JP2004120844A - Step-up converter controller - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To stably and speedily cope with even the sudden fluctuation of load such as no-load, on-load operation, or regeneration, etc. without adding a special apparatus and also to materialize price reduction and space saving. <P>SOLUTION: Though a step-up converter used in combination with an inverter 19 is arranged to perform feed back control, being provided generally with a proportional integrating circuit 5 so as to conform the output voltage to its command value, providing for the output voltage ripple caused by the switching of a current path, it can not perform speedy control by this, so this controller enables itself to cope speedily with the sudden ripple of load, too, by getting an inverter output power value with an arithmetic circuit 7 and comparing it with a specified value by a comparator 3, thereby judging the current path of the converter, and outputting the amount of compensation on the side of suppressing the ripple of the converter output voltage from a compensating circuit 4, according to the result. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

但し、α：下アームの通流率，Ｔ_ｏｎ：スイッチング素子１４のオン時間，Ｔ_ｏｆｆ：スイッチング素子１４のオフ時間，τ_ｏｎ＝Ｔ_ｏｎ／（Ｔ_ｏｎ＋Ｔ_ｏｆｆ）である。よって、出力電圧指令Ｖ_ｏｕｔ ^＊が与えられたときのτ_ｏｎは、
τ_ｏｎ＝１−Ｖ_ｉｎ／Ｖ_ｏｕｔ ^＊　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２）
となる。
【０００６】
しかし、実際の回路ではスイッチング素子１３，１４の切替えにデッドタイムを設ける必要がある。そのため、電流非可逆の昇圧コンバータと異なり、図７のように「Ｉ_Ｌ＜０」の状態と、「スイッチング素子１３，１４（ＳＷ１，ＳＷ２）がともにオフ」という状態が生じる。このように、電流Ｉ_Ｌの方向によって同じ指令に対して異なる電流経路が存在するため、電流可逆形の昇圧コンバータでは電流経路を直接制御できない現象が生じ、「ＳＷ１，ＳＷ２がともにオフ」という状態についても考慮する必要がある。
【０００７】
ここで、スイッチング周期内のＩ_Ｌの最大値をＩ_Ｌｍａｘ，最小値をＩ_Ｌｍｉｎとすると、Ｔ_ｄをデッドタイムとして、
モードＩ（０＜Ｉ_Ｌｍｉｎのとき）
α＝τ_ｏｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３）
モードＩＩ（Ｉ_Ｌｍｉｎ＜０＜Ｉ_Ｌｍａｘのとき）
α＝τ_ｏｎ＋Ｔ_ｄ／（Ｔ_ｏｎ＋Ｔ_ｏｆｆ）　　　　　　　　　　　　　　　　（４）
モードＩＩＩ（Ｉ_Ｌｍａｘ＜０のとき）
α＝τ_ｏｎ＋２・Ｔ_ｄ／（Ｔ_ｏｎ＋Ｔ_ｏｆｆ）　　　　　　　　　　　　　　　（５）
となる。
【０００８】
このときの様子を示すのが図８で、電流Ｉ_Ｌの方向に依存して通流率αが異なった値となる。つまり、τ_ｏｎは同じであるにも関わらず出力電圧が変動してしまうので、出力電圧を一定に保つためには、デューティ比指令値を変化させる必要がある。例えば、電流の状態がモードＩＩからモードＩの状態になったときは、デューティ比指令値にデッドタイム分τ_ｄ＝Ｔ_ｄ／（Ｔ_ｏｎ＋Ｔ_ｏｆｆ）を加える必要があり、モードＩＩからモードＩＩＩになったときには、デューティ比指令値からデッドタイム分を減じる必要がある。
【０００９】
電流センサを用いてＩ_Ｌの検出を行なえば、Ｉ_Ｌｍａｘ，Ｉ_Ｌｍｉｎの値から回路がどのモードであるか判断でき、デッドタイム補償が可能であるが、電流センサのないコンバータでは、従来はこの変動に対して出力電圧指令値と出力電圧検出値
との偏差によるフィードバック制御のみで対応しており、そのため出力電圧の変動を高速に抑制することができなかった。
この発明はこのような点に鑑みてなされたもので、その課題は、特にコンバータに電流センサや複雑な機構を付加することなく無負荷，力行，回生等の負荷の急激な変動に対しても、出力電圧を安定に保つことができるようにすることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、インバータと組み合わせて用いられる昇圧コンバータの制御を行なう昇圧コンバータ制御装置において、
前記インバータの出力電力値を一定量遅延させる遅延手段と、その遅延されたインバータ出力電力値から前記昇圧コンバータの電流経路を判断する電流経路判断手段と、昇圧コンバータのスイッチング素子をオン，オフさせるためのデューティ比を、その判断された電流経路に応じて補正する補正手段とを設けたことを特徴とする。
また、請求項１の発明においては、前記インバータの出力電力値に代えて、インバータの出力電力指令値を用いることができる（請求項２の発明）。
【００１１】
すなわち、電圧検出手段により検出された昇圧コンバータ出力電圧に応じて、デューティ比をフィードバック制御することに加えて、インバータ出力電力値から回路の電流経路を判断し、昇圧コンバータ出力電圧の変動を抑制する側に補正する。回路の電流経路に適したデューティ比を与えることで、負荷変動が与える昇圧コンバータの出力電圧への影響を抑制するものである。なお、インバータ出力電力指令値を用いることで、より高速の対応が可能となる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す要部構成図、図２はこの発明が適用される全体構成図である。以下、これらの図を参照して説明する。
全体的には図２に示すように、直流電源１１にリアクトル１２を介して接続されたスイッチング素子１３，１４、帰還ダイオード１５，１６、スイッチング素子１３，１４の出力側に接続された平滑コンデンサ１７、このコンデンサ１７の両端の電圧を検出する電圧検出装置（ＰＴ）１８、インバータ（ＩＮＶ）１９、このインバータ１９の出力電流を検出する電流検出装置２０、インバータ１９の出力電圧を検出する電圧検出装置２１、負荷２２およびスイッチング素子１３，１４を制御する制御装置３０等から構成される。上アームにスイッチング素子１３を設けたことで、電流を可逆にすることができる。負荷２２としてモータを用いたが、モータには限らない。
【００１３】
制御装置３０は電子回路でハード的に作成することも、マイコン等の演算処理装置によってソフト的に作成することもできる。制御装置３０には電圧検出装置１８により検出されたコンバータ出力電圧検出値Ｖ_ｏｕｔ，コンバータ出力電圧指令値Ｖ_ｏｕｔ ^＊，電流検出装置２０により検出されたインバータ出力電流検出値ｉおよび電圧検出装置２１により検出されたインバータ出力電圧検出値ｖ等が与えられる。なお、上記Ｖ_ｏｕｔ ^＊は制御装置３０内で作成しても良く、上位制御装置などの外部コントローラから与えるようにしても良い。
【００１４】
制御装置３０について説明する。
演算装置７はインバータ出力電流検出値ｉおよびインバータ出力電圧検出値ｖから、Ｐ＝ｉ×ｖとしてインバータ出力電力Ｐを算出する。負荷が変動しても平滑コンデンサ１７等の影響で、実際に電流経路が異なるモードになるまでには、一次遅れ系の遅延が生じる。そこで、この遅延による影響を考慮してインバータ出力電力Ｐを遅延手段２に通した後（遅延されたＰをＰ_Ｄとする）、電流経路判断回路１（図２では比較器３）でしきい値ＣＡ，ＣＢと比較する。
例えば、遅延手段２の出力Ｐ_Ｄがしきい値ＣＡを上回った場合（Ｐ_Ｄ＞ＣＡ）を力行時と考え、電流経路はモードＩであるとしてＱ＝１を出力し、Ｐ_Ｄがしきい値ＣＢを下回った場合（Ｐ_Ｄ＜ＣＢ）は回生時と考え、電流経路はモードＩＩＩであるとしてＱ＝−１を出力する。また、ＣＢ≦Ｐ_Ｄ≦ＣＡのときをモードＩＩと考え、Ｑ＝０を出力する。このときのＰ_Ｄ，Ｑとの関係を図３に波形図で示す。
【００１５】
補正回路４は電流経路判断回路１（図２では比較器３）の出力Ｑの値により、図４の関係に従って＋τ_ｄ，０，−τ_ｄのいずれかを補正値として出力する。この補正回路４の出力（＋τ_ｄ，０，−τ_ｄ）と比例積分回路５の出力を加算して得られるデューティ比指令値τ_ｏｎがＰＷＭ（パルス幅変調）回路６に与えられ、ここでデッドタイムを付加された後スイッチング素子１３，１４の駆動信号として与えられる。
このように、図１，図２の実施例ではインバータ出力電流検出値ｉとインバータ出力電圧検出値ｖからインバータ出力電力Ｐを求めて電流経路の変動を判断し、それに応じた補正量をデューティ比指令値に加えることで、従来のフィードバックのみのものと比べて出力電圧応答を高速にすることが可能となる。
【００１６】
図５はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
これは、同図からも明らかなように、演算装置７の入力をインバータ出力電流指令値ｉ^＊とインバータ出力電圧指令値ｖ^＊とし、電流経路の判断にインバータ出力電力Ｐ^＊を用いるもので、これにより出力や検出の遅れの影響なしに電流経路を判断しようとするもので、その他は図２と同様である。
このように、インバータ出力電力指令Ｐ^＊を用いることにより、インバータ出力電力が変化することを事前に検出でき、電流経路に適したデューティ比をより早く与えられるので、負荷変動による昇圧コンバータの出力電圧への影響をより早く抑制することが可能となる。
【００１７】
【発明の効果】
この発明によれば、負荷の変動による電流経路の変化を特別な付加装置を用いずに、つまり、従来は用いられなかったインバータの出力電圧と出力電流を昇圧コンバータの制御に積極的に用いることで簡易に推測し、その電流経路に適したデューティ比をより早く与えるようにしたので、低価格，省スペースで、負荷変動による昇圧コンバータの出力電圧への影響を、より効果的に抑制することが可能となる利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す要部構成図
【図２】この発明が適用される全体構成図
【図３】電流経路判断回路（比較器）と補正回路の入出力の関係を説明する波形図
【図４】補正回路における入出力の関係を説明する説明図
【図５】この発明の第２の実施の形態を示す構成図
【図６】従来例を示す構成図
【図７】図６における電流経路を説明するための説明図
【図８】図６における電流経路とデッドタイムの関係を説明するための説明図
【符号の説明】
１…電流経路判断回路、２…遅延回路、３…比較器、４…補正回路、５比例積分回路、６…ＰＷＭ生成回路、７…出力電力演算回路、１０…制御装置、１１…直流電源、１２…リアクトル、１３，１４…スイッチング素子、１５，１６…帰還ダイオード、１７…平滑用コンデンサ、１８，２１…電圧検出装置、１９…インバータ、２０…電流検出装置、２２…負荷、３０…制御装置。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a boost converter control device used in combination with an inverter.
[0002]
[Prior art]
In this type of boost converter, the output voltage and the output current of the inverter are generally detected for controlling the inverter, but are generally not used for controlling the boost converter. The inverter can control the output voltage as long as the input voltage is within a certain range, and the output voltage control of the boost converter does not require much accuracy. Therefore, an inverter that performs control as shown in FIG. 6 is known ( For example, see Non-Patent Document 1).
In short, the duty ratio of the switching elements 13 and 14 of the converter is feedback-controlled by proportional integral control according to the difference between the output voltage detection value and the output voltage command value.
[0003]
[Non-patent document 1]
Nagakura, Sato, Takahashi, Osawa, "Boost converter with regenerative function without current sensor", Proceedings of the 2002 IEEJ Industrial Applications Conference [I], p. 383-384
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the method as shown in FIG. 6, when the current path fluctuates during the dead time required for switching the switching element, the output voltage fluctuates greatly and exceeds the control range of the inverter. Output voltage control is delayed, causing a problem that the load current cannot be followed.
This will be described in detail below.
[0005]
Now, when complementary ON / OFF commands are given to the switching elements 13 and 14 in the current reversible step-up converter shown in FIG. 6, there is no dead time, and it is ideal that the ON resistance of the switch and the resistance of the reactor can be ignored. Under the conditions, the boost ratio of the circuit in FIG. 6 is expressed by the following equation (1).

Here, α is the conduction rate of the lower arm, T _{on is} the on-time of the switching element, T _{off is} the off-time of the switching element, and τ _on = T _on / (T _on + T _off ). Therefore, τ _on when the output voltage command V _out ^* is given is
τ _on = 1−V _in / V _out ^* (2)
It becomes.
[0006]
However, in an actual circuit, it is necessary to provide a dead time for switching the switching elements 13 and 14. Therefore, unlike the boost converter current irreversible, the state of _"I L <0" as shown in FIG. 7, a state referred to as "switching elements 13, 14 (SW1, SW2) are both off" occurs. Thus, due to the presence of different current paths for the same instruction depending on the direction of the current I _L, it caused a phenomenon can not control current path directly in boost converter current reversible type, state of "SW1, SW2 are both off" Also need to be considered.
[0007]
Here, the maximum value of _{I L} in the switching cycle _{I Lmax,} the minimum value when the _{I Lmin,} a _{T d} as dead time,
Mode I (when 0 <I _Lmin )
α = τ _on (3)
Mode II (when I _Lmin <0 <I _Lmax )
α = τ _on + T _d / (T _on + T _off ) (4)
Mode III (when I _Lmax <0)
α = τ _on + 2 · T _d / (T _on + T _off ) (5)
It becomes.
[0008]
It shows how this case is in Figure 8, a value to depend duty ratio direction α is different of the current I _L. That is, although the output voltage fluctuates even though τ _on is the same, it is necessary to change the duty ratio command value in order to keep the output voltage constant. For example, when the state of the current changes from the mode II to the mode I, it is necessary to add a dead time τ _d = T _d / (T _on + T _off ) to the duty ratio command value. , It is necessary to subtract the dead time from the duty ratio command value.
[0009]
By performing the detection of I _L by using the current sensor, I _Lmax, can determine whether any mode circuit from the value of I _Lmin, is susceptible of a dead time compensation, the no-current sensor converter, conventionally the Fluctuations are dealt with only by feedback control based on the deviation between the output voltage command value and the output voltage detection value, so that fluctuations in the output voltage cannot be suppressed at high speed.
The present invention has been made in view of such a point, and its object is to deal with a sudden change in load such as no load, power running, and regeneration without adding a current sensor or a complicated mechanism to the converter. , So that the output voltage can be kept stable.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, according to the invention of claim 1, in a boost converter control device for controlling a boost converter used in combination with an inverter,
Delay means for delaying the output power value of the inverter by a fixed amount, current path determination means for determining a current path of the boost converter from the delayed inverter output power value, and for turning on / off a switching element of the boost converter. And a correcting means for correcting the duty ratio according to the determined current path.
In the invention of claim 1, the output power command value of the inverter can be used instead of the output power value of the inverter (the invention of claim 2).
[0011]
That is, in addition to performing feedback control of the duty ratio in accordance with the boost converter output voltage detected by the voltage detection means, the current path of the circuit is determined from the inverter output power value to suppress fluctuations in the boost converter output voltage. Correct to the side. By providing a duty ratio suitable for the current path of the circuit, the effect of load fluctuation on the output voltage of the boost converter is suppressed. The use of the inverter output power command value enables a higher-speed response.
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a configuration diagram of a main part showing a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is an overall configuration diagram to which the present invention is applied. Hereinafter, description will be made with reference to these drawings.
As shown in FIG. 2 as a whole, switching elements 13 and 14 connected to DC power supply 11 via reactor 12, feedback diodes 15 and 16, and a smoothing capacitor 17 connected to the output side of switching elements 13 and 14. A voltage detecting device (PT) 18 for detecting a voltage between both ends of the capacitor 17, an inverter (INV) 19, a current detecting device 20 for detecting an output current of the inverter 19, and a voltage detecting device for detecting an output voltage of the inverter 19. 21, a control device 30 for controlling the load 22, and the switching elements 13 and 14, and the like. By providing the switching element 13 on the upper arm, the current can be made reversible. Although a motor was used as the load 22, it is not limited to a motor.
[0013]
The control device 30 can be created by hardware using an electronic circuit, or can be created by software using an arithmetic processing device such as a microcomputer. The control device 30 includes a converter output voltage detection value V _out detected by the voltage detection device 18, a converter output voltage command value V _out ^* , an inverter output current detection value i detected by the current detection device 20, and a voltage detection device 21. The detected inverter output voltage detection value v and the like are provided. The V _out ^* may be created in the control device 30 or may be given from an external controller such as a higher-level control device.
[0014]
The control device 30 will be described.
The computing device 7 calculates the inverter output power P from the detected inverter output current value i and the detected inverter output voltage value v as P = i × v. Even if the load fluctuates, a delay of the first-order lag system occurs until the current path actually changes to a different mode due to the influence of the smoothing capacitor 17 and the like. Therefore, after considering the influence of the delay, the inverter output power P is passed through the delay means 2 (the delayed P is defined as _PD ), and then the current path determination circuit 1 (comparator 3 in FIG. 2) thresholds. Compare with the values CA and CB.
For example, when the output P _D of the delay means 2 exceeds the threshold value CA (P _D > CA), it is considered as powering, and the current path is in mode I, Q = 1 is output, and P _D is a threshold. When the value falls below the value CB (P _D <CB), it is considered that regeneration is being performed, and the current path is in mode III, and Q = −1 is output. Further, when CB ≦ P _D ≦ CA is considered as mode II, Q = 0 is output. FIG. 3 is a waveform diagram showing the relationship between P _D and Q at this time.
[0015]
The correction circuit 4 outputs one of + τ _d , 0, and −τ _d as a correction value according to the relationship of FIG. 4 according to the value of the output Q of the current path determination circuit 1 (comparator 3 in FIG. 2). A duty ratio command value τ _on obtained by adding the output (+ τ _d , 0, −τ _d ) of the correction circuit 4 and the output of the proportional integration circuit 5 is given to a PWM (pulse width modulation) circuit 6. After the dead time is added, the signal is supplied as a drive signal for the switching elements 13 and 14.
As described above, in the embodiments of FIGS. 1 and 2, the inverter output power P is obtained from the inverter output current detection value i and the inverter output voltage detection value v to determine the fluctuation of the current path, and the correction amount corresponding to the duty ratio is determined by the duty ratio. By adding to the command value, it is possible to make the output voltage response faster than in the conventional feedback-only one.
[0016]
FIG. 5 is a configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
As is clear from the figure, the input of the arithmetic unit 7 is an inverter output current command value i ^* and an inverter output voltage command value v ^*, and the inverter output power P ^* is used to determine a current path. Thus, the current path is determined without being affected by the output or the detection delay, and the other points are the same as those in FIG.
As described above, by using the inverter output power command P ^* , a change in the inverter output power can be detected in advance, and a duty ratio suitable for the current path can be given earlier. Can be suppressed more quickly.
[0017]
【The invention's effect】
According to the present invention, a change in the current path due to a change in load is not used without using a special additional device, that is, the output voltage and the output current of the inverter which have not been used conventionally are actively used for controlling the boost converter. In this case, the duty ratio suitable for the current path is given earlier, so that the effect of load fluctuation on the output voltage of the boost converter can be more effectively suppressed at low cost and space saving. Is obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a main configuration diagram showing a first embodiment of the present invention; FIG. 2 is an overall configuration diagram to which the present invention is applied; FIG. 3 is an input / output of a current path determination circuit (comparator) and a correction circuit; FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating an input / output relationship in a correction circuit. FIG. 5 is a configuration diagram illustrating a second embodiment of the present invention. FIG. 6 is a configuration diagram illustrating a conventional example. 7 is an explanatory diagram for explaining a current path in FIG. 6; FIG. 8 is an explanatory diagram for explaining a relationship between a current path and a dead time in FIG. 6;
REFERENCE SIGNS LIST 1 current path determination circuit 2 delay circuit 3 comparator 4 correction circuit 5 proportional integration circuit 6 PWM generation circuit 7 output power calculation circuit 10 control device 11 DC power supply 12 reactor, 13, 14 switching element, 15, 16 feedback diode, 17 smoothing capacitor, 18, 21 voltage detector, 19 inverter, 20 current detector, 22 load, 30 controller .

Claims (2)

In a boost converter control device for controlling a boost converter used in combination with an inverter,
Delay means for delaying the output power value of the inverter by a fixed amount, current path determination means for determining a current path of the boost converter from the delayed inverter output power value, and for turning on / off a switching element of the boost converter. And a correcting means for correcting the duty ratio of the step-up converter according to the determined current path. The boost converter control device according to claim 1, wherein an output power command value of the inverter is used instead of the output power value of the inverter.

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