JP2004064491A - Gain variable amplifier - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a gain variable amplifier causing no distortion in an output signal without varying a consumption current in an AGC (automatic gain control) circuit. <P>SOLUTION: For equalizing each dynamic range of differential amplifier circuits 13, 14 to which input signals are input, gate widths/gate lengths of transistors composing the amplifier circuit 13 are increased greater than those of transistors composing the amplifier circuit 14, electron mobility of the transistors composing the amplifier circuit 13 are increased greater than those of the transistors composing the amplifier circuit 14, and gate oxide film amounts of the transistors composing the amplifier circuit 13 are increased greater than those of the transistors composing the amplifier circuit 14. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００７】
数式１の左辺は、入力電圧差ΔＶｉを示し、右辺は、ダイナミックレンジを示している。また、Ａは、利得可変増幅器７０を構成するトランジスタの特性などに関する定数を、Ｉｄｄ２は、差動増幅回路７４を駆動させる制御電流を、Ｗは、利得可変増幅器７０を構成するトランジスタのゲート幅を、Ｌは、利得可変増幅器７０を構成するトランジスタのゲート長を示している。
【０００８】
数式１に示すように、従来の利得可変増幅器７０のダイナミックレンジは、制御電流Ｉｄｄ２に基づいて決っていた。
図７は、利得可変増幅器７０における制御電圧差ΔＶａと、入力レベル（入力電圧差）ΔＶｉと、制御電流Ｉｓｓ（Ｉｄｄ１及びＩｄｄ２）と、利得との関係を示す図である。
【０００９】
図７（ａ）に示すグラフは、横軸が制御電圧差ΔＶａを、縦軸が利得可変増幅回路７０に入力される信号の入力レベルΔＶｉを示している。また、図７（ｂ）に示すグラフは、横軸が制御電圧差ΔＶａを、縦軸が差動増幅回路７３及び７４のそれぞれの制御電流Ｉｄｄ１及びＩｄｄ２を示している。また、図７（ｃ）は、横軸が制御電圧差ΔＶａを、縦軸が利得可変増幅器７０全体の利得を示している。
【００１０】
図７（ｂ）が示すように、制御電流Ｉｄｄ２の電流量は、制御電流Ｉｄｄ１の電流量よりも小さい。これより、上記数式１が示すように、利得可変増幅器７０の全体のダイナミックレンジは、制御電流の小さい差動増幅回路７４のダイナミックレンジと等しい大きさであった。
【００１１】
そして、従来の利得可変増幅器７０のダイナミックレンジは、常にダイナミックレンジが小さい方の差動増幅回路７４に基づいて決っていたので、ダイナミックレンジより入力電圧差ΔＶｉが大きい場合は、ダイナミックレンジの範囲外にある入力電圧差分の入力信号がカットされ、出力信号に歪みが生じる場合が少なくなかった。
【００１２】
そして、このように、出力信号の歪率を悪化させないために、ダイナミックレンジを大きくする必要がある。従来では、ダイナミックレンジを大きくするために、定電流源７１の制御電流Ｉｓｓの電流量を多くしていた。このように、制御電流Ｉｓｓの電流量を多くすることによって、差動増幅回路７４に流れる制御電流Ｉｄｄ２の電流量も増え、数式１に示すダイナミックレンジも大きくなり、出力信号の歪みの悪化を抑えることが可能となる。
【００１３】
また、従来では、制御電流Ｉｓｓの電流量を増やす他に、上記数式１に示すＷ／Ｌを小さくすることで、ダイナミックレンジを大きくし、出力信号の歪率の悪化を抑えていた。
このように、従来では、定電流源Ｉｓｓの電流量を増やしたり、利得可変増幅器７０を構成するトランジスタのＷ／Ｌを小さくしたりすることによって、ダイナミックレンジを大きくし、出力信号の歪みを抑えるようにしていた。
【００１４】
しかしながら、定電流源Ｉｓｓの電流量を増やすことや利得可変増幅器７０の構成を変えることで、回路全体の消費電流が増大したり、低電圧動作が困難になったりしていた。低電圧動作が困難になるとは、例えば、可変利得増幅器７０を構成するトランジスタのＷ／Ｌを小さくすることによって、ゲート電圧Ｖｇｓが大きくなり、低い電圧での動作が難しくなってしまうことがある。また、消費電流が増大することによっても、ゲート電圧Ｖｇｓを増大させ、低い電圧での動作を困難にさせる。
【００１５】
このように、従来の利得可変増幅器７０では、定電流源Ｉｓｓの電流量を増やしたり、トランジスタのＷ／Ｌを小さくしたりすることによって、差動増幅回路７４のダイナミックレンジを大きくし、出力信号の歪率の悪化を抑えることができたが、新たに、消費電力の増大や低電圧動作が困難になるという問題を発生させていた。
【００１６】
そこで、本発明では、上記問題点を考慮し、出力レベルを一定にするＡＧＣ回路において、消費電流の増大を抑えつつ、低電圧動作が可能で出力信号に歪みが少ない利得可変増幅器を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明の利得可変増幅器は、制御信号に基づいて利得を可変し、出力信号の出力レベルを一定に保つ利得可変増幅器であって、上記入力信号が入力される２つの差動増幅回路のそれぞれのダイナミックレンジを等しくしている。
【００１８】
また、上記利得可変増幅回路は、利得が０以外の最小利得において、一方の差動増幅回路の制御電流が他方の差動増幅回路の制御電流に対して相対的に多くすることによって、上記入力信号が入力される２つの差動増幅回路のそれぞれのダイナミックレンジが等しくなるように設定されることが望ましい。
【００１９】
これより、本発明の利得可変増幅器のダイナミックレンジを、ダイナミックレンジの小さい方の差動増幅回路に基づいて全体のダイナミックレンジが決っていた従来の利得可変増幅器のダイナミックレンジよりも大きくすることができるので、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。
【００２０】
また、一方の差動増幅回路の制御電流のみを増加させて、２つの差動増幅回路のそれぞれのダイナミックレンジが等しくなるように設定しているので、低電圧動作を可能にさせる。
また、本発明の利得可変増幅器は、２つのトランジスタを備え、利得を可変するための制御信号が入力される第１の差動増幅回路と、該第１の差動増幅回路を駆動するための電流を生成する第１の定電流源と、２つのトランジスタを備え、上記第１の定電流源が生成する電流を所定の比で分けた内の大きい比の電流により駆動し、入力信号を上記制御信号に基づいて増幅する第２の差動増幅回路と、２つのトランジスタを備え、上記所定の比で分けた内の小さい比の電流により駆動し、入力信号を上記制御信号に基づいて増幅する第３の差動増幅回路とを備え、上記第２の差動増幅回路のダイナミックレンジと上記第３の差動増幅回路のダイナミックレンジとが等しいことを特徴とする。
【００２１】
本発明の利得可変増幅器は、例えば、上記第１の差動増幅回路は、２つのトランジスタから構成され、それぞれのドレインが共通接続されると共に、上記定電流源と接続される。また、上記第２の差動増幅回路は、２つのトランジスタから構成され、それぞれのドレインが共通接続されると共に、上記第１の差動増幅回路の一方のトランジスタのソースに接続される。また、上記第３の差動増幅回路は、２つのトランジスタから構成され、それぞれのドレインが共通接続されると共に、上記第１の差動増幅回路の他方のトランジスタのソースに接続される。また、上記第２の差動増幅回路の一方のトランジスタのゲートと上記第３の差動増幅回路の一方のトランジスタのゲートとが共通接続される。また、上記第１の差動増幅回路、上記第２の差動増幅回路、及び上記第３の差動増幅回路の接続方法は、上述の接続方法の他にもカレントミラー接続やフォールテッドカスコード接続などを利用する様々な接続方法がある。
【００２２】
このような利得可変増幅器の第２の差動増幅回路のダイナミックレンジと第３の差動増幅回路のダイナミックレンジとを等しくすることによって、第２の差動増幅回路のダイナミックレンジは、従来における第２の差動増幅回路のダイナミックレンジより小さくなり、第３の差動増幅回路のダイナミックレンジは、従来における第３の差動増幅回路のダイナミックレンジより大きくすることができるので、本発明の利得可変増幅器全体のダイナミックレンジを、従来の利得可変増幅器全体のダイナミックレンジよりも大きくすることができる。これより、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。
【００２３】
また、上記利得可変増幅器は、上記第２の差動増幅回路のゲート幅とゲート長との比率を、上記第３の差動増幅回路のゲート幅とゲート長との比率より大きくし、上記第２の差動増幅回路のダイナミックレンジと上記第３の差動増幅回路のダイナミックレンジとを等しくするようにしてもよい。
【００２４】
このように、定電流源の電流量を変えずに、第２の差動増幅回路のゲート幅とゲート長との比率のみを大きくして、それぞれの差動増幅回路のダイナミックレンジの大きさを等しくしているので、低電圧動作を困難にさせずに、本発明の利得可変増幅器全体のダイナミックレンジを従来の利得可変増幅器全体のダイナミックレンジよりも大きくすることができ、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。
【００２５】
また、上記利得可変増幅器は、上記第２の差動増幅回路の電子移動度を、上記第３の差動増幅回路の電子移動度より大きくし、上記第２の差動増幅回路のダイナミックレンジと上記第３の差動増幅回路のダイナミックレンジとを等しくするようにしてもよい。
【００２６】
このように、定電流源の電流量を変えずに、第２の差動増幅回路の電子移動度のみを大きくして、それぞれの差動増幅回路のダイナミックレンジの大きさを等しくしているので、低電圧動作を困難にさせずに、本発明の利得可変増幅器全体のダイナミックレンジを従来の利得可変増幅器全体のダイナミックレンジよりも大きくすることができ、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。
【００２７】
また、上記利得可変増幅器は、上記第２の差動増幅回路のゲート酸化膜容量を、上記第３の差動増幅回路のゲート酸化膜容量より大きくし、上記第２の差動増幅回路のダイナミックレンジと上記第３の差動増幅回路のダイナミックレンジとを等しくするようにしてもよい。
【００２８】
このように、定電流源の電流量を変えずに、第２の差動増幅回路のゲート酸化膜容量のみを大きくして、それぞれの差動増幅回路のダイナミックレンジの大きさを等しくしているので、低電圧動作を困難にさせずに、本発明の利得可変増幅器全体のダイナミックレンジを利得可変増幅器全体のダイナミックレンジよりも大きくすることができ、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。
【００２９】
また、上記利得可変増幅器は、上記第２の差動増幅回路を駆動させる電流比と、上記第３の差動増幅回路を駆動させる電流比とを等しくさせる電流を生成する第２の定電流源を上記第３の差動増幅回路に接続して構成してもよい。
これより、それぞれの差動増幅回路に流れる電流の比が等しくなり、それぞれのダイナミックレンジの大きさも等しくなるので、本発明の利得可変増幅器全体のダイナミックレンジを従来の利得可変増幅器全体のダイナミックレンジよりも大きくすることができ、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の実施形態における利得可変増幅器を模式的に示す図である。図１に示す利得可変増幅器１０は、従来の利得可変増幅器７０と同様に、例えば、入力信号レベルの大小に応じて利得を変化させ、出力信号レベルを一定にするＡＧＣ回路などに適応される。また、利得可変増幅器の最小利得は、０よりも大きく、想定される最大入力レベルに基づいて設定される。
【００３１】
図１に示すように、利得可変増幅器１０は、定電流源１１と、差動増幅回路１２、１３、及び１４とから構成される増幅器である。差動増幅回路１２には、制御電圧Ｖｉｐ及び制御基準電圧Ｖｉｎが入力され、差動増幅回路１３及び１４には、それぞれ入力信号Ｖｉｎｐ及び入力反転信号Ｖｉｎｎが入力される。利得可変増幅器１０は、制御電圧Ｖｉｐと制御基準電圧Ｖｉｎとの電圧差ΔＶａと、入力信号Ｖｉｎｐと入力反転信号Ｖｉｎｎとの電圧差ΔＶｉ及び−ΔＶｉとが掛け合わされ、出力信号Ｖｏｕｔｎ及び出力反転信号Ｖｏｕｔｐを出力する。また、定電流源１１で生成される制御電流Ｉｓｓは、差動増幅回路１２を駆動させ、制御電流Ｉｄｄ１と制御電流Ｉｄｄ２とに分かれ、それぞれ差動増幅回路１３及び差動増幅回路１４を駆動させる。そして、利得可変増幅器１０は、入力レベルに応じて、出力レベルが一定になるように、制御電圧Ｖｉｐを変化させる。すなわち、入力レベルが大きい信号が入力されると、利得を小さくするような制御電圧Ｖｉｐを差動増幅回路１２に入力し、反対に、入力レベルが小さい信号が入力されると、利得を大きくするような制御電圧Ｖｉｐを差動増幅回路１２に入力し、出力レベルを一定に保つ。
【００３２】
そして、本実施形態の利得可変増幅器１０の特徴とする点は、利得が０以外の最小利得時において、差動増幅回路１３及び１４のダイナミックレンジが等しくなるように、差動増幅回路１３及び１４のそれぞれのダイナミックレンジを個々に調整する点である。
【００３３】
また、定電流源１１の電流量を変えずに、差動増幅回路１３及び１４のダイナミックレンジを等しくするので、消費電流の増大を抑えることができる。
また、差動増幅回路１３における制御電流を流れやすくして、差動増幅回路１３及び１４のダイナミックレンジを等しくするので、低電圧動作を困難にさせることを防止することができる。
【００３４】
すなわち、差動増幅回路１３のダイナミックレンジは、従来の差動増幅回路７３のダイナミックレンジより小さくなるが、差動増幅回路１４のダイナミックレンジは、従来の差動増幅回路７４のダイナミックレンジより大きくなるので、利得可変増幅器１０全体のダイナミックレンジは、差動増幅回路７３に基づいて全体のダイナミックレンジが決っていた従来の利得可変増幅器７０よりもダイナミックレンジを大きくすることができる。そして、このように、従来の利得可変増幅器７０よりダイナミックレンジを大きくすることができるので、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。
【００３５】
次に、定電流源１１の電流量を変えずに、差動増幅回路１３及び１４のそれぞれのダイナミックレンジの大きさを等しくさせるための方法を説明する。
図２は、利得可変増幅器１０の具体的な回路構成の一例を示す図である。
図２に示すように、利得可変増幅器１０は、定電流源１１（第１の定電流源）と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ。以下、トランジスタという）３０及び３１からなる差動増幅回路１２（第１の差動増幅回路）と、トランジスタ３２及び３３から構成され、トランジスタ３０のソースに接続される差動増幅回路１３（第２の差動増幅回路）と、トランジスタ３４及び３５から構成され、トランジスタ３１のソースに接続される差動増幅回路１４（第３の差動増幅回路）と、抵抗３６とから構成される。
【００３６】
図２に示す利得可変増幅器１０は、差動増幅回路１３及び１４に入力される入力信号ｉｎ及び＊ｉｎ（入力反転信号）は、トランジスタ３０に入力される制御電圧（例えば、上記制御電圧Ｖｉｐに相当）とトランジスタ３１に入力される制御基準電圧（例えば、上記制御電圧Ｖｉｎに相当）との電圧差ΔＶａに基づいて増幅され、出力信号としてＯＵＴ及び＊ＯＵＴ（出力反転信号）が出力される。
【００３７】
下記の数式２は、差動増幅回路１３の持つダイナミックレンジと入力電圧差ΔＶｉとの関係を示す式であり、下記の数式３は、上記差動増幅回路１４におけるダイナミックレンジと入力電圧差ΔＶｉとの関係を示す式である。
【００３８】
【数２】

【００３９】
【数３】

【００４０】
なお、Ｗ２は、トランジスタ３２及び３３のゲート幅を示し、Ｗ３は、トランジスタ３４及び３５のゲート幅を示し、Ｌ２は、トランジスタ３２及び３３のゲート長を示し、Ｌ３は、トランジスタ３４及び３５のゲート長を示し、μ２は、トランジスタ３２及び３３の電子移動度を示し、μ３は、トランジスタ３４及び３５の電子移動度を示し、Ｃｏｘ２は、トランジスタ３２及び３３のゲート酸化膜容量を示し、Ｃｏｘ３は、トランジスタ３４及び３５のゲート酸化膜容量を示している。
【００４１】
差動増幅回路１３及び１４のそれぞれのダイナミックレンジを等しくする場合、数式２及び数式３より下記の数式４となる。
【００４２】
【数４】

【００４３】
そして、数式４より下記の数式５が得られる。
【００４４】
【数５】

【００４５】
そして、数式５において、制御電流Ｉｄｄ１が常に制御電流Ｉｄｄ２よりも大きいことより、下記の数式６を得る（図７（ｂ）参照）。なお、数式６を満たす場合、数式５において、（μ２Ｃｏｘ２）／（μ３Ｃｏｘ３）がほぼ１になるように、各μや各Ｃｏｘを設定する。すなわち、例えば、μ２＝μ３、且つ、Ｃｏｘ２＝Ｃｏｘ３となるように、各μや各Ｃｏｘを設定する。
【００４６】
そして、数式５及び数式６を満たすように、Ｗ２、Ｗ３、Ｌ２、及びＬ３を設定する。例えば、Ｉｄｄ１／Ｉｄｄ２＝２、（Ｗ２／Ｌ２）／（Ｗ３／Ｌ３）＝２、及びＩｄｄ１＞Ｉｄｄ２という条件のもとで各Ｗ、Ｌを設定すれば、数式４が満たされるので、ダイナミックレンジを等しくすることができる。
【００４７】
このように、数式５及び数式６を満たすように、トランジスタ３２〜３５の各ゲート幅と各ゲート長を調整することによって、数式４を満たすことができるので、制御電流Ｉｓｓの電流量を変えずに、従来の利得可変増幅器７０のダイナミックレンジよりもダイナミックレンジを大きくすることができる。これより、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。また、トランジスタ３２及び３３の各ゲート幅又は各ゲート長のみを調整し、差動増幅回路１３の制御電流を差動増幅回路１４に対して相対的に増やすように構成することによって、制御電流Ｉｓｓの電流量を増大させないので、ゲート電圧Ｖｇｓが増大し、低電圧動作を困難にさせることを抑えることができる。
【００４８】
なお、利得可変増幅器１０において、差動増幅回路１３を構成するトランジスタ３２及び３３のそれぞれのＷ／Ｌは等しく、また、差動増幅回路１４を構成するトランジスタ３４及び３５のそれぞれのＷ／Ｌも等しく構成される。また、Ｗ２／Ｌ２及びＷ３／Ｌ３の値が小さいと、差動増幅回路１３又は１４のゲート電圧Ｖｇｓが大きくなり、低い電圧での動作が難しくなってしまうので、Ｗ２／Ｌ２及びＷ３／Ｌ３の値は、できるだけ大きくすることが望ましい。そして、差動増幅回路１３の方のＷ２／Ｌ２を大きくする場合は、差動増幅回路１３のゲート電圧Ｖｇｓも差動増幅回路１４のゲート電圧Ｖｇｓも小さくならないので、低電圧動作を困難にさせることを抑えることができる。
【００４９】
【数６】

【００５０】
また、上記数式５において、制御電流Ｉｄｄ１が制御電流Ｉｄｄ２よりも大きいことより下記の数式７を得る（図７（ｂ）参照）。なお、数式７を満たす場合、数式５において、（Ｃｏｘ２（Ｗ２／Ｌ２））／（Ｃｏｘ３（Ｗ３／Ｌ３））がほぼ１になるように、各Ｗ／Ｌや各Ｃｏｘを設定する。すなわち、例えば、（Ｗ２／Ｌ２）＝（Ｗ３／Ｌ３）、且つ、Ｃｏｘ２＝Ｃｏｘ３となるように、各Ｗ／Ｌや各Ｃｏｘを設定する。
【００５１】
そして、数式５及び数式７を満たすように、μ２及びμ３を設定する。例えば、Ｉｄｄ１／Ｉｄｄ２＝２、μ２／μ３＝２、及びＩｄｄ１＞Ｉｄｄ２という条件のもとでμ２及びμ３を設定すれば、数式４が満たされるので、ダイナミックレンジを等しくすることができる。
【００５２】
このように、数式５及び数式７を満たすように、トランジスタ３２及び３３の各電子移動度を調整することによって、数式４を満たすことができるので、制御電流Ｉｓｓの電流量を変えずに、従来の利得可変増幅器７０のダイナミックレンジよりもダイナミックレンジを大きくすることができる。これより、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。また、トランジスタ３２及び３３の各電子移動度のみを調整し、差動増幅回路１３の制御電流を差動増幅回路１２の制御電流に対して、相対的に増やすように構成することによって、低電圧動作を困難にさせることを抑えることができる。
【００５３】
【数７】

【００５４】
また、上記数式５において、制御電流Ｉｄｄ１が制御電流Ｉｄｄ２よりも大きいことより下記の数式８を得る（図７（ｂ）参照）。なお、数式８を満たす場合、数式５において、（μ２（Ｗ２／Ｌ２））／（μ３（Ｗ３／Ｌ３））がほぼ１になるように、各Ｗ／Ｌや各μを設定する。すなわち、例えば、（Ｗ２／Ｌ２）＝（Ｗ３／Ｌ３）、且つ、μ２＝μ３となるように、各Ｗ／Ｌや各μを設定する。
【００５５】
そして、数式５及び数式８を満たすように、Ｃｏｘ２及びＣｏｘ３を設定する。例えば、Ｉｄｄ１／Ｉｄｄ２＝２、Ｃｏｘ２／Ｃｏｘ３＝２、及びＩｄｄ１＞Ｉｄｄ２という条件のもとでＣｏｘ２及びＣｏｘ３を設定すれば、数式４が満たされるので、ダイナミックレンジを等しくすることができる。
【００５６】
このように、数式５及び数式８を満たすように、トランジスタ３２及び３３の各ゲート酸化膜容量を調整することによって、数式４を満たすことができるので、制御電流Ｉｓｓの電流量を変えずに、従来の利得可変増幅器７０のダイナミックレンジよりもダイナミックレンジを大きくすることができる。これより、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。また、トランジスタ３２及び３３の各ゲート酸化膜容量のみを調整し、差動増幅回路１３の制御電流を相対的に増やすように構成することによって、低電圧動作を困難にさせることを抑えることができる。
【００５７】
【数８】

【００５８】
このように、差動増幅回路１３及び１４のそれぞれのダイナミックレンジが等しくなるように、差動増幅回路１３を構成するトランジスタのゲート幅／ゲート長の値を、差動増幅回路１４を構成するトランジスタのゲート幅／ゲート長の値よりも大きくしたり、また、差動増幅回路１３を構成するトランジスタの電子移動度を、差動増幅回路１４を構成するトランジスタの移動度よりも大きくしたり、また、差動増幅回路１３を構成するトランジスタのゲート酸化膜容量を、差動増幅回路１４を構成するトランジスタのゲート酸化膜容量よりも大きくしたりすることによって、消費電流を変えずに、且つ、低電圧動作を困難にさせずに、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。
【００５９】
また、Ｉｄｄ１＞Ｉｄｄ２という条件を満たしつつ、差動増幅回路１３及び１４のそれぞれのダイナミックレンジが等しくなるように制御電流Ｉｄｄ２を増加させてもよい。すなわち、下記の数式９が示すように、制御電流Ｉｄｄ２に電流Ｉαを加えることによって、その制御電流Ｉｄｄ２＋電流Ｉαの電流量が制御電流Ｉｄｄ１の電流量と等しくなるように、差動増幅回路１４に流す電流の量を増加させてもよい。
【００６０】
【数９】

【００６１】
図３は、上記数式９を満たすための他の実施形態である利得可変増幅器４０を示す図である。
図３に示す利得可変増幅器４０の差動増幅回路１４には、制御電流Ｉｄｄ２の他に電流Ｉαを流すための定電流源４１（第２の定電流源）が接続されている。
【００６２】
このように、差動増幅回路１４に定電流源４１を設けることによって、差動増幅回路１３及び１４のそれぞれのダイナミックレンジが等しくすることができるので、従来の利得可変増幅器７０全体のダイナミックレンジよりも本実施形態の利得可変増幅器４０全体のダイナミックレンジを大きくすることができ、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。
【００６３】
また、図４は、図２の利得可変増幅器１０における各差動増幅回路の他の接続構成を示す図である。
図４に示すように、利得可変増幅器５０は、差動増幅回路１２の出力部に、トランジスタ５１から構成するカレントミラー回路５２（破線部Ｄ）を設け、差動増幅回路１３及び１４を電源側に折り返している。
【００６４】
このように、カレントミラー回路５２で差動増幅回路１３及び１４を電源側に折り返すことによって、電源〜グラウンド（ｇｎｄ）間に縦につながるトランジスタの段数を少なくすることができるので、利得可変増幅器１０のダイナミックレンジを更に大きくすることが可能となる。
【００６５】
また、他に電源〜グラウンド間に縦につながるトランジスタの段数を少なくする構成として、図５のように構成することができる。
図５は、図２の利得可変増幅器１０における各差動増幅回路の他の接続構成を示す図である。
【００６６】
図５に示すように、利得可変増幅器６０は、差動増幅回路１２の出力部に、トランジスタ６１から構成されるフォールテッドカスコード回路６２（破線部Ｅ）を設け、差動増幅回路１３及び１４を電源側に折り返している。
このように、フォールテッドカスコード回路６２で差動増幅回路１３及び１４を電源側に折り返すことによって、電源〜グラウンド間に縦につながるトランジスタの段数を少なくすることができるので、利得可変増幅器１０のダイナミックレンジを更に大きくすることが可能となる。
【００６７】
なお、本実施形態の利得可変増幅器１０では、差動増幅回路１３を構成するトランジスタ３２及び３３のそれぞれのＷ／Ｌや差動増幅回路１４を構成するトランジスタ３４及び３５のそれぞれのＷ／Ｌを等しい比率で構成しているが、上記数式４のように、差動増幅回路１３のダイナミックレンジと差動増幅回路１４のダイナミックレンジとが等しく構成できれば、トランジスタ３２〜３５の個々のＷ／Ｌの比率は特に限定されない。すなわち、差動増幅回路１３及び差動増幅回路１４のそれぞれのダイナミックレンジを等しくなるように構成することができれば、例えば、トランジスタ３２のＷ／Ｌとトランジスタ３３のＷ／Ｌとを異なる大きさに設定してもよい。
【００６８】
しかしながら、トランジスタ３２〜３５のそれぞれのＷ／Ｌの大きさを異なる大きさで構成するよりも、上述の本実施形態の利得可変増幅器のように、トランジスタ３２及び３３のそれぞれのＷ／Ｌの比率が等しくなるように差動増幅回路１４を構成し、トランジスタ３４及び３５のそれぞれのＷ／Ｌの比率が等しくなるように差動増幅回路１４を構成する方が、各トランジスタを製造する際の半導体製造工程を簡単にすることができる。
【００６９】
また、本実施形態の利得可変増幅器１０では、差動増幅回路１２、１３及び１４をＭＯＳＦＥＴで構成しているが、バイポーラトランジスタで差動増幅回路１２、１３、及び１４を構成してもよく、この場合、差動増幅回路１３及び１４を構成するそれぞれのバイポーラトランジスタのエミッタサイズ比を変更することによって、差動増幅回路１３及び差動増幅回路１４のそれぞれのダイナミックレンジを等しくさせる。
【００７０】
【発明の効果】
本発明の利得可変増幅器によれば、利得が０以外の最小利得時において、入力信号が入力される２つの差動増幅回路のそれぞれのダイナミックレンジを等しくすることで、利得可変増幅器全体のダイナミックレンジを従来の利得可変増幅器全体のダイナミックレンジよりも大きくすることができるので、出力信号の歪率の悪化を抑えることが可能となる。
【００７１】
また、２つの差動増幅回路の内の一方の差動増幅回路の制御電流を他方の差動増幅回路の制御電流よりも相対的に増やすことによって、２つの差動増幅回路のそれぞれのダイナミックレンジを等しくさせるので、消費電流の増大を抑えつつ、低電圧動作を困難にさせることを抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態における利得可変増幅器を模式的に示す図である。
【図２】利得可変増幅器１０の具体的な回路構成の一例を示す図である。
【図３】他の実施形態である利得可変増幅器４０を示す図である。
【図４】利得可変増幅器１０における各差動増幅回路の他の接続構成を示す図である。
【図５】利得可変増幅器１０における各差動増幅回路の他の接続構成を示す図である。
【図６】従来の利得可変増幅器を模式的に示す図である。
【図７】上記利得可変増幅器１０における制御電圧差ΔＶａと、入力レベルΔＶｉと、制御電流Ｉｓｓと、利得との関係を示す図である。
【符号の説明】
１０　利得可変増幅器
１１　定電流源
１２〜１４　差動増幅回路
３０〜３５　ＭＯＳＦＥＴ
３６　抵抗
４０　利得可変増幅器
４１　定電流源
５０　利得可変増幅器
６０　利得可変増幅器
７０　利得可変増幅器
７１　定電流源
７２〜７４　差動増幅回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a variable gain amplifier, for example, to a variable gain amplifier in an AGC (Automatic Gain Control) circuit that changes a gain according to a change in a signal level of an input signal and keeps a signal level of an output signal constant.
[0002]
[Prior art]
FIG. 6 is a diagram schematically showing a conventional variable gain amplifier.
For example, the variable gain amplifier 70 shown in FIG. 6 changes the gain in accordance with the level of the signal level of the input signal (hereinafter referred to as input level), and keeps the signal level of the output signal (hereinafter referred to as output level) constant. It is applied to an AGC circuit or the like. Note that the minimum gain of the variable gain amplifier is 0 times or more, and the lower limit of the gain is set in advance corresponding to the maximum input level.
[0003]
As shown in FIG. 6, the variable gain amplifier 70 is a Gilbert cell type amplifier including a constant current source 71 and differential amplifier circuits 72, 73 and 74. The differential amplifier 72 receives the control voltage Vip and the control reference voltage Vin, and the differential amplifiers 73 and 74 receive the input signal Vinp and the input inverted signal Vinn, respectively. The variable gain amplifier 70 multiplies the voltage difference ΔVa between the control voltage Vip and the control reference voltage Vin by the voltage differences ΔVi and −ΔVi between the input signal Vinp and the input inverted signal Vinn, and outputs the output signal Voutn and the output inverted signal Voutp. Is output. Further, the control current Iss generated by the constant current source 71 drives the differential amplifier circuit 72, and is divided into a control current Idd1 and a control current Idd2, and drives the differential amplifier circuit 73 and the differential amplifier circuit 74, respectively. . Then, the variable gain amplifier 70 changes the control voltage Vip according to the input level so that the output level becomes constant. That is, when a signal having a high input level is input, a control voltage Vip for reducing the gain is input to the differential amplifier circuit 72, and when a signal having a low input level is input, the gain is increased. Such a control voltage Vip is input to the differential amplifier circuit 72 to keep the output level constant.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, when a signal having a large input level is input to the variable gain amplifier 70 described above, the total harmonic distortion factor may deteriorate. That is, when the input level (for example, input voltage difference) of the signal input to the variable gain amplifier 70 is larger than the input dynamic range (hereinafter, referred to as dynamic range) of the variable gain amplifier 70, the output signal may be distorted. is there.
[0005]
Equation 1 shown below is an equation showing the relationship between the input voltage difference | ΔVi | (hereinafter, referred to as ΔVi) in the variable gain amplifier 70 and the dynamic range.
[0006]
(Equation 1)

[0007]
The left side of Equation 1 indicates the input voltage difference ΔVi, and the right side indicates the dynamic range. A is a constant relating to the characteristics of the transistor constituting the variable gain amplifier 70, Idd2 is a control current for driving the differential amplifier circuit 74, and W is a gate width of the transistor constituting the variable gain amplifier 70. , L indicate the gate length of the transistor constituting the variable gain amplifier 70.
[0008]
As shown in Expression 1, the dynamic range of the conventional variable gain amplifier 70 is determined based on the control current Idd2.
FIG. 7 is a diagram showing a relationship between the control voltage difference ΔVa, the input level (input voltage difference) ΔVi, the control current Iss (Idd1 and Idd2), and the gain in the variable gain amplifier 70.
[0009]
In the graph shown in FIG. 7A, the horizontal axis represents the control voltage difference ΔVa, and the vertical axis represents the input level ΔVi of the signal input to the variable gain amplifier 70. In the graph shown in FIG. 7B, the horizontal axis represents the control voltage difference ΔVa, and the vertical axis represents the control currents Idd1 and Idd2 of the differential amplifier circuits 73 and 74, respectively. 7C, the horizontal axis represents the control voltage difference ΔVa, and the vertical axis represents the gain of the variable gain amplifier 70 as a whole.
[0010]
As shown in FIG. 7B, the amount of the control current Idd2 is smaller than the amount of the control current Idd1. As a result, as indicated by Equation 1, the entire dynamic range of the variable gain amplifier 70 was equal to the dynamic range of the differential amplifier circuit 74 having a small control current.
[0011]
Since the dynamic range of the conventional variable gain amplifier 70 is always determined based on the differential amplifier circuit 74 having the smaller dynamic range, when the input voltage difference ΔVi is larger than the dynamic range, the dynamic range is out of the dynamic range. In many cases, the input signal having the input voltage difference is cut and the output signal is distorted.
[0012]
In order to prevent the distortion rate of the output signal from being deteriorated, it is necessary to increase the dynamic range. Conventionally, the amount of the control current Iss of the constant current source 71 has been increased in order to increase the dynamic range. As described above, by increasing the amount of the control current Iss, the amount of the control current Idd2 flowing through the differential amplifier circuit 74 also increases, the dynamic range shown in Expression 1 also increases, and deterioration of the output signal distortion is suppressed. It becomes possible.
[0013]
Conventionally, in addition to increasing the amount of the control current Iss, the dynamic range is increased by reducing W / L shown in the above formula 1, thereby suppressing the deterioration of the distortion rate of the output signal.
As described above, conventionally, the dynamic range is increased and the distortion of the output signal is suppressed by increasing the amount of current of the constant current source Iss or decreasing the W / L of the transistor constituting the variable gain amplifier 70. Was like that.
[0014]
However, increasing the amount of current of the constant current source Iss or changing the configuration of the variable gain amplifier 70 increases the current consumption of the entire circuit and makes it difficult to operate at a low voltage. When the low-voltage operation becomes difficult, for example, by reducing the W / L of the transistor included in the variable gain amplifier 70, the gate voltage Vgs becomes large, and the operation at a low voltage may become difficult. In addition, the increase in current consumption also increases the gate voltage Vgs, making it difficult to operate at a low voltage.
[0015]
As described above, in the conventional variable gain amplifier 70, by increasing the amount of current of the constant current source Iss or reducing the W / L of the transistor, the dynamic range of the differential amplifier circuit 74 is increased, and the output signal is increased. Although the deterioration of the distortion factor can be suppressed, there is a problem that power consumption is increased and low voltage operation becomes difficult.
[0016]
In view of the above, an object of the present invention is to provide an AGC circuit which keeps the output level constant and which can suppress the increase in current consumption, can operate at a low voltage, and has a small distortion in an output signal. With the goal.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention employs the following configuration.
That is, the variable gain amplifier according to the present invention is a variable gain amplifier that varies the gain based on the control signal and keeps the output level of the output signal constant. Each dynamic range is made equal.
[0018]
In the variable gain amplifier circuit, the control current of one differential amplifier circuit is relatively larger than the control current of the other differential amplifier circuit at the minimum gain other than 0, so that the input It is desirable that the dynamic ranges of the two differential amplifier circuits to which signals are input are set to be equal.
[0019]
As a result, the dynamic range of the variable gain amplifier of the present invention can be made larger than the dynamic range of the conventional variable gain amplifier in which the entire dynamic range is determined based on the differential amplifier circuit having the smaller dynamic range. Therefore, it is possible to suppress the deterioration of the distortion rate of the output signal.
[0020]
In addition, since only the control current of one differential amplifier circuit is increased so that the dynamic ranges of the two differential amplifier circuits are equal, low-voltage operation is enabled.
Further, the variable gain amplifier of the present invention includes a first transistor and a first differential amplifier circuit to which a control signal for varying the gain is input, and a first differential amplifier circuit for driving the first differential amplifier circuit. A first constant current source for generating a current, and two transistors, wherein the current generated by the first constant current source is driven by a current having a larger ratio divided by a predetermined ratio, and an input signal is generated as described above. A second differential amplifier circuit for amplifying based on the control signal; and two transistors, driven by a current having a smaller ratio among the predetermined ratios, and amplifying an input signal based on the control signal. A third differential amplifier circuit, wherein a dynamic range of the second differential amplifier circuit is equal to a dynamic range of the third differential amplifier circuit.
[0021]
In the variable gain amplifier according to the present invention, for example, the first differential amplifier circuit includes two transistors, each of which has a drain commonly connected and is connected to the constant current source. Further, the second differential amplifier circuit includes two transistors, each of which has a drain commonly connected and a source of one of the transistors of the first differential amplifier circuit. The third differential amplifier circuit includes two transistors, each of which has a drain connected in common and a source connected to the other transistor of the first differential amplifier circuit. Further, the gate of one transistor of the second differential amplifier circuit and the gate of one transistor of the third differential amplifier circuit are commonly connected. Further, the connection method of the first differential amplifier circuit, the second differential amplifier circuit, and the third differential amplifier circuit may be a current mirror connection or a folded cascode connection in addition to the connection method described above. There are various connection methods that use such methods.
[0022]
By making the dynamic range of the second differential amplifier circuit of the variable gain amplifier equal to the dynamic range of the third differential amplifier circuit, the dynamic range of the second differential amplifier circuit is reduced by the conventional range. 2 is smaller than the dynamic range of the third differential amplifier circuit, and the dynamic range of the third differential amplifier circuit can be larger than the dynamic range of the conventional third differential amplifier circuit. The dynamic range of the whole amplifier can be made larger than that of the conventional variable gain amplifier. This makes it possible to suppress the deterioration of the distortion rate of the output signal.
[0023]
In the variable gain amplifier, the ratio between the gate width and the gate length of the second differential amplifier circuit may be larger than the ratio between the gate width and the gate length of the third differential amplifier circuit. The dynamic range of the second differential amplifier circuit may be equal to the dynamic range of the third differential amplifier circuit.
[0024]
As described above, without changing the current amount of the constant current source, only the ratio between the gate width and the gate length of the second differential amplifier circuit is increased to increase the dynamic range of each differential amplifier circuit. Since they are equal, the dynamic range of the entire variable gain amplifier of the present invention can be made larger than that of the conventional variable gain amplifier without making low-voltage operation difficult, and the distortion of the output signal can be reduced. Deterioration can be suppressed.
[0025]
Further, the variable gain amplifier sets the electron mobility of the second differential amplifier circuit to be larger than the electron mobility of the third differential amplifier circuit, and increases the dynamic range of the second differential amplifier circuit. The dynamic range of the third differential amplifier circuit may be made equal.
[0026]
As described above, only the electron mobility of the second differential amplifier circuit is increased without changing the amount of current of the constant current source, and the dynamic range of each differential amplifier circuit is equalized. Therefore, the dynamic range of the entire variable gain amplifier of the present invention can be made larger than that of the conventional variable gain amplifier without making the low-voltage operation difficult, and the deterioration of the distortion rate of the output signal can be suppressed. It becomes possible.
[0027]
In the variable gain amplifier, the gate oxide film capacitance of the second differential amplifier circuit is made larger than the gate oxide film capacitance of the third differential amplifier circuit, and the dynamic gain of the second differential amplifier circuit is increased. The range may be made equal to the dynamic range of the third differential amplifier circuit.
[0028]
As described above, without changing the amount of current of the constant current source, only the gate oxide film capacitance of the second differential amplifier circuit is increased to equalize the dynamic range of each differential amplifier circuit. Therefore, the dynamic range of the entire variable gain amplifier of the present invention can be made larger than the dynamic range of the entire variable gain amplifier without making the low voltage operation difficult, and the deterioration of the distortion rate of the output signal can be suppressed. It becomes.
[0029]
Further, the variable gain amplifier includes a second constant current source that generates a current for making a current ratio for driving the second differential amplifier circuit equal to a current ratio for driving the third differential amplifier circuit. May be connected to the third differential amplifier circuit.
As a result, the ratios of the currents flowing through the respective differential amplifier circuits become equal and the magnitudes of the respective dynamic ranges become equal, so that the dynamic range of the entire variable gain amplifier of the present invention is made larger than that of the conventional variable gain amplifier. Can be increased, and deterioration of the distortion rate of the output signal can be suppressed.
[0030]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram schematically illustrating a variable gain amplifier according to an embodiment of the present invention. Like the variable gain amplifier 70 of the related art, the variable gain amplifier 10 shown in FIG. 1 is applied to, for example, an AGC circuit that changes the gain according to the level of the input signal level and keeps the output signal level constant. The minimum gain of the variable gain amplifier is larger than 0 and is set based on the assumed maximum input level.
[0031]
As shown in FIG. 1, the variable gain amplifier 10 is an amplifier including a constant current source 11 and differential amplifier circuits 12, 13, and 14. The control voltage Vip and the control reference voltage Vin are input to the differential amplifier circuit 12, and the input signal Vinp and the input inverted signal Vinn are input to the differential amplifier circuits 13 and 14, respectively. The variable gain amplifier 10 multiplies the voltage difference ΔVa between the control voltage Vip and the control reference voltage Vin by the voltage differences ΔVi and −ΔVi between the input signal Vinp and the input inversion signal Vinn, and outputs the output signal Voutn and the output inversion signal Voutp. Is output. Further, the control current Iss generated by the constant current source 11 drives the differential amplifier circuit 12, and is divided into the control current Idd1 and the control current Idd2, and drives the differential amplifier circuit 13 and the differential amplifier circuit 14, respectively. . Then, the variable gain amplifier 10 changes the control voltage Vip according to the input level so that the output level becomes constant. That is, when a signal having a high input level is input, a control voltage Vip for reducing the gain is input to the differential amplifier circuit 12, and conversely, when a signal having a low input level is input, the gain is increased. Such a control voltage Vip is input to the differential amplifier circuit 12 to keep the output level constant.
[0032]
A feature of the variable gain amplifier 10 of the present embodiment is that, when the gain is a minimum gain other than 0, the differential amplifier circuits 13 and 14 have the same dynamic range. Is to adjust each dynamic range individually.
[0033]
Further, since the dynamic ranges of the differential amplifier circuits 13 and 14 are made equal without changing the current amount of the constant current source 11, an increase in current consumption can be suppressed.
Further, since the control current in the differential amplifier circuit 13 flows more easily and the dynamic ranges of the differential amplifier circuits 13 and 14 are made equal, it is possible to prevent the low voltage operation from becoming difficult.
[0034]
That is, the dynamic range of the differential amplifier circuit 13 is smaller than the dynamic range of the conventional differential amplifier circuit 73, but the dynamic range of the differential amplifier circuit 14 is larger than the dynamic range of the conventional differential amplifier circuit 74. Therefore, the dynamic range of the entire variable gain amplifier 10 can be larger than that of the conventional variable gain amplifier 70 in which the entire dynamic range is determined based on the differential amplifier circuit 73. As described above, since the dynamic range can be made larger than that of the conventional variable gain amplifier 70, it is possible to suppress the deterioration of the distortion factor of the output signal.
[0035]
Next, a method for equalizing the dynamic ranges of the differential amplifier circuits 13 and 14 without changing the current amount of the constant current source 11 will be described.
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a specific circuit configuration of the variable gain amplifier 10.
As shown in FIG. 2, the variable gain amplifier 10 includes a constant current source 11 (first constant current source) and a differential amplifier composed of a MOSFET (Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) 30 and 31. The circuit 12 (first differential amplifier), the transistors 32 and 33, and the differential amplifier 13 (second differential amplifier) connected to the source of the transistor 30 and the transistors 34 and 35 And a differential amplifier 14 (third differential amplifier) connected to the source of the transistor 31 and a resistor 36.
[0036]
In the variable gain amplifier 10 shown in FIG. 2, the input signals in and * in (input inverted signals) input to the differential amplifier circuits 13 and 14 are controlled by a control voltage (for example, the control voltage Vip) input to the transistor 30. ) And a control reference voltage (e.g., corresponding to the control voltage Vin) input to the transistor 31, and the signal is amplified based on a voltage difference ΔVa, and OUT and * OUT (output inverted signal) are output as output signals.
[0037]
The following equation 2 is an equation showing the relationship between the dynamic range of the differential amplifier circuit 13 and the input voltage difference ΔVi, and the following equation 3 is the equation showing the dynamic range and the input voltage difference ΔVi of the differential amplifier circuit 14. Is an expression showing the relationship.
[0038]
(Equation 2)

[0039]
[Equation 3]

[0040]
Note that W2 indicates the gate width of the transistors 32 and 33, W3 indicates the gate width of the transistors 34 and 35, L2 indicates the gate length of the transistors 32 and 33, and L3 indicates the gate width of the transistors 34 and 35. Indicates the electron mobility of the transistors 32 and 33, μ3 indicates the electron mobility of the transistors 34 and 35, Cox2 indicates the gate oxide capacitance of the transistors 32 and 33, and Cox3 indicates The gate oxide film capacitance of the transistors 34 and 35 is shown.
[0041]
When the respective dynamic ranges of the differential amplifier circuits 13 and 14 are made equal, the following Expression 4 is obtained from Expressions 2 and 3.
[0042]
(Equation 4)

[0043]
Then, the following Expression 5 is obtained from Expression 4.
[0044]
(Equation 5)

[0045]
Then, in Equation 5, since the control current Idd1 is always larger than the control current Idd2, the following Equation 6 is obtained (see FIG. 7B). When Expression 6 is satisfied, in Expression 5, each μ and each Cox are set so that (μ2Cox2) / (μ3Cox3) becomes approximately 1. That is, for example, each μ and each Cox are set so that μ2 = μ3 and Cox2 = Cox3.
[0046]
Then, W2, W3, L2, and L3 are set so as to satisfy Expressions 5 and 6. For example, if each of W and L is set under the conditions of Idd1 / Idd2 = 2, (W2 / L2) / (W3 / L3) = 2, and Idd1> Idd2, Equation 4 is satisfied, and the dynamic range is satisfied. Can be made equal.
[0047]
In this way, by adjusting each gate width and each gate length of the transistors 32 to 35 so as to satisfy Expressions 5 and 6, Expression 4 can be satisfied. Therefore, the current amount of the control current Iss is not changed. In addition, the dynamic range can be made larger than the dynamic range of the conventional variable gain amplifier 70. This makes it possible to suppress the deterioration of the distortion rate of the output signal. Further, by controlling only the gate width or the gate length of each of the transistors 32 and 33 and increasing the control current of the differential amplifier circuit 13 relatively to the differential amplifier circuit 14, the control current Iss Is not increased, it is possible to prevent the gate voltage Vgs from increasing and making low-voltage operation difficult.
[0048]
In the variable gain amplifier 10, the W / Ls of the transistors 32 and 33 forming the differential amplifier circuit 13 are equal, and the W / Ls of the transistors 34 and 35 forming the differential amplifier circuit 14 are also equal. Be equally configured. On the other hand, if the values of W2 / L2 and W3 / L3 are small, the gate voltage Vgs of the differential amplifier circuit 13 or 14 becomes large, and it becomes difficult to operate at a low voltage. It is desirable that the value be as large as possible. When the ratio W2 / L2 of the differential amplifier circuit 13 is increased, the gate voltage Vgs of the differential amplifier circuit 13 and the gate voltage Vgs of the differential amplifier circuit 14 do not decrease, thereby making low-voltage operation difficult. Can be suppressed.
[0049]
(Equation 6)

[0050]
Further, in the above equation 5, the following equation 7 is obtained from the fact that the control current Idd1 is larger than the control current Idd2 (see FIG. 7B). When Expression 7 is satisfied, in Expression 5, each W / L and each Cox are set such that (Cox2 (W2 / L2)) / (Cox3 (W3 / L3)) becomes approximately 1. That is, for example, each W / L and each Cox are set such that (W2 / L2) = (W3 / L3) and Cox2 = Cox3.
[0051]
Then, μ2 and μ3 are set so as to satisfy Expressions 5 and 7. For example, if μ2 and μ3 are set under the conditions of Idd1 / Idd2 = 2, μ2 / μ3 = 2, and Idd1> Idd2, Equation 4 is satisfied, and the dynamic range can be equalized.
[0052]
In this way, by adjusting the electron mobilities of the transistors 32 and 33 so as to satisfy the equations (5) and (7), the equation (4) can be satisfied. The dynamic range can be made larger than the dynamic range of the variable gain amplifier 70 of FIG. This makes it possible to suppress the deterioration of the distortion rate of the output signal. Further, by controlling only the electron mobilities of the transistors 32 and 33 and increasing the control current of the differential amplifier circuit 13 relatively to the control current of the differential amplifier circuit 12, low voltage is achieved. It is possible to suppress the operation from becoming difficult.
[0053]
(Equation 7)

[0054]
Further, in the above equation 5, the following equation 8 is obtained because the control current Idd1 is larger than the control current Idd2 (see FIG. 7B). When Expression 8 is satisfied, in Expression 5, each W / L and each μ are set so that (μ2 (W2 / L2)) / (μ3 (W3 / L3)) becomes substantially 1. That is, for example, each W / L and each μ are set so that (W2 / L2) = (W3 / L3) and μ2 = μ3.
[0055]
Then, Cox2 and Cox3 are set so as to satisfy Equations 5 and 8. For example, if Cox2 and Cox3 are set under the conditions of Idd1 / Idd2 = 2, Cox2 / Cox3 = 2, and Idd1> Idd2, Equation 4 is satisfied, so that the dynamic ranges can be equalized.
[0056]
By adjusting the gate oxide film capacitances of the transistors 32 and 33 so as to satisfy Equations 5 and 8, Equation 4 can be satisfied. Therefore, without changing the amount of the control current Iss, The dynamic range can be made larger than the dynamic range of the conventional variable gain amplifier 70. This makes it possible to suppress the deterioration of the distortion rate of the output signal. Further, by adjusting only the gate oxide film capacitance of each of the transistors 32 and 33 and increasing the control current of the differential amplifier circuit 13 relatively, it is possible to suppress the difficulty in low-voltage operation. .
[0057]
(Equation 8)

[0058]
As described above, the values of the gate width / gate length of the transistors constituting the differential amplifier circuit 13 are set such that the dynamic ranges of the differential amplifier circuits 13 and 14 become equal. , The electron mobility of the transistor forming the differential amplifier circuit 13 is made larger than the mobility of the transistor forming the differential amplifier circuit 14, By making the gate oxide film capacity of the transistor forming the differential amplifier circuit 13 larger than the gate oxide film capacity of the transistor forming the differential amplifier circuit 14, the current consumption can be reduced without changing the current consumption. It is possible to suppress the deterioration of the distortion rate of the output signal without making the voltage operation difficult.
[0059]
Further, the control current Idd2 may be increased such that the dynamic ranges of the differential amplifier circuits 13 and 14 are equal while satisfying the condition of Idd1> Idd2. That is, as shown in the following Expression 9, by adding the current Iα to the control current Idd2, the differential amplifier circuit 14 is controlled so that the current amount of the control current Idd2 + current Iα becomes equal to the current amount of the control current Idd1. The amount of current flowing may be increased.
[0060]
(Equation 9)

[0061]
FIG. 3 is a diagram showing a variable gain amplifier 40 according to another embodiment for satisfying Expression 9 above.
A constant current source 41 (second constant current source) for flowing a current Iα in addition to the control current Idd2 is connected to the differential amplifier circuit 14 of the variable gain amplifier 40 shown in FIG.
[0062]
As described above, by providing the constant current source 41 in the differential amplifier circuit 14, the dynamic ranges of the differential amplifier circuits 13 and 14 can be equalized. Also, it is possible to increase the dynamic range of the entire variable gain amplifier 40 of the present embodiment, and it is possible to suppress the deterioration of the distortion rate of the output signal.
[0063]
FIG. 4 is a diagram showing another connection configuration of each differential amplifier circuit in the variable gain amplifier 10 of FIG.
As shown in FIG. 4, in the variable gain amplifier 50, a current mirror circuit 52 (broken line D) including a transistor 51 is provided at an output section of the differential amplifier circuit 12, and the differential amplifier circuits 13 and 14 are connected to the power supply side. Wraps around.
[0064]
As described above, by folding the differential amplifier circuits 13 and 14 toward the power supply side by the current mirror circuit 52, the number of transistors vertically connected between the power supply and the ground (gnd) can be reduced, so that the variable gain amplifier 10 Can be further increased.
[0065]
In addition, as another configuration in which the number of transistors vertically connected between the power supply and the ground is reduced, a configuration as shown in FIG. 5 can be used.
FIG. 5 is a diagram showing another connection configuration of each differential amplifier circuit in the variable gain amplifier 10 of FIG.
[0066]
As shown in FIG. 5, the variable gain amplifier 60 is provided with a folded cascode circuit 62 (broken line portion E) composed of a transistor 61 at the output of the differential amplifier circuit 12, and the differential amplifier circuits 13 and 14 It is folded back to the power supply side.
In this way, by folding the differential amplifier circuits 13 and 14 to the power supply side by the folded cascode circuit 62, the number of transistors vertically connected between the power supply and the ground can be reduced. The range can be further increased.
[0067]
In the variable gain amplifier 10 according to the present embodiment, the W / L of each of the transistors 32 and 33 forming the differential amplifier circuit 13 and the W / L of each of the transistors 34 and 35 forming the differential amplifier circuit 14 are determined. Although the ratios are configured to be equal, if the dynamic range of the differential amplifying circuit 13 and the dynamic range of the differential amplifying circuit 14 can be configured to be equal as shown in the above Expression 4, the W / L of each of the transistors 32 to 35 is reduced. The ratio is not particularly limited. That is, if the respective dynamic ranges of the differential amplifier circuit 13 and the differential amplifier circuit 14 can be made equal, for example, the W / L of the transistor 32 and the W / L of the transistor 33 are different. May be set.
[0068]
However, the ratio of the W / L of each of the transistors 32 and 33 is different from that of the variable gain amplifier of the present embodiment described above, in which the W / L of each of the transistors 32 to 35 is configured to have a different size. It is better to configure the differential amplifier circuit 14 so that the ratios become equal, and to configure the differential amplifier circuit 14 so that the respective W / L ratios of the transistors 34 and 35 become equal. The manufacturing process can be simplified.
[0069]
In the variable gain amplifier 10 of the present embodiment, the differential amplifier circuits 12, 13, and 14 are configured by MOSFETs. However, the differential amplifier circuits 12, 13, and 14 may be configured by bipolar transistors. In this case, the dynamic range of each of the differential amplifier circuits 13 and 14 is made equal by changing the emitter size ratio of each of the bipolar transistors constituting the differential amplifier circuits 13 and 14.
[0070]
【The invention's effect】
According to the variable gain amplifier of the present invention, when the gain is a minimum gain other than 0, the dynamic range of the entire variable gain amplifier is equalized by equalizing the dynamic ranges of the two differential amplifier circuits to which the input signals are input. Can be made larger than the dynamic range of the entire conventional variable gain amplifier, so that it is possible to suppress the deterioration of the distortion factor of the output signal.
[0071]
Further, by increasing the control current of one of the two differential amplifier circuits relatively to the control current of the other differential amplifier circuit, the dynamic range of each of the two differential amplifier circuits can be increased. Are made equal to each other, it is possible to suppress an increase in current consumption and to make it difficult to operate at a low voltage.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram schematically showing a variable gain amplifier according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an example of a specific circuit configuration of the variable gain amplifier 10.
FIG. 3 is a diagram showing a variable gain amplifier 40 according to another embodiment.
FIG. 4 is a diagram showing another connection configuration of each differential amplifier circuit in the variable gain amplifier 10.
FIG. 5 is a diagram showing another connection configuration of each differential amplifier circuit in the variable gain amplifier 10.
FIG. 6 is a diagram schematically showing a conventional variable gain amplifier.
FIG. 7 is a diagram showing a relationship among a control voltage difference ΔVa, an input level ΔVi, a control current Iss, and a gain in the variable gain amplifier 10;
[Explanation of symbols]
10 Variable gain amplifier
11 Constant current source
12-14 differential amplifier circuit
30-35 MOSFET
36 Resistance
40 Variable gain amplifier
41 constant current source
50 Variable gain amplifier
60 Variable gain amplifier
70 Variable gain amplifier
71 Constant current source
72-74 differential amplifier circuit

Claims (7)

A variable gain amplifier that varies the gain based on the control signal and keeps the output level of the output signal constant,
A variable gain amplifier, wherein the two differential amplifier circuits to which the input signal is input have the same dynamic range. The variable gain amplifier circuit according to claim 1,
When the gain of the variable gain amplifier is a minimum gain other than 0, the control current of one differential amplifier circuit is relatively increased with respect to the control current of the other differential amplifier circuit. Wherein the respective dynamic ranges are set to be equal. A first differential amplifier circuit including two transistors and receiving a control signal for varying a gain;
A first constant current source for generating a current for driving the first differential amplifier circuit;
A second differential including two transistors, driven by the current generated by the first constant current source at a larger ratio divided by a predetermined ratio, and amplifying an input signal based on the control signal; An amplification circuit;
A third differential amplifier circuit comprising two transistors, driven by a smaller current among the currents divided by the predetermined ratio, and amplifying an input signal based on the control signal;
With
A variable gain amplifier, wherein the dynamic range of the second differential amplifier circuit is equal to the dynamic range of the third differential amplifier circuit. The variable gain amplifier according to claim 3, wherein
The ratio between the gate width and the gate length of the second differential amplifier circuit is greater than the ratio between the gate width and the gate length of the third differential amplifier circuit, and the dynamic range of the second differential amplifier circuit is And a dynamic range of the third differential amplifier circuit is equal to the dynamic range of the third differential amplifier circuit. The variable gain amplifier according to claim 3, wherein
The electron mobility of the second differential amplifier circuit is larger than the electron mobility of the third differential amplifier circuit, and the dynamic range of the second differential amplifier circuit and the electronic mobility of the third differential amplifier circuit are different. A variable gain amplifier having the same dynamic range. The variable gain amplifier according to claim 3, wherein
The gate oxide film capacity of the second differential amplifier circuit is larger than the gate oxide film capacity of the third differential amplifier circuit, and the dynamic range of the second differential amplifier circuit and the third differential amplifier circuit are different. A variable gain amplifier having a dynamic range equal to a circuit. The variable gain amplifier according to claim 3, wherein
A second constant current source for generating a current for equalizing a current ratio for driving the second differential amplifier circuit with a current ratio for driving the third differential amplifier circuit is provided in the third differential amplifier. A variable gain amplifier connected to a circuit.

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