【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、サーボアクチュエータ駆動用の電力増幅器、特に高速応答および高効率が求められるリニア増幅器および低リップルの出力電流と高速応答を必要とするＰＷＭ（パルス幅変調）増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電力増幅器にはＰＷＭ増幅器とリニア増幅器がある。
ＰＷＭ増幅器は、パワースイッチングデバイスにより、スイッチングのデューティ（オンとオフの時間比）を変化させ、平均的な出力電圧あるいは出力電流を制御する。このため、電力損失は小さく高効率で高速応答が可能であるが、出力の電圧または電流に、高リップルを伴うなど問題がある。
一方、リニア増幅器は、瞬時の出力電圧あるいは出力電流の制御を行なおうとするものであり、ＰＷＭ増幅器に於けるような出力リップルを生じないが、電力増幅回路の電力損失が非常に大きく効率が悪い。
特に、高出力電圧で出力電流の高速応答が要求される場合、ＰＷＭ増幅器およびリニア増幅器のいずれにおいても、増幅器の主回路電源電圧は高い電圧が必要となり、前者の増幅器では過大な出力電流リップルをいかに低減するか、後者の増幅器では高精度の制御性能を犠牲にすることなく、いかに電力損失を小さくするかが課題である。
【０００３】
特開平８−３１６７３９号公報記載の電力増幅装置は、高効率を維持しながら複数個の電力増幅器の総合出力電力を大幅に増大させることを可能にするものである。図５は特開平８−３１６７３９号公報記載の電力増幅装置を示している。
図において、この発明は信号入力端１Ａ〜１Ｅへの入力を複数個の増幅器１９Ａ〜１９Ｅに入力するとともに、その利得に反比例して減衰量を調整した信号減衰制御部２３を介して、その複数個の入力端の信号のうちから最大値を選択して出力する最大値検出制御部４０に印加し、その出力端の信号を増幅する二電源切換え信号増幅部４１Ａ，４１Ｂの出力によって二電源切換制御部４４を制御して、あらかじめ定めたしきい値を越えるか否かにより正・負の高電圧電源制御トランジスタ８，１２をそれぞれ能動または遮断状態にすることにより複数個の増幅器１９Ａ〜１９Ｅに与える電源電圧を高・低に切り換えるものである。
しかしながら、この電力増幅装置は複数個の電力増幅器１９Ａ〜１９Ｅを用意してはいるものの、各電力増幅器１９Ａ〜１９Ｅに対してそれぞれ高精度の制御性能を犠牲にすることなく、しかも電力損失を小さくするといった対策は一切講じられていない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記課題を解決するもので、電力損失の小さくて高効率で高速応答性で、しかもリップルの小さい電力増幅器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の低損失電力増幅器の発明は、正電源と負電源を備えた主回路電源部と該主回路電源部の電力が供給される電力増幅部とから成る電力増幅器において、前記主回路電源部を電源電圧の異なる複数の主回路電源から構成し、前記電源電圧の切り換えを前記電力増幅回路の指令あるいは入力電圧に基づいて行なうことを特徴とする。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の低損失電力増幅器において、前記電力増幅回路の指令あるいは入力電圧が、その入力の絶対値およびその変化量が大きい時は、電源電圧の絶対値が大きい方を選択するようにすることを特徴とする。
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の低損失電力増幅器において、前記複数の主回路電源の各出力には、それぞれパワートランジスタとダイオードとの直列接続回路が設けられていることを特徴とする。
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項記載の低損失電力増幅器において、前記ダイオードは前記正電源側と前記負電源側で別々に論理ＯＲ接続されていることを特徴とする。
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項記載の低損失電力増幅器において、前記パワートランジスタは、そのオン・オフのスイッチ機能により前記複数の異なる電源電圧から１つの電源電圧を選択して電力増幅器へ出力することを特徴とする。
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項記載の低損失電力増幅器において、前記パワートランジスタは、出力電源の電圧制御を行なうことを特徴とする。
以上のように、電力増幅器に高い過渡応答性能と高出力が要求される場合には、増幅回路の主回路の電源は高電圧が必要となり、また電力増幅器の出力が定常状態に達した時や低出力時には高精度の出力特性は維持し、増幅回路の電力損失を低減するため、主回路の電源電圧を低くすることが求められる。
従って、本発明ではこの点に着目し、以上の構成にしたことにより、電力増幅器の出力（すなわちこれと線形関係にある増幅器の入力電圧ｕ）に基づき主回路の電源電圧を切り換え可能となるので、電力損失の小さくて高効率で高速応答性で、しかもリップルの小さい電力増幅器を得ることができるようになる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について、図面を基に詳細に説明する。
図１は本発明に係る電力増幅器のブロック図である。
図１において、この電力増幅器は主回路電源部Ａと、電力増幅部Ｂ、そして本発明により設けられた電源切り換え制御部Ｃの３つの部分から構成されている。
主回路電源部は、ｎ種類の正・負の双出力電源（電源電圧±ＶＳ１、±ＶＳ２、…、±Ｖｓｎ。但しＶＳ１＜ＶＳ２…＜Ｖｓｎ）からなる。この電源はある程度定電圧化されたものであれば、回路構成は特に問題とならない。
電力増幅部は、ＰＷＭ増幅回路またはリニア増幅回路により、入力電圧ｕを電力増幅し出力電圧Ｖ０として、負荷へ電力を供給する。
電源切り換え制御部は、電圧が±ＶＳ１＜±ＶＳ２…＜±Ｖｓｎのｎ種類の双出力電源から１つの双出力電源±Ｖｓｉを選定し、電力増幅部へ電圧±ＶＤＤを供給するための主回路部Ｐｖ、Ｎｖと、この主回路部のパワートランジスタ（あるいは、これと同様な電力用半導体素子）を駆動制御する制御回路部Ｃｃから構成される。
【０００７】
図２は本発明により設けられる電源切り換え制御部の詳細図で、（ａ）は主回路部、（ｂ）は制御回路部である。
図２の（ａ）に示すように、主回路部は、正電圧側主回路Ｐｖと負電圧側主回路Ｎｖに分けられている。正電圧側主回路では、パワートランジスタ（あるいは、これと同様な電力用半導体素子）ＴｐｉとダイオードＤｐｉとが直列接続され、これら各ダイオードのカソード側は共通に接続されている。
同様に負電圧側主回路では、パワートランジスタＴｎｉとダイオードＤｎｉが直列接続され、これら各ダイオードのアノード側は共通に接続されている。
一方、制御回路部は、図２の（ｂ）に示すように、入力比較判別回路ＣＯＭＰとパワートランジスタ（あるいは、これと同様な電力用半導体素子）のゲートドライブ回路ＧＤＲから構成される。入力比較判別回路ＣＯＭＰは、入力電圧ｕの絶対値｜ｕ｜あるいはその変化量｜Δｕ｜の大きさに対応し、ｎ種類の電源から１つの双出力電源±Ｖｓｉを選択・出力するための信号が出力する。この信号は、ゲートドライブ回路ＧＤＲに入力されパワートランジスタ（あるいは、これと同様な電力用半導体素子）のドライブ信号ＧＴ（ｎ１；ｐ１、ｎ２；ｐ２、・・・・、ｎｉ；ｐｉ、・・・ｎｎ；ｐｎ）が出力される。
【０００８】
リニア増幅器によって高速・高精度の電流制御を行なうため、本発明による電源切り換え制御部を用いて主回路電源の切り換えを行ない、電力増幅器の低損失化を計った。図３は本発明による電流制御系を示すブロック図である。図３に示すように、負荷は抵抗ＲとインダクタンスＬの１次遅れである。この負荷電流が制御量であり、制御仕様として、１）電流の分解能および精度 ２）ステップ指令時の整定時間 ３）電力増幅器の損失が規定されている。
電流の分解能と精度の目標を達成するため、負帰還制御用の高精度電流検出器と、仕様を満足すべく設計されたリニア増幅器を用いた。
また、整定時間については、最大出力電流を考慮しながら、主回路電源電圧の最大値±ＶＳ３を決めた。
定常状態の出力電流とリニア増幅回路の目標損失から、主回路電源電圧±ＶＳ２、±ＶＳ１を決めた。勿論、ＶＳ３＞ＶＳ２＞ＶＳ１であるが、これらの電圧は、ＩＧＢＴトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）ＴＰ３〜Ｔｎ１、ダイオードＤＰ３〜Ｄｎ１、リニア増幅器ＡＭＰの飽和電圧を勘案して、ΔＶＳだけ大きく見積られている。
３種類の主回路電源±ＶＳ３、±ＶＳ２、±ＶＳ１の切り換え制御は、次のように行なわれる。電流指令ｉｒと電流検出器ＩＤＥＴからのフィードバック信号ｉｆにより、偏差ｅが得られる。この偏差ｅは、ＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ−Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）調整器ＰＩＤ．Ｃによって操作量ｕ＊が演算され、更に、リミッタ回路ＬＩＭ．Ｃを経て、電圧ゲインがＫｖであるリニア増幅器ＡＭＰの入力電圧ｕが創出される。
入力電圧ｕは、入力比較判別回路ＣＯＭＰにも入力される。
入力比較判別回路ＣＯＭＰは
Ｖｓ ＊＝Ｋｖ・｜ｕ｜＋ΔＶｓ…（１）
Ｖｓ ＊＝Ｋｖ・｜Δｕ｜＋ΔＶｓ…（１）’
なる演算を行ない、以下の命題を処理する。
【０００９】
図４は３種類の主回路電源±ＶＳ３、±ＶＳ２、±ＶＳ１の切り換え制御を行うフローチャートである。
図４において、ステップ１で前述のリミッタ回路ＬＩＭ．Ｃは、式（１）より、
ＶＳ３≧ＶＳ ＊が成立するよう、即ち｜ｕ｜＜（ＶＳ３・ΔＶＳ）／ＫｖにＣＯＭＰの入力電圧ｕを制限する。
なお、偏差ｅの演算、ＰＩＤ演算、リミッタ回路の上・下限演算、式（１）の演算、以下の命題１）〜３）の処理等は、マイクロプロセッサを使った処理回路で実行しているが、従来のハードウエアで構成することもできる。
ステップ２で、命題１）を実行する。すなわち、
ＶＳ３≧ＶＳ ＊＞ＶＳ２であれば、ステップＳ４へ進み、電源±ＶＳ３をリニア増幅器へ供給する。これは図３のゲートドライブ回路ＧＤＲのＩＧＢＴのＴＰ３、Ｔｎ３をオンにすることにより行われる。一方、ＶＳ３≧ＶＳ ＊＞ＶＳ２でなければ、ステップＳ３へ進む。
ステップ３で、命題２）を実行する。すなわち、
ＶＳ２≧ＶＳ ＊＞ＶＳ１であれば、ステップＳ５へ進み、電源±ＶＳ２をリニア増幅器へ供給する。これは図３のゲートドライブ回路ＧＤＲのＩＧＢＴのＴＰ２、Ｔｎ２をオンにすることにより行われる。一方、ＶＳ２≧ＶＳ ＊＞ＶＳ１でなければ、ステップＳ６へ進む。
ステップ６では、命題３）を実行する。すなわち、
ＶＳ２≧ＶＳ ＊＞ＶＳ１でないので、電源±ＶＳ１をリニア増幅器へ供給する。これは図３のゲートドライブ回路ＧＤＲのＩＧＢＴのＴＰ１、Ｔｎ１をオンにすることにより行われる。
命題１）〜３）のいずれかが順次実行されていくかが、前命題と次の命題を比べて、リニア増幅器へ給電される電源電圧の絶対値｜±ＶＳ３｜、｜±ＶＳ２｜、｜±ＶＳ１｜がより大きい方へ切り換えられていく場合、低い電圧の電源はダイオードの逆バイアスによって、出力が阻止されるため、前命題のＩＧＢＴをオフにする動作タイミングは、遅れが許容される。
逆に、リニア増幅器へ給電される電源電圧の絶対値が、より小さい方へ切り換えられていく場合、前命題でオンしていたＩＧＢＴは、次に実行される命題のＩＧＢＴのオンタイミングと同期して、オフにしなければならない。
ここで説明した制御回路部（電源切り換え制御回路）ＰＳ．ＣによるＩＧＢＴの制御動作は、スイッチングの役割しか果たしていないが、２つの主回路電源の切り換え動作を、緩やかにオーバーラップさせることによって、電源電圧の急変によるリニア増幅回路やその外への悪影響を防ぐことができる。
また、定電圧特性が良好でない主回路電源では、ＩＧＢＴで電圧をレギュレートして、特性の改善もできる。
以上、入力比較判定回路のＶＳ ＊ の演算を式（１）、および式（１）’に基づいて行い、電源電圧の切り換えを行ったが、制御系の指令入力（図３のｉｒ）から負荷の定数を使って、例えば、
ＶＳ ＊ ＝Ｌ・ｄｉｒ／ｄｔ＋Ｒｉｒ＋ΔＶｓ
の演算による方法も可能である。
なお、電流制御系の電力増幅器が、リニア増幅器でなくＰＷＭ増幅器であっても、本発明は適用できる。
【００１０】
【発明の効果】
本発明によれば、正電源と負電源を備えた主回路電源部と該主回路電源部の電力が供給される電力増幅部とから成る電力増幅器において、前記主回路電源部を電源電圧の異なる複数の主回路電源から構成し、前記電源電圧の切り換えを前記電力増幅回路の指令あるいは入力電圧に基づいて行ない、そしてその電力増幅回路の指令あるいは入力電圧は、その入力の絶対値およびその変化量が大きい時は、電源電圧の絶対値が大きい方を選択するようにするので、高精度・高速応答しかも低損失の電力増幅器が実現できる。
特に、リニア増幅器においては、高速応答の性能をより向上させると同時に、損失が著しく低減される。
また、ＰＷＭ増幅器では、メリットは損なわず、主回路電源部のｎ種類の電源は、商用電源から簡単な電圧逓倍整流回路を使って、容易に作られるので、高速応答でありながら電流リップルが大幅に改善されるなど、電力増幅器の高性能化に寄与する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電力増幅器のブロック図である。
【図２】本発明により設けられる電源切り換え制御部の詳細図で、（ａ）は主回路部、（ｂ）は制御回路部である。
【図３】本発明による電流制御系を示すブロック図である。
【図４】３種類の主回路電源±ＶＳ３、±ＶＳ２、±ＶＳ１の切り換え制御を行うフローチャートである。
【図５】公知の電力増幅装置のブロック図である。
【符号の説明】
Ａ 主回路電源部
Ｂ 電力増幅部
Ｃ 電源切り換え制御部
±ＶＳｉ 双出力電源
±ＶＤＤ 電力増幅部の電源電圧
Ｔｐｉ、Ｔｎｉ ＩＧＢＴパワートランジスタ
Ｄｐｉ、Ｄｎｉ ダイオード
ＣＯＭＰ 入力比較判別回路
ＧＤＲ ゲートドライブ回路
ｕ 電力増幅回路の入力電圧（操作量）
ＧＴｐｉ 、ＧＴｐｉ ゲートドライブ信号
Ｒ 抵抗
Ｌ インダクタンス
ＩＤＥＴ 電流検出器
ｉｒ 電流指令
ｉｆ 電流検出器ＩＤＥＴからのフィードバック信号
ｅ 偏差
ＰＩＤ．Ｃ ＰＩＤ調整器
ｕ＊ ＰＩＤ調整器の出力
ＬＩＭ．Ｃ リミッタ回路
Ｋｖ 電圧ゲイン
ＰＶ 正電源切り換え部
ＮＶ 負電源切り換え部
ＧＣ 電源切り換え信号回路
Ｖ０ 電力増幅回路の出力
ＰＳ．Ｃ 電源切り換え制御回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power amplifier for driving a servo actuator, and more particularly, to a linear amplifier requiring high-speed response and high efficiency, and a PWM (pulse width modulation) amplifier requiring low ripple output current and high-speed response.
[0002]
[Prior art]
The power amplifier includes a PWM amplifier and a linear amplifier.
The PWM amplifier controls the average output voltage or output current by changing the switching duty (time ratio between ON and OFF) by a power switching device. For this reason, although power loss is small and high efficiency and high-speed response are possible, there is a problem that output voltage or current is accompanied by high ripple.
On the other hand, the linear amplifier attempts to control the instantaneous output voltage or output current, and does not generate output ripple as in a PWM amplifier, but the power loss of the power amplifier circuit is very large and the efficiency is low. bad.
In particular, when high-speed response of the output current is required at a high output voltage, the main circuit power supply voltage of the amplifier is required to be high in both the PWM amplifier and the linear amplifier, and the former amplifier has an excessive output current ripple. The issue is how to reduce the power, and how to reduce the power loss without sacrificing high-precision control performance in the latter amplifier.
[0003]
The power amplifying device described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-316739 makes it possible to greatly increase the total output power of a plurality of power amplifiers while maintaining high efficiency. FIG. 5 shows a power amplifying device described in JP-A-8-316739.
In the figure, according to the present invention, inputs to signal input terminals 1A to 1E are input to a plurality of amplifiers 19A to 19E, and a plurality of amplifiers 19A to 19E are controlled by a signal attenuation control unit 23 whose attenuation is adjusted in inverse proportion to the gain. The maximum value is selected from the signals at the input terminals and applied to a maximum value detection control unit 40 that outputs the selected signal. The dual power supply switching unit 41A, 41B amplifies the signal at the output terminal and switches between the two power sources. By controlling the control unit 44, the positive and negative high-voltage power supply control transistors 8 and 12 are activated or cut off, respectively, depending on whether or not a predetermined threshold value is exceeded. The applied power supply voltage is switched between high and low.
However, although this power amplifying device prepares a plurality of power amplifiers 19A to 19E, it does not sacrifice high-precision control performance for each of the power amplifiers 19A to 19E and reduces power loss. No measures have been taken to do so.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a power amplifier having a small power loss, high efficiency, high-speed response, and a small ripple.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, an invention of a low-loss power amplifier according to claim 1 comprises a main circuit power supply unit having a positive power supply and a negative power supply, and a power amplification unit to which the power of the main circuit power supply is supplied. In the power amplifier, the main circuit power supply section includes a plurality of main circuit power supplies having different power supply voltages, and the switching of the power supply voltage is performed based on a command or an input voltage of the power amplifier circuit.
According to a second aspect of the present invention, in the low-loss power amplifier according to the first aspect, when the command or the input voltage of the power amplifying circuit has an absolute value of the input and a change amount thereof is large, the absolute value of the power supply voltage is low. It is characterized in that the larger one is selected.
The invention according to claim 3 is the low-loss power amplifier according to claim 1 or 2, wherein each output of the plurality of main circuit power supplies is provided with a series connection circuit of a power transistor and a diode. Features.
According to a fourth aspect of the present invention, in the low-loss power amplifier according to any one of the first to third aspects, the diodes are separately OR-connected on the positive power supply side and the negative power supply side. And
According to a fifth aspect of the present invention, in the low-loss power amplifier according to any one of the first to fourth aspects, the power transistor is configured to switch one power supply voltage from the plurality of different power supply voltages by an on / off switch function. Is selected and output to the power amplifier.
According to a sixth aspect of the present invention, in the low-loss power amplifier according to any one of the first to fifth aspects, the power transistor controls a voltage of an output power supply.
As described above, when high transient response performance and high output are required for the power amplifier, the power supply of the main circuit of the amplifier circuit requires a high voltage, and when the output of the power amplifier reaches a steady state, At the time of low output, it is required to lower the power supply voltage of the main circuit in order to maintain high-precision output characteristics and reduce power loss of the amplifier circuit.
Therefore, the present invention pays attention to this point and adopts the above configuration, whereby the power supply voltage of the main circuit can be switched based on the output of the power amplifier (that is, the input voltage u of the amplifier having a linear relationship with the power amplifier). In addition, it is possible to obtain a power amplifier having small power loss, high efficiency, high-speed response, and small ripple.
[0006]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram of a power amplifier according to the present invention.
In FIG. 1, this power amplifier is composed of three parts: a main circuit power supply section A, a power amplification section B, and a power supply switching control section C provided according to the present invention.
Main circuit power unit, n kinds of positive and negative double output power consists of (the power supply voltage ± V S1, ± V S2, ..., ± V sn. However V S1 <V S2 ... <V sn). The circuit configuration does not pose any particular problem as long as the power supply has a constant voltage to some extent.
Power amplifier is a PWM amplifier or a linear amplifier, a power-amplifies the input voltage u output voltage V 0, for supplying power to the load.
The power supply switching control unit selects one dual output power supply ± V si from n types of dual output power supplies having a voltage of ± VS 1 <± VS 2 ... <± V sn and supplies the voltage ± VDD to the power amplification unit. to main circuit P v for, and N v, the main circuit of the power transistor (or this and the semiconductor device for same power) and a control circuit section Cc for driving and controlling the.
[0007]
2A and 2B are detailed diagrams of a power supply switching control unit provided according to the present invention. FIG. 2A shows a main circuit unit, and FIG. 2B shows a control circuit unit.
As shown in FIG. 2A, the main circuit section is divided into a positive voltage side main circuit Pv and a negative voltage side main circuit Nv. In the main circuit on the positive voltage side, a power transistor (or a similar power semiconductor element) T pi and a diode D pi are connected in series, and the cathode side of each of these diodes is connected in common.
Similarly, in the negative voltage side main circuit, the power transistor T ni and the diode D ni are connected in series, and the anode side of each of these diodes is connected in common.
On the other hand, as shown in FIG. 2B, the control circuit section includes an input comparison / determination circuit COMP and a gate drive circuit GDR of a power transistor (or a similar power semiconductor element). The input comparison / determination circuit COMP corresponds to the absolute value | u | of the input voltage u or the magnitude of the change | Δu | and selects and outputs one dual output power supply ± Vsi from n types of power supplies. A signal is output. This signal is input to a gate drive circuit GDR and a drive signal GT ( n1 ; p1 , n2 ; p2 ,..., Ni ; pi ,...) Of a power transistor (or a power semiconductor element similar thereto). nn ; pn ) are output.
[0008]
In order to perform high-speed and high-precision current control by the linear amplifier, the power supply switching control unit according to the present invention is used to switch the main circuit power supply, thereby reducing the loss of the power amplifier. FIG. 3 is a block diagram showing a current control system according to the present invention. As shown in FIG. 3, the load is a first-order lag of the resistance R and the inductance L. This load current is a control amount, and control specifications include 1) resolution and accuracy of current, 2) settling time at the time of a step command, and 3) power amplifier loss.
To achieve the target of current resolution and accuracy, we used a high-precision current detector for negative feedback control and a linear amplifier designed to meet the specifications.
For the settling time, the maximum value of the main circuit power supply voltage ± VS3 was determined in consideration of the maximum output current.
The main circuit power supply voltages ± VS2 and ± VS1 were determined from the steady-state output current and the target loss of the linear amplifier circuit. Of course, V S3 > V S2 > V S1 , but these voltages are considered in consideration of IGBT transistors (Insulated Gate Bipolar Transistors) T P3 to T n1 , diodes D P3 to D n1 , and the saturation voltage of the linear amplifier AMP. , ΔV S.
Three main circuit power supply ± V S3, ± V S2, switching control of the ± V S1 is performed as follows. The current command i r and the feedback signal i f from the current detector I DET, the deviation e can be obtained. This deviation e is determined by a PID (Proportional-Integral-Differential) regulator PID. C calculates an operation amount u * , and further outputs a limiter circuit LIM. Through C, and the input voltage u of the linear amplifier AMP is the voltage gain is K v is created.
The input voltage u is also input to the input comparison determination circuit COMP.
Input comparison discrimination circuit COMP is V s * = K v · | u | + ΔV s ... (1)
V s * = K v · | Δu | + ΔV s ... (1) '
And the following proposition is processed.
[0009]
FIG. 4 is a flowchart for performing switching control of three types of main circuit power supplies ± VS3 , ± VS2 , and ± VS1 .
In FIG. 4, in step 1, the above-described limiter circuit LIM. C is given by equation (1)
V S3 ≧ V so that S * is satisfied, that is | u | <to (V S3 · ΔV S) / K v to limit the input voltage u of COMP.
The calculation of the deviation e, the PID calculation, the upper / lower limit calculation of the limiter circuit, the calculation of Expression (1), the processing of the following propositions 1) to 3), and the like are executed by a processing circuit using a microprocessor. However, it can also be configured with conventional hardware.
In step 2, proposition 1) is executed. That is,
If V S3 ≧ V S * > V S2 , the process proceeds to step S4 to supply the power supply ± V S3 to the linear amplifier. This is done by turning the T P3, T n3 of IGBT gate drive circuit GDR in FIG. On the other hand, if not V S3 ≧ V S *> V S2, the process proceeds to step S3.
In step 3, proposition 2) is executed. That is,
If V S2 ≧ V S *> V S1, the process proceeds to step S5, and supplies power ± V S2 to the linear amplifier. This is performed by turning on T P2 and T n2 of the IGBT of the gate drive circuit GDR in FIG. On the other hand, if V S2 ≧ V S * > V S1 , the process proceeds to step S6.
In step 6, proposition 3) is executed. That is,
Since V S2 ≧ V S * > V S1 , the power supply ± V S1 is supplied to the linear amplifier. This is done by turning the T P1, T n1 of IGBT gate drive circuit GDR in FIG.
Whether one of the propositions 1) to 3) is sequentially executed is determined by comparing the previous proposition with the next proposition, by comparing the absolute value of the power supply voltage supplied to the linear amplifier | ± VS3 |, | ± VS2 | , | ± V S1 | is switched to the larger one, the output of the low-voltage power supply is blocked by the reverse bias of the diode, so that the operation timing for turning off the IGBT of the previous proposition has an allowable delay. Is done.
Conversely, when the absolute value of the power supply voltage supplied to the linear amplifier is switched to a smaller value, the IGBT that was turned on in the previous proposition synchronizes with the on timing of the IGBT that will be executed next. You have to turn it off.
The control circuit section (power supply switching control circuit) PS. The control operation of the IGBT by C plays only the role of switching, but the switching operation of the two main circuit power supplies is gently overlapped to prevent a sudden change in the power supply voltage from adversely affecting the linear amplifier circuit and the outside. be able to.
In a main circuit power supply having poor constant voltage characteristics, the characteristics can be improved by regulating the voltage with an IGBT.
Above, the formula (1) V S * calculation of the input comparison determination circuit, and (1) carried on the basis of a ', were subjected to switching of the supply voltage, the command input of the control system (i r in FIG. 3) Using the load constant from
V S * = L · di r / dt + Ri r + ΔV s
Is also possible.
Note that the present invention is applicable even if the power amplifier of the current control system is not a linear amplifier but a PWM amplifier.
[0010]
【The invention's effect】
According to the present invention, in a power amplifier including a main circuit power supply unit having a positive power supply and a negative power supply, and a power amplifying unit to which power of the main circuit power supply unit is supplied, the main circuit power supply unit has different power supply voltages. A plurality of main circuit power supplies, the power supply voltage is switched based on a command or input voltage of the power amplifier circuit, and the command or input voltage of the power amplifier circuit is an absolute value of the input and a change amount thereof. When the power supply voltage is large, the power supply voltage with the larger absolute value is selected, so that a power amplifier with high accuracy, high speed response and low loss can be realized.
In particular, in a linear amplifier, the loss is significantly reduced while improving the performance of the high-speed response.
In addition, the advantage of the PWM amplifier is not impaired, and the n types of power supplies in the main circuit power supply section can be easily produced from a commercial power supply by using a simple voltage multiplying rectifier circuit. And contributes to higher performance of the power amplifier.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a power amplifier according to the present invention.
FIG. 2 is a detailed view of a power supply switching control unit provided according to the present invention, wherein (a) is a main circuit unit and (b) is a control circuit unit.
FIG. 3 is a block diagram showing a current control system according to the present invention.
FIG. 4 is a flowchart illustrating switching control of three types of main circuit power supplies ± VS3 , ± VS2 , and ± VS1 .
FIG. 5 is a block diagram of a known power amplifying device.
[Explanation of symbols]
A Main circuit power supply section B Power amplification section C Power switching control section ± V Si dual output power supply ± VDD Power supply voltage T pi , T ni IGBT power transistor D pi , D ni diode COMP Input comparison discrimination circuit GDR Gate Drive circuit u Input voltage (operating amount) of power amplifier circuit
GT pi , GT pi Gate drive signal R Resistance L Inductance I DET Current detector ir Current command if Feedback signal e from current detector I DET Deviation PID. C PID adjuster u * PID adjuster output LIM. C limiter circuit Kv voltage gain P V positive power supply switching unit N V negative power supply switching unit G C power source switching signal circuit V 0 output PS of the power amplifier circuit. C power supply switching control circuit
