JP2004080668A - Delay profile measuring method and apparatus - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a delay profile measuring apparatus of which the circuit scale and production costs are reduced without using a known signal, a scattered pilot and the like. <P>SOLUTION: A delay profile measuring apparatus 10 has: an amplitude spectrum averaging part (amplitude characteristic calculating part) 18 for estimating an amplitude characteristic of a transfer function of a transmission line from an average value of spectrums in an OFDM signal; a phase characteristic generating part 20 for estimating a phase characteristic of the transfer function of the transmission line from the estimated amplitude characteristic of the transfer function by using minimum phase conditions; and a transfer function calculating part (inverse discrete Fourier transforming part 24) for calculating the transfer function of the transmission line (and a complex impulse response of the inverse discrete Fourier transformation thereof) based upon the phase characteristic of the transfer function. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

ただし、
ｙ（ｔ）：既知の試験信号の一部と同じテンプレート信号、
ｒ（ｔ）：受信信号
とする。なお、本明細書では、上付の添字「＊」は複素共役を示す。また、Ｒｅ［ｆ（）］（ｆ（　）は任意の信号）はｆ（　）の実数部であることを意味し、Ｉｍ［ｆ（　）］はｆ（　）の虚数部であることを意味する。通常、既知信号相関法で用いる予め定めた既知の試験信号ｘ（ｔ）としては、疑似雑音系列（ＰＮ系列）が用いられる。ＰＮ系列の周期としては、予想されるマルチパス、および回り込み等の遅延波の最大遅延時間の２倍程度に設定する場合が多い。また、理論上は複素インパルス応答（遅延プロファイル）ｓ（ｔ）を与える式（１）が連続時間ｔにおける無限区間の積分であるが、実際の複素インパルス応答（遅延プロファイル）の計算は、図２４に示す遅延プロファイル測定装置１７０において、次の式（２）に与えるような離散時間ｎにおける有限区間の総和の期待値として計算される。
【数２】

ただし、
ｙ（ｎ）：既知の試験信号の一部と同じテンプレート信号、
ｒ_ｉ（ｌ）：受信信号、
Ｅ［　］：期待値
とする。
【０００４】
次に［Ａ２］のＳＰ法について説明する。ＳＰ法では、例えば地上波デジタル放送方式のＯＦＤＭ信号に同期復調時の振幅位相基準として周波数方向と時間方向に挿入されているＳＰ信号（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ　Ｓｉｇｎａｌ）やＣＰ信号（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ　Ｐｉｌｏｔ　Ｓｉｇｎａｌ）等の基準信号を用いて伝送路の伝達関数を推定し、推定した伝送路の伝達関数を逆離散フーリエ変換することで複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定を行う方法である。具体的には、図２５に示す遅延プロファイル測定装置１７２において、受信したＯＦＤＭ信号をキャリア再生、シンボルタイミング再生して得られた基準キャリアおよび基準シンボルタイミングを用いて受信したＯＦＤＭ信号を直交復調し、さらに離散フーリエ変換して得られた受信信号の複素スペクトルから、ＳＰ信号、およびＣＰ信号Ｒ（ｋ）を抽出し、送信信号のＳＰ信号、およびＣＰ信号の複素スペクトルＸ（ｋ）が既知であることから、次の式（３）により伝送路の伝達関数Ｓ（ｋ）が得られる。
【数３】

この伝送路の伝達関数Ｓ（ｋ）を式（４）に示すように逆離散フーリエ変換することで複素インパルス応答（遅延プロファイル）ｓ（ｎ）が得られる。
【数４】

ここで、ＳＰ信号、ＣＰ信号の位置における受信信号の複素スペクトルＲ（ｋ）の抽出には、ＯＦＤＭ時間信号を復調するに際し、サンプリングレート（地上波デジタル放送では５１２／６３［ＭＨｚ］）を送信側と同一または逓倍とし、周波数同期と位相同期が確立し、離散フーリエ変換の時間ウィンドウ（ＦＦＴ時間ウィンドウ）の位置を適切に設定して有効シンボルの切り出しが適切に行われ、サブキャリア間の直交性が確保され、適切なＯＦＤＭ復調がなされていることが前提となる。
【０００５】
次に［Ａ３］の自己相関法について説明する。自己相関法では受信したＯＦＤＭ時間信号の一定区間を切り出して保持し、この保持したＯＦＤＭ時間信号と、受信しているＯＦＤＭ時間信号とで相関をとることで複素インパルス応答（厳密には自己相関値）測定を行う方法である。具体的には、図２６に示す遅延プロファイル測定装置１７４において、受信したＯＦＤＭ時間信号をｒ_ｉ（ｎ）とし、ｒ_ｉ（ｎ）の一部を保持期間Ｌだけ切り出した信号をｙ_ｉ（ｎ）としたとき、相関値ｓ（ｎ）は、次の式（５）、すなわち、
【数５】

により得られる。以上に述べた自己相関法はＯＦＤＭ復調を必要としないため、次の四つの利点を有する。
［１］すべての処理を時間領域で行うのでフーリエ変換の必要がない。
［２］時間信号のサンプリングレートを送信側と一致させる必要がない。
［３］シンボル同期を取る必要がない（ただし、ガードインターバル部に対応する相関値を検出しないように、相関長Ｌは最長でも有効シンボル長とする）。
［４］周波数同期（ＡＦＣ）、位相同期（ＡＰＣ）等が必要ない。
【０００６】
次に［Ａ４］のＦＦＴ法について説明する。ＦＦＴ法では、受信したＯＦＤＭ信号が希望波のみの場合、スペクトルの平均値が信号帯域内で平坦になり、受信したＯＦＤＭ信号が希望波の他に遅延波または回り込み波を含むときには、遅延時間に対応する周期で、強度に対応するリップルが生じることを利用し、エネルギースペクトルを逆離散フーリエ変換して自己相関値を求める。具体的には、図２７に示す遅延プロファイル測定装置１７６において、信号帯域内の振幅スペクトルを｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜（ただし、０≦ｋ≦Ｎ−１）とし、その平均値（期待値）を｜Ｓ（ｋ）｜としたとき、平均化されたエネルギースペクトルは｜Ｓ（ｋ）｜^２であり、このエネルギースペクトル｜Ｓ（ｋ）｜^２を式（６）に示すように逆離散フーリエ変換することで複素インパルス応答（厳密には自己相関値）を得る。
【数６】

以上に述べたＦＦＴ法も自己相関法と同様にＯＦＤＭ復調を必要としないため、次の４点の利点を有する。
［１］直交復調を必要としない。
［２］時間信号のサンプリングレートを送信側と一致させる必要がない。
［３］シンボル同期を取る必要がない。
［４］周波数同期（ＡＦＣ）、位相同期（ＡＰＣ）等が必要ない。
【０００７】
＜従来の逆数化された遅延プロファイル測定方法、フィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、フィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法＞　ＯＦＤＭ信号の逆数化された遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定方法、フィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差遅延複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、およびフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部の複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法としても、先に述べた複素インパルス応答（遅延プロファイル）の測定方法、フィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、およびフィードフォワード型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法と同様に、次の［Ｂ１］〜［Ｂ４］の四つの方法がある。
［Ｂ１：逆数化既知信号相関法］　予め定めた既知の試験信号を送信信号として使用し、受信信号と試験信号との相関を算出し、逆数化する方法（特願２００１−９１７３９）。
［Ｂ２：逆数化ＳＰ法］　送信信号の予め定められたキャリア位置にＳＰ信号（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ　Ｓｉｇｎａｌ）を挿入し、受信信号のＳＰ信号を抽出し、このＳＰ信号を用いて伝達関数を算出し、得られた伝達関数を逆数化した伝達関数を逆フーリエ変換する方法（図２８）（特願２００１−０７０７７７）。
［Ｂ３：逆数化自己相関法］　受信信号を時間信号のまま一定時間保持し、この保持した信号と受信信号の相関を取り、逆数化する方法（特願２００１−９１７３９）。
［Ｂ４：逆数化ＦＦＴ法］　時間的に平均化した受信信号のエネルギースペクトルを逆数化したエネルギースペクトルを逆離散フーリエ変換する方法（図２９）（特願２００１−０７０７７７）。
【０００８】
まず、［Ｂ１］の逆数化既知信号相関法について説明する。既知信号相関法で算出される複素インパルス応答（遅延プロファイル）は式（１）で与えられ、実際の複素インパルス応答（遅延プロファイル）の計算は式（２）に与えるような離散時間ｎにおける有限区間の総和の期待値として計算される。式（２）により得られたｓ（ｎ）に対し、式（７）に示すように、離散フーリエ変換を行ないＳ（ｋ）を得て、
【数７】

このＳ（ｋ）に対し、式（８）示す逆数化を行ってＴ（ｋ）を得た後、
【数８】

このＴ（ｋ）を式（９）のように逆離散フーリエ変換することで、
【数９】

逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）ｔ（ｎ）を得る。ただし、式（８）中の係数Ａは補正係数であり、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）算出結果のレベル調整を行うために設定する。
【０００９】
次に［Ｂ２］の逆数化ＳＰ法について説明する。図２８に示す遅延プロファイル測定装置１７８において、ＳＰ法における式（３）により得られた伝送路の伝達関数Ｓ（ｋ）を式（１０）に示すように（複素）逆数化しＴ（ｋ）を得る。
【数１０】

もちろん、次の式（１１）、すなわち、
【数１１】

として、（複素）逆数化された伝達関数Ｔ（ｋ）を直接求めることも可能であるし、この方が計算量、回路規模ともに少なくて済む。このＴ（ｋ）を式（１２）に示すように、逆離散フーリエ変換することで逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）ｔ（ｎ）が得られる。
【数１２】

ここでもＳＰ法と同様に、ＳＰ信号、ＣＰ信号の位置における受信信号の複素スペクトルＲ（ｋ）の抽出には、ＯＦＤＭ時間信号を復調するに際し、サンプリングレート（地上波デジタル放送では５１２／６３［ＭＨｚ］）を送信側と同一または逓倍とし、周波数同期と位相同期が確立し、離散フーリエ変換の時間ウィンドウ（ＦＦＴ時間ウィンドウ）の位置を適切に設定して有効シンボルの切り出しが適切に行われ、サブキャリア間の直交性が確保され、適切なＯＦＤＭ復調がなされていることが前提となる。
【００１０】
次に［Ｂ３］の逆数化自己相関法について説明する。自己相関法における式（５）で得られた自己相関値ｓ（ｎ）を式（１３）に示すように離散フーリエ変換しＳ（ｋ）を算出し、このＳ（ｋ）に対し、式（１４）に示す逆数化を行なってＴ（ｋ）を得た後、式（１５）示すように逆離散フーリエ変換することで、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）ｔ（ｎ）を得る。ただし、式（１４）中の係数Ａは補正係数であり、複素インパルス応答（厳密には逆数化された自己相関値）の算出結果のレベル調整を行うために設定する。
【数１３】

【数１４】

【数１５】

以上に述べた逆数化自己相関法は次の［１］〜［３］の三つの利点を有する。
［１］時間信号のサンプリングレートを送信側と一致させる必要がない。
［２］シンボル同期を取る必要がない（ただし、ガードインターバル部に対応する相関値を検出しないように、相関長Ｌは最長でも有効シンボル長とする）。
［３］周波数同期（ＡＦＣ）、位相同期（ＡＰＣ）等が必要ない。
【００１１】
次に［Ｂ４］の逆数化ＦＦＴ法について説明する。通常のＦＦＴ法と同様に、逆数化ＦＦＴ法でも受信したＯＦＤＭ信号が希望波のみの場合、スペクトルの平均値が信号帯域内で平坦になり、受信したＯＦＤＭ信号が希望波の他に遅延波または回り込み波を含むときには、遅延時間に対応する周期で、強度に対応するリップルが生じることを利用し、エネルギースペクトルを逆離散フーリエ変換して自己相関値を求める。具体的には、図２９に示す遅延プロファイル測定装置１８０において、信号帯域内の振幅スペクトルを｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜とし、その平均値（期待値）を｜Ｓ（ｋ）｜としたとき、平均化されたエネルギースペクトルは｜Ｓ（ｋ）｜^２であり、このエネルギースペクトル｜Ｓ（ｋ）｜^２を次の式（１６）に示すように逆数化し｜Ｔ（ｋ）｜^２を得た後、
【数１６】

式（１７）に示すように逆離散フーリエ変換することで逆数化された複素インパルス応答（厳密には逆数化された自己相関値）を得る。ただし、式（１６）中の係数Ａは補正係数であり、複素インパルス応答（厳密には逆数化された自己相関値）算出結果のレベル調整を行うために設定する。
【数１７】

以上に述べた逆数化ＦＦＴ法は次の［１］〜［４］の四つの利点を有する。
［１］直交復調を必要としない。
［２］時間信号のサンプリングレートを送信側と一致させる必要がない。
［３］シンボル同期を取る必要がない。
［４］周波数同期（ＡＦＣ）、位相同期（ＡＰＣ）等が必要ない。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
＜従来の複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法、フィードフォワード型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、およびフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法の課題＞　しかしながら、上述した既知信号相関法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法では、予め定めた既知の試験信号を送信する必要があるため、通常の放送、および通信を停止して行う必要があり、放送、および通信中に複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定が行えないという欠点があった。
【００１３】
また、上述したＳＰ法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法では、通常の放送、および通信中であっても複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定が行えるが、そのためにはＯＦＤＭ信号の復調を行う必要がある。すなわち、復調を行うために周波数同期、および位相同期を確立する必要があるため周波数同期（ＡＦＣ）回路、位相同期（ＡＰＣ）回路が必要であり、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアをサブキャリア間の直交性を保持したまま得る必要があるためサンプリングレートを適切な数値とし（例えば地上デジタル放送方式の場合には５１２／６３［ＭＨｚ］の逓倍）とし、ＯＦＤＭ時間信号の有効シンボルの切り出しを適切に行う必要があるため、モードに応じてＦＦＴポイント数を設定し、ガードインターバル長に応じて各々の有効シンボルを切り出す間隔も変更する必要があり、受信信号からのＳＰ信号の抽出が必要であるという欠点があった。更にはＳＰ信号が挿入されていないπ／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式を使用する差動系モード等の場合には複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行えず、別の伝達関数の推定方法、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を導入する必要があるという欠点があった。また、仮にπ／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式を使用する差動系モードにおける伝達関数の推定方法、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を導入したとしても、階層伝送が行われている場合には各階層ごとに伝達関数の推定方法、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を切り替える必要があり、そればかりか各階層が同期系モード、差動系モードのいずれか判別する必要もあるという欠点があった。また、上述の理由により、全ての場合に対応するには、計算量、回路規模が増大するという欠点があった。
【００１４】
また、上述した自己相関法では、通常の放送、および通信中であっても複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行え、ＯＦＤＭ信号を時間信号のまま取り扱うことができ、ＳＰ法における問題点が全て解消され、かつスキャッタードパイロットが挿入されていない差動系モードの場合であっても、階層伝送が行われていても、遅延プロファイル推定を行える方法であるが、本来の複素インパルス応答（遅延プロファイル）ではなく自己相関値を算出するものであるため、複素インパルス応答（遅延プロファイル）上に本来存在する遅延波のほかに、図２３に示すような疑似遅延波（存在しない遅延波）を算出してしまうといった問題があった。
【００１５】
また、上述したＦＦＴ法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法でも、通常の放送、および通信中であっても複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行え、ＯＦＤＭ信号の信号帯域のスペクトルさえ得られていれば良いため、ＳＰ法における問題が全て解消され、かつスキャッタードパイロットが挿入されていない差動系モードの場合であっても、階層伝送が行われていても、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定を行える方法であるが、本来の複素インパルス応答（遅延プロファイル）ではなく自己相関値を算出するものであるため、複素インパルス応答（遅延プロファイル）上に本来存在する遅延波のほかに、図２３に示すような疑似遅延波（存在しない遅延波）を算出してしまうといった問題があった。
【００１６】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、既知信号を使用せず、スキャッタードパイロット等を使用せず、サンプリングレート、モード、ガードインターバル長、同期系モード・差動系モード、階層伝送に関係無く、遅延プロファイル上に疑似遅延波（余計な存在しない遅延波）を検出しない複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法、および遅延プロファイル測定装置、並びにフィードフォワード型回り込みキャンセラ、およびフィードフォワード型伝送路適応等化器を提供することにある。
【００１７】
更には、回路規模の低減、コストの低減が可能な遅延プロファイル測定装置、フィードフォワード型回り込みキャンセラ、フィードフォワード型伝送路適応等化器を提供することを目的とする。
【００１８】
＜従来のフィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、フィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法の課題＞　また、上述した逆数化既知信号相関法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法では、予め定めた既知の試験信号を送信する必要があるため、通常の放送、および通信を停止して行う必要があり、放送、および通信中に逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行えないという欠点があった。
【００１９】
また、上述した逆数化ＳＰ法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法では、通常の放送、および通信中であっても逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）が行えるが、そのためにはＯＦＤＭ信号の復調を行う必要がある。すなわち、復調を行うために周波数同期、および位相同期を確立する必要があるため周波数同期（ＡＦＣ）回路、位相同期（ＡＰＣ）回路が必要であり、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアをサブキャリア間の直交性を保持したまま得る必要があるためサンプリングレートを適切な数値とし（例えば地上デジタル放送方式の場合には５１２／６３［ＭＨｚ］の逓倍）とし、ＯＦＤＭ時間信号の有効シンボルの切り出しを適切に行う（時間ウィンドウの位置の最適化する）必要があるため、モードに応じてＦＦＴポイント数を設定し、ガードインターバル長に応じて各々の有効シンボルを切り出す間隔も変更する必要があり、受信信号からのＳＰ信号の抽出が必要であるという欠点があった。更にはＳＰ信号が挿入されていない差動系モード等の場合には逆数化された伝達関数の推定方法、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行えず、別の逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）を導入する必要があるという欠点があった。また、仮に差動系モードにおける逆数化された伝達関数の推定方法、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を導入したとしても、階層伝送が行われている場合には各階層ごとに逆数化された伝達関数の推定方法、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を切り替える必要があり、そればかりか各階層が同期系モード、差動系モードのいずれか判別する必要もあるという欠点があった。また、上述の理由により、全ての場合に対応するには、計算量、回路規模が増大するという欠点があった。
【００２０】
また、上述した逆数化自己相関法では、通常の放送、および通信中であっても遅延プロファイル推定が行え、ＯＦＤＭ信号を時間信号のまま取り扱うことができ、ＳＰ法における問題点が全て解消され、かつスキャッタードパイロットが挿入されていない差動系モードの場合であっても、階層伝送が行われていても、逆数化された遅延プロファイル推定を行える方法であるが、本来の逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）ではなく、逆数化された自己相関値を算出するものであるため、複素インパルス応答（遅延プロファイル）上に本来存在する遅延波のほかに、疑似遅延波（存在しない遅延波）を算出してしまうといった問題があった。
【００２１】
また、上述した逆数化ＦＦＴ法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法でも、通常の放送、および通信中であっても逆数化された伝達関数の推定方法、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行え、ＯＦＤＭ信号の信号帯域のスペクトルさえ得られていれば良いため、ＳＰ法における問題が全て解消され、かつスキャッタードパイロットが挿入されていない差動系モードの場合であっても、階層伝送が行われていても、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定を行える方法であるが、本来の逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）ではなく逆数化された自己相関値を算出するものであるため、逆数化された遅延プロファイル上に本来存在する遅延波のほかに、疑似遅延波（存在しない遅延波）を算出してしまうといった問題があった。
【００２２】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、既知信号を使用せず、スキャッタードパイロット等を使用せず、サンプリングレート、モード、ガードインターバル長、同期系モード・差動系モード、階層伝送に関係無く、逆数化された伝送路の伝達関数、複素インパルス応答（遅延プロファイル）上に疑似遅延波（存在しない遅延波）を検出しない逆数化された伝送路の伝達関数、複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法、および逆数化された遅延プロファイル測定装置、およびフィードバック型回り込みキャンセラ、フィードバック型伝送路適応等化器を提供することにある。
【００２３】
更には、回路規模の低減、コストの低減が可能な遅延プロファイル測定装置、フィードバック型回り込みキャンセラ、およびキャンセラフィードバック型伝送路適応等化器を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる遅延プロファイル測定方法は、ＯＦＤＭ信号のスペクトルの平均値から伝送路の伝達関数の振幅特性を推定するステップと、前記伝達関数の振幅特性から、最小位相条件を用いて伝送路の伝達関数の位相特性を推定するステップと、前記伝達関数の位相特性に基づいて伝送路の伝達関数（およびその逆離散フーリエ変換である複素インパルス応答）を算出するステップと、を有する。
【００２５】
また本発明にかかる遅延プロファイル測定装置は、ＯＦＤＭ信号のスペクトルの平均値から伝送路の伝達関数の振幅特性を推定する振幅特性推定部と、前記伝達関数の振幅特性から、最小位相条件を用いて伝送路の伝達関数の位相特性を推定する位相特性推定部と、前記伝達関数の位相特性に基づいて伝送路の伝達関数（およびその逆離散フーリエ変換である複素インパルス応答）を算出する伝達関数算出部と、を有する。
【００２６】
また本発明にかかる回り込みキャンセラは、ＯＦＤＭ信号のスペクトルの平均値から伝送路の伝達関数の振幅特性を推定する振幅特性推定部と、前記伝達関数の振幅特性から、最小位相条件を用いて伝送路の伝達関数の位相特性を推定する位相特性推定部と、前記伝達関数の位相特性に基づいて伝送路のキャンセル残差伝達関数（また、その逆離散フーリエ変換である複素インパルス応答）を推定するキャンセル残差伝達関数推定部と、を有する。
【００２７】
【発明の実施の形態】
＜遅延プロファイル測定方法、および測定装置、並びにフィードフォワード型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、フィードフォワード型伝送路等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法＞　以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は、本発明の第一の実施形態を示している。図１の説明に先立ち、伝送路の伝達関数、および複素インパルス応答（遅延プロファイル）を求める方法を示す。伝送路の伝達関数をＳ（ω）とおく。このとき、Ｓ（ω）は直交座標表示では次の式（１８）、すなわち、
【数１８】

と、また、極座標表示では、次の式（１９）、すなわち、
【数１９】

と、表現することができる。ただし、
【数２０】

【数２１】

である。前述したように、この伝達関数Ｓ（ω）をＳＰ信号等を用いて得て、複素インパルス応答（遅延プロファイル）を得るのが一般的である。
【００２８】
本発明は、既知信号やＳＰ信号等のパイロット信号を使用できず伝達関数が直接的に得られないため正確な複素インパルス応答（遅延プロファイル）が得られず、従来は自己相関法やＦＦＴ法により自己相関値しか得られなかった状況において、最小位相条件を新たに導入することにより、既知信号相関法やＳＰ法と同様に正確な伝達関数（およびこれを逆フーリエ変換して得られる複素インパルス応答）を得ることを可能とする技術である。ここでは、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｓ（ω）｜（もしくはこれと等価な｜Ｓ（ω）｜^２）のみが得られており、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ω）］が未知の場合について、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ω）］を得る方法について考える。そのために、極座標表示された伝達関数Ｓ（ω）の両辺に複素自然対数をとった次の式（２２）に示すＳ_ｌ（ω）について考える。
【数２２】

このとき、Ｓ_ｌ（ω）の実数部ｌｎ｜Ｓ（ω）｜はＳ_ｌ（ω）の偶成分であり、Ｓ_ｌ（ω）の虚数部ａｒｇ［Ｓ（ω）］はＳ_ｌ（ω）の奇成分となる。Ｓ_ｌ（ω）の逆離散時間フーリエ変換がｓ_ｌ（ｎ）に対応しているものとする。ｓ_ｌ（ｎ）が実数でかつ因果性を満たし、かつ安定であるとき、ａｒｇ［Ｓ（ω）］はｌｎ｜Ｓ（ω）｜から最小位相条件により、次の式（２３）、すなわち、
【数２３】

で得られる。ただし、ここでのＰは、コーシーの主値積分を表す。ここで、取り扱うＳ（ω）は安定であることから、ｓ_ｌ（ｎ）は因果性も同時に満たす。すなわち、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ω）］は、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｓ（ω）｜から求めることが可能である。
【００２９】
ここで、振幅特性から位相特性を生成する際に用いる最小位相条件（ｍｉｎｉｍｕｍ　ｐｈａｓｅ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）について説明する。
【００３０】
任意のインパルス応答ｗ（ｎ）は偶成分ｗ_ｅ（ｎ）と奇成分ｗ_ｏ（ｎ）とに分解して、
【数２４】

と表すことができる。ただし、
【数２５】

である。式（２４）の関係は任意の数列で成り立つ。ここで、ｗ（ｎ）が実際に存在するシステムのインパルス応答のとき、ｗ（ｎ）は因果性を満足するため、ｗ_ｅ（ｎ）からｗ（ｎ）を復元することができる（また、ｎ＝０のときを除いてｗ_ｏ（ｎ）からｗ（ｎ）を復元することができる。）。以下、これについて説明する。因果性を満たすｗ（ｎ）は
【数２６】

を満たす。このとき、
【数２７】

であり、
【数２８】

が成り立つ。したがって、
【数２９】

【数３０】

が成り立つ。ただし、
【数３１】

であり、
【数３２】

である。
【００３１】
式（２９）および式（３０）から、因果性を満足しかつ安定な実数の数列のフーリエ変換は、実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅ^ｊω）］、または虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅ^ｊω）］と直流成分ｗ（０）のいずれかが既知であれば、Ｗ（ｅ^ｊω）が定まる。すなわち、実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅ^ｊω）］から虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅ^ｊω）］を生成することが可能である。これは、
【数３３】

であり、
【数３４】

であることから明らかである。
【００３２】
さらに一般的に考察を進める。もし、ｗ（ｎ）が因果性を満足し、安定ならば、実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅ^ｊω）］、または虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅ^ｊω）］と直流成分ｗ（０）のいずれかが既知であれば、Ｗ（ｚ）を単位円の外側の領域（Ｗ（ｚ）の収束領域）のいたるところで定めることができる。単位円の外側、すなわちｚ＝ｒｅ^ｊω、ｒ＞１、においてＷ（ｚ）を考える。この場合、
【数３５】

である。式（３５）は、式（２９）により
【数３６】

とも表現できる。これは、ｗ_ｅ（ｎ）・［ｕ_＋（ｎ）ｒ^−ｎ］のフーリエ変換とみなせることから、Ｗ（ｅ^ｊω）はｗ_ｅ（ｎ）のフーリエ変換と、［ｕ_＋（ｎ）ｒ^−ｎ］のフーリエ変換の畳み込みとしても得ることができる。式（３３）に示したように、ｗ_ｅ（ｎ）のフーリエ変換はＲｅ［Ｗ（ｅ^ｊω）］であり、ｒ＞１であれば［ｕ_＋（ｎ）ｒ^−ｎ］のフーリエ変換は
【数３７】

である。さらに、複素畳み込みの定理を用いることで、次の式（３８）の閉路積分の関係式を得る。
【数３８】

または、
【数３９】

として表現できる。ここで、Ｒｅ［Ｗ（ｅ^ｊω）］だけが既知とされているので、式（３８）、（３９）において、Ｃは単位円でなければならない。式（３８）、（３９）は、単位円上でのＷ（ｚ）の実数部を用いて、単位円外のＷ（ｚ）を表している。ここで、式（３９）を線積分として表現するため、ｖ＝ｅ^ｊθとして次式を得る。
【数４０】

ただし、
【数４１】

【数４２】

とする。関数Ｐ_ｒ（θ）とＱ_ｒ（θ）とは、それぞれポアソン核（Ｐｏｉｓｓｏｎ　Ｋｅｒｎｅｌ）または共役ポアソン核（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ　Ｐｏｉｓｓｏｎ　ｋｅｒｎｅｌ）と呼ばれる。式（４０）の虚数部から次式を得る。
【数４３】

【００３３】
単位円上での実数部と、単位円上での虚数部との関係を得るため、
【数４４】

を考えると、θ＝０のときｃｏｔ（θ／２）は特異点となるため、定式的にコーシーの主値をとると解釈すると、
【数４５】

を得る。ただし、Ｐはコーシーの主値を示す。したがって、Ｗ（ｅ^ｊω）の実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅ^ｊω）］から、虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅ^ｊω）］を生成することができる。また、逆にＷ（ｅ^ｊω）の虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅ^ｊω）］とｗ（０）から実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅ^ｊω）］を生成することもできる。すなわち、実数部、もしくは虚数部のどちらか一方が既知であれば、残る一方を生成することが可能である。このような実数部と虚数部の関係をヒルベルト変換対（Ｈｉｌｂｅｒｔ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　ｐａｉｒ）と呼ぶ。ここで、Ｗ（ｅ^ｊω）はωの関数となるため、以降Ｗ（ω）と記述することとする。
【００３４】
以上の実数部と虚数部のヒルベルト変換対の関係を、振幅特性と位相特性の関係に利用するために、伝達関数Ｗ（ω）の極座標表示
【数４６】

の両辺に対して複素自然対数を施した
【数４７】

を考える。このとき、振幅特性（正確には振幅特性の自然対数）ｌｎ｜Ｗ（ω）｜が実数部、位相特性ａｒｇ［Ｗ（ω）］が虚数部となり、ｗ（ｎ）が因果性を満たしている場合、Ｗ_ｌ（ω）の逆離散フーリエ変換ｗ_ｌ（ｎ）の因果性も満足されるため、ｌｎ｜Ｗ（ω）｜とａｒｇ［Ｗ（ω）］には、
【数４８】

が成り立ち、振幅特性｜Ｗ（ω）｜（正確には、振幅特性の自然対数ｌｎ｜Ｗ（ω）｜）から位相特性ａｒｇ［Ｗ（ω）］を生成することが可能である。逆に、位相特性から振幅特性を生成することも可能である。このように、振幅特性の自然対数ｌｎ｜Ｗ（ω）｜と位相特性ａｒｇ［Ｗ（ω）］がヒルベルト変換対になるという条件を最小位相条件（ｍｉｎｉｍｕｎ　ｐｈａｓｅ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）と呼ぶ。
【００３５】
したがって、既知の｜Ｓ（ω）｜と｜Ｓ（ω）｜から最小位相条件により生成したａｒｇ［Ｓ（ω）］とを用いて、式（６７），（６８）の極座標−直交座標変換により、直交座標表示された伝達関数の実数部Ｒｅ［Ｓ（ω）］と虚数部Ｉｍ［Ｓ（ω）］を得る。
【数４９】

【数５０】

すなわち、伝達関数Ｓ（ω）が得られる。またＳ（ω）を逆フーリエ変換することで、複素インパルス応答（遅延プロファイル）が得られる。
【００３６】
次に、最小位相条件（ｍｉｎｉｍｕｍ　ｐｈａｓｅ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）を離散フーリエ変換において議論する。離散フーリエ変換のポイント数をＮ点とすると、インパルス応答ｗ（ｎ）が因果性を満足する場合、
【数５１】

を満たす。ここでも、インパルス応答ｗ（ｎ）は偶成分ｗ_ｅ（ｎ）と奇成分ｗ_ｏ（ｎ）とに分解し、
【数５２】

と表すことができる。ただし、
【数５３】

である。このとき、因果性を表す式（４９）は
【数５４】

を意味する。したがって、
【数５５】

と表される。ただし、
【数５６】

である。式（５３）を離散フーリエ変換すると、
【数５７】

となる。ここに、
【数５８】

であり、ｋが奇数のとき、
【数５９】

であることから、
【数６０】

となる。また、Ｕ_Ｎ（（ｋ−ｍ））_Ｎは、（ｋ−ｍ）＜０のとき、Ｕ_Ｎ（（ｋ−ｍ））_Ｎ＝Ｕ_Ｎ（Ｎ＋ｋ−ｍ）であることを示す。一方、
【数６１】

【数６２】

であることより、式（５９）、（６０）を式（５５）に代入すると、
【数６３】

となる。更に整理して
【数６４】

となる。ただし、
【数６５】

であり、Ｖ_Ｎ（（ｋ−ｍ））_Ｎは、（ｋ−ｍ）＜０のとき、Ｖ_Ｎ（（ｋ−ｍ））_Ｎ＝Ｖ_Ｎ（Ｎ＋ｋ−ｍ）であることを示す。
【００３７】
ここでは、実数部から虚数部を生成したが、逆に虚数部から実数部を生成することも（直流成分の生成を除いて）可能である。このような実数部と虚数部の関係をヒルベルト変換対（Ｈｉｌｂｅｒｔ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　ｐａｉｒ）と呼ぶ。すなわち、実数部、もしくは虚数部のどちらか一方が既知であれば、残る一方を生成することが可能である。
【００３８】
以上の実数部と虚数部のヒルベルト変換対の関係を、振幅特性と位相特性の関係に利用するために、伝達関数Ｗ（ｋ）の極座標表示
【数６６】

の両辺に対して複素自然対数を施した
【数６７】

を考えると、振幅特性（正確には振幅特性の自然対数）ｌｎ｜Ｗ（ｋ）｜が実数部、位相特性ａｒｇ［Ｗ（ｋ）］が虚数部となり、ｗ（ｎ）が因果性を満たしている場合、Ｗ_ｌ（ｋ）の逆離散フーリエ変換ｗ_ｌ（ｎ）の因果性は満足されるため、ｌｎ｜Ｗ（ｋ）｜とａｒｇ［Ｗ（ｋ）］には、
【数６８】

が成り立ち、振幅特性｜Ｗ（ｋ）｜（正確には、振幅特性の自然対数ｌｎ｜Ｗ（ｋ）｜）から位相特性ａｒｇ［Ｗ（ｋ）］を生成することが可能である。逆に、位相特性から振幅特性を生成することも可能である。このように、振幅特性の自然対数ｌｎ｜Ｗ（ｋ）｜と位相特性ａｒｇ［Ｗ（ｋ）］がヒルベルト変換対になるという条件を最小位相条件（ｍｉｎｉｍｕｎ　ｐｈａｓｅ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）と呼ぶ。なお、最小位相条件については、ディジタル信号処理（下）（Ａ．Ｖ．オッペンハイム、Ｒ．Ｗ．シェイファー著、伊達玄訳、昭和５３年コロナ社刊）の第７章に記載されている。
【００３９】
伝送路の伝達関数、および遅延プロファイルを求める方法を示す。伝送路の伝達関数をＳ（ｋ）とおく。このとき、Ｓ（ｋ）は直交座標表示では、次の式（６９）、すなわち、
【数６９】

と、また極座標表示では次の式（７０）、すなわち、
【数７０】

と表現される。ただし、
【数７１】

【数７２】

である。前述したように、この伝達関数Ｓ（ｋ）をＳＰ信号等を用いて得て、複素インパルス応答（遅延プロファイル）を得るのが一般的である。しかしながら、差動系モードのようにＳＰ信号が使用できない状況が存在する。このようにＳＰ信号が存在しない状況であっても伝達関数の推定、複素インパルス応答（遅延プロファイル）の推定が可能な方法を提供するのが本発明の目的である。
【００４０】
ここでは、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｓ（ｋ）｜（もしくはこれと等価な｜Ｓ（ｋ）｜^２）のみが得られており、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］が未知の場合について、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］を得る方法について考える。
【００４１】
ここで、図１を参照して、上述した処理を実行する本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置１０について説明する。Ａ／Ｄ変換部１２では、受信した（もしくは再送信する）ＯＦＤＭ時間信号からＮ個の離散時間信号ｒ_ｉ（ｎ）を得る。このＮ個の離散時間信号ｒ_ｉ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）を離散フーリエ変換部１４によりＮ点離散フーリエ変換し、周波数領域の信号（すなわち，スペクトル）Ｒ_ｉ（ｋ）（０≦ｋ≦Ｎ−１）を得る。次に、振幅スペクトル算出部１６において周波数領域の信号Ｒ_ｉ（ｋ）の振幅スペクトル｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を、次の式（７３）、すなわち、
【数７３】

により算出する。次に、振幅スペクトル平均化部（振幅特性算出部）１８において、１回の離散フーリエ変換により得られる受信信号（もしくは再送信信号）の振幅スペクトルを｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜とし、シンボルの異なる（または、時間データの取り込みタイミングをずらして得られた）｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を、次の式（７４）に示すようにＭ（Ｍ≧１）個で平均化して、
【数７４】

により｜Ｓ（ｋ）｜が得られる。ただし、Ｅ［　］はＭ個の平均化を表す。ここで用いる振幅スペクトル｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜は、ＯＦＤＭ復調を行いサブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜であっても、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜であっても良い（ただし、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を得る場合には、ＯＦＤＭ時間信号に適切な窓関数を施してから離散フーリエ変換を施す必要がある。）。ただし、サブキャリアの変調方式として振幅が一定のＢＰＳＫやＱＰＳＫ等を用いている場合、サブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いた場合の方が、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いた場合に比べて、後述する本発明の手法により得られる伝達関数、および遅延プロファイルの精度は高く、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いる場合に、直交性を保持した上で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いる場合と伝達関数、および遅延プロファイルの精度を同程度に得るには、Ｍの数を大きくする必要がある。また、サブキャリアの変調方式として振幅が一定でない６４値ＱＡＭや１６値ＱＡＭ等の振幅変調を用いている場合では、サブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いた場合でも、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いた場合でも、得られる伝達関数、および複素インパルス応答（遅延プロファイル）の精度は同程度であり、Ｍの数を大きくするほど精度が向上する。
【００４２】
ここで、上述した手法により得られた伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｓ（ｋ）｜（もしくはこれと等価な｜Ｓ（ｋ）｜^２）のみが得られており、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］が未知の場合について、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］を得る方法について考えるため、次の式（７５）で示すように極座標表示された伝達関数Ｓ（ｋ）の両辺に複素自然対数をとったＳ_ｌ（ｋ）について考える。
【数７５】

このとき、Ｓ_ｌ（ｋ）の実数部ｌｎ｜Ｓ（ｋ）｜はＳ_ｌ（ｋ）の偶成分であり、Ｓ_ｌ（ｋ）の虚数部ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］はＳ_ｌ（ｋ）の奇成分となる。Ｓ_ｌ（ｋ）の逆離散フーリエ変換ｓ_ｌ（ｎ）が因果性を満たし、かつ安定であるとき、ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］は、次の式（７６）で示すように、ｌｎ｜Ｓ（ｋ）｜から最小位相条件により
【数７６】

で伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］を近似的に計算することが可能である。ただし、
【数７７】

とする。伝送路の伝達関数の振幅特性から式（７６）を用いて生成した伝送路の伝達関数の位相特性を図１６と図２０に示す。図１６と図２０は、伝送路の伝達関数の実際の位相特性である図１５、図１９と比較してほぼ一致した位相特性が得られていることがわかる。
【００４３】
すなわち、位相特性生成部２０では、式（７６）により伝達関数の振幅特性｜Ｓ（ｋ）｜から伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］を算出する。
【００４４】
極座標−直交座標変換部２２では、｜Ｓ（ｋ）｜と｜Ｓ（ｋ）｜から最小位相条件により生成したａｒｇ［Ｓ（ｋ）］の近似値を用いて、
【数７８】

【数７９】

により伝達関数Ｓ（ｋ）の実数部Ｒｅ［Ｓ（ｋ）］と虚数部Ｉｍ［Ｓ（ｋ）］を得る。逆離散フーリエ変換部２４では、
【数８０】

により、複素インパルス応答ｓ（ｎ）を算出する。図１の１０が本発明にかかる複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定装置に相当する。
【００４５】
遅延プロファイル測定装置、フィードフォワード型回り込みキャンセラのタップ係数値算出部、またはフィードフォワード型伝送路適応等化器のタップ係数値算出部では、以上のようにして離散時間複素信号ｓ（ｎ）を求めることができる。このｓ（ｎ）をフィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ（図３），１５０ａ（図６）、またはフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂ（図４），１５０ｂ（図７）のフィルタタップ係数算出値のキャンセル残差インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１１２，１４２に用いる場合は、このｓ（ｎ）を複素信号のまま取り扱い、希望波に対応するｎ　＝　０の係数ｓ（０）は使用しない。また、遅延プロファイル測定装置等のように視覚的に表示することを考えた場合には、
【数８１】

を求め、各ｎについて｜ｓ（ｎ）｜を表示する。以上に述べた本発明の手法により得られた遅延プロファイルを図１８、図２２に示す。図１８、図２２は、実際の遅延プロファイルである図１７、図２１とそれぞれ比較してほぼ一致した遅延プロファイルが得られていることがわかる。特に、図２２では、自己相関法、ＦＦＴ法で問題となっていた図２３に示したような疑似遅延波が出現しなくなり、精度の良い遅延プロファイル測定が行われていることがわかる。
【００４６】
以上のように、本発明によれば伝達関数の振幅特性から伝達関数の位相特性の近似値を得ることができることから、伝達関数の振幅特性さえ得られていれば伝達関数の推定が可能であり、複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定が可能となる。
【００４７】
上述した第一の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１０（図１）は、図３に示す中継装置１１０のフィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ、または図４に示す受信装置１３０のフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂのフィルタタップ係数値算出部１１２（図５）に導入することができる。
【００４８】
図３に示す中継装置１１０では、フィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図４に示す受信装置１３０では、フィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去された信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００４９】
フィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ（図３）およびフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂ（図４）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部１２９、直交復調部１２８、直交変調部１２６、Ｄ／Ａ変換部１２４、加算器１２１、複素トランスバーサルフィルタ１２２、およびフィルタタップ係数値算出部１１２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ１２２によってキャンセル信号を生成し、加算器１２１において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ１２２のフィルタタップ係数値に応じたものとなる。
【００５０】
図５に示すように、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１１４において、ＯＦＤＭ時間信号（再送信信号または等化処理後の受信信号）から複素インパルス応答ｓ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）が得られる。更新タップ係数値算出部１１６において、このｓ（ｎ）からフィルタタップ係数値ｈ（ｎ）（０＜ｎ≦Ｎ−１）が算出される。
【００５１】
また、上述した第一の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定手法は、図６に示す中継装置１４０のフィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａ、あるいは図７に示す受信装置１６０のフィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂのフィルタタップ係数値算出部１４２（図８）にも導入することができる。
【００５２】
フィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａ（図６）およびフィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂ（図７）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部８１、Ｄ／Ａ変換部８５、直交復調部１５６、直交変調部１５４、加算器１５１、複素トランスバーサルフィルタ１５２、およびフィルタタップ係数値算出部１４２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ１５２によってキャンセル信号を生成し、加算器１５１において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ１５２のフィルタタップ係数値に応じたものとなる。
【００５３】
図８に示すように、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１４４において、Ａ／Ｄ変換された後のＯＦＤＭ時間信号（再送信信号、等化処理後の受信信号）から複素インパルス応答ｓ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）が得られる。なお、この複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１４４は、上述した手法により遅延プロファイル（複素インパルス応答）を取得する遅延プロファイル測定装置１０（図１）から、Ａ／Ｄ変換部１２を取り除いたものに相当する。そして、更新タップ係数値算出部１４６において、このｓ（ｎ）からフィルタタップ係数値ｈ（ｎ）（０＜ｎ≦Ｎ−１）が算出される。
【００５４】
＜逆数化された遅延プロファイル測定方法、および測定装置、並びにフィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、およびフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法＞　以上に述べた遅延プロファイル測定方法に伝達関数の逆数化を導入することで、フィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を構成することも可能である。図２は、本発明の第二の実施形態を示している。
【００５５】
図２の説明に先立ち、逆数化された伝送路の伝達関数、および逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）を求める方法を示す。逆数化された伝送路の伝達関数をＴ（ω）とおく。ただし、実際の伝達関数をＳ（ω）としたとき、Ｓ（ω）とＴ（ω）はＴ（ω）　＝　Ａ／Ｓ（ω）なる関係にある。ここでの係数Ａは補正係数であり、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）算出結果のレベル調整を行うために設定する。このとき、Ｔ（ω）は直交座標表示では、次の式（８２）、すなわち、
【数８２】

と、また極座標表示では、次の式（８３）、すなわち、
【数８３】

と、表現される。ただし、
【数８４】

【数８５】

である。
【００５６】
ここでは、逆数化された伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｔ（ω）｜（もしくはこれと等価な｜Ｔ（ω）｜^２）のみが得られており、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ω）］が未知の場合について、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ω）］を得る方法について考える。そのために、極座標表示された伝達関数Ｔ（ω）の両辺に複素自然対数をとった次の式（８６）に示すＴ_ｌ（ω）について考える。
【数８６】

このとき、Ｔ_ｌ（ω）の実数部ｌｎ｜Ｔ（ω）｜はＴ_ｌ（ω）の偶成分であり、Ｔ_ｌ（ω）の虚数部ａｒｇ［Ｔ（ω）］はＴ_ｌ（ω）の奇成分となる。Ｔ_ｌ（ω）の逆離散時間フーリエ変換がｔ_ｌ（ｎ）に対応しているものとする。ｔ_ｌ（ｎ）が実数でかつ因果性を満たし、かつ安定であるとき、次の式（８７）に示すように、ａｒｇ［Ｔ（ω）］はｌｎ｜Ｔ（ω）｜から最小位相条件により、
【数８７】

で得られる。ただし、ここでのＰは、コーシーの主値積分を表す。ここで、取り扱うＴ（ω）は安定であることから、ｔ_ｌ（ｎ）は因果性も同時に満たす。すなわち、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ω）］は、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｔ（ω）｜から求めることが可能である。
【００５７】
したがって、既知の｜Ｔ（ω）｜と｜Ｔ（ω）｜から最小位相条件により生成したａｒｇ［Ｔ（ω）］とを用いて、式（８８），（８９）の極座標−直交座標変換により、直交座標表示された伝達関数の実数部Ｒｅ［Ｔ（ω）］と虚数部Ｉｍ［Ｔ（ω）］を得る。
【数８８】

【数８９】

すなわち、逆数化された伝達関数Ｔ（ω）が得られる。またＴ（ω）を逆フーリエ変換することで、逆数化された遅延プロファイルが得られる。
【００５８】
以上の論理を、実際の処理において使用される離散フーリエ変換上において展開する。
【００５９】
ここでも、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｔ（ｋ）｜（もしくはこれと等価な｜Ｔ（ｋ）｜^２）のみが得られており、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ｋ）］が未知の場合について、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ｋ）］を得る方法について考える。まず、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｔ（ｋ）｜を得る方法について考える。
【００６０】
ここで、図２を参照して、上述した処理を実行する本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置３０について説明する。図２のＡ／Ｄ変換部１２では、受信した（もしくは再送信する）ＯＦＤＭ時間信号からＮ個の離散時間信号ｒ_ｉ（ｎ）を得る。このＮ個の離散時間信号ｒ_ｉ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）を離散フーリエ変換部１４によりＮ点離散フーリエ変換し、周波数領域の信号（すなわち，スペクトル）Ｒ_ｉ（ｋ）（０≦ｋ≦Ｎ−１）を得る。次に、振幅スペクトル算出部１６において周波数領域の信号Ｒ_ｉ（ｋ）の振幅スペクトル｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を
【数９０】

により算出する。次に振幅スペクトル平均化部（振幅特性算出部）１８において、１回の離散フーリエ変換により得られる振幅スペクトルを｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜とし、シンボルの異なる（または、時間データの取り込みタイミングをずらして得られた）｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜をＭ（Ｍ≧１）個で平均化した
【数９１】

により｜Ｓ（ｋ）｜が得られる。ただし、Ｅ［　］はＭ個の平均化を表す。ここで用いる振幅スペクトル｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜は、ＯＦＤＭ復調を行いサブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜であっても、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜であっても良い。ただし、サブキャリアの変調方式として振幅が一定のＢＰＳＫやＱＰＳＫ等を用いている場合、サブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いた場合の方が、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いた場合に比べて、後述する本発明の手法により得られる伝達関数、および複素インパルス応答（遅延プロファイル）の精度は高く、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いる場合に、直交性を保持した上で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いる場合と伝達関数、および複素インパルス応答（遅延プロファイル）の精度を同程度に得るには、Ｍの数を大きくする必要がある。また、サブキャリアの変調方式として振幅が一定でない６４値ＱＡＭや１６値ＱＡＭ等の振幅変調を用いている場合では、サブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いた場合でも、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を用いた場合でも、得られる伝達関数、および複素インパルス応答（遅延プロファイル）の精度は同程度であり、Ｍの数を大きくするほど精度が向上する。ここで、フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ（図９），９０ａ（図１２）では、複素インパルス応答（遅延プロファイル）を逆数化して得る必要がある。このため本実施形態では、逆数算出部３２において、次の式（９２）に示すように、振幅スペクトル｜Ｒ_ｉ（ｋ）｜を平均化して得られた振幅特性｜Ｓ（ｋ）｜の逆数、
【数９２】

を得る。ただし、ここでの係数Ａは補正係数であり、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）算出結果のレベル調整を行うために設定する。この｜Ｔ（ｋ）｜に対し、位相特性生成部２０において、次の式（９３）、すなわち、
【数９３】

により逆数化された伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ｋ）］を近似的に計算することが可能である。ただし、
【数９４】

とする。
【００６１】
変換部２２では、｜Ｔ（ｋ）｜と得られたａｒｇ［Ｔ（ｋ）］の近似値を用いて、
【数９５】

【数９６】

により逆数化された伝達関数Ｔ（ｋ）の実数部Ｒｅ［Ｔ（ｋ）］と虚数部Ｉｍ［Ｔ（ｋ）］を得る。逆離散フーリエ変換部２４では、次の式（９７）、すなわち、
【数９７】

により、逆数化された複素インパルス応答ｔ（ｎ）を算出する。かかる逆離散フーリエ変換部２４が、本発明にかかる伝達関数推定部に相当する。
【００６２】
逆数化された遅延プロファイル測定装置、またはフィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、またはフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法においては、以上のように複素インパルス応答ｔ（ｎ）を求める。このｔ（ｎ）をフィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ（図９），９０ａ（図１２）、フィードバック型伝送路適応等化器６０ｂ（図１０），９０ｂ（図１３）のフィルタタップ係数値算出部５２，８２のキャンセル残差遅延プロファイル推定部として用いる場合は、このｔ（ｎ）を複素信号のまま取り扱い、希望波に対応するｎ＝０の係数ｔ（０）は使用しない。また、遅延プロファイル測定装置等のように視覚的に表示することを考えた場合、
【数９８】

を求め、各ｎについて｜ｔ（ｎ）｜を表示する。
【００６３】
以上のように逆数化された伝達関数の振幅特性から逆数化された伝達関数の位相特性の近似値を得ることができることから、逆数化された振幅特性さえ得られていれば逆数化された伝達関数の推定が可能であり、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定も可能である。
【００６４】
上述した本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置３０（図２）は、図９に示す中継装置５０のフィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ、あるいは図１０に示す受信装置７０のフィードバック型伝送路適応等化器６０ｂのフィルタタップ係数値算出部５２（図１１）に導入することができる。
【００６５】
図９に示す中継装置５０では、フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅部（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図１０に示す受信装置７０では、フィードバック型伝送路適応等化器６０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００６６】
フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ（図９）およびフィードバック型伝送路適応等化器６０ｂ（図１０）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部６４、直交復調部６６、複素トランスバーサルフィルタ６２、直交変調部６８、Ｄ／Ａ変換部６９、加算器５７、およびフィルタタップ係数値算出部５２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ６２によってキャンセル信号を生成し、加算器５７において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ６２のフィルタタップ係数値に応じたものとなる。
【００６７】
図１１に示すように、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部５４において、ＯＦＤＭ時間信号（再送信信号）から逆数化された複素インパルス応答ｔ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）が取得される。更新タップ係数値算出部５６において、このｔ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）から、更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値（複素タップ係数値）ｈ（ｎ）（０＜ｎ≦Ｎ−１）が算出される。
【００６８】
また、上述した第二の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定手法は、図１２に示す中継装置８０のフィードバック型回り込みキャンセラ９０ａ、あるいは図１３に示す受信装置１００のフィードバック型伝送路適応等化器９０ｂのフィルタタップ係数値算出部８２（図１４）にも導入することができる。
【００６９】
図１２に示す中継装置８０では、フィードバック型回り込みキャンセラ９０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図１３に示す受信装置１００では、フィードバック型伝送路適応等化器９０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去された信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００７０】
フィードバック型回り込みキャンセラ９０ａ（図１２）およびフィードバック型伝送路適応等化器９０ｂ（図１３）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部８１、加算器８３、Ｄ／Ａ変換部８５、直交復調部９４、複素トランスバーサルフィルタ９２、直交変調部９６、およびフィルタタップ係数値算出部８２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ９２によってキャンセル信号を生成し、加算器８３においてＡ／Ｄ変換された受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ９２のフィルタタップ係数値に応じたものとなる。
【００７１】
図１４に示すように、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部８４において、Ａ／Ｄ変換された後のＯＦＤＭ時間信号（再送信信号または等化処理後の受信信号）から逆数化された複素インパルス応答ｔ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）が得られる。なお、この複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部８４は、上述した手法により遅延プロファイル（複素インパルス応答）を取得する遅延プロファイル測定装置３０（図２）から、Ａ／Ｄ変換部１２を取り除いたものに相当する。そして、更新タップ係数値算出部８６において、このｔ（ｎ）からフィルタタップ係数値ｈ（ｎ）（０＜ｎ≦Ｎ−１）が算出される。
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、ＯＦＤＭ方式においてＳＰ信号等の特別な基準信号を用いることなく、伝送路の伝達関数の振幅特性から伝送路の伝達関数の位相特性を推定し、伝送路の伝達関数を推定、すなわち複素インパルス応答（遅延プロファイル）を算出することができる。その結果、既知信号を使用せず、ＳＰ信号等を使用しないため、通常の放送、通信を行いながら伝達関数の推定、すなわち複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が可能であり、その上サンプリングレート、モード、ガードインターバル長、同期系モード・差動系モード、階層伝送に関係無く、自己相関法により得た簡易的な複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定で問題となっていた疑似遅延波（余計な存在しない遅延波）を検出しない本来の複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定、および回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定を行うことが可能である。また、本発明では、以上の理由により伝達関数の振幅特性さえ得られていれば伝達関数、すなわち複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定を行うことが可能であるため、遅延プロファイル測定装置、およびフィードフォワード型回り込みキャンセラ、フィードフォワード型伝送路適応等化器の装置化も容易となる。更には、周波数同期回路、位相同期回路が不要となるため、回路規模が大幅に削減され、同時にコストも大幅に削減される。
【００７３】
更に、本発明によればＯＦＤＭ方式においてＳＰ信号等の特別な基準信号を用いることなく、逆数化された伝送路の伝達関数の振幅特性から逆数化された伝送路の伝達関数の位相特性を推定し、逆数化された伝送路の伝達関数を推定、すなわち逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）を算出することができる。その結果、既知信号を使用せず、ＳＰ信号等を使用しないため、通常の放送、通信を行いながら逆数化された伝達関数の推定、すなわち逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が可能であり、その上サンプリングレート、モード、ガードインターバル長、同期系モード・差動系モード、階層伝送に関係無く、自己相関法により得た簡易的な複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定で問題となっていた疑似遅延波（余計な存在しない遅延波）を検出しない本来の複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定、およびフィードバック型の回り込みキャンセラ、フィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が可能である。また、本発明では、以上の理由により逆数化された伝達関数の振幅特性さえ得られていれば逆数化された伝達関数、すなわち逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定を行うことが可能であるため、逆数化された遅延プロファイル測定装置、フィードバック型伝送路適応等化器、および回り込みキャンセラの装置化も容易となる。更には、周波数同期回路、位相同期回路が不要となるため、回路規模が大幅に削減され、同時にコストも大幅に削減される。
【００７４】
また本発明によるフィードフォワード型伝送路適応等化器、またはフィードバック型伝送路適応等化器をＯＦＤＭ復調部の前段に設けることにより、ＯＦＤＭ復調部におけるシンボル同期等が取り易くなることで、ＯＦＤＭ復調が容易になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置のブロック図である。
【図２】本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置のブロック図である。
【図３】本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードフォワード型回り込みキャンセラを用いた中継装置の構成例を示す図である。
【図４】本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードフォワード型伝送路適応等化器を用いた受信装置の構成例を示す図である。
【図５】図３のフィードフォワード型回り込みキャンセラ、または図４のフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部の構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードフォワード型回り込みキャンセラを用いた中継装置の構成例を示す図である。
【図７】本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードフォワード型伝送路適応等化器を用いた受信装置の構成例を示す図である。
【図８】図６のフィードフォワード型回り込みキャンセラ、または図７のフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部の構成例を示すブロック図である。
【図９】本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードバック型回り込みキャンセラを用いた中継装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードバック型伝送路適応等化器を用いた受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】図９のフィードバック型回り込みキャンセラ、または図１０のフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部の構成例を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードバック型回り込みキャンセラを用いた中継装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードバック型伝送路適応等化器を用いた受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１２のフィードバック型回り込みキャンセラ、または図１３のフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部の構成例を示すブロック図である。
【図１５】実際の伝達関数の位相特性（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２０、位相＝０度）を示す図である。
【図１６】式（７６）により伝達関数の振幅特性から生成した伝達関数の位相特性（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２０、位相＝０度）を示す図である。
【図１７】実際の遅延プロファイル（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２０、位相＝０度）を示す図である。
【図１８】本実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置によって得られた遅延プロファイル（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２０、位相＝０度）を示す図である。
【図１９】実際の伝達関数の位相特性（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０，１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２５，３５、位相＝１７０，３０度）を示す図である。
【図２０】式（７６）により伝達関数の振幅特性から生成された伝達関数の位相特性（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０，１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２５，３５、位相＝１７０，３０度）を示す図である。
【図２１】実際の遅延プロファイル（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０，１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２５，３５、位相＝１７０，３０度）を示す図である。
【図２２】本実施形態にかかる遅延プロファイルにより得られた遅延プロファイル（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０，１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２５，３５、位相＝１７０，３０度）を示す図である。
【図２３】自己相関法（またはＦＦＴ法）による遅延プロファイル（自己相関値）（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０，１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２５，３５、位相＝１７０，３０度）を示す図である。
【図２４】従来の遅延プロファイル測定装置の構成図である。
【図２５】従来の遅延プロファイル測定装置（ＳＰ法）の構成図である。
【図２６】従来の遅延プロファイル測定装置（自己相関法）の構成図である。
【図２７】従来の遅延プロファイル測定装置（ＦＦＴ法）の構成図である。
【図２８】従来の逆数化された遅延プロファイル測定装置（ＳＰ法）の構成図である。
【図２９】従来の逆数化された遅延プロファイル測定装置（ＦＦＴ法）の構成図である。
【符号の説明】
１０，３０　遅延プロファイル測定装置
１２　Ａ／Ｄ変換部
１４　離散フーリエ変換部
１６　振幅スペクトル算出部
１８　振幅スペクトル平均化部
２０　位相特性生成部
２２　極座標−直交座標変換部
２４　逆離散フーリエ変換部
３２　逆数算出部
５０，８０，１１０，１４０　中継装置
５２，８２，１１２，１４２　フィルタタップ係数値算出部
５４，８４，１１４，１４４　　複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部
５６，８６，１１６，１４６　更新タップ係数値算出部
６０ａ，９０ａ　フィードバック型回り込みキャンセラ
６０ｂ，９０ｂ　フィードバック型伝送路適応等化器
６２，９２，１２２，１５２　複素トランスバーサルフィルタ
７０，１００，１３０，１６０　受信装置
１２０ａ，１５０ａ　フィードフォワード型回り込みキャンセラ
１２０ｂ，１５０ｂ　フィードフォワード型伝送路適応等化器。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention provides a desired wave to non-desired wave ratio (D / D) indicating the ratio of the intensity of a desired wave to a non-desired wave such as a wraparound wave or a delayed wave in digital broadcasting or digital transmission based on OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). The present invention relates to a delay profile measuring method and a measuring device for measuring U). The present invention also relates to a relay apparatus in digital broadcasting and digital transmission by the OFDM method, and more particularly, to a relay apparatus in a single frequency network (Single Frequency Network: SFN) in which a radio wave wraps between transmission / reception antennas of a relay broadcasting station and multipath (a plurality of transmission paths). Filter tap coefficient value calculation unit of feed-forward type loop-in canceller for removing a reception wave from a non-master station that should be originally received at the time of multi-station transmission in which the same signal is transmitted by a plurality of transmission stations. And a method of estimating the complex residual impulse response (delay profile) of the residual error. The present invention also relates to a relay apparatus for digital broadcasting and digital transmission by the OFDM method, and more particularly, to a relay apparatus in a single frequency network (SFN) where radio waves wrap around between transmission / reception antennas of a relay station and multipath or a plurality of transmission stations. Cancel complex impulse response (delay profile) of the filter tap coefficient value calculation unit in the feedback type wraparound canceller for removing received waves from a master station other than the master station that should be originally received at the time of multi-station transmission where the signal is transmitted It relates to an estimation method. In addition, the present invention relates to a receiving apparatus in digital broadcasting and digital transmission by the OFDM method, and particularly to a multi-path to a receiving apparatus in a single frequency network (SFN) or an original reception at the time of multi-station transmission in which the same signal is transmitted by a plurality of transmitting stations. The present invention relates to a method for estimating a cancel residual complex impulse response (delay profile) of a filter tap coefficient value calculation unit of a feed-forward type channel adaptive equalizer for removing a reception wave or the like from a source other than a master station to be removed. The present invention also relates to a receiving apparatus for digital broadcasting and digital transmission by the OFDM method, and particularly to a multi-path to a receiving apparatus in a single frequency network (SFN) or a multi-station transmission in which the same signal is transmitted by a plurality of transmitting stations. The present invention relates to a method for estimating a cancel residual complex impulse response (delay profile) of a filter tap coefficient value calculation unit of a feedback-type transmission path adaptive equalizer for removing a reception wave from a master station other than a master station that should originally receive the signal.
[0002]
[Prior art]
<Conventional delay profile measuring method, cancel residual complex impulse response (delay profile) estimating method of filter tap coefficient value calculating unit of feedforward type loop canceller, and filter tap coefficient value calculation of feedforward type adaptive channel equalizer Estimation method of complex residual impulse response (delay profile) of cancel unit> Complex impulse response (delay profile) measurement method of OFDM signal, cancel residual complex impulse response (delay profile) of filter tap coefficient value calculation unit of feed-forward wraparound canceller As the estimation method and the cancellation residual complex impulse response (delay profile) estimation method of the filter tap coefficient value calculation unit of the feedforward type transmission line adaptive equalizer, the following four methods [A1] to [A4] are used. There is.
[A1: Known Signal Correlation Method] A method of calculating a correlation between a received signal and a test signal using a predetermined known test signal as a transmission signal (FIG. 24).
[A2: SP Method] An SP signal (scattered pilot signal) is inserted into a predetermined carrier position of a transmission signal, an SP signal of a reception signal is extracted, and a transfer function is calculated using the SP signal. A method of performing an inverse discrete Fourier transform on the transferred transfer function (FIG. 25).
[A3: Autocorrelation method] A method of holding a received signal as a time signal for a certain period of time and obtaining a correlation between the held signal and the received signal (FIG. 26).
[A4: FFT Method] A method of performing an inverse Fourier transform on the energy spectrum of a received signal averaged over time (FIG. 27).
[0003]
First, the known signal correlation method of [A1] will be described. The delay profile calculated by the known signal correlation method is given by equation (1).
(Equation 1)

However,
y (t): the same template signal as a part of the known test signal,
r (t): received signal
And In this specification, the superscript “*” indicates a complex conjugate. Also, Re [f ()] (f () is an arbitrary signal) means a real part of f (), and Im [f ()] means an imaginary part of f (). . Usually, a pseudo noise sequence (PN sequence) is used as the predetermined known test signal x (t) used in the known signal correlation method. In many cases, the period of the PN sequence is set to be about twice the expected maximum delay time of a delayed wave such as a multipath and wraparound. Also, theoretically, the equation (1) that gives the complex impulse response (delay profile) s (t) is the integration of the infinite section in the continuous time t, but the calculation of the actual complex impulse response (delay profile) is shown in FIG. Is calculated as the expected value of the sum of the finite sections in the discrete time n as given by the following equation (2).
(Equation 2)

However,
y (n): the same template signal as a part of the known test signal,
r _i (L): received signal,
E []: Expected value
And
[0004]
Next, the SP method of [A2] will be described. In the SP method, for example, an SP signal (Scattered Pilot Signal) or a CP signal (Continuous Pilot Signal) inserted in an OFDM signal of a terrestrial digital broadcasting system in the frequency direction and the time direction as an amplitude and phase reference at the time of synchronous demodulation. This is a method of estimating a transfer function of a transmission path using a signal and performing an inverse discrete Fourier transform on the transfer function of the estimated transmission path to measure a complex impulse response (delay profile). Specifically, in the delay profile measurement device 172 shown in FIG. 25, the received OFDM signal is orthogonally demodulated using the reference carrier and reference symbol timing obtained by carrier recovery and symbol timing recovery of the received OFDM signal, Further, the SP signal and the CP signal R (k) are extracted from the complex spectrum of the received signal obtained by the discrete Fourier transform, and the SP signal of the transmission signal and the complex spectrum X (k) of the CP signal are known. Therefore, the transfer function S (k) of the transmission path is obtained by the following equation (3).
[Equation 3]

A complex impulse response (delay profile) s (n) is obtained by performing an inverse discrete Fourier transform on the transfer function S (k) of this transmission path as shown in equation (4).
(Equation 4)

Here, in order to extract the complex spectrum R (k) of the received signal at the position of the SP signal and the CP signal, the sampling rate (512/63 [MHz] in digital terrestrial broadcasting) is transmitted when demodulating the OFDM time signal. Frequency synchronization and phase synchronization are established, the position of the time window (FFT time window) of the discrete Fourier transform is appropriately set, the effective symbols are cut out appropriately, and the orthogonality between subcarriers is set. It is assumed that the OFDM demodulation is ensured and appropriate OFDM demodulation is performed.
[0005]
Next, the autocorrelation method of [A3] will be described. In the autocorrelation method, a fixed section of a received OFDM time signal is cut out and held, and a correlation is made between the held OFDM time signal and the received OFDM time signal to obtain a complex impulse response (strictly speaking, an autocorrelation value). ) This is a method of performing measurement. Specifically, in the delay profile measurement device 174 shown in FIG. _i (N) and r _i A signal obtained by cutting a part of (n) for the holding period L is represented by y _i When (n), the correlation value s (n) is given by the following equation (5):
(Equation 5)

Is obtained by Since the autocorrelation method described above does not require OFDM demodulation, it has the following four advantages.
[1] Since all processing is performed in the time domain, there is no need for Fourier transform.
[2] It is not necessary to match the sampling rate of the time signal with that of the transmitting side.
[3] It is not necessary to synchronize symbols (however, the correlation length L is set to the effective symbol length at the longest so as not to detect a correlation value corresponding to the guard interval part).
[4] No need for frequency synchronization (AFC), phase synchronization (APC), etc.
[0006]
Next, the FFT method of [A4] will be described. In the FFT method, when the received OFDM signal is only the desired wave, the average value of the spectrum becomes flat within the signal band, and when the received OFDM signal includes a delayed wave or a wraparound wave in addition to the desired wave, the delay time becomes longer. Using the fact that a ripple corresponding to the intensity occurs at a corresponding cycle, an autocorrelation value is obtained by performing an inverse discrete Fourier transform on the energy spectrum. More specifically, in delay profile measuring apparatus 176 shown in FIG. _i (K) | (where 0 ≦ k ≦ N−1) and the average value (expected value) is | S (k) |, the averaged energy spectrum is | S (k) | ² And this energy spectrum | S (k) | ² Is subjected to inverse discrete Fourier transform as shown in equation (6) to obtain a complex impulse response (strictly, an autocorrelation value).
(Equation 6)

The FFT method described above does not require OFDM demodulation like the autocorrelation method, and therefore has the following four advantages.
[1] No orthogonal demodulation is required.
[2] It is not necessary to match the sampling rate of the time signal with that of the transmitting side.
[3] There is no need for symbol synchronization.
[4] No need for frequency synchronization (AFC), phase synchronization (APC), etc.
[0007]
<Conventional reciprocal delay profile measuring method, feedback residual complex impulse response (delay profile) estimating method of filter tap coefficient value calculating unit of feedback type canceller, filter tap coefficient value of feedback type adaptive channel equalizer Estimation Method of Cancel Residual Complex Impulse Response (Delay Profile) of Calculation Unit> Measurement Method of Reciprocalized Delay Profile (Complex Impulse Response) of OFDM Signal, Cancel Residual Delay Complex of Filter Tap Coefficient Value Calculation Unit of Feedback Loop Canceller The impulse response (delay profile) estimation method and the complex impulse response (delay profile) estimation method of the filter tap coefficient value calculation unit of the feedback-type transmission path adaptive equalizer also include the complex impulse response (delay profile) described above. ), A method for estimating the cancel residual complex impulse response (delay profile) of the filter tap coefficient value calculation unit of the feedforward type transmission line adaptive equalizer, and the method of calculating the filter tap coefficient value calculation unit of the feedforward type wraparound canceller. Similar to the cancellation residual complex impulse response (delay profile) estimation method, there are the following four methods [B1] to [B4].
[B1: Reciprocal Inverted Known Signal Correlation Method] A method in which a predetermined known test signal is used as a transmission signal, the correlation between the received signal and the test signal is calculated, and reciprocalized (Japanese Patent Application No. 2001-91739).
[B2: Inverted SP Method] An SP signal (Scattered Pilot Signal) is inserted into a predetermined carrier position of a transmission signal, an SP signal of a reception signal is extracted, and a transfer function is calculated using the SP signal. A method of performing an inverse Fourier transform on a transfer function obtained by inverting the obtained transfer function (FIG. 28) (Japanese Patent Application No. 2001-070777).
[B3: Reciprocal Autocorrelation Method] A method of holding a received signal as a time signal for a certain period of time, correlating the held signal with the received signal, and reciprocalizing the received signal (Japanese Patent Application No. 2001-91739).
[B4: Reciprocal FFT Method] A method of performing an inverse discrete Fourier transform on an energy spectrum obtained by reversing an energy spectrum of a received signal averaged over time (FIG. 29) (Japanese Patent Application No. 2001-070777).
[0008]
First, the reciprocal known signal correlation method of [B1] will be described. The complex impulse response (delay profile) calculated by the known signal correlation method is given by equation (1), and the calculation of the actual complex impulse response (delay profile) is performed by a finite interval in discrete time n as given by equation (2). Is calculated as the expected value of the sum of With respect to s (n) obtained by Expression (2), discrete Fourier transform is performed as shown in Expression (7) to obtain S (k),
(Equation 7)

This S (k) is subjected to reciprocal expression shown in Expression (8) to obtain T (k).
(Equation 8)

By performing an inverse discrete Fourier transform on this T (k) as in equation (9),
(Equation 9)

Obtain the inverse complex impulse response (delay profile) t (n). However, the coefficient A in the equation (8) is a correction coefficient, and is set to perform level adjustment of the reciprocal complex impulse response (delay profile) calculation result.
[0009]
Next, the reciprocal SP method of [B2] will be described. In the delay profile measuring device 178 shown in FIG. 28, the transfer function S (k) of the transmission path obtained by the equation (3) in the SP method is inversely (complexed) as shown in the equation (10) to obtain T (k). obtain.
(Equation 10)

Of course, the following equation (11):
[Equation 11]

It is also possible to directly obtain the (complex) reciprocalized transfer function T (k), and this requires less computational complexity and circuit scale. This T (k) is subjected to inverse discrete Fourier transform as shown in Expression (12) to obtain a reciprocal complex impulse response (delay profile) t (n).
(Equation 12)

Here, similarly to the SP method, for extracting the complex spectrum R (k) of the received signal at the position of the SP signal and the CP signal, the sampling rate (512/63 [512 terrestrial digital broadcasting] MHz] is the same as or multiplied by the transmission side, frequency synchronization and phase synchronization are established, and the position of the time window (FFT time window) of the discrete Fourier transform is appropriately set, and the effective symbol is appropriately cut out. It is assumed that orthogonality between subcarriers is ensured and appropriate OFDM demodulation is performed.
[0010]
Next, the reciprocal autocorrelation method of [B3] will be described. The autocorrelation value s (n) obtained by equation (5) in the autocorrelation method is subjected to discrete Fourier transform as shown in equation (13) to calculate S (k). After T (k) is obtained by performing reciprocal calculation shown in 14), inverse reciprocal Fourier transform is performed as shown in Expression (15) to obtain a reciprocalized complex impulse response (delay profile) t (n). . However, the coefficient A in the equation (14) is a correction coefficient, and is set to adjust the level of the calculation result of the complex impulse response (strictly, the reciprocal autocorrelation value).
(Equation 13)

[Equation 14]

[Equation 15]

The reciprocal autocorrelation method described above has the following three advantages [1] to [3].
[1] It is not necessary to match the sampling rate of the time signal with the transmitting side.
[2] It is not necessary to synchronize the symbols (however, the correlation length L is set to the effective symbol length at the longest so that the correlation value corresponding to the guard interval part is not detected).
[3] No need for frequency synchronization (AFC), phase synchronization (APC), etc.
[0011]
Next, the reciprocal FFT method of [B4] will be described. Similarly to the normal FFT method, when the received OFDM signal is only the desired signal in the reciprocal FFT method, the average value of the spectrum becomes flat within the signal band, and the received OFDM signal becomes a delayed wave or When a loopback wave is included, the autocorrelation value is obtained by performing an inverse discrete Fourier transform on the energy spectrum, utilizing the fact that a ripple corresponding to the intensity occurs at a cycle corresponding to the delay time. More specifically, in delay profile measuring apparatus 180 shown in FIG. _i (K) | and the average value (expected value) is | S (k) |, the averaged energy spectrum is | S (k) | ² And this energy spectrum | S (k) | ² Is inversed as shown in the following equation (16) | T (k) | ² After getting
(Equation 16)

By performing inverse discrete Fourier transform as shown in equation (17), a reciprocal complex impulse response (strictly, a reciprocal autocorrelation value) is obtained. However, the coefficient A in the equation (16) is a correction coefficient, and is set to adjust the level of the calculation result of the complex impulse response (strictly, the reciprocal autocorrelation value).
[Equation 17]

The reciprocal FFT method described above has the following four advantages [1] to [4].
[1] No orthogonal demodulation is required.
[2] It is not necessary to match the sampling rate of the time signal with that of the transmitting side.
[3] There is no need for symbol synchronization.
[4] No need for frequency synchronization (AFC), phase synchronization (APC), etc.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
<Conventional complex impulse response (delay profile) measuring method, cancel residual complex impulse response (delay profile) estimating method of filter tap coefficient value calculating section of feedforward type wraparound canceller, and feedforward type transmission path adaptive equalizer Problems of Cancel Residual Complex Impulse Response (Delay Profile) Estimation Method of Filter Tap Coefficient Calculation Unit> However, in the above-described method of measuring a complex impulse response (delay profile) using the known signal correlation method, a known test is performed in advance. Since it is necessary to transmit a signal, it is necessary to stop the normal broadcast and communication, and to perform the measurement. Thus, there is a disadvantage that a complex impulse response (delay profile) cannot be measured during the broadcast and communication.
[0013]
In the above-described complex impulse response (delay profile) measurement method using the SP method, a complex impulse response (delay profile) measurement can be performed even during normal broadcasting and communication. For this purpose, an OFDM signal is demodulated. Need to do. That is, it is necessary to establish frequency synchronization and phase synchronization in order to perform demodulation, so that a frequency synchronization (AFC) circuit and a phase synchronization (APC) circuit are required. It is necessary to set the sampling rate to an appropriate value (for example, in the case of the terrestrial digital broadcasting system, a multiple of 512/63 [MHz]), and to appropriately cut out the effective symbols of the OFDM time signal. Therefore, it is necessary to set the number of FFT points according to the mode, and also to change the interval for extracting each effective symbol according to the guard interval length, and it is necessary to extract the SP signal from the received signal. there were. Further, in the case of a differential mode using the π / 4 shift DQPSK-OFDM system in which no SP signal is inserted, complex impulse response (delay profile) cannot be estimated, and another transfer function estimating method, complex There is a disadvantage that it is necessary to introduce an impulse response (delay profile) estimation method. Even if a transfer function estimating method and a complex impulse response (delay profile) estimating method in a differential mode using the π / 4 shift DQPSK-OFDM method are introduced, if hierarchical transmission is performed, It is necessary to switch the method of estimating the transfer function and the method of estimating the complex impulse response (delay profile) for each layer, and in addition, it is necessary for each layer to determine either the synchronous mode or the differential mode. there were. Further, for the reasons described above, there is a disadvantage that the amount of calculation and the circuit scale increase in order to cope with all cases.
[0014]
In addition, in the autocorrelation method described above, a complex impulse response (delay profile) can be estimated even during normal broadcasting and communication, and an OFDM signal can be handled as a time signal. This method can estimate the delay profile even in the case of the differential mode in which the scattered pilot is not inserted and the hierarchical transmission is performed. Since the autocorrelation value is calculated instead of the profile, a pseudo delay wave (a nonexistent delay wave) as shown in FIG. 23 is calculated in addition to the delay wave originally existing on the complex impulse response (delay profile). There was a problem of doing it.
[0015]
Also, the above-described method of estimating a complex impulse response (delay profile) using the FFT method can perform estimation of a complex impulse response (delay profile) even during normal broadcasting and communication, and even a spectrum of a signal band of an OFDM signal. As long as it is sufficient, all problems in the SP method are solved, and even in the case of the differential mode in which the scattered pilot is not inserted, even if hierarchical transmission is performed, the complex impulse response (Delay profile) It is a method that can estimate, but since the autocorrelation value is calculated instead of the original complex impulse response (delay profile), the delay wave other than the delay wave originally existing on the complex impulse response (delay profile) Another problem is that a pseudo delayed wave (a non-existent delayed wave) as shown in FIG. 23 is calculated. Was Tsu.
[0016]
The present invention has been made in view of the above problems, and does not use a known signal, does not use a scattered pilot or the like, and uses a sampling rate, a mode, a guard interval length, a synchronous mode and a differential mode. , A complex impulse response (delay profile) measuring method and a delay profile measuring apparatus which do not detect a pseudo delay wave (an extra non-existent delay wave) on a delay profile irrespective of hierarchical transmission, a feed-forward wraparound canceller, and a feed An object of the present invention is to provide a forward transmission line adaptive equalizer.
[0017]
Still another object of the present invention is to provide a delay profile measuring device, a feed-forward type loop-back canceller, and a feed-forward type transmission line adaptive equalizer that can reduce the circuit scale and cost.
[0018]
<Method of estimating cancel residual complex impulse response (delay profile) of filter tap coefficient value calculating section of conventional feedback type wraparound canceller, cancel residual complex impulse response of filter tap coefficient value calculating section of feedback transmission line adaptive equalizer (Delay Profile) Problem of Estimation Method> In the above-described method for measuring a complex impulse response (delay profile) using the inverse known signal correlation method, it is necessary to transmit a predetermined known test signal. It is necessary to stop broadcasting and communication, and there is a drawback that the inverse impulse complex impulse response (delay profile) cannot be estimated during broadcasting and communication.
[0019]
Further, in the complex impulse response (delay profile) estimation method using the above-described reciprocal SP method, a reciprocal complex impulse response (delay profile) can be performed even during normal broadcasting and communication. Needs to demodulate the OFDM signal. That is, it is necessary to establish frequency synchronization and phase synchronization in order to perform demodulation, so that a frequency synchronization (AFC) circuit and a phase synchronization (APC) circuit are required. Therefore, the sampling rate is set to an appropriate value (for example, in the case of the terrestrial digital broadcasting system, a multiple of 512/63 [MHz]), and the effective symbol of the OFDM time signal is appropriately extracted ( Since the position of the time window needs to be optimized), the number of FFT points must be set according to the mode, and the interval for cutting out each effective symbol needs to be changed according to the guard interval length. There is a disadvantage that signal extraction is required. Furthermore, in the case of a differential mode in which no SP signal is inserted, the method of estimating the reciprocal transfer function and estimating the reciprocal complex impulse response (delay profile) cannot be performed. There was the disadvantage that a complex impulse response (delay profile) had to be introduced. Even if a method for estimating a reciprocal transfer function and a method for estimating a reciprocal complex impulse response (delay profile) in a differential mode are introduced, if hierarchical transmission is performed, each layer is It is necessary to switch the method of estimating the reciprocal transfer function and the method of estimating the reciprocal complex impulse response (delay profile), and it is necessary for each layer to determine either the synchronous mode or the differential mode. There was a disadvantage that there was also. Further, for the reasons described above, there is a disadvantage that the amount of calculation and the circuit scale increase in order to cope with all cases.
[0020]
In addition, in the above-described reciprocal autocorrelation method, delay profile estimation can be performed even during normal broadcasting and communication, an OFDM signal can be handled as a time signal, and all problems in the SP method are solved. And even in the case of the differential mode in which the scattered pilot is not inserted, even if the hierarchical transmission is performed, it is a method capable of estimating the reciprocal delay profile. Since the reciprocal autocorrelation value is calculated instead of the complex impulse response (delay profile), in addition to the delay wave that originally exists on the complex impulse response (delay profile), a pseudo delay wave (a delay that does not exist) Wave).
[0021]
Also, the above-described complex impulse response (delay profile) estimating method using the reciprocal FFT method, a method for estimating a reciprocal transfer function even during normal broadcasting and communication, a reciprocal complex impulse response (Delay profile) Since it is sufficient that estimation can be performed and only the spectrum of the signal band of the OFDM signal is obtained, all the problems in the SP method are solved and in the case of the differential mode in which the scattered pilot is not inserted. This method is capable of estimating a reciprocal complex impulse response (delay profile) even if hierarchical transmission is performed. Since the calculated autocorrelation value is calculated in addition to the delay wave originally existing on the inversed delay profile, Giving rise to a problem that calculates a delay wave (nonexistent delayed wave).
[0022]
The present invention has been made in view of the above problems, and does not use a known signal, does not use a scattered pilot or the like, and uses a sampling rate, a mode, a guard interval length, a synchronous mode and a differential mode. Irrespective of the hierarchical transmission, the transfer function of the reciprocal transmission path, the transfer function of the reciprocal transmission path that does not detect the pseudo delay wave (non-existent delay wave) on the complex impulse response (delay profile), the complex impulse It is an object of the present invention to provide a response (delay profile) measuring method, a reciprocalized delay profile measuring device, a feedback wraparound canceller, and a feedback transmission line adaptive equalizer.
[0023]
It is a further object of the present invention to provide a delay profile measuring device, a feedback type wraparound canceller, and a canceller feedback type transmission line adaptive equalizer capable of reducing the circuit scale and cost.
[0024]
[Means for Solving the Problems]
A delay profile measuring method according to the present invention comprises the steps of: estimating an amplitude characteristic of a transfer function of a transmission path from an average value of a spectrum of an OFDM signal; and transmitting a transmission path of the transmission path using a minimum phase condition based on the amplitude characteristic of the transfer function. Estimating a phase characteristic of the function; and calculating a transfer function of the transmission path (and a complex impulse response that is an inverse discrete Fourier transform thereof) based on the phase characteristic of the transfer function.
[0025]
Further, the delay profile measuring apparatus according to the present invention uses an amplitude characteristic estimating unit for estimating an amplitude characteristic of a transfer function of a transmission path from an average value of a spectrum of an OFDM signal, and a minimum phase condition from the amplitude characteristic of the transfer function. A phase characteristic estimating unit for estimating a phase characteristic of a transfer function of the transmission path, and a transfer function calculating a transfer function of the transmission path (and a complex impulse response that is an inverse discrete Fourier transform thereof) based on the phase characteristic of the transfer function And a part.
[0026]
The wraparound canceller according to the present invention further comprises: an amplitude characteristic estimating unit for estimating an amplitude characteristic of a transfer function of the transmission path from an average value of the spectrum of the OFDM signal; A phase characteristic estimating unit for estimating a phase characteristic of a transfer function of (i), and a cancel estimating a cancel residual transfer function of a transmission path (and a complex impulse response which is an inverse discrete Fourier transform thereof) based on the phase characteristic of the transfer function. And a residual transfer function estimator.
[0027]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
<Delay profile measuring method and measuring device, and cancel residual complex impulse response (delay profile) estimating method of filter tap coefficient value calculating unit of feedforward type loop canceller, filter tap coefficient value of feedforward type transmission line equalizer Method for Estimating Cancel Residual Complex Impulse Response (Delay Profile) of Calculation Unit> Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention. Prior to the description of FIG. 1, a method for obtaining a transfer function of a transmission path and a complex impulse response (delay profile) will be described. Let the transfer function of the transmission path be S (ω). At this time, S (ω) is expressed by the following equation (18) in rectangular coordinates, that is,
(Equation 18)

And in polar coordinates, the following equation (19):
[Equation 19]

And can be expressed. However,
(Equation 20)

(Equation 21)

It is. As described above, the transfer function S (ω) is generally obtained by using the SP signal or the like to obtain a complex impulse response (delay profile).
[0028]
The present invention cannot use a pilot signal such as a known signal or an SP signal and cannot directly obtain a transfer function, so that an accurate complex impulse response (delay profile) cannot be obtained. In a situation where only the autocorrelation value was obtained, a new minimum phase condition was newly introduced, so that an accurate transfer function (and a complex impulse response obtained by performing an inverse Fourier transform thereof) as in the known signal correlation method and the SP method. ) Technology. Here, the amplitude characteristic | S (ω) | of the transfer path transfer function (or | S (ω) | ² ) Is obtained and the phase characteristic arg [S (ω)] of the transmission line is unknown. A method of obtaining the phase characteristic arg [S (ω)] of the transmission line will be considered. For this purpose, a complex natural logarithm on both sides of a transfer function S (ω) expressed in polar coordinates is expressed by the following equation (22). _l Think about (ω).
(Equation 22)

At this time, S _l The real part ln | S (ω) | of (ω) is S _l (Ω), and S _l The imaginary part arg [S (ω)] of (ω) is S _l It becomes an odd component of (ω). S _l The inverse discrete-time Fourier transform of (ω) is s _l (N). s _l When (n) is a real number, satisfies causality, and is stable, arg [S (ω)] is obtained from ln | S (ω) | by the following equation (23) according to the minimum phase condition:
(Equation 23)

Is obtained. Here, P represents Cauchy's principal value integral. Here, since S (ω) to be handled is stable, s _l (N) simultaneously satisfies causality. That is, the phase characteristic arg [S (ω)] of the transfer path transfer function can be obtained from the amplitude characteristic | S (ω) | of the transfer path transfer function.
[0029]
Here, the minimum phase condition used when generating the phase characteristic from the amplitude characteristic will be described.
[0030]
Any impulse response w (n) is an even component w _e (N) and odd component w _o (N)
[Equation 24]

It can be expressed as. However,
(Equation 25)

It is. The relationship of Expression (24) is established by an arbitrary number sequence. Here, when w (n) is the impulse response of a system that actually exists, w (n) satisfies causality, _e W (n) can be restored from (n) (and w (n) except when n = 0). _o W (n) can be restored from (n). ). Hereinafter, this will be described. W (n) satisfying causality is
(Equation 26)

Meet. At this time,
[Equation 27]

And
[Equation 28]

Holds. Therefore,
(Equation 29)

[Equation 30]

Holds. However,
(Equation 31)

And
(Equation 32)

It is.
[0031]
From equations (29) and (30), the Fourier transform of a sequence of real numbers that satisfies causality and is stable is represented by the real part Re [W (e ^j ω)] or the imaginary part Im [W (e ^j ω)] and the DC component w (0) are known, W (e ^j ω) is determined. That is, the real part Re [W (e ^j ω)] to the imaginary part Im [W (e ^j ω)] can be generated. this is,
[Equation 33]

And
[Equation 34]

It is clear from that.
[0032]
Let us proceed more generally. If w (n) satisfies causality and is stable, the real part Re [W (e ^j ω)] or the imaginary part Im [W (e ^j ω)] and the DC component w (0) are known, W (z) can be determined everywhere outside the unit circle (the convergence region of W (z)). Outside the unit circle, ie, z = re ^j Consider W (z) for ω, r> 1. in this case,
(Equation 35)

It is. Equation (35) is given by equation (29).
[Equation 36]

Can also be expressed. This is w _e (N) · [u ₊ (N) r ^-N ] Can be considered as the Fourier transform of W (e ^j ω) is w _e (N) and [u ₊ (N) r ^-N ] Can be obtained as a convolution of the Fourier transform. As shown in equation (33), w _e The Fourier transform of (n) is Re [W (e ^j ω)], and if r> 1, [u ₊ (N) r ^-N ] Is the Fourier transform
(37)

It is. Further, by using the complex convolution theorem, the following equation (38) is obtained.
[Equation 38]

Or
[Equation 39]

Can be expressed as Here, Re [W (e ^j ω)] is known, so in equations (38) and (39), C must be a unit circle. Equations (38) and (39) express W (z) outside the unit circle using the real part of W (z) on the unit circle. Here, to express the equation (39) as a line integral, v = e ^j The following equation is obtained as θ.
(Equation 40)

However,
(Equation 41)

(Equation 42)

And Function P _r (Θ) and Q _r (Θ) is called a Poisson nucleus or a conjugate Poisson nucleus, respectively. The following equation is obtained from the imaginary part of the equation (40).
[Equation 43]

[0033]
To obtain the relationship between the real part on the unit circle and the imaginary part on the unit circle,
[Equation 44]

In consideration of, when θ = 0, cot (θ / 2) becomes a singular point. Therefore, when formulaically interpreting to take the Cauchy principal value,
[Equation 45]

Get. Here, P indicates Cauchy's main value. Therefore, W (e ^j ω) real part Re [W (e ^j ω)] from the imaginary part Im [W (e ^j ω)] can be generated. Conversely, W (e ^j ω) of the imaginary part Im [W (e ^j ω)] and w (0), the real part Re [W (e ^j ω)] can also be generated. That is, if either the real part or the imaginary part is known, the remaining one can be generated. Such a relationship between the real part and the imaginary part is called a Hilbert transform pair. Here, W (e ^j Since ω) is a function of ω, it will be described as W (ω) hereinafter.
[0034]
In order to use the above relationship between the Hilbert transform pair of the real part and the imaginary part for the relationship between the amplitude characteristic and the phase characteristic, a polar coordinate representation of the transfer function W (ω) is used.
[Equation 46]

Complex natural logarithm on both sides of
[Equation 47]

think of. At this time, the amplitude characteristic (more precisely, the natural logarithm of the amplitude characteristic) In | W (ω) | If there is, W _l Inverse discrete Fourier transform w of (ω) _l Since the causality of (n) is also satisfied, ln | W (ω) | and arg [W (ω)] include
[Equation 48]

Holds, it is possible to generate the phase characteristic arg [W (ω)] from the amplitude characteristic | W (ω) | (more precisely, the natural logarithm ln | W (ω) | of the amplitude characteristic). Conversely, it is also possible to generate an amplitude characteristic from a phase characteristic. The condition that the natural logarithm ln | W (ω) | of the amplitude characteristic and the phase characteristic arg [W (ω)] form a Hilbert transform pair is called a minimum phase condition.
[0035]
Therefore, the polar coordinate-rectangular coordinate conversion of Expressions (67) and (68) is performed using arg [S (ω)] generated from the known | S (ω) | and | S (ω) | As a result, the real part Re [S (ω)] and the imaginary part Im [S (ω)] of the transfer function represented by the rectangular coordinates are obtained.
[Equation 49]

[Equation 50]

That is, the transfer function S (ω) is obtained. Further, a complex impulse response (delay profile) is obtained by performing an inverse Fourier transform on S (ω).
[0036]
Next, the minimum phase condition will be discussed in the discrete Fourier transform. Assuming that the number of points in the discrete Fourier transform is N, if the impulse response w (n) satisfies causality,
(Equation 51)

Meet. Again, the impulse response w (n) is the even component w _e (N) and odd component w _o (N)
(Equation 52)

It can be expressed as. However,
(Equation 53)

It is. At this time, equation (49) representing causality is
(Equation 54)

Means Therefore,
[Equation 55]

It is expressed as However,
[Equation 56]

It is. When the discrete Fourier transform of the equation (53) is performed,
[Equation 57]

It becomes. here,
[Equation 58]

And when k is an odd number,
[Equation 59]

From
[Equation 60]

It becomes. Also, U _N ((Km)) _N Is, when (km) <0, U _N ((Km)) _N = U _N (N + km). on the other hand,
[Equation 61]

(Equation 62)

By substituting equations (59) and (60) into equation (55),
[Equation 63]

It becomes. Further organize
[Equation 64]

It becomes. However,
[Equation 65]

And V _N ((Km)) _N Is V when (km) <0. _N ((Km)) _N = V _N (N + km).
[0037]
Although the imaginary part is generated from the real part here, it is also possible to generate the real part from the imaginary part (except for the generation of the DC component). Such a relationship between the real part and the imaginary part is called a Hilbert transform pair. That is, if either the real part or the imaginary part is known, the remaining one can be generated.
[0038]
In order to use the above relationship between the Hilbert transform pair of the real part and the imaginary part for the relationship between the amplitude characteristic and the phase characteristic, a polar coordinate representation of the transfer function W (k) is used.
[Equation 66]

Complex natural logarithm on both sides of
[Equation 67]

In consideration of the above, the amplitude characteristic (to be exact, the natural logarithm of the amplitude characteristic) ln | W (k) | If W _l Inverse discrete Fourier transform w of (k) _l Since the causality of (n) is satisfied, ln | W (k) | and arg [W (k)] include
[Equation 68]

Holds, and the phase characteristic arg [W (k)] can be generated from the amplitude characteristic | W (k) | (more precisely, the natural logarithm ln | W (k) | of the amplitude characteristic). Conversely, it is also possible to generate an amplitude characteristic from a phase characteristic. The condition that the natural logarithm ln | W (k) | of the amplitude characteristic and the phase characteristic arg [W (k)] form a Hilbert transform pair is called a minimum phase condition. The minimum phase condition is described in Chapter 7 of Digital Signal Processing (Lower) (AV Oppenheim, RW Shaffer, Translated by Date, Translated by Corona in 1978). .
[0039]
A method for obtaining a transfer function of a transmission path and a delay profile will be described. Let S (k) be the transfer function of the transmission path. At this time, S (k) is expressed by the following equation (69) in rectangular coordinates, that is,
[Equation 69]

And in polar notation, the following equation (70):
[Equation 70]

Is expressed as However,
[Equation 71]

[Equation 72]

It is. As described above, it is general that the transfer function S (k) is obtained using the SP signal or the like to obtain a complex impulse response (delay profile). However, there are situations where the SP signal cannot be used as in the differential mode. It is an object of the present invention to provide a method capable of estimating a transfer function and estimating a complex impulse response (delay profile) even in a situation where no SP signal exists.
[0040]
Here, the amplitude characteristic | S (k) | (or its equivalent | S (k) | ² ) Is obtained and the phase characteristic arg [S (k)] of the transmission line is unknown. A method of obtaining the phase characteristic arg [S (k)] of the transmission line will be considered.
[0041]
Here, with reference to FIG. 1, a description will be given of a delay profile measuring device 10 according to the first embodiment of the present invention, which executes the above-described processing. The A / D converter 12 converts the received (or retransmitted) OFDM time signal into N discrete time signals r _i (N) is obtained. The N discrete time signals r _i (N) (0 ≦ n ≦ N−1) is subjected to N-point discrete Fourier transform by the discrete Fourier transform unit 14 to obtain a signal (that is, spectrum) R in the frequency domain. _i (K) (0 ≦ k ≦ N−1) is obtained. Next, the amplitude spectrum calculator 16 calculates the frequency domain signal R _i (K) amplitude spectrum | R _i (K) | is calculated by the following equation (73):
[Equation 73]

It is calculated by: Next, an amplitude spectrum averaging unit (amplitude characteristic calculation unit) 18 converts the amplitude spectrum of the received signal (or retransmission signal) obtained by one discrete Fourier transform into | R _i (K) |, and different symbols (or obtained by shifting the time data acquisition timing) | R _i (K) | is averaged by M (M ≧ 1) as shown in the following equation (74),
[Equation 74]

Gives | S (k) |. Here, E [] represents M averaging. Amplitude spectrum used here | R _i (K) | is obtained by performing OFDM demodulation and maintaining orthogonality between subcarriers, | R _i (K) | even when | R obtained in a state where the orthogonality between subcarriers is broken | R _i (K) | (however, | R in a state where orthogonality between subcarriers is broken) _i In order to obtain (k) |, it is necessary to apply an appropriate window function to the OFDM time signal and then apply the discrete Fourier transform. ). However, when BPSK or QPSK having a constant amplitude is used as a subcarrier modulation method, | R obtained while maintaining orthogonality between subcarriers is obtained. _i (K) | is obtained in a state where orthogonality between subcarriers is broken | R _i Compared with the case where (k) | is used, the accuracy of the transfer function and delay profile obtained by the method of the present invention described later is higher, and | R obtained in a state where orthogonality between subcarriers is lost is obtained. _i (K) When | is used, | R obtained while maintaining orthogonality _i In order to obtain the same transfer function and delay profile accuracy as in the case of using (k) |, it is necessary to increase the number of M. In the case where amplitude modulation such as 64-level QAM or 16-level QAM, which does not have a constant amplitude, is used as a subcarrier modulation method, | R obtained while maintaining orthogonality between subcarriers is obtained. _i Even when (k) | is used, | R obtained in a state in which the orthogonality between subcarriers is lost | R _i Even when (k) | is used, the accuracy of the obtained transfer function and the complex impulse response (delay profile) are almost the same, and the accuracy increases as the number of M increases.
[0042]
Here, the amplitude characteristic | S (k) | (or the equivalent | S (k) | of the transfer function of the transmission path obtained by the above-described method) ² ) Is obtained, and when the phase characteristic arg [S (k)] of the transmission line is unknown, a method for obtaining the phase characteristic arg [S (k)] of the transmission line is considered. ), The complex natural logarithm of both sides of the transfer function S (k) expressed in polar coordinates _l Consider (k).
[Equation 75]

At this time, S _l The real part ln | S (k) | of (k) is S _l (K) is an even component, and S _l The imaginary part arg [S (k)] of (k) is S _l It becomes an odd component of (k). S _l Inverse discrete Fourier transform s of (k) _l When (n) satisfies causality and is stable, arg [S (k)] is calculated from In | S (k) |
[Equation 76]

It is possible to approximately calculate the phase characteristic arg [S (k)] of the transfer path transfer function. However,
[Equation 77]

And FIG. 16 and FIG. 20 show the phase characteristics of the transfer function of the transmission line generated using the equation (76) from the amplitude characteristics of the transfer function of the transmission line. 16 and FIG. 20, it can be seen that almost the same phase characteristics are obtained as compared with FIGS. 15 and 19, which are the actual phase characteristics of the transfer function of the transmission path.
[0043]
That is, the phase characteristic generation unit 20 calculates the phase characteristic arg [S (k)] of the transfer function from the amplitude characteristic | S (k) | of the transfer function using equation (76).
[0044]
The polar-rectangular coordinate conversion unit 22 uses an approximate value of arg [S (k)] generated from | S (k) | and | S (k) |
[Equation 78]

[Expression 79]

To obtain the real part Re [S (k)] and the imaginary part Im [S (k)] of the transfer function S (k). In the inverse discrete Fourier transform unit 24,
[Equation 80]

Calculates the complex impulse response s (n). 1 in FIG. 1 corresponds to a complex impulse response (delay profile) measuring apparatus according to the present invention.
[0045]
In the delay profile measurement device, the tap coefficient value calculation unit of the feedforward type loop canceller, or the tap coefficient value calculation unit of the feedforward type transmission line adaptive equalizer, the discrete-time complex signal s (n) is obtained as described above. be able to. This s (n) is calculated by the filter tap coefficient calculation value of the feedforward type wraparound cancellers 120a (FIG. 3) and 150a (FIG. 6) or the feedforward type transmission line adaptive equalizer 120b (FIG. 4) and 150b (FIG. 7). In the case of using the residual error impulse response (delay profile) estimating units 112 and 142, this s (n) is treated as a complex signal, and the coefficient s (0) of n = 0 corresponding to the desired wave is not used. Also, when considering visual display such as a delay profile measurement device,
[Equation 81]

And | s (n) | is displayed for each n. FIGS. 18 and 22 show delay profiles obtained by the method of the present invention described above. FIGS. 18 and 22 show that the delay profiles almost coincide with each other as compared with FIGS. 17 and 21, which are actual delay profiles. In particular, in FIG. 22, the pseudo delay wave as shown in FIG. 23, which has been a problem in the autocorrelation method and the FFT method, disappears, and it can be seen that accurate delay profile measurement is performed.
[0046]
As described above, according to the present invention, since the approximate value of the phase characteristic of the transfer function can be obtained from the amplitude characteristic of the transfer function, the transfer function can be estimated as long as the amplitude characteristic of the transfer function is obtained. , Complex impulse response (delay profile) measurement becomes possible.
[0047]
The delay profile (complex impulse response) measuring device 10 (FIG. 1) according to the first embodiment described above is provided by the feed-forward wraparound canceller 120a of the relay device 110 shown in FIG. 3 or the feed-forward canceller 120a of the receiving device 130 shown in FIG. It can be introduced to the filter tap coefficient value calculation unit 112 (FIG. 5) of the forward type transmission line adaptive equalizer 120b.
[0048]
In the relay apparatus 110 shown in FIG. 3, the feedforward type loopback canceller 120a removes the loopback wave and the delayed wave component from the reception signal received by the reception antenna 51. The signal is amplified by an amplifier (including a transmission device) 55 and transmitted from a transmission antenna 53. In the receiving apparatus 130 shown in FIG. 4, a signal obtained by removing a delayed wave component from a received signal received by the receiving antenna 51 by the feedforward type transmission path adaptive equalizer 120 b is input to the OFDM demodulation section 72. .
[0049]
Each of the feed-forward wraparound canceller 120a (FIG. 3) and the feedforward-type transmission line adaptive equalizer 120b (FIG. 4) has an A / D converter 129, a quadrature demodulator 128, a quadrature modulator 126, and a D / A. It includes a conversion section 124, an adder 121, a complex transversal filter 122, and a filter tap coefficient value calculation section 112. In the present embodiment, a cancel signal is generated by the complex transversal filter 122, and the adder 121 subtracts the cancel signal from the received signal, thereby removing a loop wave and a delayed wave component included in the received signal. The characteristic of the cancel signal depends on the filter tap coefficient value of the complex transversal filter 122.
[0050]
As shown in FIG. 5, a complex impulse response (delay profile) estimating section 114 converts a complex impulse response s (n) (0 ≦ n ≦ N−) from an OFDM time signal (retransmission signal or received signal after equalization processing). 1) is obtained. The update tap coefficient value calculation unit 116 calculates a filter tap coefficient value h (n) (0 <n ≦ N−1) from the s (n).
[0051]
The delay profile (complex impulse response) measurement method according to the first embodiment described above uses the feed-forward wraparound canceller 150a of the relay device 140 shown in FIG. 6 or the feed-forward transmission of the reception device 160 shown in FIG. It can also be introduced into the filter tap coefficient value calculation unit 142 (FIG. 8) of the path adaptive equalizer 150b.
[0052]
The feed-forward wraparound canceller 150a (FIG. 6) and the feedforward-type transmission line adaptive equalizer 150b (FIG. 7) each include an A / D converter 81, a D / A converter 85, a quadrature demodulator 156, and a quadrature demodulator. It includes a modulator 154, an adder 151, a complex transversal filter 152, and a filter tap coefficient value calculator 142. In the present embodiment, the cancel signal is generated by the complex transversal filter 152, and the cancel signal is subtracted from the received signal in the adder 151, thereby removing the wraparound wave and the delayed wave component included in the received signal. The characteristic of the cancel signal depends on the filter tap coefficient value of the complex transversal filter 152.
[0053]
As shown in FIG. 8, a complex impulse response (delay profile) estimating section 144 extracts a complex impulse response s (n) from an A / D-converted OFDM time signal (retransmission signal, received signal after equalization processing). ) (0 ≦ n ≦ N−1). The complex impulse response (delay profile) estimating unit 144 is obtained by removing the A / D conversion unit 12 from the delay profile measuring device 10 (FIG. 1) that acquires a delay profile (complex impulse response) by the above-described method. Is equivalent to Then, the update tap coefficient value calculation unit 146 calculates a filter tap coefficient value h (n) (0 <n ≦ N−1) from the s (n).
[0054]
<Inverted Delay Profile Measuring Method and Measuring Apparatus, and Cancellation Residual Complex Impulse Response (Delay Profile) Estimating Method of Filter Tap Coefficient Calculation Unit of Feedback Type Cancellation Canceller, and Feedback Type Transmission Path Adaptive Equalizer Estimation Method of Cancel Residual Complex Impulse Response (Delay Profile) of Filter Tap Coefficient Calculation Unit> By introducing reciprocal transfer function into the above-described delay profile measurement method, calculation of filter tap coefficient value of feedback type wraparound canceller It is also possible to configure a cancel residual complex impulse response (delay profile) estimation method of the section. FIG. 2 shows a second embodiment of the present invention.
[0055]
Prior to the description of FIG. 2, a method for obtaining a transfer function of a reciprocalized transmission path and a reciprocalized complex impulse response (delay profile) will be described. The transfer function of the reciprocalized transmission path is defined as T (ω). However, assuming that the actual transfer function is S (ω), S (ω) and T (ω) have a relationship of T (ω) = A / S (ω). Here, the coefficient A is a correction coefficient, and is set to perform level adjustment of the result of calculating the reciprocal of the complex impulse response (delay profile). At this time, T (ω) is expressed by the following equation (82) in rectangular coordinates, that is,
(Equation 82)

And in polar notation, the following equation (83):
[Equation 83]

Is expressed. However,
[Equation 84]

[Equation 85]

It is.
[0056]
Here, the amplitude characteristic | T (ω) | of the transfer function of the reciprocalized transmission path (or | T (ω) | ² ) Is obtained and the phase characteristic arg [T (ω)] of the transfer path transfer function is unknown, a method of obtaining the phase characteristic arg [T (ω)] of the transfer path transfer function will be considered. For this purpose, a complex natural logarithm on both sides of a transfer function T (ω) expressed in polar coordinates is expressed by the following equation (86). _l Think about (ω).
[Equation 86]

At this time, T _l The real part ln | T (ω) | of (ω) is T _l (Ω), and T _l The imaginary part arg [T (ω)] of (ω) is T _l It becomes an odd component of (ω). T _l The inverse discrete-time Fourier transform of (ω) is t _l (N). t _l When (n) is a real number, satisfies causality, and is stable, arg [T (ω)] is obtained from ln | T (ω) | by the minimum phase condition as shown in the following equation (87).
[Equation 87]

Is obtained. Here, P represents Cauchy's principal value integral. Here, since T (ω) to be handled is stable, _l (N) simultaneously satisfies causality. That is, the phase characteristic arg [T (ω)] of the transfer path transfer function can be obtained from the amplitude characteristic | T (ω) | of the transfer path transfer function.
[0057]
Therefore, using the known | T (ω) | and arg [T (ω)] generated under the minimum phase condition from | T (ω) |, the polar coordinate to orthogonal coordinate conversion of the equations (88) and (89) are performed. As a result, a real part Re [T (ω)] and an imaginary part Im [T (ω)] of the transfer function represented by the rectangular coordinates are obtained.
[Equation 88]

[Equation 89]

That is, a reciprocal transfer function T (ω) is obtained. Further, by inversely Fourier-transforming T (ω), a reciprocalized delay profile can be obtained.
[0058]
The above logic is developed on a discrete Fourier transform used in actual processing.
[0059]
Again, the amplitude characteristic of the transfer path transfer function | T (k) | (or its equivalent | T (k) | ² ) Is obtained, and the phase characteristic arg [T (k)] of the transfer path transfer function is unknown, and a method of obtaining the phase characteristic arg [T (k)] of the transfer path transfer function will be considered. First, a method for obtaining an amplitude characteristic | T (k) | of a transfer path transfer function will be considered.
[0060]
Here, the delay profile measuring device 30 according to the second embodiment of the present invention that executes the above-described processing will be described with reference to FIG. In the A / D converter 12 of FIG. 2, N discrete-time signals r from the received (or retransmitted) OFDM time signal _i (N) is obtained. The N discrete time signals r _i (N) (0 ≦ n ≦ N−1) is subjected to N-point discrete Fourier transform by the discrete Fourier transform unit 14 to obtain a signal (that is, spectrum) R in the frequency domain. _i (K) (0 ≦ k ≦ N−1) is obtained. Next, the amplitude spectrum calculator 16 calculates the frequency domain signal R _i (K) amplitude spectrum | R _i (K) |
[Equation 90]

It is calculated by: Next, an amplitude spectrum averaging unit (amplitude characteristic calculation unit) 18 converts the amplitude spectrum obtained by one discrete Fourier transform into | R _i (K) |, and different symbols (or obtained by shifting the time data acquisition timing) | R _i (K) | is averaged over M (M ≧ 1)
[Equation 91]

Gives | S (k) |. Here, E [] represents M averaging. Amplitude spectrum used here | R _i (K) | is obtained by performing OFDM demodulation and maintaining orthogonality between subcarriers, | R _i (K) | even when | R obtained in a state where the orthogonality between subcarriers is broken | R _i (K) |. However, when BPSK or QPSK having a constant amplitude is used as a subcarrier modulation method, | R obtained while maintaining orthogonality between subcarriers is obtained. _i (K) | is obtained in a state where orthogonality between subcarriers is broken | R _i As compared with the case where (k) | is used, the accuracy of the transfer function and the complex impulse response (delay profile) obtained by the method of the present invention described later is higher, and the accuracy is obtained in a state where orthogonality between subcarriers is broken. ｜ R _i (K) When | is used, | R obtained while maintaining orthogonality _i In order to obtain the same accuracy of the transfer function and the complex impulse response (delay profile) as in the case of using (k) |, it is necessary to increase the number of M. In the case where amplitude modulation such as 64-level QAM or 16-level QAM, which does not have a constant amplitude, is used as a subcarrier modulation method, | R obtained while maintaining orthogonality between subcarriers is obtained. _i Even when (k) | is used, | R obtained in a state in which the orthogonality between subcarriers is lost | R _i Even when (k) | is used, the accuracy of the obtained transfer function and the complex impulse response (delay profile) are almost the same, and the accuracy increases as the number of M increases. Here, in the feedback type loop cancellers 60a (FIG. 9) and 90a (FIG. 12), it is necessary to obtain the complex impulse response (delay profile) by reciprocal. Therefore, in the present embodiment, the reciprocal calculator 32 calculates the amplitude spectrum | R as shown in the following equation (92). _i (K) | reciprocal of the amplitude characteristic | S (k) |
[Equation 92]

Get. However, the coefficient A here is a correction coefficient, and is set to perform level adjustment of the result of calculating the reciprocal complex impulse response (delay profile). In response to | T (k) |, the phase characteristic generator 20 calculates the following equation (93):
[Equation 93]

It is possible to approximately calculate the phase characteristic arg [T (k)] of the transfer function of the reciprocalized transmission path. However,
[Equation 94]

And
[0061]
The conversion unit 22 uses | T (k) | and the approximate value of arg [T (k)] obtained as
[Equation 95]

[Equation 96]

To obtain a real part Re [T (k)] and an imaginary part Im [T (k)] of the transfer function T (k), which are reciprocalized. In the inverse discrete Fourier transform unit 24, the following equation (97), that is,
(97)

Calculates the reciprocalized complex impulse response t (n). The inverse discrete Fourier transform unit 24 corresponds to a transfer function estimating unit according to the present invention.
[0062]
A method for estimating a cancel residual complex impulse response (delay profile) of a reciprocalized delay profile measuring device or a filter tap coefficient value calculating unit of a feedback type wraparound canceller, or calculating a filter tap coefficient value of a feedback type transmission line adaptive equalizer In the cancel residual complex impulse response (delay profile) estimation method of the section, the complex impulse response t (n) is obtained as described above. This t (n) is converted into the filter tap coefficient value calculation unit 52 of the feedback type loop cancellers 60a (FIG. 9) and 90a (FIG. 12) and the feedback type transmission line adaptive equalizers 60b (FIG. 10) and 90b (FIG. 13). When used as the cancellation residual delay profile estimating unit 82, this t (n) is handled as a complex signal, and the coefficient t (0) of n = 0 corresponding to the desired wave is not used. Also, when considering visual display like a delay profile measurement device, etc.,
[Equation 98]

And | t (n) | is displayed for each n.
[0063]
Since an approximate value of the phase characteristic of the reciprocal transfer function can be obtained from the amplitude characteristic of the reciprocal transfer function as described above, the inverse reversal transfer function can be obtained if only the reciprocal amplitude characteristic is obtained. Function estimation is possible, and reciprocal complex impulse response (delay profile) measurement is also possible.
[0064]
The delay profile (complex impulse response) measuring device 30 (FIG. 2) according to the second embodiment of the present invention described above is a feedback-type loop canceller 60a of the relay device 50 shown in FIG. 9 or the receiving device 70 shown in FIG. Can be introduced into the filter tap coefficient value calculation unit 52 (FIG. 11) of the feedback type transmission path adaptive equalizer 60b.
[0065]
In the relay apparatus 50 illustrated in FIG. 9, the feedback loop canceller 60 a removes the loop wave and the delay wave component from the reception signal received by the reception antenna 51. The signal is amplified by the amplification unit (including the transmission device) 55 and transmitted from the transmission antenna 53. In the receiving apparatus 70 shown in FIG. 10, the delayed transmission wave component is removed from the reception signal received by the reception antenna 51 by the feedback transmission path adaptive equalizer 60b, and the retransmission signal is obtained. The retransmission signal is input to OFDM demodulation section 72.
[0066]
The feedback type wraparound canceller 60a (FIG. 9) and the feedback type transmission line adaptive equalizer 60b (FIG. 10) each include an A / D converter 64, a quadrature demodulator 66, a complex transversal filter 62, and a quadrature modulator 68. , D / A converter 69, adder 57, and filter tap coefficient value calculator 52. In the present embodiment, the cancel signal is generated by the complex transversal filter 62, and the cancel signal is subtracted from the received signal in the adder 57, thereby removing the wraparound wave and the delayed wave component included in the received signal. The characteristics of the cancel signal correspond to the filter tap coefficient value of the complex transversal filter 62.
[0067]
As shown in FIG. 11, a complex impulse response t (n) (0 ≦ n ≦ N−) reciprocalized from an OFDM time signal (retransmission signal) in a reciprocal complex impulse response (delay profile) estimating unit 54. 1) is obtained. In the update tap coefficient value calculation unit 56, from this t (n) (0 ≦ n ≦ N−1), filter tap coefficient values (complex tap coefficient values) h (n) using various update algorithms using update coefficients and the like. ) (0 <n ≦ N−1) is calculated.
[0068]
The delay profile (complex impulse response) measuring method according to the second embodiment described above uses the feedback-type loop canceller 90a of the relay device 80 shown in FIG. 12 or the feedback-type transmission channel adaptation of the receiving device 100 shown in FIG. It can also be introduced to the filter tap coefficient value calculation unit 82 (FIG. 14) of the equalizer 90b.
[0069]
In the relay apparatus 80 illustrated in FIG. 12, the loop-back wave and the delay wave component are removed from the reception signal received by the reception antenna 51 by the feedback loop-back canceller 90a. The signal is amplified by an amplifier (including a transmission device) 55 and transmitted from a transmission antenna 53. In the receiving apparatus 100 shown in FIG. 13, the signal obtained by removing the delayed wave component from the received signal received by the receiving antenna 51 by the feedback-type transmission path adaptive equalizer 90 b is input to the OFDM demodulation unit 72.
[0070]
Each of the feedback type wraparound canceller 90a (FIG. 12) and the feedback type transmission line adaptive equalizer 90b (FIG. 13) has an A / D converter 81, an adder 83, a D / A converter 85, and a quadrature demodulator 94. , A complex transversal filter 92, a quadrature modulator 96, and a filter tap coefficient value calculator 82. In the present embodiment, a cancel signal is generated by the complex transversal filter 92, and the cancel signal is subtracted from the received signal subjected to A / D conversion in the adder 83, thereby removing a wraparound wave and a delayed wave component included in the received signal. I do. The characteristic of the cancel signal depends on the filter tap coefficient value of the complex transversal filter 92.
[0071]
As shown in FIG. 14, the inversed complex impulse response (delay profile) estimating section 84 performs inverse conversion on the OFDM time signal (retransmission signal or reception signal after equalization processing) after A / D conversion. The obtained complex impulse response t (n) (0 ≦ n ≦ N−1) is obtained. The complex impulse response (delay profile) estimating unit 84 is obtained by removing the A / D conversion unit 12 from the delay profile measuring device 30 (FIG. 2) that acquires a delay profile (complex impulse response) by the above-described method. Is equivalent to Then, the update tap coefficient value calculation unit 86 calculates a filter tap coefficient value h (n) (0 <n ≦ N−1) from the t (n).
[0072]
【The invention's effect】
According to the present invention, the phase characteristic of the transfer function of the transmission path is estimated from the amplitude characteristic of the transfer function of the transmission path without using a special reference signal such as an SP signal in the OFDM method, and the transfer function of the transmission path is estimated. That is, a complex impulse response (delay profile) can be calculated. As a result, since the known signal is not used and the SP signal is not used, it is possible to estimate a transfer function, that is, to estimate a complex impulse response (delay profile) while performing normal broadcast and communication. Regardless of the mode, guard interval length, synchronous mode / differential mode, and hierarchical transmission, pseudo-delayed waves (excessive It is possible to measure the original complex impulse response (delay profile) without detecting the non-existent delay wave) and estimate the cancel residual complex impulse response (delay profile) of the filter tap coefficient value calculation unit of the loop canceller. Further, according to the present invention, it is possible to estimate a transfer function, that is, a complex impulse response (delay profile) if only the amplitude characteristic of the transfer function is obtained for the above-described reason. It is also easy to implement a type loop canceller and a feedforward type transmission line adaptive equalizer. Furthermore, since a frequency synchronization circuit and a phase synchronization circuit are not required, the circuit scale is greatly reduced, and at the same time, the cost is greatly reduced.
[0073]
Further, according to the present invention, the phase characteristic of the transfer function of the reciprocal transmission line is estimated from the amplitude characteristic of the transfer function of the reciprocal transmission line without using a special reference signal such as an SP signal in the OFDM system. Then, the transfer function of the reciprocalized transmission path can be estimated, that is, the reciprocalized complex impulse response (delay profile) can be calculated. As a result, since the known signal is not used and the SP signal is not used, it is possible to estimate the reciprocal transfer function, that is, to estimate the reciprocal complex impulse response (delay profile) while performing normal broadcasting and communication. In addition, regardless of the sampling rate, mode, guard interval length, synchronous mode / differential mode, and hierarchical transmission, a problem arises in simple complex impulse response (delay profile) measurement obtained by the autocorrelation method. The original complex impulse response (delay profile) measurement that does not detect the pseudo-delay wave (the delay wave that does not exist any more), and the feedback type wraparound canceller and the filter tap coefficient value calculation unit of the feedback type transmission line adaptive equalizer Cancellation residual complex impulse response (delay profile) estimation is possible. Further, according to the present invention, it is possible to measure a reciprocal transfer function, that is, a reciprocal complex impulse response (delay profile) as long as only the amplitude characteristic of the reciprocal transfer function is obtained for the above reason. Therefore, it is easy to implement a reciprocal delay profile measuring device, a feedback type transmission line adaptive equalizer, and a loop canceller. Furthermore, since a frequency synchronization circuit and a phase synchronization circuit are not required, the circuit scale is greatly reduced, and at the same time, the cost is greatly reduced.
[0074]
Further, by providing the feed-forward type transmission line adaptive equalizer or the feedback type transmission line adaptive equalizer according to the present invention at a stage preceding the OFDM demodulation unit, the OFDM demodulation unit can easily perform symbol synchronization and the like, thereby achieving OFDM demodulation. Becomes easier.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a delay profile measuring device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a delay profile measuring device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 shows a configuration example of a relay device using a feed-forward wraparound canceller having a filter tap coefficient value calculation unit that calculates a filter tap coefficient value using the delay profile measurement method according to the first embodiment of the present invention. FIG.
FIG. 4 is a reception apparatus using a feedforward type transmission line adaptive equalizer having a filter tap coefficient value calculation unit that calculates a filter tap coefficient value using the delay profile measurement method according to the first embodiment of the present invention; FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of the embodiment.
5 is a block diagram illustrating a configuration example of a feed-forward wraparound canceller in FIG. 3 or a filter tap coefficient value calculation unit of the feedforward-type transmission line adaptive equalizer in FIG. 4;
FIG. 6 shows a configuration example of a relay device using a feed-forward wraparound canceller having a filter tap coefficient value calculation unit for calculating a filter tap coefficient value using the delay profile measurement method according to the first embodiment of the present invention. FIG.
FIG. 7 is a reception apparatus using a feedforward type transmission line adaptive equalizer having a filter tap coefficient value calculation unit for calculating a filter tap coefficient value using the delay profile measurement method according to the first embodiment of the present invention; FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of the embodiment.
8 is a block diagram illustrating a configuration example of a feed-forward wraparound canceller in FIG. 6 or a filter tap coefficient value calculation unit of the feedforward-type transmission line adaptive equalizer in FIG. 7;
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a relay apparatus using a feedback type wraparound canceller having a filter tap coefficient value calculating unit for calculating a filter tap coefficient value using a delay profile measuring method according to a second embodiment of the present invention; FIG.
FIG. 10 shows a configuration of a receiving apparatus using a feedback-type transmission path adaptive equalizer having a filter tap coefficient value calculation unit that calculates a filter tap coefficient value using the delay profile measurement method according to the second embodiment of the present invention. FIG. 3 is a block diagram showing a configuration.
11 is a block diagram illustrating a configuration example of a feedback type wraparound canceller in FIG. 9 or a filter tap coefficient value calculation unit of the feedback type transmission line adaptive equalizer in FIG. 10;
FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of a relay apparatus using a feedback type wraparound canceller having a filter tap coefficient value calculation unit for calculating a filter tap coefficient value using the delay profile measurement method according to the second embodiment of the present invention; FIG.
FIG. 13 is a diagram of a receiving apparatus using a feedback-type transmission path adaptive equalizer having a filter tap coefficient value calculation unit that calculates a filter tap coefficient value using the delay profile measurement method according to the second embodiment of the present invention. FIG. 3 is a block diagram showing a configuration.
14 is a block diagram illustrating a configuration example of a feedback type wraparound canceller in FIG. 12 or a filter tap coefficient value calculation unit of the feedback type transmission line adaptive equalizer in FIG. 13;
FIG. 15 shows the phase characteristics of the actual transfer function (desired wave: power D = 0 [dB], delay time n = 0, phase = 0 °, delayed wave: desired / unwanted wave power ratio D / U = 10 [dB], delay time n = 20, phase = 0 degree).
FIG. 16 shows the phase characteristics of the transfer function generated from the amplitude characteristics of the transfer function by equation (76) (desired wave: power D = 0 [dB], delay time n = 0, phase = 0 °, delayed wave: desired wave It is a figure which shows the power to undesired-wave power ratio D / U = 10 [dB], delay time n = 20, phase = 0 degree.
FIG. 17 shows an actual delay profile (desired wave: power D = 0 [dB], delay time n = 0, phase = 0 °, delayed wave: desired / unwanted wave power ratio D / U = 10 [dB] ], Delay time n = 20, phase = 0 °).
FIG. 18 shows a delay profile (desired wave: power D = 0 [dB], delay time n = 0, phase = 0 degree, delayed wave: desired wave power versus non-desired wave) obtained by the delay profile measuring apparatus according to the present embodiment. FIG. 11 is a diagram illustrating a desired wave power ratio D / U = 10 [dB], a delay time n = 20, and a phase = 0 °.
FIG. 19 shows the phase characteristics of an actual transfer function (desired wave: power D = 0 [dB], delay time n = 0, phase = 0 °, delayed wave: desired / unwanted wave power ratio D / U = (10, 10 [dB], delay time n = 25, 35, phase = 170, 30 degrees).
FIG. 20 is a diagram illustrating a phase characteristic of a transfer function generated from the amplitude characteristic of the transfer function according to equation (76) (desired wave: power D = 0 [dB], delay time n = 0, phase = 0 °, delayed wave: desired FIG. 9 is a diagram showing a ratio of wave power to undesired wave power (D / U = 10, 10 [dB], delay time n = 25, 35, phase = 170, 30 degrees).
FIG. 21 is an actual delay profile (desired wave: power D = 0 [dB], delay time n = 0, phase = 0 °, delayed wave: desired / unwanted wave power ratio D / U = 10, 10 [DB], delay time n = 25, 35, phase = 170, 30 degrees).
FIG. 22 shows a delay profile obtained by the delay profile according to the present embodiment (desired wave: power D = 0 [dB], delay time n = 0, phase = 0 °, delayed wave: desired wave power vs. undesired wave It is a figure which shows power ratio D / U = 10,10 [dB], delay time n = 25,35, phase = 170,30 degree.
FIG. 23 shows a delay profile (autocorrelation value) by the autocorrelation method (or FFT method) (desired wave: power D = 0 [dB], delay time n = 0, phase = 0 °, delayed wave: desired wave power FIG. 9 is a diagram illustrating an undesired wave power ratio D / U = 10, 10 [dB], a delay time n = 25, 35, and a phase = 170, 30 degrees.
FIG. 24 is a configuration diagram of a conventional delay profile measurement device.
FIG. 25 is a configuration diagram of a conventional delay profile measuring device (SP method).
FIG. 26 is a configuration diagram of a conventional delay profile measurement device (autocorrelation method).
FIG. 27 is a configuration diagram of a conventional delay profile measurement device (FFT method).
FIG. 28 is a configuration diagram of a conventional reciprocalized delay profile measuring apparatus (SP method).
FIG. 29 is a configuration diagram of a conventional reciprocalized delay profile measuring apparatus (FFT method).
[Explanation of symbols]
10,30 Delay profile measuring device
12 A / D converter
14 Discrete Fourier transform unit
16 Amplitude spectrum calculator
18 Amplitude spectrum averaging unit
20 phase characteristic generator
22 Polar coordinate to rectangular coordinate converter
24 Inverse discrete Fourier transform unit
32 Reciprocal calculator
50, 80, 110, 140 relay device
52, 82, 112, 142 Filter tap coefficient value calculation unit
54, 84, 114, 144 Complex impulse response (delay profile) estimator
56, 86, 116, 146 Updated tap coefficient value calculation unit
60a, 90a Feedback type wraparound canceller
60b, 90b Feedback type transmission line adaptive equalizer
62, 92, 122, 152 Complex transversal filter
70, 100, 130, 160 receiving device
120a, 150a Feed-forward wraparound canceller
120b, 150b Feed-forward type transmission line adaptive equalizer.

Claims (4)

Estimating the amplitude characteristic of the transfer function of the transmission path from the average value of the spectrum of the OFDM signal;
From the amplitude characteristics of the transfer function, estimating the phase characteristics of the transfer function of the transmission path using a minimum phase condition,
Calculating a transfer function of the transmission path (and a complex impulse response that is an inverse discrete Fourier transform thereof) based on a phase characteristic of the transfer function;
A delay profile measuring method comprising: An amplitude characteristic estimator for estimating the amplitude characteristic of the transfer function of the transmission path from the average value of the spectrum of the OFDM signal;
From the amplitude characteristics of the transfer function, a phase characteristic estimator for estimating the phase characteristics of the transfer function of the transmission path using a minimum phase condition,
A transfer function calculating unit that calculates a transfer function of a transmission path (and a complex impulse response that is an inverse discrete Fourier transform thereof) based on a phase characteristic of the transfer function;
A delay profile measuring device having: An amplitude characteristic estimator for estimating the amplitude characteristic of the transfer function of the transmission path from the average value of the spectrum of the OFDM signal;
From the amplitude characteristics of the transfer function, a phase characteristic estimator for estimating the phase characteristics of the transfer function of the transmission path using a minimum phase condition,
A cancel residual transfer function estimator for estimating a cancel residual transfer function of a transmission path (and a complex impulse response that is an inverse discrete Fourier transform thereof) based on a phase characteristic of the transfer function;
And a wraparound canceller that removes a wraparound wave and / or a delayed wave component included in a received signal. An amplitude characteristic estimator for estimating the amplitude characteristic of the transfer function of the transmission path from the average value of the spectrum of the OFDM signal;
From the amplitude characteristics of the transfer function, a phase characteristic estimator for estimating the phase characteristics of the transfer function of the transmission path using a minimum phase condition,
A cancel residual transfer function estimator for estimating a cancel residual transfer function of a transmission path (and a complex impulse response that is an inverse discrete Fourier transform thereof) based on a phase characteristic of the transfer function;
And a transmission line adaptive equalizer for removing a delayed wave component included in a received signal.

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