【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源と平滑用インダクタに係り、特にモバイル機器の電源に好適な降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ及び平滑用インダクタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＣＰＵ（処理装置）等に代表されるように、デジタル回路処理能力向上の為、処理周波数が高周波化されて来ている。その一方で損失による回路発熱が大きくなり、対策としてデジタル回路への供給電力の低電圧化が進展している。その為、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの需要が増加し、携帯電話やモバイル機器などの電池使用の電子機器においては、高効率の製品が求められている。
【０００３】
図２は、入出力非絶縁の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路である。この回路はスイッチングトランジスタＴｒでＯＮ−ＯＦＦした方形波をＬＣフィルタで平均化する方式である。
【０００４】
入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、平滑用インダクタ２１のインダクタンスをＬ、スイッチングトランジスタＴｒがＯＮしている時間をＴｏｎ、ＯＦＦしている時間をＴｏｆｆとすると、ＴｒがＯＮしている期間に加わる電圧は（Ｖｉ−Ｖｏ）となり、この期間のインダクタ通電電流変化ΔＩＬ は次の（１）式となる。
【０００５】
ΔＩＬ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）・Ｔｏｎ／Ｌ ……（１）
【０００６】
一方、スイッチングトランジスタＴｒがＯＦＦすると、この瞬間に平滑用インダクタに流れていた電流を維持するために転流用ダイオードＤが導通し、スイッチングトランジスタＴｒがＯＦＦする直前の電流値と同一の電流値が流れ、平滑用インダクタには−Ｖｏが加わる。従って、この期間の平滑用インダクタの電流変化量ΔＩＬ′は次の（２）式となる。
【０００７】
ΔＩＬ′＝Ｖｏ・Ｔｏｆｆ／Ｌ ……（２）
【０００８】
平滑用インダクタ２１の電流が連続的な場合、定常状態ではこの電流変化量は等しくなるので出力電圧Ｖｏは次の（３）式となる。
【０００９】
Ｖｏ＝Ｔｏｎ・Ｖｉ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ） ……（３）
【００１０】
一般的なＤＣ−ＤＣコンバータ設計の場合、全負荷時では平滑用インダクタに流れる電流が連続的になるように設計するが、軽負荷時には断続的になる。この断続的な場合の出力電圧Ｖｏ′は、出力電流をＩｏとすると次の（４）式となる。
【００１１】
Ｖｏ′＝（Ｖｉ・Ｔｏｎ）２／｛Ｖｉ・Ｔｏｎ２＋２・Ｉｏ・Ｌ・（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝ ……（４）
【００１２】
尚、連続的な場合と断続的な場合の見極めであるが、次の（５）式又は（６）式が成り立つ時に連続的となり、それ以外では断続的になる。
【００１３】
Ｉｏ＞Ｖｏ・Ｔｏｆｆ／（２・Ｌ） ……（５）
【００１４】
又は、
【００１５】
Ｉｏ＞Ｖｉ・Ｔｏｎ・Ｔｏｆｆ／｛２・Ｌ・（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝ ……（６）
【００１６】
これが、入出力非絶縁の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本動作である。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
このように降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの平滑用インダクタに流れる電流が断続的な場合、インダクタの交流損失及びスイッチングトランジスタの損失が増大し、電圧効率が低下する。そこで、電源変換効率向上の為、スイッチング周波数を断続的な場合と連続的な場合の境界周波数を下限として設定する場合、下限周波数ｆは次の（７）式で表される。
【００１８】
ｆ＝Ｖｏ・（１−Ｖｏ／Ｖｉ）／（２・Ｉｏ・Ｌ） ……（７）
【００１９】
（７）式において、Ｖｉ＝４Ｖ、Ｖｏ＝２．４Ｖ、Ｉｏ＝０．０１Ａ、０．０５Ａ、０．ｌＡ、０．５Ａとし、インダクタンスＬを変えて計算した下限周波数ｆを図３に示す。従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、インダクタンスＬは一定であり、負荷電流Ｉｏに応じて下限周波数を可変したい場合、図３においてポイント▲１▼の方向に周波数をコントロールする必要がある。
【００２０】
しかし、この方法では、周波数の可変範囲が大きい為に、コンバータ動作安定性に問題が残る。又、スイッチング周波数の上昇に比例してトランジスタのスイッチングロスも増加し、平滑用インダクタのコアロスも周波数の１〜２乗に比例する為、あまり周波数を高くすると、効率の低下が問題となる。
【００２１】
そこで、本発明は、負荷電流が少ないときにも、高効率を維持できる降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ及びそれに用いる可変の平滑用インダクタを提供することを課題とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、このような問題点を解決して、インダクタンスＬが可変な平滑用インダクタとそれを用いた降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供するものである。
【００２３】
前記平滑用インダクタの終端電極の１つは、平滑用コンデンサに接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流及びスイッチング周波数に応じて、スイッチングトランジスタに接続される平滑用インダクタの電極端子を電気的に切り替えることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの平滑用インダクタのインダクタンスＬを変化させ、スイッチング周波数の可変範囲を小さくし、高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが可能となる。
【００２４】
即ち、本発明の平滑用インダクタは、絶縁性の基板上に、Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）の電極端子及び電気的に直列接続された（Ｎ−１）個のコイルが設けられ、前記（Ｎ−１）個のコイルを直列接続する（Ｎ−２）個の電気的接続部、及び前記（Ｎ−１）個のコイルからなる直列接続体の両端を、それぞれ、Ｎ個の前記電極端子と電気的に接続してなる。
【００２５】
又、前記（Ｎ−１）個のコイルは、軟磁性材からなるコアを有することができる。
【００２６】
又、前記（Ｎ−１）個のコイルは、前記コアを共有することができる。
【００２７】
又、本発明の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記平滑用インダクタと、この平滑用インダクタのインダクタンスを選択する回路と、平滑用コンデンサと、転流用ダイオードと、スイッチングトランジスタと、スイッチング制御回路とを備える。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、実施の形態を挙げ、本発明の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ及び平滑用インダクタについて説明する。
【００２９】
（実施の形態１）図１は、本実施の形態１に係る平滑用インダクタを示した斜視図であり、図１（ａ）は各コイルの磁性材コアが各々独立している場合、図１（ｂ）は各コイルの磁性材コアが共通している場合の概略図である。
【００３０】
又、本実施の形態における降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタンス可変の平滑インダクタを用いる点を除くと、従来例と共通の基本回路構成を有するので、従来例の説明に用いた図２を、適宜、参照する。
【００３１】
図１（ａ）は、５個のコイルと６個の電極端子からなる平滑用インダクタを示し、コイル１の両端は電極端子６及び７、コイル２の両端は電極端子７及び８、コイル３の両端は電極端子８及び９、コイル４の両端は電極端子９及び１０、コイル５の両端は電極端子１０及び１１に、各々、電気接続されている。
【００３２】
又、電極端子１１は、図２におけるコンデンサＣに接続され、電極端子６〜１０はスイッチングトランジスタＴｒに接続される。５個のコイルのインダクタンスＬｓの値が同一の場合、電極端子の組合せにより、平滑用インダクタ２１のインダクタンスＬの値は下記の通り変化する。
【００３３】
（１）電極端子６−１１間において５Ｌｓ、（２）電極端子７−１１間において４Ｌｓ、（３）電極端子８−１１間において３Ｌｓ、（４）電極端子９−１１間において２Ｌｓ、（５）電極端子１０−１１間においてＬｓである。
【００３４】
既に説明で用いた図３に基づき、Ｌｓが２μＨ、出力電流が０．０１〜０．５Ａの場合において詳しく説明する。
【００３５】
出力電流Ｉｏが０．５Ａのとき、Ｌｓが２μＨの場合、平滑用インダクタに流れる電流が連続的になる為のスイッチング周波数ｆ１は、図中に丸で囲んで示すように、約５００ｋＨｚになる。
【００３６】
出力電流Ｉｏが０．０１Ａに低下した場合、平滑用インダクタのインダクタンス値Ｌｓが一定（２μＨ）の状態では、電流を連続的にする為にはスイッチング周波数を図中のポイント▲１▼で示す約２３ＭＨｚに上げる必要がある。
【００３７】
一方、本実施の形態１の平滑用インダクタを用いた場合、インダクタンスＬの値を最大５Ｌｓ（１０μＨ）に上げられる為、スイッチング周波数はポイント▲２▼の周波数となり、約５ＭＨｚの上昇で済むことになる。
【００３８】
従って、周波数の可変範囲が狭まり、コンバータ動作安定性に大きく寄与する。又、トランジスタのスイッチングロスやコアロスも少なくなり、変換効率も上昇する。
【００３９】
（実施の形態２）図１（ｂ）は、コイル巻線の途中から線を引出して電極端子６〜１１に接続した形態であり、又、コイル１３〜１８を共通の磁性材のコア１８に形成した平滑用インダクタの形態である。
【００４０】
その動作及び効果は図１（ａ）と同じであるが、磁性材コアが共通のため部品点数の削減が可能である。
【００４１】
図１（ａ）、図１（ｂ）においては、各コイルのインダクタンス値Ｌｓは同一にて実施したが、負荷電流及び周波数可変範囲の条件により、各コイルは各々異なるインダクタンス値を選定しても構わない。又、コイル数もコンバータの設計によって増減することも構わない。
【００４２】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明によれば、絶縁性基板上に、端子数Ｎの電極端子及び電気的に直列接続された（Ｎ−１）個のコイルが設けられ、直列接続されたコイルの電気的接続部及び直列接続体の両端をそれぞれ前記電極端子に電気接続したインダクタンス可変の平滑用インダクタの提供が可能となる。
【００４３】
又、前記平滑用インダクタを用いて、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの平滑用インダクタのインダクタンスＬが可変となり、スイッチング周波数の可変範囲を小さくして高効率な降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る平滑用インダクタを示す斜視図。図１（ａ）は各コイルの磁性材コアが各々独立している場合、図１（ｂ）は各コイルの磁性材コアが共通している場合の概略図。
【図２】入出力非絶縁の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路図。
【図３】平滑用インダクタに流れる電流が連続的で、負荷電流が０．０１Ａ〜０．５Ａの範囲で変化した場合の、平滑用インダクタのインダクタンス値とスイッチングの下限周波数の関係を示す図。
【符号の説明】
１〜５，１３〜１７ コイル
６〜１１ 電極端子
１２ 基板
１８ コア
２１ 平滑用インダクタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply and a smoothing inductor, and more particularly to a step-down DC-DC converter and a smoothing inductor suitable for a power supply of a mobile device.
[0002]
[Prior art]
In recent years, as represented by a CPU (processing device) and the like, the processing frequency has been increased to improve the processing capability of digital circuits. On the other hand, circuit heat generation due to loss has increased, and as a countermeasure, lowering the voltage of power supplied to digital circuits has been progressing. Therefore, demand for step-down DC-DC converters is increasing, and high-efficiency products are required for battery-powered electronic devices such as mobile phones and mobile devices.
[0003]
FIG. 2 shows a basic circuit of an input / output non-insulated step-down DC-DC converter. In this circuit, a square wave that is turned on and off by a switching transistor Tr is averaged by an LC filter.
[0004]
If the input voltage is Vi, the output voltage is Vo, the inductance of the smoothing inductor 21 is L, the time during which the switching transistor Tr is on is Ton, and the time during which the switching transistor Tr is off is Toff, it is added to the period when Tr is on. The voltage becomes (Vi−Vo), and the change ΔIL in the inductor current during this period is expressed by the following equation (1).
[0005]
ΔIL = (Vi−Vo) · Ton / L (1)
[0006]
On the other hand, when the switching transistor Tr is turned off, the commutation diode D conducts in order to maintain the current flowing through the smoothing inductor at this moment, and the same current value as the current value immediately before the switching transistor Tr is turned off flows. -Vo is added to the smoothing inductor. Accordingly, the current change amount ΔIL ′ of the smoothing inductor during this period is expressed by the following equation (2).
[0007]
ΔIL ′ = Vo · Toff / L (2)
[0008]
When the current of the smoothing inductor 21 is continuous, the amount of change in the current is equal in the steady state, so that the output voltage Vo is expressed by the following equation (3).
[0009]
Vo = Ton · Vi / (Ton + Toff) (3)
[0010]
In the case of a general DC-DC converter design, the current flowing through the smoothing inductor is designed to be continuous at full load, but is intermittent at light load. The output voltage Vo 'in this intermittent case is given by the following equation (4), where the output current is Io.
[0011]
Vo ′ = (Vi · Ton) 2 / {Vi · Ton 2 + 2 · Io · L · (Ton + Toff)} (4)
[0012]
It should be noted that the continuous case and the intermittent case are discriminated. When the following expression (5) or (6) holds, the operation becomes continuous, and otherwise, the operation becomes intermittent.
[0013]
Io> Vo · Toff / (2 · L) (5)
[0014]
Or
[0015]
Io> Vi · Ton · Toff / {2 · L · (Ton + Toff)} (6)
[0016]
This is the basic operation of the input / output non-isolated step-down DC-DC converter.
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
When the current flowing through the smoothing inductor of the step-down DC-DC converter is intermittent, the AC loss of the inductor and the loss of the switching transistor increase, and the voltage efficiency decreases. Therefore, in order to improve power supply conversion efficiency, when the switching frequency is set as a lower limit of a boundary frequency between an intermittent case and a continuous case, the lower limit frequency f is expressed by the following equation (7).
[0018]
f = Vo · (1-Vo / Vi) / (2 · Io · L) (7)
[0019]
In the equation (7), Vi = 4 V, Vo = 2.4 V, Io = 0.01 A, 0.05 A, 0. FIG. 3 shows the lower limit frequency f calculated by changing the inductance L to 1A and 0.5A. In the conventional DC-DC converter, the inductance L is constant, and if it is desired to change the lower limit frequency according to the load current Io, it is necessary to control the frequency in the direction of point (1) in FIG.
[0020]
However, this method has a problem in converter operation stability because the variable range of the frequency is large. In addition, the switching loss of the transistor increases in proportion to the increase of the switching frequency, and the core loss of the smoothing inductor is also proportional to the first to the second power of the frequency.
[0021]
Therefore, an object of the present invention is to provide a step-down DC-DC converter capable of maintaining high efficiency even when a load current is small, and a variable smoothing inductor used for the same.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has been made to solve the above problems, and provides a smoothing inductor having a variable inductance L and a step-down DC-DC converter using the same.
[0023]
One of the terminal electrodes of the smoothing inductor is connected to a smoothing capacitor, and electrically switches an electrode terminal of the smoothing inductor connected to the switching transistor according to a load current and a switching frequency of the DC-DC converter. Accordingly, it is possible to change the inductance L of the smoothing inductor of the DC-DC converter, reduce the variable range of the switching frequency, and provide a highly efficient DC-DC converter.
[0024]
That is, the smoothing inductor of the present invention is provided with N (N is a natural number of 3 or more) electrode terminals and (N-1) coils electrically connected in series on an insulating substrate, (N-2) electrical connection portions for connecting the (N-1) coils in series, and both ends of the series connection body composed of the (N-1) coils, respectively, to the N It is electrically connected to the electrode terminals.
[0025]
Further, the (N-1) coils may have a core made of a soft magnetic material.
[0026]
Also, the (N-1) coils can share the core.
[0027]
Further, the step-down DC-DC converter of the present invention includes the smoothing inductor, a circuit for selecting the inductance of the smoothing inductor, a smoothing capacitor, a commutation diode, a switching transistor, and a switching control circuit. Prepare.
[0028]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a step-down DC-DC converter and a smoothing inductor of the present invention will be described with reference to embodiments.
[0029]
(Embodiment 1) FIG. 1 is a perspective view showing a smoothing inductor according to Embodiment 1 of the present invention, and FIG. 1 (a) shows a case where a magnetic material core of each coil is independent. (B) is a schematic diagram when the magnetic material core of each coil is common.
[0030]
Further, the step-down DC-DC converter according to the present embodiment has the same basic circuit configuration as the conventional example except that a smoothing inductor with variable inductance is used. Reference is made as appropriate.
[0031]
FIG. 1A shows a smoothing inductor composed of five coils and six electrode terminals. Both ends of a coil 1 are electrode terminals 6 and 7, both ends of a coil 2 are electrode terminals 7 and 8, Both ends are electrically connected to the electrode terminals 8 and 9, the both ends of the coil 4 are electrically connected to the electrode terminals 9 and 10, and both ends of the coil 5 are electrically connected to the electrode terminals 10 and 11, respectively.
[0032]
The electrode terminal 11 is connected to the capacitor C in FIG. 2, and the electrode terminals 6 to 10 are connected to the switching transistor Tr. When the values of the inductances Ls of the five coils are the same, the value of the inductance L of the smoothing inductor 21 changes as follows depending on the combination of the electrode terminals.
[0033]
(1) 5 Ls between the electrode terminals 6 and 11, (2) 4 Ls between the electrode terminals 7 and 11, (3) 3 Ls between the electrode terminals 8 and 11, (4) 2 Ls between the electrode terminals 9 and 11, (5 ) Ls between electrode terminals 10-11.
[0034]
The case where Ls is 2 μH and the output current is 0.01 to 0.5 A will be described in detail based on FIG. 3 which has already been described.
[0035]
When the output current Io is 0.5 A and Ls is 2 μH, the switching frequency f1 for making the current flowing through the smoothing inductor continuous is about 500 kHz, as indicated by a circle in the figure.
[0036]
When the output current Io decreases to 0.01 A and the inductance value Ls of the smoothing inductor is constant (2 μH), the switching frequency is set to about (point {circle around (1)}) in order to make the current continuous. It is necessary to increase to 23 MHz.
[0037]
On the other hand, when the smoothing inductor of the first embodiment is used, the value of the inductance L can be increased to a maximum of 5 Ls (10 μH), so that the switching frequency becomes the frequency of the point (2), and the increase of about 5 MHz is sufficient. Become.
[0038]
Therefore, the variable range of the frequency is narrowed, which greatly contributes to the stability of the converter operation. Further, switching loss and core loss of the transistor are reduced, and conversion efficiency is increased.
[0039]
(Embodiment 2) FIG. 1 (b) shows a form in which a wire is drawn out from the middle of a coil winding and connected to electrode terminals 6 to 11, and coils 13 to 18 are connected to a core 18 of a common magnetic material. It is a form of the formed smoothing inductor.
[0040]
The operation and effect are the same as those in FIG. 1A, but the number of parts can be reduced because the magnetic material core is common.
[0041]
1 (a) and 1 (b), the inductance value Ls of each coil is the same, but different inductance values may be selected for each coil depending on the conditions of the load current and the frequency variable range. I do not care. Also, the number of coils may be increased or decreased depending on the design of the converter.
[0042]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, on the insulating substrate, the N number of electrode terminals and the (N-1) coils electrically connected in series are provided, and the coil connected in series is provided. It is possible to provide a variable inductance smoothing inductor in which both ends of the electrical connection part and the series connection body are electrically connected to the electrode terminals, respectively.
[0043]
Further, by configuring the step-down DC-DC converter using the smoothing inductor, the inductance L of the smoothing inductor of the DC-DC converter becomes variable, and the variable range of the switching frequency is reduced to achieve a highly efficient step-down. It is possible to provide a type DC-DC converter.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view showing a smoothing inductor according to an embodiment of the present invention. FIG. 1A is a schematic diagram when the magnetic material cores of the respective coils are independent from each other, and FIG. 1B is a schematic diagram when the magnetic material cores of the respective coils are common.
FIG. 2 is a basic circuit diagram of an input / output non-insulated step-down DC-DC converter.
FIG. 3 is a diagram showing a relationship between an inductance value of the smoothing inductor and a lower limit frequency of switching when a current flowing through the smoothing inductor is continuous and a load current changes in a range of 0.01 A to 0.5 A;
[Explanation of symbols]
1-5, 13-17 Coil 6-11 Electrode terminal 12 Substrate 18 Core 21 Smoothing inductor
