JP2004048292A - Clock recovery circuit for multi-value demodulator - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多値変調方式を用いた多値復調装置のクロック再生回路に関し、特に、再生クロックの受信信号の収束点における位相の送れと進みを検出してクロック再生を行うことにより安定したクロック再生を可能にした多値復調装置のクロック再生回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、この種の復調装置のクロック再生回路においては、図5に示すように、受信信号より搬送波成分を除去した後のI(同相波)信号の零を横切るタイミングに基づき再生クロック(無線シンボルCLK)の位相の遅れ若しくは進みを誤差検出部1で検出し、この誤差検出部1の出力をループフィルタ2を経由して発振器3に加えることにより発振器3から無線シンボルCLKを再生するように構成されている。
【0003】
尚、図5においては、I(同相波)信号の零を横切るタイミングに基づき再生クロック(無線シンボルCLK)を再生するように構成しているが、Q(直交波)信号の零を横切るタイミングに基づき無線シンボルCLKを再生するように構成してもよい。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来の復調装置のクロック再生回路においては、図6に示すようなQPSK信号であれば、I信号が零を横切るタイミングで位相ジッタ成分が少ないので、ある程度安定したクロック再生ができるが、図7に示す64QAM信号のような多値変調方式の場合は、I信号が零を横切るタイミング自体に大きなジッタ成分が存在し、この結果、従来の零を横切るタイミングの位相遅れ若しくは進みに基づき無線シンボルCLKを再生する構成では、安定したクロック再生が行えないという問題があった。
【0005】
そこで、本発明は、安定したクロック再生が可能な多値復調装置のクロック再生回路を提供することを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、多値変調方式を用いた多値復調装置のクロック再生回路において、受信信号を再生クロックによりサンプリングしたN個の硬判定データを記憶する記憶手段と、前記記憶手段に記憶したN個の硬判定データのうちのn(1<n<N)番目の硬判定データとその前後の硬判定データを比較する比較手段と、前記n番目の硬判定データに対応する軟判定データとその収束点との距離を検出する誤差検出手段と、前記比較手段の比較出力に基づき前記誤差検出手段の検出出力を前記再生クロックを生成するための位相情報として出力するか否かおよびその符号判定を行う判定手段とを具備することを特徴とする。
【0007】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る多値復調装置のクロック再生回路の実施形態を添付図面を参照して詳細に説明する。
【0008】
図1は、本発明に係る多値復調装置のクロック再生回路を適用したディジタル復調装置100の一実施の形態を示すブロック図である。
【0009】
図1において、このディジタル復調装置100は、0°分配器11、位相検波器12a,12b、A/D変換器13a,13b、判定回路14、CLK再生回路15、ループフィルタ16、発振器17、90°分配器18を具えて構成される。
【0010】
ここで、0°分配器11は、受信信号を同位相の2つの受信信号に分配し、この2つの受信信号を位相検波器12aおよび位相検波器12bに出力する。
【0011】
位相検波器12aおよび位相検波器12bは、それぞれ90°分配器18から出力される90°位相のずれた2つの再生搬送波信号を入力し、この2つの再生搬送波信号をそれぞれ上記0°分配器11から出力された2つの受信信号に乗算することにより受信信号を位相検波してI(同相波)信号成分およびQ(直交波)信号成分の信号を出力する。
【0012】
A/D変換器13aおよびA/D変換器13bは、位相検波器12aおよび位相検波器12bからそれぞれ出力されたI信号成分とQ信号成分をクロック再生回路15から出力される再生クロックに同期してアナログディジタル変換してそれぞれディジタルI信号およびディジタルQ信号を出力する。
【0013】
A/D変換器13aおよびA/D変換器13bからそれぞれ出力されたディジタルI信号およびディジタルQ信号は、判定回路14に加えられ、判定回路14では入力されたディジタルI信号およびディジタルQ信号のそれぞれ収束点の判定を行い、IデータおよびQデータとして出力する。
【0014】
また、判定回路14は、入力されたディジタルI信号およびディジタルQ信号に基づき再生搬送波の位相を検出し、位相誤差をキャリア誤差信号として出力する。
【0015】
このキャリア誤差信号は、ループフィルタ16を経由して発振器17に加えられ、発振器17から発生される再生搬送波信号の位相を制御し、この発振器17から発生される再生搬送波信号は、90°分配器18に加えられる。
【0016】
また、A/D変換器13aから出力されるディジタルI信号は、CLK再生回路15に加えられる。
【0017】
CLK再生回路15は、A/D変換器13aから出力されるディジタルI信号に基づき受信信号に同期したクロック(無線シンボルCLK)を再生する。
【0018】
このCLK再生回路15で再生された再生クロックは、前述したようにA/D変換器13aおよびA/D変換器13bに加えられ、それぞれディジタルI信号およびディジタルQ信号のサンプリング、すなわちI信号成分およびQ信号成分のアナログディジタル変換のタイミングが制御される。
【0019】
図2は、上記図1に示したCLK再生回路15の詳細な構成を示すブロック図である。
【0020】
図2において、このCLK再生回路15は、判定回路部151、比較判定部152、遅延回路153a,153b,153c、誤差検出部154、符号判定部155、ループフィルタ156、発振器157を具備して構成される。
【0021】
ここで、判定回路部151は、図1に示したA/D変換器13aからディジタルI信号を分岐入力し、収束点における自然符号での収束点判定を行う。これにより、符号判定後のI信号は図3に示す様に0〜11値の信号となる。尚、この場合、0〜11までの12値で表現されるのは、このシステムが128QAM方式を採用しているからである。
【0022】
なお、本明細書では、判定回路部151における符号判定後のデータを硬判定データといい、判定回路部151における符号判定前のデータを軟判定データという。
【0023】
判定回路部151で符号判定された硬判定データは、遅延回路153a,153bでそれぞれ1無線シンボルクロック(T)ずつ遅延されて比較判定部152に加えられる。
【0024】
これにより、比較判定部152には、判定回路部151で符号判定された硬判定データD−1、この硬判定データを1無線シンボルクロック(T)遅延した硬判定データD0、この硬判定データを更に1無線シンボルクロック(T)遅延した硬判定データD1が入力される。
【0025】
また、上記図1に示したA/D変換器13aから分岐したディジタルI信号は遅延回路153cで1無線シンボルクロック(T)遅延されて誤差検出部154に加えられる。
【0026】
誤差検出部154では、上記硬判定データD0に対応する軟判定データD0’に基づきこの軟判定データD0’とその収束点との距離(誤差)を検出する。
【0027】
また、比較判定部152では、上記硬判定データD−1、硬判定データD0、硬判定データD1に基づき、誤差検出部154の検出出力を再生クロックを生成するための位相情報として出力するか否かおよびその符号判定を行う為の信号を出力する。
【0028】
すなわち、比較判定部152では、上記3つの収束点における硬判定データD−1、硬判定データD0、硬判定データD1の相互間の振幅値の大小関係を比較し、該比較結果が図4に示すテーブルのいずれのパターンに当てはまるかを判定することにより誤差検出部154の検出出力を再生クロックを生成するための位相情報として出力するか否かおよびその符号判定を行う為の信号を出力する。
【0029】
ここで、比較判定部152からの出力値の「0」は、誤差検出部154の検出出力を再生クロックを生成するための位相情報として出力しないことを意味し、「1」は、誤差検出部153の検出出力を再生クロックを生成するための正の位相情報として出力することを意味し、「−1」は、誤差検出部154の検出出力を再生クロックを生成するための負の位相情報として出力することを意味する。
【0030】
また、図4に示すテーブルの硬判定データD−1、硬判定データD0、硬判定データD1に対応する値において、“+”は、硬判定データD−1若しくは硬判定データD1が判定データD0よりも大きいことを意味し、“−”は、硬判定データD−1若しくは硬判定データD1が判定データD0よりも小さいことを意味し、“0”は、硬判定データD−1若しくは硬判定データD1が判定データD0と等しいことを意味する。
【0031】
即ち、比較判定部152では、例えば、図3において、2T、3T、4Tの3つの収束点の比較判定処理を行う場合には、2Tの収束点における硬判定データ(D−1)が3T(DO)の硬判定データよりも小さく、4Tの収束点における硬判定データ(D1)の硬判定データが3T(D0)と等しいので、図4に示すテーブルの上から2段目のパターンに一致することから出力信号「0」を出力する。
【0032】
また、例えば、図3において、5T、6T、7Tの3つの収束点の比較判定処理を行う場合には、5Tの収束点における硬判定データ(D−1)が6T(D0)の硬判定データよりも大きく、7Tの収束点における硬判定データ(D1)の硬判定データが6T(D0)よりも小さいので、図4に示すテーブルの上から7段目のパターンに一致することから出力信号「−1」を出力する。
【0033】
更に、例えば、図3において、11T、12T、13Tの3つの収束点の比較判定処理を行う場合には、11Tの収束点における硬判定データ(D−1)が12T(D0)の硬判定データよりも小さく、13Tの収束点における硬判定データ(D1)が12T(D0)の硬判定データより大きいので、図4に示すテーブルの上から3段目のパターンに一致することから出力信号「1」を出力する。
【0034】
符号判定部155では、上記比較判定部152から出力された信号(「0」、「−1」、「1」のいずれか)に基づき、誤差検出部154の検出出力を再生クロックを生成するための位相情報として出力するか否か及び誤差の符号を判定する。そして、この判定に応じて誤差信号を出力する。
【0035】
即ち、符号判定部155では、例えば、図3の2T、3T、4Tの3つの収束点の符号判定処理においては、比較判定部152から出力された「0」信号を入力し、この「0」信号に基づき、誤差検出部154の検出出力を再生クロックを生成するための位相情報として出力しないと判定し、誤差信号を出力しない。
【0036】
また、例えば、図3の5T、6T、7Tの3つの収束点の符号判定処理においては、比較判定部152から出力された「−1」信号を入力し、この「−1」信号に基づき、誤差検出部154の検出出力を再生クロックを生成するための負の位相情報として出力すると判定し、当該収束点において位相の遅れを修正するための誤差信号を出力する。
【0037】
また、例えば、図3の11T、12T、13Tの3つの収束点の符号判定処理においては、比較判定部152から出力された「1」信号を入力し、この「1」信号に基づき、誤差検出部154の検出出力を再生クロックを生成するための正の位相情報として出力すると判定し、当該収束点において位相の進みを修正するための誤差信号を出力する。
【0038】
そして、その符号判定部155から出力された誤差信号は、ループフィルタ156を経由して発振器157に加えられ、この発振器157から再生される無線シンボルクロックの位相を制御する。
【0039】
即ち、図3の5T、6T、7Tの3つの収束点の符号判定処理結果においては、負の位相情報としての誤差信号が発振器157に加えられるので、該発振器157において位相の遅れを修正するクロックが再生されることになる。
【0040】
また、図3の11T、12T、13Tの3つの収束点の符号判定処理結果においては、正の位相情報としての誤差信号が発振器157に加えられるので、該発振器157において位相の進みを修正するクロックが再生されることになる。
【0041】
このような処理を行うことにより、安定したクロック再生を行うことができる。
【0042】
【発明の効果】
以上説明したように、従来受信信号の零を横切るタイミングで再生クロックの位相の遅れと進みを検出していたものを、本発明では受信信号の収束点で再生クロックの位相の遅れと進みを検出し、クロック再生を行うようにしたため、より安定したクロック再生を可能にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る多値復調装置のクロック再生回路を適用したディジタル復調装置の一実施の形態を示すブロック図。
【図2】図1に示したCLK再生回路の詳細な構成を示すブロック図。
【図3】図2に示す判定回路部で符号判定後のI信号の様子を示す表図。
【図4】図2の比較判定部が保持するテーブルの構成を示す図。
【図5】従来のクロック再生回路の構成を示す図。
【図6】QPSKのI信号成分を示す波形図。
【図7】64QAMのI信号成分を示す波形図。
【符号の説明】
100 ディジタル復調回路
11 0°分配器
12a,12b 位相検波器
13a,13b A/D変換器
14 判定回路
15 CLK再生回路
16 ループフィルタ
17 発振器
18 90°分配器
151 判定回路部
152 比較判定部
153a,153b,153c 遅延回路
154 誤差検出部
155 符号判定部
156 ループフィルタ
157 発振器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a clock recovery circuit of a multi-level demodulator using a multi-level modulation method, and more particularly to a clock recovery circuit that detects a phase shift and advancing of a phase at a convergence point of a received signal of a recovered clock and performs clock recovery by performing clock recovery. The present invention relates to a clock recovery circuit of a multi-level demodulator that enables reproduction.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in a clock recovery circuit of this type of demodulator, as shown in FIG. 5, a recovered clock (wireless symbol CLK) is generated based on the timing of crossing zero of an I (in-phase) signal after removing a carrier component from a received signal. ) Is detected by the
[0003]
In FIG. 5, the reproduction clock (radio symbol CLK) is reproduced based on the timing at which the I (in-phase wave) signal crosses zero. It may be configured to reproduce the wireless symbol CLK on the basis of the radio symbol CLK.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the clock recovery circuit of the above-mentioned conventional demodulator, if the QPSK signal as shown in FIG. 6 is used, the phase jitter component is small at the timing when the I signal crosses zero. In the case of a multilevel modulation scheme such as the 64QAM signal shown in FIG. 7, a large jitter component exists at the timing when the I signal crosses zero, and as a result, the radio signal is generated based on the phase delay or advance of the conventional timing of crossing zero. The configuration for reproducing the symbol CLK has a problem that stable clock reproduction cannot be performed.
[0005]
Therefore, an object of the present invention is to provide a clock recovery circuit of a multi-level demodulator capable of performing stable clock recovery.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides a clock recovery circuit of a multilevel demodulator using a multilevel modulation scheme, wherein a storage means for storing N hard decision data obtained by sampling a received signal with a recovered clock, Comparing means for comparing the n (1 <n <N) th hard decision data of the N hard decision data stored in the storage means with the hard decision data before and after the nth hard decision data; Error detection means for detecting the distance between the corresponding soft decision data and the convergence point, and whether to output a detection output of the error detection means as phase information for generating the reproduction clock based on a comparison output of the comparison means. Determination means for determining whether or not the sign is present and the sign thereof.
[0007]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of a clock recovery circuit of a multilevel demodulator according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
[0008]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a digital demodulator 100 to which a clock recovery circuit of a multilevel demodulator according to the present invention is applied.
[0009]
1, the digital demodulation apparatus 100 includes a 0 °
[0010]
Here, the 0 °
[0011]
Each of the
[0012]
The A / D converter 13a and the A / D converter 13b synchronize the I signal component and the Q signal component output from the
[0013]
The digital I signal and the digital Q signal output from the A / D converter 13a and the A / D converter 13b, respectively, are applied to a decision circuit 14, where the inputted digital I signal and digital Q signal are respectively inputted. The convergence point is determined and output as I data and Q data.
[0014]
The determination circuit 14 detects the phase of the reproduced carrier based on the input digital I signal and digital Q signal, and outputs the phase error as a carrier error signal.
[0015]
This carrier error signal is applied to an oscillator 17 via a
[0016]
The digital I signal output from the A / D converter 13a is applied to the
[0017]
The
[0018]
The reproduction clock reproduced by the
[0019]
FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the
[0020]
2, the
[0021]
Here, the
[0022]
In this specification, data after the sign determination in the
[0023]
The hard decision data for which the sign is judged by the
[0024]
As a result, the comparison /
[0025]
The digital I signal branched from the A / D converter 13a shown in FIG. 1 is delayed by one radio symbol clock (T) by the
[0026]
The error detector 154 detects the distance (error) between the soft decision data D0 'and its convergence point based on the soft decision data D0' corresponding to the hard decision data D0.
[0027]
Further, the comparison /
[0028]
That is, the
[0029]
Here, “0” of the output value from the
[0030]
In the values corresponding to the hard decision data D-1, the hard decision data D0, and the hard decision data D1 in the table shown in FIG. 4, “+” indicates that the hard decision data D-1 or the hard decision data D1 is the decision data D0. "-" Means that hard decision data D-1 or hard decision data D1 is smaller than decision data D0, and "0" means hard decision data D-1 or hard decision data. This means that the data D1 is equal to the determination data D0.
[0031]
That is, in the
[0032]
In addition, for example, in FIG. 3, when comparing and determining three convergence points of 5T, 6T, and 7T, the hard decision data (D-1) at the convergence point of 5T is the hard decision data of 6T (D0). Since the hard decision data of the hard decision data (D1) at the convergence point of 7T is smaller than 6T (D0), it matches the pattern of the seventh stage from the top of the table shown in FIG. -1 "is output.
[0033]
Further, for example, in FIG. 3, when performing the comparison determination process of three convergence points of 11T, 12T, and 13T, the hard decision data (D-1) at the convergence point of 11T is the hard decision data of 12T (D0). Since the hard decision data (D1) at the convergence point of 13T is larger than the hard decision data of 12T (D0), the output signal “1” matches the pattern in the third row from the top of the table shown in FIG. Is output.
[0034]
The
[0035]
That is, for example, in the sign determination process of the three convergence points 2T, 3T, and 4T in FIG. 3, the
[0036]
In addition, for example, in the sign determination processing of three convergence points 5T, 6T, and 7T in FIG. 3, a “−1” signal output from the
[0037]
In addition, for example, in the sign determination processing of three convergence points 11T, 12T, and 13T in FIG. 3, the “1” signal output from the
[0038]
The error signal output from the
[0039]
That is, in the result of the sign determination processing of the three convergence points 5T, 6T and 7T in FIG. 3, an error signal as negative phase information is added to the oscillator 157. Will be played.
[0040]
In addition, in the sign determination processing result of the three convergence points 11T, 12T, and 13T in FIG. 3, an error signal as positive phase information is added to the oscillator 157. Will be played.
[0041]
By performing such processing, stable clock reproduction can be performed.
[0042]
【The invention's effect】
As described above, the delay and advance of the phase of the reproduced clock are conventionally detected at the timing of crossing zero of the received signal. In the present invention, the delay and advance of the phase of the reproduced clock are detected at the convergence point of the received signal. Since the clock is reproduced, more stable clock reproduction can be performed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a digital demodulator to which a clock recovery circuit of a multilevel demodulator according to the present invention is applied.
FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of a CLK recovery circuit shown in FIG.
FIG. 3 is a table showing a state of an I signal after code determination by a determination circuit unit shown in FIG. 2;
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a table held by a comparison determination unit in FIG. 2;
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a conventional clock recovery circuit.
FIG. 6 is a waveform chart showing an I signal component of QPSK.
FIG. 7 is a waveform chart showing an I signal component of 64QAM.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 100 Digital demodulation circuit 110 0 °
Claims (1)
受信信号を再生クロックによりサンプリングしたN個の硬判定データを記憶する記憶手段と、
前記記憶手段に記憶したN個の硬判定データのうちのn(1<n<N)番目の硬判定データとその前後の硬判定データを比較する比較手段と、
前記n番目の硬判定データに対応する軟判定データとその収束点との距離を検出する誤差検出手段と、
前記比較手段の比較出力に基づき前記誤差検出手段の検出出力を前記再生クロックを生成するための位相情報として出力するか否かおよびその符号判定を行う判定手段と
を具備することを特徴とする多値復調装置のクロック再生回路。In a clock recovery circuit of a multilevel demodulator using a multilevel modulation scheme,
Storage means for storing N hard decision data obtained by sampling a received signal by a reproduction clock;
Comparing means for comparing the n (1 <n <N) th hard decision data among the N hard decision data stored in the storage means with the hard decision data before and after the nth hard decision data;
Error detection means for detecting the distance between the soft decision data corresponding to the n-th hard decision data and the convergence point thereof,
A determination unit for determining whether or not to output the detection output of the error detection unit as phase information for generating the reproduced clock based on the comparison output of the comparison unit and determining the sign thereof; Clock recovery circuit for value demodulator.
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