown in FIGS. 3 and 4, the circuit can be simplified.
[0032]
As described above, the semiconductor laser driving device according to the first embodiment applies the voltage of the hold capacitor 4 to the substrate gate of the NMOS transistor 21 constituting the analog switch 3 using the buffer amplifier 24, and // The voltage of the hold capacitor 4 is applied to the substrate gate of the PMOS transistor 22 constituting the analog switch 3 by using the buffer amplifier 25.
[0033]
From this, it is possible to eliminate the leak current flowing into or out of the hold capacitor through each substrate gate of the NMOS transistor and the PMOS transistor constituting the analog switch 3, and the laser diode LD is turned on in the event of an accident or the like. Even if the period during which the analog switch 3 is turned off in the state becomes longer or the laser diode LD is turned on after the analog switch 3 is turned off, the current of the laser diode LD is increased, and the maximum rated current of the laser diode LD is increased. It is possible to prevent inconvenience caused by exceeding the value. For this reason, the capacity of the hold capacitor 4 can be reduced without the current of the laser diode LD exceeding the maximum rated value, and the hold capacitor conventionally externally attached to the IC is integrated into one IC together with other circuit elements. Therefore, the size and cost of the device can be reduced.
[0034]
Second embodiment.
FIG. 5 is a diagram showing a semiconductor laser driving device according to a second embodiment of the present invention. In FIG. 5, the same or similar components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted, and only the differences from FIG. 1 will be described.
5 is different from FIG. 1 in that the circuit configuration of the analog switch 3 in FIG. 1 is changed. Accordingly, the analog switch 3 in FIG. 1 is replaced with an analog switch 3a, and the semiconductor laser driving device in FIG. 1 is a semiconductor laser driving device 1a.
[0035]
The semiconductor laser driving device 1a includes an operational amplifier 2, an analog switch 3a, a hold capacitor 4, a voltage-current conversion circuit 5, a switch circuit 6, a variable resistor 7, a reference voltage generation circuit 8, and an operation control of the analog switch 3a and the switch circuit 6. , And a photodiode PD. FIG. 5 also shows an example where the current flowing through the laser diode LD increases as the output voltage of the operational amplifier 2 increases. The analog switch 3a forms a switch circuit.
[0036]
The output terminal of the operational amplifier 2 is connected to one end of the analog switch 3a, and the connection is referred to as a connection B. The other end of the analog switch 3a is connected to the voltage-current conversion circuit 5, and the connection portion is set to A. The hold capacitor 4 is connected between the connection portion A and the ground voltage. The analog switch 3a receives an ASW control signal Sa from the control circuit 9, and performs switching according to the input ASW control signal Sa. Thus, the analog switch 3a disconnects the connection between the hold capacitor 4 and the output terminal of the operational amplifier 2 in order to hold the voltage of the hold capacitor 4.
[0037]
FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit example of the analog switch 3a. In FIG. 6, the same or similar components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted, and only different points from FIG. 2 will be described.
6 is different from FIG. 2 in that the buffer amplifiers 24 and 25 are deleted and an NMOS transistor 31 and a PMOS transistor 32 are added.
The analog switch 3a includes NMOS transistors 21 and 31, PMOS transistors 22 and 32, and an inverter 23. Note that the NMOS transistor 21 forms a first NMOS transistor, the NMOS transistor 31 forms a second NMOS transistor, the PMOS transistor 22 forms a first PMOS transistor, and the PMOS transistor 32 forms a second PMOS transistor.
[0038]
A series circuit in which the NMOS transistors 21 and 31 are connected in series and a series circuit in which the PMOS transistors 32 and 22 are connected in series are connected in parallel between the connection part A and the connection part B. The series circuit of the NMOS transistors 21 and 31 is connected such that the NMOS transistor 21 is on the connection part A side and the NMOS transistor 31 is on the connection part B side. The series circuit of the PMOS transistors 22 and 32 is connected such that the PMOS transistor 22 is connected to the connection portion B and the PMOS transistor 32 is connected to the connection portion A. An ASW control signal Sa from the control circuit 9 is input to each gate of the NMOS transistors 21 and 31. The signal level of the ASW control signal Sa is inverted by an inverter 23, and the ASW control signal Sa is sent to each gate of the PMOS transistors 22 and 32. Each is entered.
[0039]
The substrate gate of the NMOS transistor 21 is connected to the connection portion A, the substrate gate of the NMOS transistor 31 is connected to the connection portion B, and the substrate gates of the PMOS transistors 22 and 32 are connected to the PMOS transistor 22 and 32 connection parts. Parasitic diodes D1 and D2 are formed corresponding to the NMOS transistors 21 and 31, and parasitic diodes D3 and D4 are formed corresponding to the PMOS transistors 22 and 32.
[0040]
In such a configuration, the substrate gates of the NMOS transistor 21 and the PMOS transistors 22 and 32 always have the same voltage as the voltage of the hold capacitor 4.
Here, the case where the ASW control signal Sa becomes low level and the NMOS transistors 21 and 31 and the PMOS transistors 22 and 32 are turned off will be described.
[0041]
In this case, when the voltage of the connection portion A is higher than the voltage of the connection portion B, the current is prevented from flowing from the connection portion A to the connection portion B by the parasitic diodes D2 and D3. When the voltage at the connection portion B is higher than the voltage at the connection portion A, the parasitic diodes D1 and D4 prevent the current from flowing from the connection portion B to the connection portion A. From these facts, when the analog switch 3a is turned off, the leak current flowing into or out of the hold capacitor 4 can be eliminated, and the voltage of the hold capacitor 4 can be stabilized. For this reason, the capacity of the hold capacitor 4 can be reduced, and the hold capacitor 4 can be provided in the IC. In the case of FIG. 5, the operational amplifier 2, the analog switch 3a, the hold capacitor 4, the voltage-current conversion circuit 5, the switch circuit 6, and the control circuit 9 are integrated in one IC.
[0042]
Here, in the case where the current of the laser diode LD increases when the voltage of the hold capacitor 4 increases, the analog switch 3a in FIG. 6 may be configured as shown in FIG. 7 is different from FIG. 6 in that the NMOS transistor 31 is eliminated, the NMOS transistor 21 is connected between the connection portions A and B, and the substrate gate of the NMOS transistor 21 is connected to the ground voltage. is there. When no current flows from the connection portion B to the connection portion A when the analog switch 3a is off, the analog switch 3a in FIG. 7 may be configured as shown in FIG. 7 and 8, the circuit can be simplified.
[0043]
On the other hand, when the current of the laser diode LD increases when the voltage of the hold capacitor 4 decreases, the analog switch 3a of FIG. 6 may be changed to that of FIG. 9 is different from FIG. 6 in that the PMOS transistor 32 is eliminated, the PMOS transistor 22 is connected between the connection part A and the connection part B, and the substrate gate of the PMOS transistor 22 is connected to the power supply voltage Vdd. It is in. Further, when no current flows from the connection part A to the connection part B when the analog switch 3a is off, the analog switch 3a in FIG. 9 may be configured as shown in FIG. 9 and 10, the circuit can be simplified.
[0044]
As described above, in the semiconductor laser driving device according to the second embodiment, a series circuit in which the NMOS transistors 21 and 31 are connected in series, the PMOS transistor 32 and the 22 are connected in series, the substrate gate of the NMOS transistor 21 is connected to the connection portion A, the substrate gate of the NMOS transistor 31 is connected to the connection portion B, and the PMOS transistors 22 and 32 are connected. Is provided with an analog switch 3a in which each substrate gate is connected to the connection between the PMOS transistors 22 and 32, respectively. Thus, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
[0045]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, according to the semiconductor laser driving device of the present invention, since the leak current of the switch circuit unit for performing the sample and hold operation on the hold capacitor of the voltage holding circuit unit is eliminated, the leakage current is reduced. An increase in the amount of light of the laser diode due to current can be prevented, and the capacitance of the hold capacitor can be reduced. Therefore, the hold capacitor can be integrated with another circuit element in one IC, and the size and cost of the device can be reduced. Can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an example of a semiconductor laser driving device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit example of the analog switch 3 of FIG. 1;
FIG. 3 is a diagram showing another example of the circuit of the analog switch 3 of FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram showing another example of the circuit of the analog switch 3 of FIG. 1;
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a semiconductor laser driving device according to a second embodiment of the present invention.
6 is a diagram illustrating a circuit example of the analog switch 3a of FIG.
7 is a diagram illustrating another example of the circuit of the analog switch 3a of FIG. 5;
FIG. 8 is a diagram showing another example of the circuit of the analog switch 3a of FIG. 5;
FIG. 9 is a diagram showing another example of the circuit of the analog switch 3a of FIG. 5;
FIG. 10 is a diagram showing another example of the circuit of the analog switch 3a of FIG. 5;
FIG. 11 is a diagram showing a conventional example of a semiconductor laser driving device using an APC circuit.
FIG. 12 is a diagram illustrating a circuit example of the analog switch 103 of FIG. 11;
[Explanation of symbols]
1, 1a Semiconductor laser driving device 2 Operational amplifier 3, 3a Analog switch 4 Hold capacitor 5 Voltage-current conversion circuit 6 Switch circuit 7 Variable resistor 8 Reference voltage generation circuit 9 Control circuit LD Laser diode PD Photo diode

Claims

An APC circuit that monitors the light amount of the laser diode, detects the output current of the photodiode that outputs a current corresponding to the light amount, and controls the light amount of the laser diode to be a predetermined value based on the detected output current. In a semiconductor laser driving device provided with
A current-voltage conversion circuit unit that converts an output current of the photodiode into a voltage and outputs the voltage;
A voltage-current conversion circuit unit that converts an input voltage into a current and supplies the current to the laser diode;
A light amount control circuit unit that controls an input voltage of the voltage-current conversion circuit unit to control a light amount of the laser diode so that an output voltage from the current-voltage conversion circuit unit has a predetermined value set in advance;
A switch circuit unit that controls output of the voltage output from the light amount control circuit unit to the voltage-current conversion circuit unit according to the input control signal;
A voltage holding circuit unit including a hold capacitor that holds a voltage output from the light amount control circuit unit to the voltage-current conversion circuit unit via the switch circuit unit;
A control circuit unit for controlling the operation of the switch circuit unit;
With
The semiconductor laser driving device, wherein the switch circuit unit performs the output control by switching a MOS transistor to which a voltage on a high voltage side of the hold capacitor is applied to a substrate gate.

The switch circuit unit includes:
An analog switch circuit in which an NMOS transistor and a PMOS transistor are connected in parallel;
A buffer amplifier circuit for applying a voltage on the high voltage side of the hold capacitor to a substrate gate of at least one of the MOS transistors in the analog switch circuit;
The semiconductor laser drive device according to claim 1, further comprising:

The switch circuit unit includes:
A first NMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit unit, wherein a high-voltage side voltage of a hold capacitor is applied to a substrate gate;
A second NMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit section, and the output voltage of the light quantity control circuit section is applied to the substrate gate;
First and second PMOS transistors, each of which is operationally controlled by the control circuit unit;
With
A series circuit in which the first and second NMOS transistors are connected in series and a series circuit in which the first and second PMOS transistors are connected in series are connected in parallel. 2. The semiconductor laser driving device according to claim 1, wherein a substrate gate of each PMOS transistor is connected to a connection portion of each of the first and second PMOS transistors.

The switch circuit unit includes:
A first NMOS transistor whose operation is controlled by the control circuit unit and a predetermined voltage is applied to a substrate gate;
First and second PMOS transistors, each of which is operationally controlled by the control circuit unit;
With
A series circuit in which the first NMOS transistor and the first and second PMOS transistors are connected in series is connected in parallel, and the substrate gates of the first and second PMOS transistors are the first and second PMOS transistors, respectively. 2. The semiconductor laser driving device according to claim 1, wherein the semiconductor laser driving device is connected to a connection portion of each of the two PMOS transistors.

The switch circuit unit includes:
A first NMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit unit, wherein a high-voltage side voltage of a hold capacitor is applied to a substrate gate;
A second NMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit section, and the output voltage of the light quantity control circuit section is applied to the substrate gate;
A first PMOS transistor whose operation is controlled by the control circuit unit and a predetermined voltage is applied to a substrate gate;
With
2. The semiconductor laser driving device according to claim 1, wherein a series circuit in which said first and second NMOS transistors are connected in series and said first PMOS transistor are connected in parallel.

The switch circuit unit includes:
An NMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit unit, wherein a voltage on the high voltage side of the hold capacitor is applied to the substrate gate;
A PMOS transistor, the operation of which is controlled by the control circuit unit, wherein a voltage on the high voltage side of the hold capacitor is applied to the substrate gate;
With
2. The semiconductor laser driving device according to claim 1, wherein said NMOS transistor and said PMOS transistor are connected in parallel.

The switch circuit unit includes:
An NMOS transistor whose operation is controlled by the control circuit unit;
A PMOS transistor whose operation is controlled by the control circuit unit;
With
The NMOS transistor and the PMOS transistor are connected in parallel, the voltage on the high voltage side of the hold capacitor is applied to the substrate gate of one of the NMOS transistor and the PMOS transistor, and the substrate gate of the other MOS transistor. 2. The semiconductor laser driving device according to claim 1, wherein a predetermined voltage is applied.

The light quantity control circuit section compares a voltage between an output voltage of the current-voltage conversion circuit section and the reference voltage with a reference voltage generation circuit that generates and outputs a predetermined reference voltage, and a voltage indicating the comparison result. And a voltage comparison circuit that outputs the voltage comparison circuit, wherein the voltage comparison circuit, the voltage-current conversion circuit unit, the switch circuit unit, the voltage holding circuit unit, and the control circuit unit are integrated in one IC. 8. The semiconductor laser driving device according to 2, 3, 4, 5, 6, or 7.