JP2004112217A - Receiver - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は二つのミキサを有して位相が直交するI信号とQ信号とを出力する受信機に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来の受信機を図8に従って説明する。例えばデジタル変調された高周波信号はバンドパスフィルタ32とその次段に設けられた低雑音増幅器33とからなる受信部31で受信された後に分配回路34によって2分配される。分配された高周波信号は第一のミキサ35と第二のミキサ36とに入力される。第一のミキサ35と第二のミキサ36とには発振回路37から局部発振信号が供給されるが、第一のミキサ35には直接供給され、第二のミキサ36には90°移相器38を介して供給される。従って二つのミキサ35、36に供給される局部発振信号の位相差は90°である。局部発振周波数は、例えば受信した高周波信号の周波数と一致している。
【0003】
この結果、二つのミキサ35、36からはベースバンド信号が出力されるが、第一のミキサ35から出力されるI信号と第二のミキサ36から出力されるQ信号とは位相が90°異なる。これらのベースバンド信号はイメージ妨害を避けるためおのおのバンドパスフィルタ39、40を通して後段側に出力される(例えば、特許文献1参照。)。
【0004】
【特許文献1】
特開平11−331011号公報(図11)
【0005】
バンドパスフィルタ39、40を通過したベースバンド信号は図示しない加算回路によって加算され、その後に復調される。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
上記構成においては、二つのミキサにそれぞれ供給される局部発振信号同士の位相差が90°になっていても、二つのミキサ間の僅かの回路特性の違いや、二つのバンドパスフィルタ間の僅かの回路特性の違い等によって、必ずしもI信号とQ信号との間の位相差が正確に90°になるとは限らない。このような状態でベースバンド信号を復調した場合、得られたデジタル信号にビットエラーが生じる。
【0007】
本発明は、ミキサから出力されるI信号とQ信号との位相差を正確に90°異ならせることが可能な受信機を提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するために、変調された高周波信号が入力される二つのミキサと、前記二つのミキサに供給する局部発振信号を発生するための信号発生部とを備え、前記信号発生部には発振回路と、前記発振回路から出力される発振信号を分配すると共に分配された信号を前記二つのミキサにそれぞれ供給する信号分配手段とを設け、前記分配された信号間の位相差を前記信号分配手段によって調整できるようにした。
【0009】
また、前記信号分配手段は前記発振信号を基準電圧と比較して略矩形波に変換すると共に、前記矩形波のデュティサイクルを調整可能な比較回路と、前記矩形波の連続する立ち上がりでオンとオフとを繰り返す第一の信号を出力し、前記矩形波の連続する立ち下がりでオンとオフとを繰り返すと共に、前記第一の信号とは略90°位相が異なる第二の信号を出力する1/2分周回路とから構成され、前記第一の信号を前記ミキサの一方に供給し、前記第二の信号を前記ミキサの他方に供給した。
【0010】
また、前記比較回路はエミッタ同士が互いに接続され、コレクタがそれぞれ給電抵抗に接続された二つのトランジスタを有し、一方の前記トランジスタのベースに基準電圧を印加すると共に他方の前記トランジスタのベースに前記発振信号を入力し、いずれか一方の前記トランジスタのコレクタから前記矩形波を出力し、前記基準電圧を変えられるようにした。
【0011】
また、前記1/2分周回路は第一及び第二のDフリップフロップ回路とインバータとを有し、前記矩形波を前記第一のDフリップフロップ回路のクロック入力端に入力すると共に前記インバータを介して前記第二のフリップフロップ回路のクロック入力端に入力し、前記第一のフリップフロップ回路の否定出力端を前記第一のフリップフロップ回路のデータ入力端に接続すると共に、前記第一のフリップフロップ回路の肯定出力端を前記第二のフリップフロップ回路のデータ入力端に接続し、前記第一のフリップフロップ回路の肯定出力端から前記第一の信号を出力し、前記第二のフリップフロップ回路の肯定出力端から前記第二の信号を出力した。
【0012】
また、前記1/2分周回路は第一及び第二のDフリップフロップ回路とインバータとを有し、前記矩形波を前記第一のDフリップフロップ回路のクロック入力端に入力すると共に前記インバータを介して前記第二のフリップフロップ回路のクロック入力端に入力し、前記第一のフリップフロップ回路の否定出力端を前記第一のフリップフロップ回路のデータ入力端と前記第二のフリップフロップ回路のデータ入力端に接続し、前記第一のフリップフロップ回路の肯定出力端から前記第一の信号を出力し、前記第二のフリップフロップ回路の肯定出力端から前記第二の信号を出力した。
【0013】
また、前記発振信号の周波数を前記高周波信号の受信すべき周波数の2倍とした。
【0014】
【発明の実施の形態】
本発明の受信機を図1乃至図7に従って説明する。図1は本発明の受信機の構成を示す回路図、図には図1における比較回路の具体構成を示す回路図、図3は比較回路の動作説明図、図4は図1における1/2分周回路の具体構成を示す回路図、図5は図4に示す1/2分周回路の動作説明図、図6は図1における1/2分周回路の他の具体構成を示す回路図、図7は図6に示す1/2分周回路の動作説明図である。
【0015】
図1において、例えばデジタル変調された高周波信号はバンドパスフィルタ2とその次段に設けられた低雑音増幅器3とからなる受信部1で受信されて分配回路4によって2分配される。分配された高周波信号は第一のミキサ5と第二のミキサ6とに入力される。第一のミキサ5と第二のミキサ6とには信号発生部7から局部発振信号が供給される。
【0016】
信号発生部7は発振回路8と、発振回路8から出力される発振信号を2分配すると共に分配された信号を二つのミキサ5、6にそれぞれ供給する信号分配手段9とを有する。
さらに、信号分配手段9は発振回路8から出力された発振信号を基準信号と比較して略矩形波に変換すると共に、矩形波のデュティサイクルを調整可能な比較回路10と、矩形波を2分周して位相がおおよそ90°異なる第一の信号と第二の信号とを出力する1/2分周回路11とから構成される。そして、第一の信号及び第二の信号が局部発振信号として第一のミキサ5と第二のミキサ6とにそれぞれ供給される。
【0017】
比較回路10は図2に示すように二つのトランジスタ10a、10bを有しそれらのエミッタ同士が互いに接続されて定電流源10cに接続される。また、各トランジスタ10a、10bのコレクタはそれぞれ給電抵抗10d、10eに接続される。そして、一方のトランジスタ10aのベースには基準電圧Vrが印加され、他方のトランジスタ10bのベースには発振回路8から出力された発振信号が入力される。
【0018】
この構成では、発振信号と基準電圧とが比較されて各トランジスタのコレクタから大略矩形波が出力されるが、一方のトランジスタ10aから出力される矩形波OUT1に対して他方のトランジスタ10bから出力される矩形波OUT2は反転する。各矩形波のデュティサイクルは基準電圧のレベルによって変化し、例えば基準電圧が高くなると図3の(1)に示すように一方のトランジスタ10aから出力される矩形波OUT1のデュティサイクルが小さくなり、反対に他方のトランジスタ10bから出力される矩形波OUT2のデュティサイクルは大きくなる。また、基準電圧が低くなると図3の(2)に示すようにデュティサイクルは反対方向に変化する。
【0019】
1/2分周回路11は図4に示すように、第一のDフリップフロップ回路11a、第二のフリップフロップ回路11b、インバータ11cを有し、第一のフリップフロップ回路11aの否定出力端(q)を第一のフリップフロップ回路11aのデータ入力端(D)に接続すると共に、第一のフリップフロップ回路11aの肯定出力端(Q)を第二のフリップフロップ回路11bのデータ入力端(D)に接続する。そして、比較回路10のトランジスタ10a又は10bのいずれかのコレクタから出力された矩形波を第一のDフリップフロップ回路11aのクロック入力端(CP)に入力すると共にインバータ11cを介して第二のフリップフロップ回路11bのクロック入力端(CP)に入力する。
【0020】
図4の構成では、第一のグリップフロップ回路11aの肯定出力端(Q)には入力された矩形波の連続する立ち上がりで順にオンとオフと繰り返す第一の信号が出力され、第二のフリップフロップ回路11bの肯定出力端(Q)には矩形波の連続す売る立ち下がりで順にオンとオフとを繰り返す第二の信号が出力される。よって、入力される矩形波に対して第一の信号及び第二の信号は1/2に分周される。
【0021】
また、第一の信号と第二の信号との位相関係をみると、入力される矩形波のデュティサイクルが図5のAに示すように50%の場合はBに示す第一に信号の位相に対して第二の信号の位相がCに示すようにπ/2(90°)遅れる。そして、第二の信号の位相は入力される矩形波のデュティサイクルに応じて変化し、デュティサイクルを50%より小さくすればπ/2よりも進み、50%よりも大きくすればπ/2よりも遅れる。
【0022】
第一の信号は例えば第一のミキサ5に供給され、第二の信号は第二のミキサ6に供給され、第一のミキサ5と第二のミキサ6からはベースバンド信号が出力される。第一のミキサ5から出力されるベースバンド信号(I信号)と第二のミキサ6から出力されるベースバンド信号(Q信号)はそれぞれイメージ妨害を避けるためのバンドパスフィルタ12、13を介して後段側に出力され、図示しない加算回路によって加算され、その後に復調される。
【0023】
第一のミキサ5から出力されるI信号と第二のミキサ6から出力されるQ信号との位相差は第一の信号と第二の信号との位相差に依存する。よって、I信号とQ信号との位相差がπ/2からずれた場合は第一の信号と第二の信号との位相差によってそのズレを補正できる。そのためには1/2分周回路11に入力される矩形波のデュティサイクルを調整すればよい。デュティサイクルの調整は比較回路10における一方のトランジスタ10aのベースに印加している基準電圧によって可能である。
なお、I信号とQ信号とがπ/2の位相差になっていないときには復調後のデジタル信号のビットエラーが悪化するので、このビットエラーを確認しながら矩形波のデュティサイクルを調整する。
【0024】
図6は1/2分周回路11の他の構成を示す。第一のフリップフロップ回路11aの否定出力端(q)を第一のフリップフロップ回路11aのデータ入力端(D)と第二のフリップフロップ回路11bのデータ入力端(D)に接続し、矩形波を第一のDフリップフロップ回路11aのクロック入力端(CP)に入力すると共にインバータ11cを介して第二のフリップフロップ回路11bのクロック入力端(cp)に入力する。そして、第一のフリップフロップ回路11aの肯定出力端(Q)から第一の信号を出力し、第二のフリップフロップ回路11bの肯定出力端(Q)から第二の信号を出力する。
【0025】
図6の構成では、入力される矩形波のデュティサイクルが50%の時は、図7のB、Cに示すように第二の信号(C)は第一の信号(A)に対してπ/2だけ位相が進む。その進み位相は図4の構成と同様に入力される矩形波のデュティサイクルに応じて変化する。
【0026】
本発明では発振回路8の発振周波数を、受信する高周波信号の周波数の2倍としているが、必ずしもこれに限られるものではない。しかし、受信する高周波信号の周波数の2倍とすることによって、ミキサ5、6に供給される第一の信号と第二の信号との周波数は高周波信号の周波数と一致する。従って、いわゆるダイレクトコンバージョン方式の受信機を構成できる。
【0027】
【発明の効果】
以上説明したように、信号発生部には発振回路と、発振回路から出力される発振信号を分配すると共に分配された信号を二つのミキサにそれぞれ供給する信号分配手段とを設け、分配された信号間の位相差を信号分配手段によって調整できるようにしたので、二つのミキサから出力されるベースバンド信号間の位相差をπ/2にすることができる。よって復調されたデータのビットエラーを最小にすることができる。
【0028】
また、信号分配手段は発振信号を略矩形波に変換すると共に、矩形波のデュティサイクルを調整可能な比較回路と、矩形波の連続する立ち上がりでオンとオフとを繰り返す第一の信号を出力し、矩形波の連続する立ち下がりでオンとオフとを繰り返すと共に、第一の信号とは略90°位相が異なる第二の信号を出力する1/2分周回路とから構成され、第一の信号をミキサの一方に供給し、第二の信号をミキサの他方に供給したので、デュティサイクルを調整することによって第一の信号と第二の信号との位相差を調整できる。
【0029】
また、比較回路はエミッタ同士が互いに接続され、コレクタがそれぞれ給電抵抗に接続された二つのトランジスタを有し、一方のトランジスタのベースに基準電圧を印加すると共に他方のトランジスタのベースに発振信号を入力し、いずれか一方のトランジスタのコレクタから矩形波を出力し、基準電圧を変えられるようにしたので、矩形波のデュティサイクルを調整できる。
【0030】
また、矩形波を第一のDフリップフロップ回路のクロック入力端に入力すると共にインバータを介して第二のフリップフロップ回路のクロック入力端に入力し、第一のフリップフロップ回路の否定出力端を第一のフリップフロップ回路のデータ入力端にすると共に、第一のフリップフロップ回路の肯定出力端を第二のフリップフロップ回路のデータ入力端に接続し、第一のフリップフロップ回路の肯定出力端から第一の信号を出力し、第二のフリップフロップ回路の肯定出力端から第二の信号を出力したので、入力される矩形波のデュティサイクルを調整することで第一の信号と第二の信号との位相差を調整できる。
【0031】
また、矩形波を第一のDフリップフロップ回路のクロック入力端に入力すると共にインバータを介して第二のフリップフロップ回路のクロック入力端に入力し、第一のフリップフロップ回路の否定出力端を第一のフリップフロップ回路のデータ入力端と第二のフリップフロップ回路のデータ入力端に接続し、第一のフリップフロップ回路の肯定出力端から第一の信号を出力し、第二のフリップフロップ回路の肯定出力端から第二の信号を出力したので、入力される矩形波のデュティサイクルを調整することで第一の信号と第二の信号との位相差を調整できる。
【0032】
また、発振信号の周波数を高周波信号の受信すべき周波数の2倍としたので、二つのミキサに供給される第一の信号と第二の信号との周波数は高周波信号の周波数と一致する。従って、ダイレクトコンバージョン方式の受信機を構成できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の受信機の構成を示す回路図である。
【図2】本発明の受信機に使用する比較回路の具体構成を示す回路図である。
【図3】本発明の受信機に使用する比較回路の動作説明図である。
【図4】本発明の受信機に使用する1/2分周回路の具体構成を示す回路図である。
【図5】本発明の受信機に使用する1/2分周回路の動作説明図である。
【図6】本発明の受信機に使用する他の1/2分周回路の具体構成を示す回路図である。
【図7】本発明の受信機に使用する他の1/2分周回路の動作説明図である。
【図8】従来の受信機の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
1 受信部
2 バンドパスフィルタ
3 低雑音増幅器
4 分配回路
5 第一のミキサ
6 第二のミキサ
7 信号発生部
8 発振回路
9 信号分配手段
10 比較回路
10a、10b トランジスタ
10c 定電流源
10d、10e 給電抵抗
11 1/2分周回路
11a 第一のDフリップフロップ回路
11b 第二のDフリップフロップ回路
11c インバータ
12、13 バンドパスフィルタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a receiver having two mixers and outputting an I signal and a Q signal whose phases are orthogonal.
[0002]
[Prior art]
A conventional receiver will be described with reference to FIG. For example, a digitally modulated high-frequency signal is received by a receiving
[0003]
As a result, although the baseband signals are output from the two
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-11-331011 (FIG. 11)
[0005]
The baseband signals that have passed through the
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
In the above configuration, even if the phase difference between the local oscillation signals respectively supplied to the two mixers is 90 °, a slight difference in circuit characteristics between the two mixers and a slight difference between the two band-pass filters. The phase difference between the I signal and the Q signal is not always exactly 90 ° due to the difference in the circuit characteristics of the above. When the baseband signal is demodulated in such a state, a bit error occurs in the obtained digital signal.
[0007]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a receiver capable of accurately changing the phase difference between an I signal and a Q signal output from a mixer by 90 degrees.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, the present invention comprises two mixers to which a modulated high-frequency signal is input, and a signal generator for generating a local oscillation signal to be supplied to the two mixers, wherein the signal The generator is provided with an oscillation circuit and signal distribution means for distributing the oscillation signal output from the oscillation circuit and supplying the divided signals to the two mixers, respectively, wherein a phase difference between the distributed signals is provided. Can be adjusted by the signal distribution means.
[0009]
The signal distribution unit compares the oscillation signal with a reference voltage, converts the signal into a substantially rectangular wave, and adjusts a duty cycle of the rectangular wave. A first signal that repeats turning off is output, and on and off are repeated at successive falling edges of the rectangular wave, and a second signal that is out of phase with the first signal by approximately 90 ° is output. / 1 divider circuit, wherein the first signal is supplied to one of the mixers, and the second signal is supplied to the other of the mixers.
[0010]
Further, the comparison circuit has two transistors whose emitters are connected to each other and whose collectors are each connected to a power supply resistor, applies a reference voltage to the base of one of the transistors, and applies the reference voltage to the base of the other transistor. An oscillation signal is input, the rectangular wave is output from the collector of one of the transistors, and the reference voltage can be changed.
[0011]
Further, the 回路 frequency dividing circuit has first and second D flip-flop circuits and an inverter, and inputs the rectangular wave to a clock input terminal of the first D flip-flop circuit, and connects the inverter to the clock input terminal. And a negative input terminal of the first flip-flop circuit is connected to a data input terminal of the first flip-flop circuit via the first flip-flop circuit. A positive output terminal of the flip-flop circuit is connected to a data input terminal of the second flip-flop circuit, and the first signal is output from a positive output terminal of the first flip-flop circuit; The second signal was output from the positive output terminal of the above.
[0012]
Further, the 回路 frequency dividing circuit has first and second D flip-flop circuits and an inverter, and inputs the rectangular wave to a clock input terminal of the first D flip-flop circuit, and connects the inverter to the clock input terminal. Input to the clock input terminal of the second flip-flop circuit, and the negative output terminal of the first flip-flop circuit to the data input terminal of the first flip-flop circuit and the data of the second flip-flop circuit. The first signal is output from the positive output terminal of the first flip-flop circuit, and the second signal is output from the positive output terminal of the second flip-flop circuit.
[0013]
Further, the frequency of the oscillation signal is twice as high as the frequency of the high frequency signal to be received.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The receiver according to the present invention will be described with reference to FIGS. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a receiver according to the present invention, FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific configuration of a comparison circuit in FIG. 1, FIG. 3 is an explanatory diagram of operation of the comparison circuit, and FIG. FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific configuration of the frequency divider, FIG. 5 is an explanatory diagram of the operation of the 1/2 frequency divider shown in FIG. 4, and FIG. 6 is a circuit diagram showing another specific configuration of the half frequency divider in FIG. FIG. 7 is an explanatory diagram of the operation of the 1/2 frequency dividing circuit shown in FIG.
[0015]
In FIG. 1, for example, a digitally modulated high-frequency signal is received by a receiving
[0016]
The signal generator 7 includes an
Further, the signal distribution means 9 compares the oscillation signal output from the
[0017]
The
[0018]
In this configuration, the oscillation signal is compared with the reference voltage, and a substantially rectangular wave is output from the collector of each transistor. A rectangular wave OUT1 output from one
[0019]
As shown in FIG. 4, the 1/2
[0020]
In the configuration of FIG. 4, a first signal that repeats on and off in order at successive rising edges of the input rectangular wave is output to the positive output terminal (Q) of the first
[0021]
Also, looking at the phase relationship between the first signal and the second signal, when the duty cycle of the input rectangular wave is 50% as shown in FIG. The phase of the second signal is delayed by π / 2 (90 °) as shown by C with respect to the phase. Then, the phase of the second signal changes according to the duty cycle of the input rectangular wave. If the duty cycle is smaller than 50%, the phase advances beyond π / 2, and if the duty cycle is larger than 50%, π / Late than 2.
[0022]
The first signal is supplied to, for example, a first mixer 5, the second signal is supplied to a
[0023]
The phase difference between the I signal output from the first mixer 5 and the Q signal output from the
When the I signal and the Q signal do not have a phase difference of π / 2, the bit error of the demodulated digital signal deteriorates. Therefore, the duty cycle of the rectangular wave is adjusted while checking the bit error.
[0024]
FIG. 6 shows another configuration of the 周
[0025]
In the configuration of FIG. 6, when the duty cycle of the input rectangular wave is 50%, the second signal (C) is different from the first signal (A) as shown in FIGS. The phase advances by π / 2. The leading phase changes according to the duty cycle of the input rectangular wave as in the configuration of FIG.
[0026]
In the present invention, the oscillation frequency of the
[0027]
【The invention's effect】
As described above, the signal generation unit is provided with the oscillation circuit and the signal distribution unit that distributes the oscillation signal output from the oscillation circuit and supplies the distributed signal to each of the two mixers. Since the phase difference between them can be adjusted by the signal distribution means, the phase difference between the baseband signals output from the two mixers can be π / 2. Therefore, the bit error of the demodulated data can be minimized.
[0028]
Further, the signal distribution means converts the oscillation signal into a substantially rectangular wave and outputs a comparison circuit capable of adjusting the duty cycle of the rectangular wave and a first signal which repeats on and off at successive rises of the rectangular wave. And a 1/2 frequency divider circuit which repeats on and off at successive falling edges of the rectangular wave and outputs a second signal having a phase difference of about 90 ° from the first signal. Is supplied to one of the mixers and the second signal is supplied to the other of the mixers, so that the phase difference between the first and second signals can be adjusted by adjusting the duty cycle.
[0029]
The comparison circuit has two transistors whose emitters are connected to each other and whose collectors are each connected to a power supply resistor. A reference voltage is applied to the base of one transistor and an oscillation signal is input to the base of the other transistor. Since a rectangular wave is output from the collector of one of the transistors and the reference voltage can be changed, the duty cycle of the rectangular wave can be adjusted.
[0030]
In addition, the rectangular wave is input to the clock input terminal of the first D flip-flop circuit and to the clock input terminal of the second flip-flop circuit via the inverter, and the negative output terminal of the first flip-flop circuit is A data input terminal of one flip-flop circuit, and a positive output terminal of the first flip-flop circuit is connected to a data input terminal of the second flip-flop circuit. Since one signal was output and the second signal was output from the positive output terminal of the second flip-flop circuit, the first signal and the second signal were adjusted by adjusting the duty cycle of the input rectangular wave. Can be adjusted.
[0031]
In addition, a rectangular wave is input to the clock input terminal of the first D flip-flop circuit and to the clock input terminal of the second flip-flop circuit via an inverter, and the negative output terminal of the first flip-flop circuit is connected to the negative output terminal. The first flip-flop circuit is connected to a data input terminal of the first flip-flop circuit and a data input terminal of the second flip-flop circuit, and outputs a first signal from a positive output terminal of the first flip-flop circuit. Since the second signal is output from the positive output terminal, the phase difference between the first signal and the second signal can be adjusted by adjusting the duty cycle of the input rectangular wave.
[0032]
In addition, since the frequency of the oscillation signal is twice the frequency of the high frequency signal to be received, the frequencies of the first signal and the second signal supplied to the two mixers match the frequency of the high frequency signal. Therefore, a receiver of the direct conversion system can be configured.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a receiver according to the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific configuration of a comparison circuit used in the receiver of the present invention.
FIG. 3 is an operation explanatory diagram of a comparison circuit used in the receiver of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a specific configuration of a 1/2 frequency divider used in the receiver of the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram of an operation of a 1/2 frequency dividing circuit used in the receiver of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a specific configuration of another 1/2 frequency dividing circuit used in the receiver of the present invention.
FIG. 7 is an operation explanatory diagram of another 1/2 frequency divider circuit used in the receiver of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional receiver.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
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JP2010068229A (en) * | 2008-09-10 | 2010-03-25 | Advantest Corp | Image removal apparatus |
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2002
- 2002-09-17 JP JP2002270484A patent/JP2004112217A/en not_active Withdrawn
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2010068229A (en) * | 2008-09-10 | 2010-03-25 | Advantest Corp | Image removal apparatus |
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