JP2003521143A - 広帯域インパルス無線通信のためのベクトル変調のシステムおよび方法 - Google Patents
広帯域インパルス無線通信のためのベクトル変調のシステムおよび方法Info
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- JP2003521143A JP2003521143A JP2001542970A JP2001542970A JP2003521143A JP 2003521143 A JP2003521143 A JP 2003521143A JP 2001542970 A JP2001542970 A JP 2001542970A JP 2001542970 A JP2001542970 A JP 2001542970A JP 2003521143 A JP2003521143 A JP 2003521143A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
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-
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
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- H04L25/4902—Pulse width modulation; Pulse position modulation
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
- H04B1/7183—Synchronisation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
超広帯域インパルス無線送信器および超広帯域インパルス無線受信器を用いて情報を通信する方法。上記方法は、IチャンネルおよびJチャンネルから出力された一連の時間変調されたパルスを生成および送信する工程を含む。上記パルスはそれぞれ、点(M1、M2、M3またはM4)に対応する4つの所定の時間遅延期間分だけ遅延され、少なくとも2ビットのデータ情報を表し、該一点の時間変調されたパルス(I、J)を受信および復調して、各パルスと関連付けられたデータビットを推定する。
Description
【0001】
(技術分野)
本発明は、概して、広帯域インパルス無線システムに関する。より詳細には、
本発明は、広帯域インパルス無線信号を変調かつ復調するシステムおよび方法に
関係する。
本発明は、広帯域インパルス無線信号を変調かつ復調するシステムおよび方法に
関係する。
【0002】
(背景技術)
材料測定、ナビゲーション、環境感知、レーダ、安全性、および、民生および
軍用の無線技術の種々の他の適用のために、音声およびデータの通信に関して、
高度な無線装置を開発する必要性は続いている。より大きな信頼性、より大きな
精度、より低い電力消費、より低いコスト、サイズの減少、および利用が限られ
たスペクトルの効率的な使用を提供するために、基礎をなす技術を改善する必要
がある。従来の狭帯域のAM、FM、CDMA、TDMA、ならびに同様の無線
通信方法およびシステムは、これらの必要性を完全に満たしていない。
軍用の無線技術の種々の他の適用のために、音声およびデータの通信に関して、
高度な無線装置を開発する必要性は続いている。より大きな信頼性、より大きな
精度、より低い電力消費、より低いコスト、サイズの減少、および利用が限られ
たスペクトルの効率的な使用を提供するために、基礎をなす技術を改善する必要
がある。従来の狭帯域のAM、FM、CDMA、TDMA、ならびに同様の無線
通信方法およびシステムは、これらの必要性を完全に満たしていない。
【0003】
しかし、インパルス無線(インパルスレーダを含む)(「IR」)と呼ばれる
先端技術があり、この先端技術は、これらの必要性に対処する際に多くの潜在的
な利点を提供する。インパルス無線はまず、Larry W.Fullerto
nによって発明され、かつ、Time Domain Corporation
に譲渡されている、米国特許第4,641,317号(1987年2月3日発行
)、米国特許第4,813,057号(1989年3月14日発行)、米国特許
第4,979,186号(1990年12月18日発行)、および米国特許第5
,303,108号(1994年11月8日発行)を含む一連の特許に完全に記
載されている。本明細書中において、これらの特許のそれぞれの開示を参考とし
て援用する。
先端技術があり、この先端技術は、これらの必要性に対処する際に多くの潜在的
な利点を提供する。インパルス無線はまず、Larry W.Fullerto
nによって発明され、かつ、Time Domain Corporation
に譲渡されている、米国特許第4,641,317号(1987年2月3日発行
)、米国特許第4,813,057号(1989年3月14日発行)、米国特許
第4,979,186号(1990年12月18日発行)、および米国特許第5
,303,108号(1994年11月8日発行)を含む一連の特許に完全に記
載されている。本明細書中において、これらの特許のそれぞれの開示を参考とし
て援用する。
【0004】
インパルス無線システムは、概して、継続時間が短い送信と、比較的低いデュ
ーティサイクルの広帯域パルスとによって特徴付けられる。いくつかのシステム
において、これらのパルスはガウスモノサイクル(Gaussian mono
cycle)に近づき得、ここで、瞬間パルス帯域幅は中心周波数のオーダであ
る。パルスが短く、低デューティサイクルのメカニズムは、混信阻止およびチャ
ネル化(channelization)に利用され得る処理利得を生成する。
パルスの瞬間帯域幅が極度に広いため、利用可能な処理利得は、典型的な従来の
スペクトラム拡散(spread spectrum)方法を使用して達成され
る処理利得をはるかに越える。これにより、より高い動的範囲およびより高いデ
ータ速度で、典型的な従来のスペクトラム拡散システムにおいて利用可能なチャ
ネルよりずっと多くのチャンネルの利用が可能になる。
ーティサイクルの広帯域パルスとによって特徴付けられる。いくつかのシステム
において、これらのパルスはガウスモノサイクル(Gaussian mono
cycle)に近づき得、ここで、瞬間パルス帯域幅は中心周波数のオーダであ
る。パルスが短く、低デューティサイクルのメカニズムは、混信阻止およびチャ
ネル化(channelization)に利用され得る処理利得を生成する。
パルスの瞬間帯域幅が極度に広いため、利用可能な処理利得は、典型的な従来の
スペクトラム拡散(spread spectrum)方法を使用して達成され
る処理利得をはるかに越える。これにより、より高い動的範囲およびより高いデ
ータ速度で、典型的な従来のスペクトラム拡散システムにおいて利用可能なチャ
ネルよりずっと多くのチャンネルの利用が可能になる。
【0005】
インパルス無線システムは、マルチパス効果に対する抵抗というさらなる利点
を有する。インパルス無線信号が周波数ではなくむしろ時間によって分割される
ため、マルチパルス混信などの時間に関係する効果は分離され得、その結果、よ
り低い平均電力と、所定の電力レベルに関するより高い信頼性とが得られる。
を有する。インパルス無線信号が周波数ではなくむしろ時間によって分割される
ため、マルチパルス混信などの時間に関係する効果は分離され得、その結果、よ
り低い平均電力と、所定の電力レベルに関するより高い信頼性とが得られる。
【0006】
インパルス無線技術はまた、レーダシステムにおいても有用である。インパル
スレーダシステムは、比較的低い周波数における非常に短いパルスという組み合
わされた利点を享受する。短いパルスは高い分解化(resolution)を
もたらし、低い周波数は比較的高い材料浸透力(penetration)をも
たらす。レーダシステムが、より高い搬送周波数において同等の帯域幅のパルス
を使用する場合、材料浸透力の特性は通常、減衰させられる。この組み合わされ
た利点によって、橋、道、滑走路、公益事業などの点検、および、安全性の適用
に関して、IR無線を接地透過性レーダ(ground penetratin
g radar)として使用し、緊急管理状況を壁を通して「見る」ことが可能
になる。
スレーダシステムは、比較的低い周波数における非常に短いパルスという組み合
わされた利点を享受する。短いパルスは高い分解化(resolution)を
もたらし、低い周波数は比較的高い材料浸透力(penetration)をも
たらす。レーダシステムが、より高い搬送周波数において同等の帯域幅のパルス
を使用する場合、材料浸透力の特性は通常、減衰させられる。この組み合わされ
た利点によって、橋、道、滑走路、公益事業などの点検、および、安全性の適用
に関して、IR無線を接地透過性レーダ(ground penetratin
g radar)として使用し、緊急管理状況を壁を通して「見る」ことが可能
になる。
【0007】
インパルス無線システムは、ガウスモノサイクルパルスを送信かつ受信するこ
とに限定されない。しかし、いくつかの基本的なインパルス無線送信器は、厳密
に制御されたパルス間の平均間隔を有する短いガウスモノサイクルパルスを放出
することを試みる。ガウスモノサイクルは、ガウス関数の1次導関数である。し
かし、実世界の環境において、完璧なガウスパルスは達成可能でない。これによ
り、周波数ドメインにおいて、信号帯域幅がわずかに減少するという結果になる
。ガウスモノサイクルを含む、IR送信器によって送信される信号と、ガウスエ
ンベロープ内に複数のサイクルを有する信号と、それらの実世界での変形例とは
、時としてインパルスと呼ばれる。
とに限定されない。しかし、いくつかの基本的なインパルス無線送信器は、厳密
に制御されたパルス間の平均間隔を有する短いガウスモノサイクルパルスを放出
することを試みる。ガウスモノサイクルは、ガウス関数の1次導関数である。し
かし、実世界の環境において、完璧なガウスパルスは達成可能でない。これによ
り、周波数ドメインにおいて、信号帯域幅がわずかに減少するという結果になる
。ガウスモノサイクルを含む、IR送信器によって送信される信号と、ガウスエ
ンベロープ内に複数のサイクルを有する信号と、それらの実世界での変形例とは
、時としてインパルスと呼ばれる。
【0008】
ガウスモノサイクル波形はもともと広帯域幅信号であり、パルスの幅に応じた
中心周波数および帯域幅を有する。帯域幅は、中心周波数の約160%である。
実際には、モノサイクルパルスの中心周波数は、だいたいその長さの逆数であり
、その帯域幅は、中心周波数の1.6倍にだいたい等しい。しかし、インパルス
無線システムは、送信および/または受信される信号が理想的なガウスモノサイ
クル以外の波形を有する場合に実施され得る。
中心周波数および帯域幅を有する。帯域幅は、中心周波数の約160%である。
実際には、モノサイクルパルスの中心周波数は、だいたいその長さの逆数であり
、その帯域幅は、中心周波数の1.6倍にだいたい等しい。しかし、インパルス
無線システムは、送信および/または受信される信号が理想的なガウスモノサイ
クル以外の波形を有する場合に実施され得る。
【0009】
ほとんどの従来技術の無線通信システムは、振幅変調(AM)または周波数変
調(FM)のいくつかの変形例を使用して、無線搬送波信号と共に音声またはデ
ータを通信する。しかし、インパルス無線システムは、パルス位置変調として公
知の新しい技術を使用して情報を通信し得る。パルス位置変調は、時間変調の形
式であり、変調信号(例えば、音声またはデータ信号)の各瞬間値またはサンプ
ルの値は、パルスの時間位置を変化または変調させる。周波数ドメインにおいて
、パルス位置変調は、より多くの周波数にわたってエネルギーを分配する。
調(FM)のいくつかの変形例を使用して、無線搬送波信号と共に音声またはデ
ータを通信する。しかし、インパルス無線システムは、パルス位置変調として公
知の新しい技術を使用して情報を通信し得る。パルス位置変調は、時間変調の形
式であり、変調信号(例えば、音声またはデータ信号)の各瞬間値またはサンプ
ルの値は、パルスの時間位置を変化または変調させる。周波数ドメインにおいて
、パルス位置変調は、より多くの周波数にわたってエネルギーを分配する。
【0010】
いくつかのインパルス無線通信において、時間位置(パルス間の間隔)は好適
には、パルスごとに、2つの別個の成分(情報成分および擬似ランダムコード成
分)によって変化させられる。従来技術のスペクトラム拡散無線システムは、擬
似ランダムコードを使用して、比較的広帯域の周波数にわたって狭帯域情報信号
を拡散させる。スペクトラム拡散受信器は、次いで、これらの信号を相関させて
、元の情報信号を取り戻す。従来のスペクトラム拡散システムとは異なり、イン
パルス無線システムは、波形のスペクトラムを介して拡散を達成し、その結果、
エネルギー拡散のための擬似ランダムコードを必要としない。擬似ランダムコー
ドを使用して、櫛状スペクトル(comb spectrum)の平滑化、混信
阻止、およびチャネル化が行われる。いくつかのアプリケーションにおいて、イ
ンパルス無線送信器は、20〜0.1ナノ秒(ns)のパルス幅と、2〜500
0nsのパルス間の間隔とを使用し得る。これらの細いモノサイクルパルスは、
本質的に広域な帯域幅を有する。この帯域幅は、1つ以上の信号特性が、例えば
、ピークスペクトル密度から6dBだけ下回るなどの特定の制限内に入る周波数
の範囲である。
には、パルスごとに、2つの別個の成分(情報成分および擬似ランダムコード成
分)によって変化させられる。従来技術のスペクトラム拡散無線システムは、擬
似ランダムコードを使用して、比較的広帯域の周波数にわたって狭帯域情報信号
を拡散させる。スペクトラム拡散受信器は、次いで、これらの信号を相関させて
、元の情報信号を取り戻す。従来のスペクトラム拡散システムとは異なり、イン
パルス無線システムは、波形のスペクトラムを介して拡散を達成し、その結果、
エネルギー拡散のための擬似ランダムコードを必要としない。擬似ランダムコー
ドを使用して、櫛状スペクトル(comb spectrum)の平滑化、混信
阻止、およびチャネル化が行われる。いくつかのアプリケーションにおいて、イ
ンパルス無線送信器は、20〜0.1ナノ秒(ns)のパルス幅と、2〜500
0nsのパルス間の間隔とを使用し得る。これらの細いモノサイクルパルスは、
本質的に広域な帯域幅を有する。この帯域幅は、1つ以上の信号特性が、例えば
、ピークスペクトル密度から6dBだけ下回るなどの特定の制限内に入る周波数
の範囲である。
【0011】
従って、いくつかのインパルス無線システムにおいて、擬似ランダムノイズ(
PN)のコード成分が、異なる目的(チャネル化、周波数ドメイン内のエネルギ
ーの平滑化、および混信抵抗)のために使用される。チャネル化は、通信パスを
多数のチャネルへと分割するために使用される手順である。コード化構成要素を
使用しないシステムにおいて、別の送信器の違いを見分けることは困難である。
PNコードは、使用されているコード間に低い相関関係および/または混信が存
在する場合にチャネルを生成する。限られた領域内に多数の非コード化インパル
ス無線ユーザが存在する場合、相互混信があり得る。さらに、PNコード化を使
用することによりその混信が最小化されるが、ユーザの数が増加すると共に、あ
るユーザのシーケンスからのパルスが受信されると同時に別のユーザのシーケン
スからのパルスも受信される可能性が増加する。好都合なことに、インパルス無
線システムは、全てのパルスを受信することに依存しないように設計され得る。
このようなシステムにおいて、インパルス無線受信器は、相関、同期受信関数(
RFレベルにおける)を実行し得、この受信関数は、多くのパルスの統計的サン
プリングを使用して、送信された情報を復元させる。高度なインパルス無線シス
テムは、複数のパルスを使用して情報の各データビットを送信し得、各パルスは
、やがてディザリングされてスペクトルをさらに平滑化させ得、その結果、混信
を減少させ、チャネル化を改善する。これらのシステムはまた、副搬送波を含み
得、混信抵抗および実施による利点を改善し得る。しかし、インパルス無線シス
テムの他の実施形態において、送信情報の各「ビット」は、コード化構成要素を
有さない単一のパルスによって表され得る。
PN)のコード成分が、異なる目的(チャネル化、周波数ドメイン内のエネルギ
ーの平滑化、および混信抵抗)のために使用される。チャネル化は、通信パスを
多数のチャネルへと分割するために使用される手順である。コード化構成要素を
使用しないシステムにおいて、別の送信器の違いを見分けることは困難である。
PNコードは、使用されているコード間に低い相関関係および/または混信が存
在する場合にチャネルを生成する。限られた領域内に多数の非コード化インパル
ス無線ユーザが存在する場合、相互混信があり得る。さらに、PNコード化を使
用することによりその混信が最小化されるが、ユーザの数が増加すると共に、あ
るユーザのシーケンスからのパルスが受信されると同時に別のユーザのシーケン
スからのパルスも受信される可能性が増加する。好都合なことに、インパルス無
線システムは、全てのパルスを受信することに依存しないように設計され得る。
このようなシステムにおいて、インパルス無線受信器は、相関、同期受信関数(
RFレベルにおける)を実行し得、この受信関数は、多くのパルスの統計的サン
プリングを使用して、送信された情報を復元させる。高度なインパルス無線シス
テムは、複数のパルスを使用して情報の各データビットを送信し得、各パルスは
、やがてディザリングされてスペクトルをさらに平滑化させ得、その結果、混信
を減少させ、チャネル化を改善する。これらのシステムはまた、副搬送波を含み
得、混信抵抗および実施による利点を改善し得る。しかし、インパルス無線シス
テムの他の実施形態において、送信情報の各「ビット」は、コード化構成要素を
有さない単一のパルスによって表され得る。
【0012】
周波数ドメイン内で平滑化されるエネルギーは、インパルス無線送信が、従来
の無線システムとの混信を最小化することを保証する。いくつかのインパルス無
線システムにおいて、最適なエネルギー平滑化は、情報成分の時間ディザ(ti
me dither)よりかなり大きな大きさを有するPNコード成分の時間デ
ィザを各パルスに適用することにより得られる。
の無線システムとの混信を最小化することを保証する。いくつかのインパルス無
線システムにおいて、最適なエネルギー平滑化は、情報成分の時間ディザ(ti
me dither)よりかなり大きな大きさを有するPNコード成分の時間デ
ィザを各パルスに適用することにより得られる。
【0013】
チャネル化およびエネルギー平滑化の他に、PNコード化により、インパルス
無線は全ての無線通信システムからの混信(例えば、他のインパルス無線送信器
からの混信を含む)に対して強く耐性になり得る。これは、インパルス信号によ
って占有されている帯域内の任意の他の信号が、インパルス無線に対する混信と
して機能し得るために重要である。インパルス無線システムに利用可能な1GH
z以上の帯域で割当てられていない帯域がないため、悪影響を与えることなく、
他の従来無線およびインパルス無線とスペクトルを共有する必要がある。PNコ
ードを使用することにより、インパルスシステムが、意図されたインパルス送信
と他からの送信との間を識別することが助けられ得る。
無線は全ての無線通信システムからの混信(例えば、他のインパルス無線送信器
からの混信を含む)に対して強く耐性になり得る。これは、インパルス信号によ
って占有されている帯域内の任意の他の信号が、インパルス無線に対する混信と
して機能し得るために重要である。インパルス無線システムに利用可能な1GH
z以上の帯域で割当てられていない帯域がないため、悪影響を与えることなく、
他の従来無線およびインパルス無線とスペクトルを共有する必要がある。PNコ
ードを使用することにより、インパルスシステムが、意図されたインパルス送信
と他からの送信との間を識別することが助けられ得る。
【0014】
インパルス無線送信器は、概して、時間ベース(例えば、電圧制御)の発振器
を含み、この発振器は、サブナノ秒のタイミング精度を有する周期的なタイミン
グ信号を生成する。周期的なタイミング信号は、コードソースおよびコード時間
変調器に供給される。このコードソースは、典型的には、1セットのコード間で
低い相互相関を有する擬似ランダム音(PN)コードを格納する格納装置であり
、コードシーケンスを表すコード信号を生成する手段を含む。コードソースは、
周期的なタイミング信号を監視して、コード信号がコード時間変調器と同期する
ことを可能にする。コード時間変調器は、コード信号を使用して周期的なタイミ
ング信号を変調し、その結果、最終的に放出されるインパルス無線信号のチャネ
ル化および平滑化を行う。コード時間変調器の出力は、コード化されたタイミン
グ信号と呼ばれる。
を含み、この発振器は、サブナノ秒のタイミング精度を有する周期的なタイミン
グ信号を生成する。周期的なタイミング信号は、コードソースおよびコード時間
変調器に供給される。このコードソースは、典型的には、1セットのコード間で
低い相互相関を有する擬似ランダム音(PN)コードを格納する格納装置であり
、コードシーケンスを表すコード信号を生成する手段を含む。コードソースは、
周期的なタイミング信号を監視して、コード信号がコード時間変調器と同期する
ことを可能にする。コード時間変調器は、コード信号を使用して周期的なタイミ
ング信号を変調し、その結果、最終的に放出されるインパルス無線信号のチャネ
ル化および平滑化を行う。コード時間変調器の出力は、コード化されたタイミン
グ信号と呼ばれる。
【0015】
多くのIRシステムにおいて、インパルス無線受信器は、一連のパルスをベー
スバンド信号へとコヒーレントに変換する単一の変換ステージを有する直接変換
受信器である。ベースバンド信号は、基本的なインパルス無線通信システムの情
報チャネルである。このようなシステムにおいて、単一のパルスではなく、パル
ス列を使用して通信する。従って、このようなシステムにおけるインパルス無線
送信器は、情報の各ビットに関するパルス列を生成する。このようなインパルス
無線送信のデータ速度は、時間ベースとして使用される周期的なタイミング信号
の一部分でしかない。各データビットは、周期的なタイミング信号の多くのパル
スの時間位置を変調する。これにより、各単一のデータビットに対して同一のパ
ルス列を含む、変調かつコード化されたタイミング信号がもたらされる。いくつ
かのインパルス無線受信器は、典型的には、200以上のパルスを積分して、ベ
ースバンド出力をもたらす。他のシステムは、「1ビット当たり1パルス」の情
報送信方式を使用する。受信器が積分するパルスの数は、パルスレート、ビット
レート、混信レベルおよび範囲を含む多数の変数に依存する。
スバンド信号へとコヒーレントに変換する単一の変換ステージを有する直接変換
受信器である。ベースバンド信号は、基本的なインパルス無線通信システムの情
報チャネルである。このようなシステムにおいて、単一のパルスではなく、パル
ス列を使用して通信する。従って、このようなシステムにおけるインパルス無線
送信器は、情報の各ビットに関するパルス列を生成する。このようなインパルス
無線送信のデータ速度は、時間ベースとして使用される周期的なタイミング信号
の一部分でしかない。各データビットは、周期的なタイミング信号の多くのパル
スの時間位置を変調する。これにより、各単一のデータビットに対して同一のパ
ルス列を含む、変調かつコード化されたタイミング信号がもたらされる。いくつ
かのインパルス無線受信器は、典型的には、200以上のパルスを積分して、ベ
ースバンド出力をもたらす。他のシステムは、「1ビット当たり1パルス」の情
報送信方式を使用する。受信器が積分するパルスの数は、パルスレート、ビット
レート、混信レベルおよび範囲を含む多数の変数に依存する。
【0016】
1つの副搬送波チャネルを有する超広帯域インパルス無線通信システムの例が
、図1aおよび図1bにブロック図の形式で示される。送信器602(図1b)
は、周期的なタイミング信号606を生成する時間ベース604を含む。時間ベ
ース604は、典型的には、ピコ秒(ps)のオーダーの高いタイミング精度お
よび低いジッターを有する電圧制御された発振器(VCO)などを含む。VCO
中心周波数を調整するための電圧制御は、送信器の通常パルス反復速度を規定す
るために使用される所望の中心周波数の較正に設定されている。周期的なタイミ
ング信号606は、精密タイミングジェネレータ608に供給される。
、図1aおよび図1bにブロック図の形式で示される。送信器602(図1b)
は、周期的なタイミング信号606を生成する時間ベース604を含む。時間ベ
ース604は、典型的には、ピコ秒(ps)のオーダーの高いタイミング精度お
よび低いジッターを有する電圧制御された発振器(VCO)などを含む。VCO
中心周波数を調整するための電圧制御は、送信器の通常パルス反復速度を規定す
るために使用される所望の中心周波数の較正に設定されている。周期的なタイミ
ング信号606は、精密タイミングジェネレータ608に供給される。
【0017】
精密タイミングジェネレータ608は、コードソース612に同期信号610
を供給して、内部で生成された副搬送波信号(オプション)と一緒のコードソー
ス出力信号614と情報信号616とを利用して、変調かつコード化されたタイ
ミング信号618を生成する。コードソース612は、適切なPNコードを格納
し、かつ、コード信号614としてPNコードを出力するために、ランダムアク
セスメモリ(RAM)、読出し専用メモリ(ROM)などの格納装置を含む。あ
るいは、最大の長さを有するシフトレジスタまたは他の計算手段を使用して、P
Nコードが生成され得る。
を供給して、内部で生成された副搬送波信号(オプション)と一緒のコードソー
ス出力信号614と情報信号616とを利用して、変調かつコード化されたタイ
ミング信号618を生成する。コードソース612は、適切なPNコードを格納
し、かつ、コード信号614としてPNコードを出力するために、ランダムアク
セスメモリ(RAM)、読出し専用メモリ(ROM)などの格納装置を含む。あ
るいは、最大の長さを有するシフトレジスタまたは他の計算手段を使用して、P
Nコードが生成され得る。
【0018】
情報ソース620は、精密タイミングジェネレータ608に情報信号616を
供給する。この情報信号616は、音声、データ、画像などを表すデジタルビッ
ト、アナログ信号、または混合信号を含む任意のタイプのインテリジェンスであ
り得る。
供給する。この情報信号616は、音声、データ、画像などを表すデジタルビッ
ト、アナログ信号、または混合信号を含む任意のタイプのインテリジェンスであ
り得る。
【0019】
パルスジェネレータ622は、出力パルスを生成するトリガとして、変調かつ
コード化されたタイミング信号618を使用する。出力パルスは、送信アンテナ
624に結合されている送信線626を介して、送信アンテナ624に送信され
る。出力パルスは、送信アンテナ624によって、伝播する電磁気パルスへと変
換される。本実施形態において、電磁気パルスは放出信号と呼ばれ、無線周波数
の実施形態において、空気などの伝播媒体を介して図1aに示すようなインパル
ス無線受信器702に伝播する。好適な実施形態において、放出信号は、広帯域
または超広帯域であり、モノサイクルパルスに近くなる。しかし、放出信号は、
パルスにフィルタリングをかけることにより、スペクトル的に変調され得る。こ
のフィルタリングを行うと、通常、各モノサイクルパルスは、時間ドメイン内に
より多くのゼロクロッシング(zero crossing)(より多くのサイ
クル)を有する。この場合、インパルス無線受信器は、効率的な変換のために、
相互相関器において、同様の波形をテンプレート信号として使用し得る。
コード化されたタイミング信号618を使用する。出力パルスは、送信アンテナ
624に結合されている送信線626を介して、送信アンテナ624に送信され
る。出力パルスは、送信アンテナ624によって、伝播する電磁気パルスへと変
換される。本実施形態において、電磁気パルスは放出信号と呼ばれ、無線周波数
の実施形態において、空気などの伝播媒体を介して図1aに示すようなインパル
ス無線受信器702に伝播する。好適な実施形態において、放出信号は、広帯域
または超広帯域であり、モノサイクルパルスに近くなる。しかし、放出信号は、
パルスにフィルタリングをかけることにより、スペクトル的に変調され得る。こ
のフィルタリングを行うと、通常、各モノサイクルパルスは、時間ドメイン内に
より多くのゼロクロッシング(zero crossing)(より多くのサイ
クル)を有する。この場合、インパルス無線受信器は、効率的な変換のために、
相互相関器において、同様の波形をテンプレート信号として使用し得る。
【0020】
受信器702(図1a)は、デジタルデータを受信するように設けられ、ここ
で、1つ以上のパルスが各データビットに関して送信される。受信器702は、
受信アンテナ704を含み、伝播されるインパルス無線信号706を受信する。
受信アンテナ704からの受信信号708は、ベースバンド出力712を生成す
るように、相互相関器またはサンプラー710に結合される。相互相関器または
サンプラー710は、任意の必要なフィルターと共に、乗算および積算の関数を
含み、信号対雑音比を最適化する。
で、1つ以上のパルスが各データビットに関して送信される。受信器702は、
受信アンテナ704を含み、伝播されるインパルス無線信号706を受信する。
受信アンテナ704からの受信信号708は、ベースバンド出力712を生成す
るように、相互相関器またはサンプラー710に結合される。相互相関器または
サンプラー710は、任意の必要なフィルターと共に、乗算および積算の関数を
含み、信号対雑音比を最適化する。
【0021】
受信器702もまた、精密タイミングジェネレータ714を含み、受信器時間
ベース718から周期的なタイミング信号716を受信する。この時間ベース7
18は、受信信号708をロックするためのロックループによって必要とされる
ように、時間、周波数、または位相を調節可能かつ制御可能である。精密タイミ
ングジェネレータ714は、コードソース722に同期信号720を提供し、コ
ードソース722からコード制御信号724を受信する。精密タイミングジェネ
レータ714は、周期的なタイミング信号716およびコード制御信号724を
利用して、コード化されたタイミング信号726を生成する。テンプレートジェ
ネレータ728は、このコード化されたタイミング信号726によってトリガさ
れ、テンプレート信号パルスの列730を生成する。このパルス列は理想的には
、受信信号708の各パルスと実質的に等価な波形を有する。所定の信号を受信
するコードは、伝播信号706を生成するために元の送信器602によって利用
されるコードと同じコードである。従って、テンプレートパルス列730のタイ
ミングは、受信信号パルス列708のタイミングと一致し、受信信号708が相
関器710において同期的にサンプリングされることを可能にする。相関器71
0は理想的には乗算器を含み、その後に短期積分器が続き、パルス間隔にわたっ
て乗算器による積(multiplier product)を加算する。相関
およびサンプリングプロセスのさらなる例および詳細については、同一人が所有
する特許第4,642,317号、第4,813,057号、および第4,97
9,186号に開示がある。本明細書中、これらの開示を参考として援用する。
さらに、「Baseband Signal Converter Devic
e for a Wideband Impulse Radio Recei
ver」という名称の1999年7月16日に出願された同一人が所有し、同時
係属中の出願第09/356,384号にも開示がある。本明細書中、同出願も
参考として援用する。
ベース718から周期的なタイミング信号716を受信する。この時間ベース7
18は、受信信号708をロックするためのロックループによって必要とされる
ように、時間、周波数、または位相を調節可能かつ制御可能である。精密タイミ
ングジェネレータ714は、コードソース722に同期信号720を提供し、コ
ードソース722からコード制御信号724を受信する。精密タイミングジェネ
レータ714は、周期的なタイミング信号716およびコード制御信号724を
利用して、コード化されたタイミング信号726を生成する。テンプレートジェ
ネレータ728は、このコード化されたタイミング信号726によってトリガさ
れ、テンプレート信号パルスの列730を生成する。このパルス列は理想的には
、受信信号708の各パルスと実質的に等価な波形を有する。所定の信号を受信
するコードは、伝播信号706を生成するために元の送信器602によって利用
されるコードと同じコードである。従って、テンプレートパルス列730のタイ
ミングは、受信信号パルス列708のタイミングと一致し、受信信号708が相
関器710において同期的にサンプリングされることを可能にする。相関器71
0は理想的には乗算器を含み、その後に短期積分器が続き、パルス間隔にわたっ
て乗算器による積(multiplier product)を加算する。相関
およびサンプリングプロセスのさらなる例および詳細については、同一人が所有
する特許第4,642,317号、第4,813,057号、および第4,97
9,186号に開示がある。本明細書中、これらの開示を参考として援用する。
さらに、「Baseband Signal Converter Devic
e for a Wideband Impulse Radio Recei
ver」という名称の1999年7月16日に出願された同一人が所有し、同時
係属中の出願第09/356,384号にも開示がある。本明細書中、同出願も
参考として援用する。
【0022】
相関器710(図1a)の出力は、ベースバンド信号712とも呼ばれ、副搬
送波からの副搬送波情報信号を復調する副搬送波復調器732に結合されている
。オプションの副搬送波プロセスの目的は、使用される場合に、DC(ゼロ周波
数)から離れるように情報信号を移動させて、低周波数ノイズおよびオフセット
まで耐性を改善することである。副搬送波復調器732の出力は、次いで、フィ
ルタリングされるか、または、パルス加算ステージ734で積分される。パルス
加算ステージは、単一のデータビットを含む多数のパルス信号の合計を表す出力
を生成する。パルス加算ステージ734の出力は、次いで、検出器ステージ73
8内の公称ゼロ(または、基準)の信号出力と比較されて、元の情報信号616
の概算を表す出力信号739を決定する。
送波からの副搬送波情報信号を復調する副搬送波復調器732に結合されている
。オプションの副搬送波プロセスの目的は、使用される場合に、DC(ゼロ周波
数)から離れるように情報信号を移動させて、低周波数ノイズおよびオフセット
まで耐性を改善することである。副搬送波復調器732の出力は、次いで、フィ
ルタリングされるか、または、パルス加算ステージ734で積分される。パルス
加算ステージは、単一のデータビットを含む多数のパルス信号の合計を表す出力
を生成する。パルス加算ステージ734の出力は、次いで、検出器ステージ73
8内の公称ゼロ(または、基準)の信号出力と比較されて、元の情報信号616
の概算を表す出力信号739を決定する。
【0023】
ベースバンド信号712はまた、低パスフィルタ742(ロックループフィル
タ742とも呼ばれる)にも入力される。低パスフィルタ742、時間ベース7
18、精密タイミングジェネレータ714、テンプレートジェネレータ728、
および相関器710を含む制御ループを使用して、フィルタリングされたエラー
信号744を生成する。フィルタリングされたエラー信号744は、調整可能な
時間ベース718を、受信信号708の位置と関連して周期的なタイミング信号
726の時間位置に調整するように提供される。
タ742とも呼ばれる)にも入力される。低パスフィルタ742、時間ベース7
18、精密タイミングジェネレータ714、テンプレートジェネレータ728、
および相関器710を含む制御ループを使用して、フィルタリングされたエラー
信号744を生成する。フィルタリングされたエラー信号744は、調整可能な
時間ベース718を、受信信号708の位置と関連して周期的なタイミング信号
726の時間位置に調整するように提供される。
【0024】
トランシーバの実施形態において、実質的な経済性は、送信器602および受
信器702のいくつかの機能の一部分または全部を共有することにより達成され
得る。これらの機能のいくつかは、時間ベース718、精密タイミングジェネレ
ータ714、コードソース722、アンテナ704などを含む。
信器702のいくつかの機能の一部分または全部を共有することにより達成され
得る。これらの機能のいくつかは、時間ベース718、精密タイミングジェネレ
ータ714、コードソース722、アンテナ704などを含む。
【0025】
図1aを参照して説明したように、受信インパルスをベースバンド信号に変換
するインパルス無線受信器内の回路または装置は、時として、相互相関器または
サンプラーと呼ばれる。インパルス無線受信器のベースバンド信号変換器は、典
型的には、1つ以上のパルスを積分して、送信情報を含むベースバンド信号を復
元する。インパルス無線受信器において使用可能な相互相関器デバイスの一実施
形態については、1997年10月14日に発行され、Time Domain
Corporationに譲渡された米国特許第5,677,927号に開示
がある。本明細書中、‘927特許の開示を参考として援用する。
するインパルス無線受信器内の回路または装置は、時として、相互相関器または
サンプラーと呼ばれる。インパルス無線受信器のベースバンド信号変換器は、典
型的には、1つ以上のパルスを積分して、送信情報を含むベースバンド信号を復
元する。インパルス無線受信器において使用可能な相互相関器デバイスの一実施
形態については、1997年10月14日に発行され、Time Domain
Corporationに譲渡された米国特許第5,677,927号に開示
がある。本明細書中、‘927特許の開示を参考として援用する。
【0026】
上記のように、従来技術の広帯域インパルス無線システムは、典型的には、バ
イナリ(または、スカラー)変調/復調方式を使用し、この方式において、送信
器は、2つの個別の成分に応答して変化する時間位置を有する広帯域パルスを放
出する。これらの2つの個別の成分は、情報成分および擬似ランダム(PN)コ
ード成分である。PNコード成分は、一般的には、CDMA(符号分割多重アク
セス)チャネルシーケンスとして機能する。バイナリ時間シフト変調(bina
ry time shift modulation)は、情報信号に応答して
(すなわち、PNコードディザに加えて)追加される量によって、コード化され
た時間位置をシフトすることにより実施され得る。
イナリ(または、スカラー)変調/復調方式を使用し、この方式において、送信
器は、2つの個別の成分に応答して変化する時間位置を有する広帯域パルスを放
出する。これらの2つの個別の成分は、情報成分および擬似ランダム(PN)コ
ード成分である。PNコード成分は、一般的には、CDMA(符号分割多重アク
セス)チャネルシーケンスとして機能する。バイナリ時間シフト変調(bina
ry time shift modulation)は、情報信号に応答して
(すなわち、PNコードディザに加えて)追加される量によって、コード化され
た時間位置をシフトすることにより実施され得る。
【0027】
典型的なシステムにおいて、情報成分は、パルス波形の1/4サイクルのオー
ダーの変調を提供する。受信器において、送信されたパルスが早いかまたは遅い
かを決定するために相関関係が生じる。この決定の結果によって、デジタル「1
」または「0」が送信されたかどうかが規定される。複数のパルスは、組み合わ
されて、受信信号の信号対雑音比を改善し得るが、データが送信かつ受信され得
る速度を減少させる。
ダーの変調を提供する。受信器において、送信されたパルスが早いかまたは遅い
かを決定するために相関関係が生じる。この決定の結果によって、デジタル「1
」または「0」が送信されたかどうかが規定される。複数のパルスは、組み合わ
されて、受信信号の信号対雑音比を改善し得るが、データが送信かつ受信され得
る速度を減少させる。
【0028】
超広帯域インパルス無線システムにおいて従来技術の変調方式を使用すると、
最大データ送信速度に関する実用的な制限は、パルス当たり1ビットである。さ
らに、実用的に達成され得るパルスレートが制限される。これは、パルスレート
を増加させることなく、または、ビットエラー性能を不利に劣化させることなく
、データ速度を増加させる方法の必要性を示唆する。
最大データ送信速度に関する実用的な制限は、パルス当たり1ビットである。さ
らに、実用的に達成され得るパルスレートが制限される。これは、パルスレート
を増加させることなく、または、ビットエラー性能を不利に劣化させることなく
、データ速度を増加させる方法の必要性を示唆する。
【0029】
狭帯域無線システムにおいて使用される典型的な従来技術のm−ary変調方
式は、位相が90度シフトされている同じ信号を受信する2つの相関器を使用し
得る。これにより、図2に示すような相関関数がもたらされる。IおよびQチャ
ネルが2つの相関器の出力を表し、QチャネルはIチャネルから90度シフトさ
れている。4つの潜在的な変調状態M1〜M4が、Mが4つである場合の例とし
て示されている。これらの2つの関数が互いに関してプロットされる場合、図3
のプロットが結果として得られる。4つの変調状態M1〜M4もまた、図3に示
される。
式は、位相が90度シフトされている同じ信号を受信する2つの相関器を使用し
得る。これにより、図2に示すような相関関数がもたらされる。IおよびQチャ
ネルが2つの相関器の出力を表し、QチャネルはIチャネルから90度シフトさ
れている。4つの潜在的な変調状態M1〜M4が、Mが4つである場合の例とし
て示されている。これらの2つの関数が互いに関してプロットされる場合、図3
のプロットが結果として得られる。4つの変調状態M1〜M4もまた、図3に示
される。
【0030】
従来技術のm−ary変調を再び参照して、図4は、サンプリング正弦波が1
80度である場合の2つの相関関数のプロットである。図5は、これらの2つの
関数が互いに対してプロットされている様子を示す。変調が180度だけ分離さ
れる場合、I相関器がQ相関器の逆の出力を生成することが理解され得る。従っ
て、たった2つの終点のみが観測され得、従って、これらの終点を使用し、かつ
、振幅の変形例に頼ることなく達成され得る変調状態は少ない。
80度である場合の2つの相関関数のプロットである。図5は、これらの2つの
関数が互いに対してプロットされている様子を示す。変調が180度だけ分離さ
れる場合、I相関器がQ相関器の逆の出力を生成することが理解され得る。従っ
て、たった2つの終点のみが観測され得、従って、これらの終点を使用し、かつ
、振幅の変形例に頼ることなく達成され得る変調状態は少ない。
【0031】
従って、ノイズがある場合に許容可能なビットエラーレート性能を有し、パル
ス当たり1ビット以上のデータ送信速度を提供し得る広帯域インパルス無線通信
に使用する変調方法およびシステムが必要である。
ス当たり1ビット以上のデータ送信速度を提供し得る広帯域インパルス無線通信
に使用する変調方法およびシステムが必要である。
【0032】
(発明の開示)
本発明の1つの目的によって、広帯域インパルス無線信号を時間変調および復
調する方法およびシステムが開発されて、パルス当たり1ビットを越えるデータ
送信速度が提供されると共に、ノイズがある状態で許容可能なビットエラーレー
トが維持される。この改善されたデータ速度は、広帯域インパルス無線信号の情
報成分内の新しい変調方式によって達成される。パルスの時間位置変調がまだ使
用されているにも関わらず、インパルス無線送信器の変調器部分は、各送信され
たパルスに複数の変調状態を課す。インパルス無線受信器内の複数の相関器(ま
たは、ベースバンド信号変換器)は、それぞれの複数の状態を識別し得、その結
果、各パルスは、2ビット以上のデータを通信し得る。
調する方法およびシステムが開発されて、パルス当たり1ビットを越えるデータ
送信速度が提供されると共に、ノイズがある状態で許容可能なビットエラーレー
トが維持される。この改善されたデータ速度は、広帯域インパルス無線信号の情
報成分内の新しい変調方式によって達成される。パルスの時間位置変調がまだ使
用されているにも関わらず、インパルス無線送信器の変調器部分は、各送信され
たパルスに複数の変調状態を課す。インパルス無線受信器内の複数の相関器(ま
たは、ベースバンド信号変換器)は、それぞれの複数の状態を識別し得、その結
果、各パルスは、2ビット以上のデータを通信し得る。
【0033】
本発明の新しい変調方法の一実施形態において、各送信されたパルスは、パル
ス間隔の1サイクルに及ぶ4つの異なる時間位置の1つに変調される。従って、
4つの変調ベクトル状態またはクアドラント(quadrant)は、相関器の
応答関数に関連して決定される。これらの4つの送信された時間位置および復調
ベクトルクアドラントは、2データビットの情報(すなわち、(0、0)、(0
、1)、(1、0)および(1、1))に対応する。2つの状態の変調バイナリ
を呼び出すことによって、この方法は、クアターナリー(quaternary
)、より一般的には、m−aryと呼ばれ得る。ここで、mは、システムの性能
を考慮して、2以上の任意の整数であり得る。mの値は、バイナリデータへのマ
ッピングに便利なように、整数の2乗に等しくなるように選択され得る。従って
、m=2nの場合、nデータビットが表され得る。データ速度を最大にするよう
に設計された一実施形態において、各パルスは、シンボル当たりnビット、かつ
、シンボル当たり1パルスで送信されるデータを有する「シンボル」を構成する
。信号対雑音比を改善し、および/または、エラー補正を提供するように設計さ
れた別の実施形態において、それぞれが情報信号によって同じ相対的な時間位置
または変調位置に変調されている複数のパルスのシーケンスは、シンボルを形成
するためにパルスを加算することにより、単一のnビットデータシンボルを形成
するために組み合わせられ得る。この実施形態の変形例は、複数のパルスのシー
ケンスの送信および加算を必要とし、それぞれは、異なる時間位置または変調位
置に変調されて、単一のnビットデータシンボルを形成する。
ス間隔の1サイクルに及ぶ4つの異なる時間位置の1つに変調される。従って、
4つの変調ベクトル状態またはクアドラント(quadrant)は、相関器の
応答関数に関連して決定される。これらの4つの送信された時間位置および復調
ベクトルクアドラントは、2データビットの情報(すなわち、(0、0)、(0
、1)、(1、0)および(1、1))に対応する。2つの状態の変調バイナリ
を呼び出すことによって、この方法は、クアターナリー(quaternary
)、より一般的には、m−aryと呼ばれ得る。ここで、mは、システムの性能
を考慮して、2以上の任意の整数であり得る。mの値は、バイナリデータへのマ
ッピングに便利なように、整数の2乗に等しくなるように選択され得る。従って
、m=2nの場合、nデータビットが表され得る。データ速度を最大にするよう
に設計された一実施形態において、各パルスは、シンボル当たりnビット、かつ
、シンボル当たり1パルスで送信されるデータを有する「シンボル」を構成する
。信号対雑音比を改善し、および/または、エラー補正を提供するように設計さ
れた別の実施形態において、それぞれが情報信号によって同じ相対的な時間位置
または変調位置に変調されている複数のパルスのシーケンスは、シンボルを形成
するためにパルスを加算することにより、単一のnビットデータシンボルを形成
するために組み合わせられ得る。この実施形態の変形例は、複数のパルスのシー
ケンスの送信および加算を必要とし、それぞれは、異なる時間位置または変調位
置に変調されて、単一のnビットデータシンボルを形成する。
【0034】
受信器において、2つの相関器が使用されて、各パルスからの情報成分を復調
する、すなわち、各パルスと共に送信されるデータビットの値を概算する。第1
の相関器は、基準クロックによって、基準点(「I」チャネル)で各パルスを観
察し、第2の相関器は、基準クロックからの時間オフセットポイント(「J」チ
ャネル)で各パルスを観察する。第2の相関器は、第1の相関器の動作をトリガ
するために使用される復調タイミング信号に応答するが、典型的にはRFパルス
期間の4分の1〜2分の1である任意の時間だけ遅延される。各相関器は、典型
的には積分器を含み、実際の高速積分器回路のドループおよび他の欠点を克服す
るようにサンプルアンドホールド回路またはトラックアンドホールド回路を含み
得る。これらの回路は、本明細書の残りにおいて、総称して「相関器」と呼ばれ
る。
する、すなわち、各パルスと共に送信されるデータビットの値を概算する。第1
の相関器は、基準クロックによって、基準点(「I」チャネル)で各パルスを観
察し、第2の相関器は、基準クロックからの時間オフセットポイント(「J」チ
ャネル)で各パルスを観察する。第2の相関器は、第1の相関器の動作をトリガ
するために使用される復調タイミング信号に応答するが、典型的にはRFパルス
期間の4分の1〜2分の1である任意の時間だけ遅延される。各相関器は、典型
的には積分器を含み、実際の高速積分器回路のドループおよび他の欠点を克服す
るようにサンプルアンドホールド回路またはトラックアンドホールド回路を含み
得る。これらの回路は、本明細書の残りにおいて、総称して「相関器」と呼ばれ
る。
【0035】
相関器からの出力はロックループ回路に供給され、ロックループ回路は、受信
器時間ベースおよび送信器時間ベースの獲得およびロッキング、すなわち、同期
化を行う責任がある。ロックループ回路は、送信器によって生成される信号を獲
得するための閾値回路を含み得る。
器時間ベースおよび送信器時間ベースの獲得およびロッキング、すなわち、同期
化を行う責任がある。ロックループ回路は、送信器によって生成される信号を獲
得するための閾値回路を含み得る。
【0036】
一実施形態において、I相関器の出力は、第1の比較器において、第1の基準
電圧と比較される。J相関器の出力は、第2の比較器において、第2の基準電圧
と比較される。その結果、各パルスと共に送信されるデータビットの値が概算さ
れる。基準電圧は、互いに関して等しくあり得るか、調整され得、その結果、各
パルスと共に送信されるデータビットの識別を改善し得る。第2の実施形態にお
いて、両方の相関器の出力は、比較器において、各相関器からの長期平均出力と
比較される。比較器の出力によって、各パルスと関連する2データビットの値の
概算が達成される。
電圧と比較される。J相関器の出力は、第2の比較器において、第2の基準電圧
と比較される。その結果、各パルスと共に送信されるデータビットの値が概算さ
れる。基準電圧は、互いに関して等しくあり得るか、調整され得、その結果、各
パルスと共に送信されるデータビットの識別を改善し得る。第2の実施形態にお
いて、両方の相関器の出力は、比較器において、各相関器からの長期平均出力と
比較される。比較器の出力によって、各パルスと関連する2データビットの値の
概算が達成される。
【0037】
第3の実施形態において、I相関器の出力は、J相関器の出力と共に加算され
、I相関器の出力は、J相関器の出力から減算される。次いで、加算された値(
I+J)は、第1の比較器において第1の基準電圧と比較される。減算された値
(I−J)は、第2の比較器において第2の基準電圧と比較される。その結果、
各パルスと共に送信されるデータビットの値が概算される。上記のとおり、基準
電圧は、互いに関して等しくあり得るか、または、調整され得、各パルスと共に
送信されるデータビットの識別を改善し得る。
、I相関器の出力は、J相関器の出力から減算される。次いで、加算された値(
I+J)は、第1の比較器において第1の基準電圧と比較される。減算された値
(I−J)は、第2の比較器において第2の基準電圧と比較される。その結果、
各パルスと共に送信されるデータビットの値が概算される。上記のとおり、基準
電圧は、互いに関して等しくあり得るか、または、調整され得、各パルスと共に
送信されるデータビットの識別を改善し得る。
【0038】
さらに別の受信器の実施形態において、第1および第2の相関器からのアナロ
グIおよびJチャネル出力は、デジタル化されて、プロセッサに送信される。プ
ロセッサは、ベクトル復調アルゴリズムを含み、各パルスと関連するnデータビ
ットの値を概算する。クアターナリー復調アルゴリズムの一実施形態において、
プロセッサは、各パルスに関するIおよびJチャネル出力のデジタル化された値
を、格納されたIおよびJチャネル値の対の表と比較する。IおよびJチャネル
値の対の4つの特定された範囲はメモリ内にグループ化され、各グループは、4
つの変調状態のうちの1つに関連する予想散乱点に対応する。この比較の結果に
基づいて、プロセッサは、パルスと関連する2データビット(すなわち、(0、
0)、(0、1)、(1、0)、または(1、1))を表す出力を提供する。次
いで、相関器およびプロセッサはリセットされて、次のパルスの処理が続行され
得る。
グIおよびJチャネル出力は、デジタル化されて、プロセッサに送信される。プ
ロセッサは、ベクトル復調アルゴリズムを含み、各パルスと関連するnデータビ
ットの値を概算する。クアターナリー復調アルゴリズムの一実施形態において、
プロセッサは、各パルスに関するIおよびJチャネル出力のデジタル化された値
を、格納されたIおよびJチャネル値の対の表と比較する。IおよびJチャネル
値の対の4つの特定された範囲はメモリ内にグループ化され、各グループは、4
つの変調状態のうちの1つに関連する予想散乱点に対応する。この比較の結果に
基づいて、プロセッサは、パルスと関連する2データビット(すなわち、(0、
0)、(0、1)、(1、0)、または(1、1))を表す出力を提供する。次
いで、相関器およびプロセッサはリセットされて、次のパルスの処理が続行され
得る。
【0039】
送信されたRFパルスの波形形状が、受信器の近傍の環境条件によって変化さ
せられることが予測される場合、プロセッサは、別のアルゴリズムを実施して、
実時間の調整を行い得、その結果、変調状態間の許容可能な程度の分離を維持す
る。一実施形態において、プロセッサは、IおよびJチャネル出力の平均値を個
別に監視して、変調状態間に許容可能な量の分離が存在するかどうかを判定し得
る。あるいは、または、それに加えて、プロセッサは、IおよびJチャネル出力
によって生成される散乱点のシーケンスを格納し得、かつ、メモリ内に格納され
ているような各変調状態またはクアドラント内の予測散乱点の理想的なプロット
と定期的に比較し得る。いずれの場合も、プロセッサは、Jチャネルタイミング
遅延回路に信号を提供することによりエラーを補償し得、タイミング遅延回路は
、4つの変調状態間の分離が最適化されるまで、IおよびJチャネル相関器のト
リガの間の遅延の量を変化させる。
せられることが予測される場合、プロセッサは、別のアルゴリズムを実施して、
実時間の調整を行い得、その結果、変調状態間の許容可能な程度の分離を維持す
る。一実施形態において、プロセッサは、IおよびJチャネル出力の平均値を個
別に監視して、変調状態間に許容可能な量の分離が存在するかどうかを判定し得
る。あるいは、または、それに加えて、プロセッサは、IおよびJチャネル出力
によって生成される散乱点のシーケンスを格納し得、かつ、メモリ内に格納され
ているような各変調状態またはクアドラント内の予測散乱点の理想的なプロット
と定期的に比較し得る。いずれの場合も、プロセッサは、Jチャネルタイミング
遅延回路に信号を提供することによりエラーを補償し得、タイミング遅延回路は
、4つの変調状態間の分離が最適化されるまで、IおよびJチャネル相関器のト
リガの間の遅延の量を変化させる。
【0040】
さらなる実施形態において、トランシーバが使用される場合、2つのトランシ
ーバは、信号性能情報を交換して、所定の伝播パスに関する最適変調状態を決定
し得る。この改善は、伝播パス内のオブジェクトまたは反射器によってパルスの
形が修正され得るため、潜在的に重要である。
ーバは、信号性能情報を交換して、所定の伝播パスに関する最適変調状態を決定
し得る。この改善は、伝播パス内のオブジェクトまたは反射器によってパルスの
形が修正され得るため、潜在的に重要である。
【0041】
(本発明を実行するベストモード)
超広帯域インパルス無線システムにおいて、受信されるパルスが短すぎるため
、相関関数は連続的なサイクルに関して理想的でない。実際、それは、近接サイ
クルで実質的に減衰するほど短くあり得る。これにより、非正弦である相関関数
と、わずかにから激しく非環状の変調状態のプロットとが生じる。これにより、
図2および図3に反映される従来技術のm−ary変調技術と比較して、これら
のシステムのための変調状態設計に関するユニークな問題が生じる。
、相関関数は連続的なサイクルに関して理想的でない。実際、それは、近接サイ
クルで実質的に減衰するほど短くあり得る。これにより、非正弦である相関関数
と、わずかにから激しく非環状の変調状態のプロットとが生じる。これにより、
図2および図3に反映される従来技術のm−ary変調技術と比較して、これら
のシステムのための変調状態設計に関するユニークな問題が生じる。
【0042】
本発明の基本的なベクトル変調方法が、ここで、図6および図7を参照して理
解され得る。図6は、ガウスダブレットを送信し、かつ、受信器が相関関係のた
めに簡単なサンプラーを有するUWBシステムの相関関数を表す。この例にはガ
ウスダブレットが使用されるが、種々の他の入力波形も使用され得る。このシス
テムにおいて、Iチャネルは、早期チャネルの出力をパルス遅延の関数として表
す。Jチャネルは、遅延チャネルの対応する出力を表す。「M1」、「M2」、
「M3」、および「M4」とラベル付けされた点は、時間的に遅延された点にお
けるIおよびJ相関器の出力の大きさに対応する。図6からのIおよびJ出力の
相対強度が図7にプロットされ、図6の「M1」、「M2」、「M3」および「
M4」の点も印を付けられる。従って、点(I、J)のベクトル位置は、I変換
器に対するJ変換器の時間遅延の関数である。これらの2つの関数が互いに対し
てプロットされると、図7のプロットが生成される。軌跡は、原点から始まり、
各軸の2つの極値を通って移動し、原点へと戻るように見られる。これらの2つ
の関数の間に厳密なクアドラチャ関係(quadrature relatio
nship)が存在しない、すなわち、一方が最大点を通過する間、他方はゼロ
を通過しないことに留意されたい。変調状態M1は、相関器Iの出力の第1の最
大点に配置されることに留意されたい。しかし、J相関器の出力はゼロではなく
、−0.4である。4つの潜在的な変調状態は、M1〜M4によって識別されて
、2データビット(すなわち、(0、0)、(0、1)、(1、0)、および(
1、1))は、遅延の大きさによって通信され得る。これらの原理は、広帯域イ
ンパルス無線システムに使用される新しい変調方法およびシステムの基本を形成
する。
解され得る。図6は、ガウスダブレットを送信し、かつ、受信器が相関関係のた
めに簡単なサンプラーを有するUWBシステムの相関関数を表す。この例にはガ
ウスダブレットが使用されるが、種々の他の入力波形も使用され得る。このシス
テムにおいて、Iチャネルは、早期チャネルの出力をパルス遅延の関数として表
す。Jチャネルは、遅延チャネルの対応する出力を表す。「M1」、「M2」、
「M3」、および「M4」とラベル付けされた点は、時間的に遅延された点にお
けるIおよびJ相関器の出力の大きさに対応する。図6からのIおよびJ出力の
相対強度が図7にプロットされ、図6の「M1」、「M2」、「M3」および「
M4」の点も印を付けられる。従って、点(I、J)のベクトル位置は、I変換
器に対するJ変換器の時間遅延の関数である。これらの2つの関数が互いに対し
てプロットされると、図7のプロットが生成される。軌跡は、原点から始まり、
各軸の2つの極値を通って移動し、原点へと戻るように見られる。これらの2つ
の関数の間に厳密なクアドラチャ関係(quadrature relatio
nship)が存在しない、すなわち、一方が最大点を通過する間、他方はゼロ
を通過しないことに留意されたい。変調状態M1は、相関器Iの出力の第1の最
大点に配置されることに留意されたい。しかし、J相関器の出力はゼロではなく
、−0.4である。4つの潜在的な変調状態は、M1〜M4によって識別されて
、2データビット(すなわち、(0、0)、(0、1)、(1、0)、および(
1、1))は、遅延の大きさによって通信され得る。これらの原理は、広帯域イ
ンパルス無線システムに使用される新しい変調方法およびシステムの基本を形成
する。
【0043】
図8は、IおよびJ出力の線形の組み合わせを表し、この組み合わせは、応答
に便利な対称性を生成する。2つの出力が組み合わされてI+JおよびI−J出
力を生成すると、図8のプロットが結果として得られる。この図において、同じ
変調状態M1〜M4が比較のために示される。この場合、これらの変調状態がも
はや応答の最大に対応しないことに留意されたい。これらの2つの関数が互いに
対してプロットされる場合、図9のプロットが結果として得られる。図9におい
て、対称性が簡単に観測され得る。この対称性によって、簡単な閾値を使用して
変調状態を分離することが可能になる。M1およびM2をM3およびM4から分
離させる右および左半分は、I+J値に関する簡単なゼロ閾値によって分離され
得る。同様に、M2およびM3をM1およびM4から分離させる上および下半分
は、I−J値に関する約0.25の簡単な閾値によって分離され得る。
に便利な対称性を生成する。2つの出力が組み合わされてI+JおよびI−J出
力を生成すると、図8のプロットが結果として得られる。この図において、同じ
変調状態M1〜M4が比較のために示される。この場合、これらの変調状態がも
はや応答の最大に対応しないことに留意されたい。これらの2つの関数が互いに
対してプロットされる場合、図9のプロットが結果として得られる。図9におい
て、対称性が簡単に観測され得る。この対称性によって、簡単な閾値を使用して
変調状態を分離することが可能になる。M1およびM2をM3およびM4から分
離させる右および左半分は、I+J値に関する簡単なゼロ閾値によって分離され
得る。同様に、M2およびM3をM1およびM4から分離させる上および下半分
は、I−J値に関する約0.25の簡単な閾値によって分離され得る。
【0044】
変調点M5およびM6の別のセットが、図9上で利用可能である。この点のセ
ットは、I−Jの最大応答に配置されている1つの(M6)と、原点にある1つ
の(M5)とを有する。これにより、相関応答外の信号遅延が表されるため、パ
ルスは、この期間、単に遮断され得る。これにより、固定された平均電力を有す
るシステムに関して、残りの変調状態におけるより高い電力が可能になり、従っ
て、より高い信号対雑音が間接的に提供される。
ットは、I−Jの最大応答に配置されている1つの(M6)と、原点にある1つ
の(M5)とを有する。これにより、相関応答外の信号遅延が表されるため、パ
ルスは、この期間、単に遮断され得る。これにより、固定された平均電力を有す
るシステムに関して、残りの変調状態におけるより高い電力が可能になり、従っ
て、より高い信号対雑音が間接的に提供される。
【0045】
図10は、入力関数がガウスパルスの2次導関数であり、相関関数が簡単なサ
ンプリング関数である場合、または、入力関数および相関関数がガウスパルスの
1次導関数である場合のIおよびJ相関器の出力を表す。図10に示される遅延
において、図11に示されるように、3つの状態が簡単に分離される。この場合
も、線形の組み合わせI+JおよびI−Jの対称性(図12および図13に示さ
れる)によって、簡単な閾値との比較による変調の簡単なデコードが可能である
。M4が原点においてM4aと規定される場合でさえも、変調状態M1およびM
4が他の変調状態のように明確に分離されないことに留意されたい。3つの状態
は、本明細書中の他の箇所で説明するように、いくつかのシンボルにわたってマ
ッピングすることにより、または、適切な速度を有するエラー訂正コードを利用
することにより、バイナリシステムにおいて簡単に利用され得る。信号対雑音お
よびシステムクロックの安定性が許容されるシステムに関して、別の状態がこの
マップ上に配置され得る。例えば、M5〜M7(図13)が、M1〜M4の基本
的なセットに追加されて、データ速度をさらに増加させ得る。
ンプリング関数である場合、または、入力関数および相関関数がガウスパルスの
1次導関数である場合のIおよびJ相関器の出力を表す。図10に示される遅延
において、図11に示されるように、3つの状態が簡単に分離される。この場合
も、線形の組み合わせI+JおよびI−Jの対称性(図12および図13に示さ
れる)によって、簡単な閾値との比較による変調の簡単なデコードが可能である
。M4が原点においてM4aと規定される場合でさえも、変調状態M1およびM
4が他の変調状態のように明確に分離されないことに留意されたい。3つの状態
は、本明細書中の他の箇所で説明するように、いくつかのシンボルにわたってマ
ッピングすることにより、または、適切な速度を有するエラー訂正コードを利用
することにより、バイナリシステムにおいて簡単に利用され得る。信号対雑音お
よびシステムクロックの安定性が許容されるシステムに関して、別の状態がこの
マップ上に配置され得る。例えば、M5〜M7(図13)が、M1〜M4の基本
的なセットに追加されて、データ速度をさらに増加させ得る。
【0046】
図18〜図21は、図10〜図13と同じ相関関数を示が、相関器間に異なる
遅延を有する。この遅延値によって、応答の規模が減少されるが、4つの明確な
位置が、変調状態として識別されるようになる。この場合も、I+JおよびI−
Jの組み合わせによって、変調の簡単な検出が可能になる。
遅延を有する。この遅延値によって、応答の規模が減少されるが、4つの明確な
位置が、変調状態として識別されるようになる。この場合も、I+JおよびI−
Jの組み合わせによって、変調の簡単な検出が可能になる。
【0047】
図14〜図17は、相関関数がガウス関数の3次導関数である場合を示す。図
14は、I相関器の出力の第2のピークがJ相関器の出力の第1のピークと一致
するように遅延されたIおよびJ相関器の出力を示す。図15は、これらの関数
が互いに対してプロットされた状態を示し、図16および図17は、これらの関
数のI+JおよびI−Jの組み合わせを示す。図17は、3つの明確な極値M1
〜M3と、M4における完全な対称中心とを示す。この場合も、M4と関連する
パルスが送信される必要はない。このエネルギーは、M1〜M3へとより適切に
配置され得る。この場合も、より多くの状態がこの関数に配置され得、システム
の信号対雑音およびタイミングの安定性が許容される。図17に示されるM1〜
M4の変調状態は、3つの閾値によって分離され得る。M1およびM3は、I−
Jに関するゼロボルトにおける閾値によってM2から分離され得る。次いで、M
1は、I+Jに関するゼロボルトにおける閾値によってM3から分離され得る。
M4(パルス無し)は、((I>1)および(J>1))またはsqrt(I2 +J2)>1.5または全振幅の約1/2において閾値として機能する別のテス
トなどの振幅基準によって分離され得る。
14は、I相関器の出力の第2のピークがJ相関器の出力の第1のピークと一致
するように遅延されたIおよびJ相関器の出力を示す。図15は、これらの関数
が互いに対してプロットされた状態を示し、図16および図17は、これらの関
数のI+JおよびI−Jの組み合わせを示す。図17は、3つの明確な極値M1
〜M3と、M4における完全な対称中心とを示す。この場合も、M4と関連する
パルスが送信される必要はない。このエネルギーは、M1〜M3へとより適切に
配置され得る。この場合も、より多くの状態がこの関数に配置され得、システム
の信号対雑音およびタイミングの安定性が許容される。図17に示されるM1〜
M4の変調状態は、3つの閾値によって分離され得る。M1およびM3は、I−
Jに関するゼロボルトにおける閾値によってM2から分離され得る。次いで、M
1は、I+Jに関するゼロボルトにおける閾値によってM3から分離され得る。
M4(パルス無し)は、((I>1)および(J>1))またはsqrt(I2 +J2)>1.5または全振幅の約1/2において閾値として機能する別のテス
トなどの振幅基準によって分離され得る。
【0048】
図32は、入力関数が図31に示される「第1のパルス」部分である場合のI
およびJ相関器の出力を表す。図31は、実世界で受信されるUWBパルスの相
関器の出力対時間のプロットである。図32に示される遅延において、図33に
示すように、4つの状態が簡単に分離される。I+JおよびI−Jの線形の組み
合わせの対称性(図34および図35に示される)は、簡単な閾値との比較によ
り、変調の簡単なデコードを可能にする。
およびJ相関器の出力を表す。図31は、実世界で受信されるUWBパルスの相
関器の出力対時間のプロットである。図32に示される遅延において、図33に
示すように、4つの状態が簡単に分離される。I+JおよびI−Jの線形の組み
合わせの対称性(図34および図35に示される)は、簡単な閾値との比較によ
り、変調の簡単なデコードを可能にする。
【0049】
(マルチパス受信)
極度なマルチパス環境に関して、直接パスより強いマルチパス応答が存在し得
ることは一般的な事である。これは、いくつかのマルチパス反射が加算されて、
直接パスにわたる信号の強度を増加させ得るため生じる。ところが、直接パスは
、別のパスを加算して、強度を増加させることができない。これが生じると、マ
ルチパス反射は、データ通信に関する最適な信号パスであり得る。しかし、この
応答は、変化した波形形状を有する可能性がある。この応答は、ほぼ同じ遅延で
あるが、おそらく全く同じ遅延ではないいくつかのマルチパス反射からの応答で
ある。さらに、反射プロセス自体は、狭帯域であり得るか、さもなくば、パルス
の形を変化させ得る。従って、マルチパス応答上の特定のローブは、通常の直接
パス応答と比べてより狭くまたはより広くあり得るか、または、平らな上部また
は二重のピーク構造を有し得る。状況をさらに複雑にするために、送信器または
受信器のいずれかによる領域内の動作、あるいは、環境内の任意のものによって
、任意の所定の時間オフセットにおいて、マルチパスの組み合わせがシフトされ
得る。これにより、複数の状態の変調に関する問題が提示される。複数の状態の
変調は、特定の波形および時間遅延に依存して、最適、または、有用でさえもあ
る結果をもたらす。
ることは一般的な事である。これは、いくつかのマルチパス反射が加算されて、
直接パスにわたる信号の強度を増加させ得るため生じる。ところが、直接パスは
、別のパスを加算して、強度を増加させることができない。これが生じると、マ
ルチパス反射は、データ通信に関する最適な信号パスであり得る。しかし、この
応答は、変化した波形形状を有する可能性がある。この応答は、ほぼ同じ遅延で
あるが、おそらく全く同じ遅延ではないいくつかのマルチパス反射からの応答で
ある。さらに、反射プロセス自体は、狭帯域であり得るか、さもなくば、パルス
の形を変化させ得る。従って、マルチパス応答上の特定のローブは、通常の直接
パス応答と比べてより狭くまたはより広くあり得るか、または、平らな上部また
は二重のピーク構造を有し得る。状況をさらに複雑にするために、送信器または
受信器のいずれかによる領域内の動作、あるいは、環境内の任意のものによって
、任意の所定の時間オフセットにおいて、マルチパスの組み合わせがシフトされ
得る。これにより、複数の状態の変調に関する問題が提示される。複数の状態の
変調は、特定の波形および時間遅延に依存して、最適、または、有用でさえもあ
る結果をもたらす。
【0050】
この問題は、いくつかの適応技術によって克服され得る。第1の方法は、適応
的受信器遅延である。相関器間の遅延は、データ品質測定によって調節可能にさ
れ、かつ、調節される。第2の方法は、送信器へのフィードバックを必要とし、
送信器の変調状態位置は、受信器測定のデータ品質測定によって、適応的に調節
可能になる。
的受信器遅延である。相関器間の遅延は、データ品質測定によって調節可能にさ
れ、かつ、調節される。第2の方法は、送信器へのフィードバックを必要とし、
送信器の変調状態位置は、受信器測定のデータ品質測定によって、適応的に調節
可能になる。
【0051】
(超広帯域インパルス無線のベクトルを変調する方法およびシステム)
図22は、広帯域インパルス無線送信器10のブロック図である。この広帯域
インパルス無線送信器10を用いて、本発明のベクトル変調方法をインプリメン
トすることができる。高精度の時間ベース12は、周期的なタイミング信号を時
間遅延変調器14に提供する。時間遅延変調器14の出力は、コード時間変調器
16上のタイミング入力に結合される。コード時間変調器16の出力は、送信器
の出力段18に結合される。出力段18は、コード時間変調器16から受信した
タイミング信号に応答して広帯域RFパルスを生成する。出力段18はアンテナ
20に接続されているため、広帯域インパルス無線受信器は、広帯域RFパルス
22の放出および受信を行うことができる。図22では時間遅延変調器14およ
びコード時間変調器16を別個のブロックとして図示しているが、別の実施形態
において、時間遅延変調器14およびコード時間変調器16を相互結合させても
よい。
インパルス無線送信器10を用いて、本発明のベクトル変調方法をインプリメン
トすることができる。高精度の時間ベース12は、周期的なタイミング信号を時
間遅延変調器14に提供する。時間遅延変調器14の出力は、コード時間変調器
16上のタイミング入力に結合される。コード時間変調器16の出力は、送信器
の出力段18に結合される。出力段18は、コード時間変調器16から受信した
タイミング信号に応答して広帯域RFパルスを生成する。出力段18はアンテナ
20に接続されているため、広帯域インパルス無線受信器は、広帯域RFパルス
22の放出および受信を行うことができる。図22では時間遅延変調器14およ
びコード時間変調器16を別個のブロックとして図示しているが、別の実施形態
において、時間遅延変調器14およびコード時間変調器16を相互結合させても
よい。
【0052】
送信器10によって生成されたRFパルスは、時間遅延変調器14およびコー
ド時間変調器16の両方によって時間変調される。コード時間変調器16は、P
Nコードソース24に格納されているPNコードに応じて、RFパルスの時間位
置を変化させる。好適には、PNコードソースを各送信器に対して一意に定まる
ようにして、PNコードから(従来の広帯域無線においてCDMAコードから得
られるのと同様の)チャンネル化が得られるようにするとよい。
ド時間変調器16の両方によって時間変調される。コード時間変調器16は、P
Nコードソース24に格納されているPNコードに応じて、RFパルスの時間位
置を変化させる。好適には、PNコードソースを各送信器に対して一意に定まる
ようにして、PNコードから(従来の広帯域無線においてCDMAコードから得
られるのと同様の)チャンネル化が得られるようにするとよい。
【0053】
時間遅延変調器14は、情報ソース26に対して応答し、送信器から受信器へ
と通信させることが必要な情報(音声および/またはデータ)を搬送するRFパ
ルスに対し、時間位置変調を行う。本発明の新規なベクトル変調方法の一実施形
態によれば、時間遅延変調器14の構成は、各RFパルスを4つの所定の時間遅
延期間(例えば、図6、10、14または18に示す遅延)分だけ遅延させるよ
うな構成になっている。これらの4つの遅延期間の1つは、情報ソース26から
送信される次の2ビットのデータの値に応じて選択される。例えば、次の2つの
データビットが(1、1)である場合、時間遅延変調器14がこれを表すために
提供する遅延は、図6および図7上の点M4に対応するように選択されることが
できる。言い換えれば、nビットの情報を単パルス分だけ通信させるためには、
2n変調状態を確立する必要がある。この2n変調状態は、時間遅延変調器と、
そのような変調状態の間に受容可能な分離を提供するI波形およびJ波形の相関
に基づいた点とによって得られる。
と通信させることが必要な情報(音声および/またはデータ)を搬送するRFパ
ルスに対し、時間位置変調を行う。本発明の新規なベクトル変調方法の一実施形
態によれば、時間遅延変調器14の構成は、各RFパルスを4つの所定の時間遅
延期間(例えば、図6、10、14または18に示す遅延)分だけ遅延させるよ
うな構成になっている。これらの4つの遅延期間の1つは、情報ソース26から
送信される次の2ビットのデータの値に応じて選択される。例えば、次の2つの
データビットが(1、1)である場合、時間遅延変調器14がこれを表すために
提供する遅延は、図6および図7上の点M4に対応するように選択されることが
できる。言い換えれば、nビットの情報を単パルス分だけ通信させるためには、
2n変調状態を確立する必要がある。この2n変調状態は、時間遅延変調器と、
そのような変調状態の間に受容可能な分離を提供するI波形およびJ波形の相関
に基づいた点とによって得られる。
【0054】
時間変調された広帯域パルスの情報成分を正確に復調させるためには、受信さ
れた各RFパルスに課された変調状態が4つの変調状態のうちどれであるかを判
定する新規な方法が必要となる。このような方法をインプリメントするように設
計された広帯域インパルス無線受信器30の一実施形態を図23aに示す。送信
された広帯域RFパルス22は、アンテナ32によって取得され、オプションの
広帯域RF増幅器34において増幅される。その後、これらのパルスは、Iチャ
ンネル相関器36およびJチャンネル相関器38の入力に供給される。Iチャン
ネル相関器36の機能は、Jチャンネル相関器38が時間遅延オフセット出力「
J」を提供している間に基準出力「I」を提供することである。そのため、相関
器36および38はそれぞれ、乗算器回路40を含む。各乗算器回路40は、R
F増幅器34および復号タイミング生成器42からRFパルスを受信する。各復
号タイミング生成器42は、一連の狭帯域の(narrow)タイミングパルス
を生成するように動作することができる。これらの狭帯域のタイミングパルスは
、RFパルスを時間変調する際に送信器10(図22)において用いられるPN
コードに対応する。各乗算器40の出力は、対応する積分器44によって積分さ
れるパルスである。
れた各RFパルスに課された変調状態が4つの変調状態のうちどれであるかを判
定する新規な方法が必要となる。このような方法をインプリメントするように設
計された広帯域インパルス無線受信器30の一実施形態を図23aに示す。送信
された広帯域RFパルス22は、アンテナ32によって取得され、オプションの
広帯域RF増幅器34において増幅される。その後、これらのパルスは、Iチャ
ンネル相関器36およびJチャンネル相関器38の入力に供給される。Iチャン
ネル相関器36の機能は、Jチャンネル相関器38が時間遅延オフセット出力「
J」を提供している間に基準出力「I」を提供することである。そのため、相関
器36および38はそれぞれ、乗算器回路40を含む。各乗算器回路40は、R
F増幅器34および復号タイミング生成器42からRFパルスを受信する。各復
号タイミング生成器42は、一連の狭帯域の(narrow)タイミングパルス
を生成するように動作することができる。これらの狭帯域のタイミングパルスは
、RFパルスを時間変調する際に送信器10(図22)において用いられるPN
コードに対応する。各乗算器40の出力は、対応する積分器44によって積分さ
れるパルスである。
【0055】
各積分器44の出力は、対応する比較器46の入力に接続される。各比較器へ
の第2の入力は、所定の基準電圧に接続される。例えば、一実施形態における基
準電圧は、IおよびJ比較器46どちらにおいても、ゼロボルトである。I比較
器およびJ比較器46の出力56および58は、送信器10が受信するパルスに
課される変調状態を示すため、受信されたパルスと関連付けられた送信器情報ソ
ース26からの2つのデータビットに関する情報を提供する。
の第2の入力は、所定の基準電圧に接続される。例えば、一実施形態における基
準電圧は、IおよびJ比較器46どちらにおいても、ゼロボルトである。I比較
器およびJ比較器46の出力56および58は、送信器10が受信するパルスに
課される変調状態を示すため、受信されたパルスと関連付けられた送信器情報ソ
ース26からの2つのデータビットに関する情報を提供する。
【0056】
ベクトル変調のためのシステムおよび方法の新規な一局面によれば、Iチャン
ネル相関器36内の復号タイミング生成器42は、調節可能な時間ベース48に
よってトリガされる。この時間ベース48は、信号結合器50およびループフィ
ルタ52により、送信器10(図22)中の時間ベース12に同期される。信号
結合器50およびループフィルタ52は、積分器44の出力に接続される。信号
結合器50およびループフィルタ52について、以下に詳細に説明する。Jチャ
ンネル相関器38中の復号タイミング生成器42も、調節可能な時間ベース48
によってトリガされるが、トリガされるのは、調節可能な時間遅延回路54によ
って確立された所定の遅延期間が経過した後のみである。この実施形態において
、Jチャンネル相関器38について用いられる遅延期間は、図6上の点M1、M
2、M3またはM4に対応するように選択される。その結果、4つの変調状態の
相互分離を高めることができる。
ネル相関器36内の復号タイミング生成器42は、調節可能な時間ベース48に
よってトリガされる。この時間ベース48は、信号結合器50およびループフィ
ルタ52により、送信器10(図22)中の時間ベース12に同期される。信号
結合器50およびループフィルタ52は、積分器44の出力に接続される。信号
結合器50およびループフィルタ52について、以下に詳細に説明する。Jチャ
ンネル相関器38中の復号タイミング生成器42も、調節可能な時間ベース48
によってトリガされるが、トリガされるのは、調節可能な時間遅延回路54によ
って確立された所定の遅延期間が経過した後のみである。この実施形態において
、Jチャンネル相関器38について用いられる遅延期間は、図6上の点M1、M
2、M3またはM4に対応するように選択される。その結果、4つの変調状態の
相互分離を高めることができる。
【0057】
信号対ノイズ比を改善するように設計された実施形態において、I相関器およ
びJ相関器両方の中の積分器44と比較器46との間に、オプションの加算器4
3を設ける。この実施形態において、変調状態が同じ所定の数の複数のパルスを
送信器10によって送信する。受信器30内に含まれる加算器43は、所定の数
のパルスについて積分器44の出力を加算し、比較器46を用いて加算値と基準
電圧と比較する。その結果、所定の数のパルスと関連付けられた変調状態を推定
することができる。この実施形態の改変例において、変調状態が異なる所定の群
の複数のパルスを送信器10によって繰り返し送信する。送信された群はそれぞ
れ、単一の変調状態を表す。受信器30中に設けられた加算器43は、各所定の
パルス群について積分器44の出力を加算し、加算した値を比較器46を用いて
基準電圧と比較する。その結果、各所定のパルス群と関連付けられた変調状態を
推定することができる。
びJ相関器両方の中の積分器44と比較器46との間に、オプションの加算器4
3を設ける。この実施形態において、変調状態が同じ所定の数の複数のパルスを
送信器10によって送信する。受信器30内に含まれる加算器43は、所定の数
のパルスについて積分器44の出力を加算し、比較器46を用いて加算値と基準
電圧と比較する。その結果、所定の数のパルスと関連付けられた変調状態を推定
することができる。この実施形態の改変例において、変調状態が異なる所定の群
の複数のパルスを送信器10によって繰り返し送信する。送信された群はそれぞ
れ、単一の変調状態を表す。受信器30中に設けられた加算器43は、各所定の
パルス群について積分器44の出力を加算し、加算した値を比較器46を用いて
基準電圧と比較する。その結果、各所定のパルス群と関連付けられた変調状態を
推定することができる。
【0058】
別の実施形態において、各積分器44の出力を、対応するトラックアンドホー
ルド回路64(例えば、図23bに示すトラックアンドホールド回路64)上の
入力に提供する。トラックアンドホールド回路64は、積分器44が各受信した
パルスを積分している間に積分器44の出力を追跡し、積分器44が各パルスを
積分した後に出力した値を保持する。したがって、各トラックアンドホールド回
路64の出力は、追跡期間の終了時において受信されたRFパルスの値に対応す
るDC電圧である。別の実施形態において、トラックアンドホールドの代わりに
サンプルアンドホールド(図示せず)を用いてもよい。
ルド回路64(例えば、図23bに示すトラックアンドホールド回路64)上の
入力に提供する。トラックアンドホールド回路64は、積分器44が各受信した
パルスを積分している間に積分器44の出力を追跡し、積分器44が各パルスを
積分した後に出力した値を保持する。したがって、各トラックアンドホールド回
路64の出力は、追跡期間の終了時において受信されたRFパルスの値に対応す
るDC電圧である。別の実施形態において、トラックアンドホールドの代わりに
サンプルアンドホールド(図示せず)を用いてもよい。
【0059】
各RFパルスの相関が得られた後、遅延回路66は、トラックアンドホールド
回路をリセットさせる。様々なタイミング信号に応答して広帯域RFパルスの積
分、追跡および保持を行う複数の公知の回路および方法がある。1999年7月
16日に出願された同時係属中の米国特許出願第09/356,384号(本明
細書中、同出願を参考のため援用する)の出願人らは、図23bに示す受信器に
おいて用いることができるようにされたベースバンド変換器デバイスについて言
及している。
回路をリセットさせる。様々なタイミング信号に応答して広帯域RFパルスの積
分、追跡および保持を行う複数の公知の回路および方法がある。1999年7月
16日に出願された同時係属中の米国特許出願第09/356,384号(本明
細書中、同出願を参考のため援用する)の出願人らは、図23bに示す受信器に
おいて用いることができるようにされたベースバンド変換器デバイスについて言
及している。
【0060】
トラックアンドホールド回路64の出力は、この新規な復調技術を用いて、I
チャンネル相関器36によって確立された第1の基準点においてRFパルスが情
報成分によって変調されたときの相対的時間位置と、Jチャンネル相関器38に
よって確立された遅延オフセットもしくは時間オフセットにおいてRFパルスが
情報成分によって変調されたときの相対的時間位置とを示す。各相関器36、3
8のトラックアンドホールド出力が対応する比較器46の入力に提供されると、
もう一方の比較器の入力は接地部分に接続されるため、Iチャンネル出力68お
よびJチャンネル出力70における電圧は、これらの4つの変調状態のうち各パ
ルスに課された変調状態を協働して示す。この情報は、送信器情報ソース26(
図22)からの2つのデータビットを示す。例えば、I相関器およびJ相関器両
方の出力が所定の電圧を上回る場合、送信器10によって送信されるデータはデ
ータ00に対応する。I相関器の出力が低く、J相関器の出力が高い場合、送信
器10によって送信されるデータは01である。I相関器の出力が高く、J相関
器の出力が低い場合、送信器10によって送信されるデータは10に対応する。
最後に、I相関器およびJ相関器両方の出力が低い場合、送信されるデータは1
1に対応する。
チャンネル相関器36によって確立された第1の基準点においてRFパルスが情
報成分によって変調されたときの相対的時間位置と、Jチャンネル相関器38に
よって確立された遅延オフセットもしくは時間オフセットにおいてRFパルスが
情報成分によって変調されたときの相対的時間位置とを示す。各相関器36、3
8のトラックアンドホールド出力が対応する比較器46の入力に提供されると、
もう一方の比較器の入力は接地部分に接続されるため、Iチャンネル出力68お
よびJチャンネル出力70における電圧は、これらの4つの変調状態のうち各パ
ルスに課された変調状態を協働して示す。この情報は、送信器情報ソース26(
図22)からの2つのデータビットを示す。例えば、I相関器およびJ相関器両
方の出力が所定の電圧を上回る場合、送信器10によって送信されるデータはデ
ータ00に対応する。I相関器の出力が低く、J相関器の出力が高い場合、送信
器10によって送信されるデータは01である。I相関器の出力が高く、J相関
器の出力が低い場合、送信器10によって送信されるデータは10に対応する。
最後に、I相関器およびJ相関器両方の出力が低い場合、送信されるデータは1
1に対応する。
【0061】
図23aおよび図23bでは調節可能な時間ベース48および単一の調節可能
な時間遅延回路54を設けているが、典型的な時間遅延回路の場合、実際に用い
られるハードウェアには必ず制約があるため、I相関器36とJ相関器38との
間において所望の遅延を達成するためには、調節可能な時間遅延回路を2つ用い
る必要が生じ得る。詳細には、I相関器36とJ相関器38との間に必要な時間
遅延期間は、典型的な時間遅延回路が達成することが可能な最短時間遅延よりも
短くなり得る。言い換えれば、典型的な時間遅延回路が達成することが可能な時
間遅延期間は、I相関器36とJ相関器38との間に必要な時間遅延よりも大き
くなり得る。その結果、図23aおよび図23bに示す時間ベース48は、時間
ベース48とI相関器36中の復号タイミング生成器42との間に接続された調
節可能な時間遅延回路(図示せず)をさらに含み得る。コントローラ(図示せず
)を用いて、調節可能な時間遅延をそれぞれ調節して、I相関器36とJ相関器
38との間に所望の遅延を得てもよい。
な時間遅延回路54を設けているが、典型的な時間遅延回路の場合、実際に用い
られるハードウェアには必ず制約があるため、I相関器36とJ相関器38との
間において所望の遅延を達成するためには、調節可能な時間遅延回路を2つ用い
る必要が生じ得る。詳細には、I相関器36とJ相関器38との間に必要な時間
遅延期間は、典型的な時間遅延回路が達成することが可能な最短時間遅延よりも
短くなり得る。言い換えれば、典型的な時間遅延回路が達成することが可能な時
間遅延期間は、I相関器36とJ相関器38との間に必要な時間遅延よりも大き
くなり得る。その結果、図23aおよび図23bに示す時間ベース48は、時間
ベース48とI相関器36中の復号タイミング生成器42との間に接続された調
節可能な時間遅延回路(図示せず)をさらに含み得る。コントローラ(図示せず
)を用いて、調節可能な時間遅延をそれぞれ調節して、I相関器36とJ相関器
38との間に所望の遅延を得てもよい。
【0062】
上述したように、実世界の広帯域インパルス無線システムにおいて、理想的な
正弦波形を達成することは不可能である。これは、送信器10と受信器30との
間の環境条件によって生じる波形の歪みに部分的に起因する。例えば、図24は
、相関器の出力が受信器30によって受信された「実世界の」パルスに応答して
建築物の壁を通過して歪んだ後の様子を示す。従って、Iチャンネル相関器およ
びJチャンネル相関器の出力の実際の極性を様々なRFパルス位置に対応させる
と、図25のような結果が得られる。これにより、4つの変調状態間の分離(s
eparation)を変化または低減することによりエラー発生の可能性が増
加し得る。図25を見ると、公称変調状態は、軸点「1」、「2」、「3」およ
び「4」から離れた部分に集中しており、DCオフセットはライン「OF」に図
示されている。図23bに示す受信器の実施形態を用いると、各比較器46の第
2の入力を平均化回路(図示せず)に結合させるため、このようなエラーを修正
する際に有用であり得る。各平均化回路は、Iチャンネル信号およびJチャンネ
ル信号それぞれの値の長期平均を確立するため、DCオフセットが存在する場合
、(歪みを生じている波形がDCオフセットを生成しなかった場合に存在する理
論上のゼロ電圧ではなく)各個々のRFパルスの積分を通じて得られた実際の値
を、上記平均値と比較する。
正弦波形を達成することは不可能である。これは、送信器10と受信器30との
間の環境条件によって生じる波形の歪みに部分的に起因する。例えば、図24は
、相関器の出力が受信器30によって受信された「実世界の」パルスに応答して
建築物の壁を通過して歪んだ後の様子を示す。従って、Iチャンネル相関器およ
びJチャンネル相関器の出力の実際の極性を様々なRFパルス位置に対応させる
と、図25のような結果が得られる。これにより、4つの変調状態間の分離(s
eparation)を変化または低減することによりエラー発生の可能性が増
加し得る。図25を見ると、公称変調状態は、軸点「1」、「2」、「3」およ
び「4」から離れた部分に集中しており、DCオフセットはライン「OF」に図
示されている。図23bに示す受信器の実施形態を用いると、各比較器46の第
2の入力を平均化回路(図示せず)に結合させるため、このようなエラーを修正
する際に有用であり得る。各平均化回路は、Iチャンネル信号およびJチャンネ
ル信号それぞれの値の長期平均を確立するため、DCオフセットが存在する場合
、(歪みを生じている波形がDCオフセットを生成しなかった場合に存在する理
論上のゼロ電圧ではなく)各個々のRFパルスの積分を通じて得られた実際の値
を、上記平均値と比較する。
【0063】
正しい変調状態を判定するために角度のゆがみおよびDCオフセット(例えば
、図26の実施例に示すような角度のゆがみおよびDCオフセット)を補償する
別の方法として、相関器出力Iおよび相関器出力Jの線形組み合わせ(I+J、
I−J)(例えば、図8および図9、図12および13、ならびに図16および
図17に示すような線形組み合わせ)を用いる方法がある。係数aおよび係数b
を(推定または周期的な適応型の補償を通じて)線形組み合わせ(a)I+(b
)J、(a)I−(b)Jに適用して調節すると、相関器の応答を回転および変
化させることにより、変調状態間の分離を向上させることが可能となるため、角
度オフセットおよびDCオフセットを無くすことができる。
、図26の実施例に示すような角度のゆがみおよびDCオフセット)を補償する
別の方法として、相関器出力Iおよび相関器出力Jの線形組み合わせ(I+J、
I−J)(例えば、図8および図9、図12および13、ならびに図16および
図17に示すような線形組み合わせ)を用いる方法がある。係数aおよび係数b
を(推定または周期的な適応型の補償を通じて)線形組み合わせ(a)I+(b
)J、(a)I−(b)Jに適用して調節すると、相関器の応答を回転および変
化させることにより、変調状態間の分離を向上させることが可能となるため、角
度オフセットおよびDCオフセットを無くすことができる。
【0064】
角度オフセットおよびDCオフセットを補償する別の方法として、補償アルゴ
リズムを用いる方法がある。この補償アルゴリズムでは、複数のパルスの逆正接
(J/I)をルックアップテーブルにマッピングし、次いで、受信されたパルス
の相関器出力の平均角度および符号((−、−)、(−、+)、(+、−)また
は(+、+))を用いることにより、軸ラインFと軸ラインI(図26)との間
の平均角度を決定する。平均角度を分割し、象限を知ることにより、変調状態を
判定することができる。この同じ角度オフセットデータを用いて、受信器が受信
したパルスを追跡およびロックする際に有用なエラー信号を生成することができ
る。
リズムを用いる方法がある。この補償アルゴリズムでは、複数のパルスの逆正接
(J/I)をルックアップテーブルにマッピングし、次いで、受信されたパルス
の相関器出力の平均角度および符号((−、−)、(−、+)、(+、−)また
は(+、+))を用いることにより、軸ラインFと軸ラインI(図26)との間
の平均角度を決定する。平均角度を分割し、象限を知ることにより、変調状態を
判定することができる。この同じ角度オフセットデータを用いて、受信器が受信
したパルスを追跡およびロックする際に有用なエラー信号を生成することができ
る。
【0065】
(ベクトル変調と共に用いられるロックループ方法)
受信器30は、全ての通信受信器と同様に、送信器10によって送信される信
号を入手し、当該信号のロック状態を維持できなければならない。これは、送信
器10中の時間ベース12を受信器30中の時間ベース48と同期させることに
より、達成される。この同期を達成する一実施形態として、信号結合器50およ
び閾値化回路(図示せず)がある。この閾値化回路は、I相関器36およびJ相
関器38の出力の絶対値の合計を計算し、この合計値と所定の閾値とを比較器(
図示せず)を用いて比較する。あるいは、I相関器36の出力の二乗をJ相関器
38の出力の二乗に加算して、加算した値を所定の閾値と比較してもよい。いず
れの場合においても、加算値が所定の閾値を上回る場合、信号結合器50(図2
3a)と連動する信号が生成される。
号を入手し、当該信号のロック状態を維持できなければならない。これは、送信
器10中の時間ベース12を受信器30中の時間ベース48と同期させることに
より、達成される。この同期を達成する一実施形態として、信号結合器50およ
び閾値化回路(図示せず)がある。この閾値化回路は、I相関器36およびJ相
関器38の出力の絶対値の合計を計算し、この合計値と所定の閾値とを比較器(
図示せず)を用いて比較する。あるいは、I相関器36の出力の二乗をJ相関器
38の出力の二乗に加算して、加算した値を所定の閾値と比較してもよい。いず
れの場合においても、加算値が所定の閾値を上回る場合、信号結合器50(図2
3a)と連動する信号が生成される。
【0066】
信号結合器50(図23aまたは図23b)の一実施形態を図23cに示す。
この実施形態は、インバータ76およびスイッチ78を含む。I相関器の出力は
、スイッチ78への第1の入力に接続され、I相関器の出力をインバータ76に
通過させることによって生成されたI相関器の出力の反転物は、スイッチ78へ
の第2の入力に接続される。J比較器46の出力58は、スイッチ78への入力
に接続される。スイッチ78の出力はループフィルタ52(図23aおよび図2
3b)に接続され、ループフィルタ52の出力は、調節可能な時間ベース48に
接続される。
この実施形態は、インバータ76およびスイッチ78を含む。I相関器の出力は
、スイッチ78への第1の入力に接続され、I相関器の出力をインバータ76に
通過させることによって生成されたI相関器の出力の反転物は、スイッチ78へ
の第2の入力に接続される。J比較器46の出力58は、スイッチ78への入力
に接続される。スイッチ78の出力はループフィルタ52(図23aおよび図2
3b)に接続され、ループフィルタ52の出力は、調節可能な時間ベース48に
接続される。
【0067】
J相関器の出力が基準値よりも大きい場合、J比較器46は信号を生成し、そ
の結果、スイッチ78により、I相関器の出力がループフィルタ52を通過する
。J相関器の出力が基準値を下回る場合、J比較器46は信号を生成し、その結
果、スイッチ78により、I相関器の反転出力がループフィルタ52を通過する
。ループフィルタ52の出力を用いて、J相関器の出力が基準値を上回るまで時
間ベース48を調節する。
の結果、スイッチ78により、I相関器の出力がループフィルタ52を通過する
。J相関器の出力が基準値を下回る場合、J比較器46は信号を生成し、その結
果、スイッチ78により、I相関器の反転出力がループフィルタ52を通過する
。ループフィルタ52の出力を用いて、J相関器の出力が基準値を上回るまで時
間ベース48を調節する。
【0068】
受信器30は、ロックループの安定性を保証するための自動利得制御デバイス
も含み得る。インパルス無線相関受信器に関連する1つの問題として、相関器か
ら導出された同期エラー信号の時間オフセット誤差に対する感度が、信号強度に
対する関数である点がある。そのため、制御ループの閉ループ利得は、信号強度
の関数として変化する。制御ループのダイナミクスはループ利得の関数である面
が大きいため、信号強度の変動に対してループ利得を安定させることが望ましい
。このような安定は、自動利得制御(AGC)ループを追加するか、または、信
号強度を測定して、測定した信号強度でループ利得を除算することにより、達成
することができる。
も含み得る。インパルス無線相関受信器に関連する1つの問題として、相関器か
ら導出された同期エラー信号の時間オフセット誤差に対する感度が、信号強度に
対する関数である点がある。そのため、制御ループの閉ループ利得は、信号強度
の関数として変化する。制御ループのダイナミクスはループ利得の関数である面
が大きいため、信号強度の変動に対してループ利得を安定させることが望ましい
。このような安定は、自動利得制御(AGC)ループを追加するか、または、信
号強度を測定して、測定した信号強度でループ利得を除算することにより、達成
することができる。
【0069】
この利得安定を得ることのできる制御ループ内の好適な位置は、(積分型ルー
プフィルタの場合は特に)ループフィルタの前の位置である。このような位置を
用いると、信号強度が変化する場合にループ状態を保つことができる。自動利得
制御デバイスは、ループフィルタの利得を調節して、ロックループを安定した状
態で確実に動作させることにより、ロックループを安定させる。自動利得コント
ローラは、アナログ回路を用いてもデジタル回路を用いてもインプリメントする
ことが可能である。一実施形態において、自動利得制御デバイスは、一対の信号
強度回路と、大きさ計算決定回路とを含む(図23Aを参照)。信号強度回路は
、I相関器およびJ相関器の出力の絶対値を測定し、これらの測定値を大きさ計
算決定回路に送る。大きさ計算決定回路は、I相関器の出力およびJ相関器の出
力の絶対値を相互に比較して、大きさが最大の絶対値を選択する。あるいは、大
きさ計算決定回路は、I相関器の出力およびJ相関器の出力の二乗を加算した値
の平方根も計算することができる。いずれの場合においても、大きさ計算決定回
路によって計算された大きさは、反転され、乗算器40へと送られる。自動利得
制御デバイスに関するさらなる情報については、1999年7月14日に出願さ
れた、「System and Method for Impulse Ra
dio Power Control」というタイトルの同時係属中の米国特許
出願第09/332,501号に見ることが可能である。本明細書中、同特許出
願の開示内容を参考のため援用する。
プフィルタの場合は特に)ループフィルタの前の位置である。このような位置を
用いると、信号強度が変化する場合にループ状態を保つことができる。自動利得
制御デバイスは、ループフィルタの利得を調節して、ロックループを安定した状
態で確実に動作させることにより、ロックループを安定させる。自動利得コント
ローラは、アナログ回路を用いてもデジタル回路を用いてもインプリメントする
ことが可能である。一実施形態において、自動利得制御デバイスは、一対の信号
強度回路と、大きさ計算決定回路とを含む(図23Aを参照)。信号強度回路は
、I相関器およびJ相関器の出力の絶対値を測定し、これらの測定値を大きさ計
算決定回路に送る。大きさ計算決定回路は、I相関器の出力およびJ相関器の出
力の絶対値を相互に比較して、大きさが最大の絶対値を選択する。あるいは、大
きさ計算決定回路は、I相関器の出力およびJ相関器の出力の二乗を加算した値
の平方根も計算することができる。いずれの場合においても、大きさ計算決定回
路によって計算された大きさは、反転され、乗算器40へと送られる。自動利得
制御デバイスに関するさらなる情報については、1999年7月14日に出願さ
れた、「System and Method for Impulse Ra
dio Power Control」というタイトルの同時係属中の米国特許
出願第09/332,501号に見ることが可能である。本明細書中、同特許出
願の開示内容を参考のため援用する。
【0070】
ベクトル変調と共に用いられる取得およびロックのための別の実施形態は、図
29および図30に示すQFTMシステムと類似する。この方法は、I相関器が
最大応答を受信しているとき、J相関器はヌル状態であるという知見を用いたも
のである。このようなJ相関器のヌル状態が発生するのは、可能な4つのデータ
状態のうち1つのデータ状態のみの間であるため、I相関器が受信するのは、各
変調状態の発生が統計学的に等しい理想的なバランスの条件下において、信号エ
ネルギー全体の1/4のみである。これは普通は問題にならない。なぜならば、
ロックループ帯域は通常はデータ帯域のうちのほんの一部であることが多く、そ
のためデータチャンネルよりもずっとロバスト性に優れているからである。
29および図30に示すQFTMシステムと類似する。この方法は、I相関器が
最大応答を受信しているとき、J相関器はヌル状態であるという知見を用いたも
のである。このようなJ相関器のヌル状態が発生するのは、可能な4つのデータ
状態のうち1つのデータ状態のみの間であるため、I相関器が受信するのは、各
変調状態の発生が統計学的に等しい理想的なバランスの条件下において、信号エ
ネルギー全体の1/4のみである。これは普通は問題にならない。なぜならば、
ロックループ帯域は通常はデータ帯域のうちのほんの一部であることが多く、そ
のためデータチャンネルよりもずっとロバスト性に優れているからである。
【0071】
時間ベースの同期およびロック取得を行うためのさらなる方法について、米国
特許第5,832,035号(発行年:1998年11月3日)と、米国特許第
5,677,927号(発行年:1997年10月14日)と、本願と同時出願
された「System for Fast Lock and Acquisi
tion of Ultra−Wideband Signals」というタイ
トルの米国特許出願第号(弁理士ドケット番号第28549150946号)と
に開示がある。本明細書中、これらの’035特許および’927特許ならびに
この米国特許出願第の開示内容を参考のため援用する。
特許第5,832,035号(発行年:1998年11月3日)と、米国特許第
5,677,927号(発行年:1997年10月14日)と、本願と同時出願
された「System for Fast Lock and Acquisi
tion of Ultra−Wideband Signals」というタイ
トルの米国特許出願第号(弁理士ドケット番号第28549150946号)と
に開示がある。本明細書中、これらの’035特許および’927特許ならびに
この米国特許出願第の開示内容を参考のため援用する。
【0072】
(データの白色化)
変調状態間のデータパターンのバランスがとれていない場合、データを白色化
するかまたは冗長性を付加することにより、バランスを強制的に得ることができ
る。白色化とは、データに所定の擬似乱数シーケンスでの排他的論理和演算を行
って、1または0が長期間連続しないようにするプロセスである。白色化は、シ
ーケンスに対して(たとえ偶然であっても)相補的なパターンを有するデータに
対して脆弱であるため、1または0の長い連続を生成するが、このような1また
は0の長い連続が発生する可能性は、オリジナルのデータ中に0が連続する可能
性よりもずっと低く、このような相補的なパターンの確率は、擬似乱数シーケン
スを長くすることにより、任意に小さくすることが可能である。
するかまたは冗長性を付加することにより、バランスを強制的に得ることができ
る。白色化とは、データに所定の擬似乱数シーケンスでの排他的論理和演算を行
って、1または0が長期間連続しないようにするプロセスである。白色化は、シ
ーケンスに対して(たとえ偶然であっても)相補的なパターンを有するデータに
対して脆弱であるため、1または0の長い連続を生成するが、このような1また
は0の長い連続が発生する可能性は、オリジナルのデータ中に0が連続する可能
性よりもずっと低く、このような相補的なパターンの確率は、擬似乱数シーケン
スを長くすることにより、任意に小さくすることが可能である。
【0073】
あるいは、冗長性を付加して、1および0を長く連続させてもよい。冗長性付
加をフォワードエラー訂正の様態で行うと効果的である。ロックループ状態を保
障するためだけに冗長性をを付加してもよい。
加をフォワードエラー訂正の様態で行うと効果的である。ロックループ状態を保
障するためだけに冗長性をを付加してもよい。
【0074】
白色化シーケンスまたは冗長性は2元性の(2つの状態の)問題ではなく、デ
ータに対する4つ以上の状態の問題であり;一方、ロックループは、これらの状
態のうちほんの一部のみを伴い、このような一部間の均衡要件を有し得ることを
考えると、白色化シーケンスまたは冗長性を設計する場合、注意が必要である。
例えば、全ての0シーケンスを、10、10、10、10の排他的論理和シーケ
ンスと2値的にバランスをとることができるが、このシーケンスは、4つの位置
(10)のうち1つだけを活性化させる。
ータに対する4つ以上の状態の問題であり;一方、ロックループは、これらの状
態のうちほんの一部のみを伴い、このような一部間の均衡要件を有し得ることを
考えると、白色化シーケンスまたは冗長性を設計する場合、注意が必要である。
例えば、全ての0シーケンスを、10、10、10、10の排他的論理和シーケ
ンスと2値的にバランスをとることができるが、このシーケンスは、4つの位置
(10)のうち1つだけを活性化させる。
【0075】
この状況を回避するため、全位置を通じて回転する周期的なシーケンスを用い
ることができる。このようなシーケンスの1つとして、00、10、11、01
がある。
ることができる。このようなシーケンスの1つとして、00、10、11、01
がある。
【0076】
(グレーコードビットの割当て)
変調方法のさらなる改善方法として、自然二進コードではなくグレー二進コー
ドに従ってデータをマッピングする方法がある。この方法について説明するにあ
たって、二進(象限)決定(bin (quadrant) decision
)エラーと、その結果発生する任意のビットエラーとを区別することが重要であ
る。信号電圧よりもノイズ電圧の方が大きい条件が原因となって二進決定エラー
が発生すると、電圧測定値は、オリジナルの変調と異なる決定二進(象限)とな
り内に生じるようになる。その結果生じるデータエラーは、必ずしも100%誤
っているのではなく、実際は、ビットのうちかなりの部分(典型的には50%近
く)が同じであり得る。この方法によれば、図9の点M1〜M4には、00、0
1、11、10がそれぞれ割り当てられる。グレーコードを用いると、対角線上
の点は互いに逆数(inverse)となる(すなわち、双方のビットがフリッ
プされ、パターン上を移動する隣接点は、1ビットしか差がない)ことが分かる
。隣接点間の距離は対角線上の点間の距離よりも短いため、対角線上のエラーよ
りも隣接エラーの方が発生する確率が高い(これは、エラーを生成するのに必要
なノイズ電圧は低いためである)。したがって、このビット割当てを行うと、短
距離には最小ビットエラーパターンが割り当てられ、長距離には大きなビットエ
ラーパターンが割り当てられるため、二進決定エラーから発生するビットエラー
が低減する。連続する変調点をグレーコードパターン中の相関軌跡に沿って割り
当てることにより、このコンセプトを4よりも大きなビットに適用することがで
きる。そのため、隣接点の差は1ビットだけとなり、距離差が大きくなるほど、
ビット差も大きくなる。
ドに従ってデータをマッピングする方法がある。この方法について説明するにあ
たって、二進(象限)決定(bin (quadrant) decision
)エラーと、その結果発生する任意のビットエラーとを区別することが重要であ
る。信号電圧よりもノイズ電圧の方が大きい条件が原因となって二進決定エラー
が発生すると、電圧測定値は、オリジナルの変調と異なる決定二進(象限)とな
り内に生じるようになる。その結果生じるデータエラーは、必ずしも100%誤
っているのではなく、実際は、ビットのうちかなりの部分(典型的には50%近
く)が同じであり得る。この方法によれば、図9の点M1〜M4には、00、0
1、11、10がそれぞれ割り当てられる。グレーコードを用いると、対角線上
の点は互いに逆数(inverse)となる(すなわち、双方のビットがフリッ
プされ、パターン上を移動する隣接点は、1ビットしか差がない)ことが分かる
。隣接点間の距離は対角線上の点間の距離よりも短いため、対角線上のエラーよ
りも隣接エラーの方が発生する確率が高い(これは、エラーを生成するのに必要
なノイズ電圧は低いためである)。したがって、このビット割当てを行うと、短
距離には最小ビットエラーパターンが割り当てられ、長距離には大きなビットエ
ラーパターンが割り当てられるため、二進決定エラーから発生するビットエラー
が低減する。連続する変調点をグレーコードパターン中の相関軌跡に沿って割り
当てることにより、このコンセプトを4よりも大きなビットに適用することがで
きる。そのため、隣接点の差は1ビットだけとなり、距離差が大きくなるほど、
ビット差も大きくなる。
【0077】
(適応型の訂正)
図27aおよび図27bに示すような受信器の別の実施形態において、受信器
は、第1のセクション80(図27a)と、デジタルプロセッサセクション82
(図27b)とを有する。先ず図27aを参照して、トラックアンドホールド回
路64の出力は、増幅器84に結合され、次いで、対応するIチャンネルおよび
JチャンネルのA/D変換器86に結合される(図27b)。この実施形態を用
いて、送信器10は、情報成分に基づいて4つの(時間における)変調位置を持
ち、これにより、4つの変調状態または象限および2つのビット(すなわち、(
0、0)、(0、1)、(1、0)および(1、1))を規定する。従って、1
つの記号は2ビットである。チャンネルのコードシーケンス長さは128ビット
であり、4つの32パルスに分割される。ここで、各パルスは、1つの記号を表
す。送信器は、128ビットの完全なチャンネルコードシーケンスを送信した後
、動作を繰り返す。したがって、4つの一意に定まる記号が送信され、連続的に
繰り返される。受信器側においては、「I」相関器36は、同じコードチャンネ
ル情報を用いて復号テンプレート信号をファイヤし、一方、「J」相関器38は
、送信器10が自身の隣接記号の時間シフトの際に用いる時間シフトにほぼ等し
い時間オフセット分だけ「I」相関器タイミングから遅延する。
は、第1のセクション80(図27a)と、デジタルプロセッサセクション82
(図27b)とを有する。先ず図27aを参照して、トラックアンドホールド回
路64の出力は、増幅器84に結合され、次いで、対応するIチャンネルおよび
JチャンネルのA/D変換器86に結合される(図27b)。この実施形態を用
いて、送信器10は、情報成分に基づいて4つの(時間における)変調位置を持
ち、これにより、4つの変調状態または象限および2つのビット(すなわち、(
0、0)、(0、1)、(1、0)および(1、1))を規定する。従って、1
つの記号は2ビットである。チャンネルのコードシーケンス長さは128ビット
であり、4つの32パルスに分割される。ここで、各パルスは、1つの記号を表
す。送信器は、128ビットの完全なチャンネルコードシーケンスを送信した後
、動作を繰り返す。したがって、4つの一意に定まる記号が送信され、連続的に
繰り返される。受信器側においては、「I」相関器36は、同じコードチャンネ
ル情報を用いて復号テンプレート信号をファイヤし、一方、「J」相関器38は
、送信器10が自身の隣接記号の時間シフトの際に用いる時間シフトにほぼ等し
い時間オフセット分だけ「I」相関器タイミングから遅延する。
【0078】
図23の受信器30の場合と同様に、乗算器40および積分器44は、パルス
レベルで動作する−すなわち、乗算器40および積分器44は、次のパルスに備
えて敏速に動作するように機能し、廃棄する。トラックアンドホールド回路64
の値が決定された後、各相関器出力88および90における電圧がデジタル化さ
れ、プロセッサセクションにへと送られ、処理される。このプロセッサセクショ
ンは、状態マシン92と、アキュムレータ94Iおよび94Jと、ラッチ96お
よび98とを含む。これらのデジタル成分は、単一のデバイス(例えば、現場で
プログラム可能なゲート列(FPGA))に一体化させることが可能である。コ
ード「スタート」信号は時間ベース48からの同期信号であり、これがこの実施
形態において意味することは、128ビットのチャンネルコードシーケンスが受
信器においてスタートしつつあるということである。
レベルで動作する−すなわち、乗算器40および積分器44は、次のパルスに備
えて敏速に動作するように機能し、廃棄する。トラックアンドホールド回路64
の値が決定された後、各相関器出力88および90における電圧がデジタル化さ
れ、プロセッサセクションにへと送られ、処理される。このプロセッサセクショ
ンは、状態マシン92と、アキュムレータ94Iおよび94Jと、ラッチ96お
よび98とを含む。これらのデジタル成分は、単一のデバイス(例えば、現場で
プログラム可能なゲート列(FPGA))に一体化させることが可能である。コ
ード「スタート」信号は時間ベース48からの同期信号であり、これがこの実施
形態において意味することは、128ビットのチャンネルコードシーケンスが受
信器においてスタートしつつあるということである。
【0079】
128パルスコードシーケンスがスタートする際、状態マシン92は、アキュ
ムレータ94Iおよび94Jをリセットする。その後、状態マシン92は、第1
の32パルスのI1およびJ1(第1の象限、第1の記号)の累算(積算)をイ
ネーブルし、次いで、その結果をラッチ96においてラッチする。積算は(I1 、J1)において停止し、その後、次の32パルスについて(I2、J2)上で
イネーブルされ、ラッチされる。第3および第4の変調象限における32パルス
の積算をそれぞれ示す(I3、J3)および(I4、J4)についても、同じプ
ロセスを繰り返す。プロセッサ100中のベクトル復調アルゴリズムは、印が付
けられた「I」値をバーチャルXに沿ってプロットし、印が付けられた「J」値
をバーチャルY軸に沿ってプロットし、この情報をメモリ102中に格納された
I値表およびJ値表と比較し、各変調状態に対応するこれらの2つのデータビッ
トの値を推定する。
ムレータ94Iおよび94Jをリセットする。その後、状態マシン92は、第1
の32パルスのI1およびJ1(第1の象限、第1の記号)の累算(積算)をイ
ネーブルし、次いで、その結果をラッチ96においてラッチする。積算は(I1 、J1)において停止し、その後、次の32パルスについて(I2、J2)上で
イネーブルされ、ラッチされる。第3および第4の変調象限における32パルス
の積算をそれぞれ示す(I3、J3)および(I4、J4)についても、同じプ
ロセスを繰り返す。プロセッサ100中のベクトル復調アルゴリズムは、印が付
けられた「I」値をバーチャルXに沿ってプロットし、印が付けられた「J」値
をバーチャルY軸に沿ってプロットし、この情報をメモリ102中に格納された
I値表およびJ値表と比較し、各変調状態に対応するこれらの2つのデータビッ
トの値を推定する。
【0080】
一実施形態において、130psの遅延期間を、送信器10中の隣接する変調
状態間の分離を確立するために用いる。130psの遅延は、受信器の「I」相
関器および「J」相関器(36、38)のトリガ(時間遅延回路54によって課
される遅延)間においても用いられる。
状態間の分離を確立するために用いる。130psの遅延は、受信器の「I」相
関器および「J」相関器(36、38)のトリガ(時間遅延回路54によって課
される遅延)間においても用いられる。
【0081】
位相ロックされた1.28GHzの発振器を受信器において用いることにより
、受信器は、自身の1ステップあたり100×10−9/32768秒の相関器
トリガ(すなわち、≒3.052ps/ステップ)をスライドさせて、送信器と
のコード位相のアライメントを達成し、「I」チャンネル36を第1の変調状態
に適切に位置決めすることができる。4つの変調状態と関連付けられた散乱点の
プロットを図28に示す。プロセッサ100は、Iチャンネルの出力およびJチ
ャンネルの出力の平均値を個別にモニタリングして、DCオフセットがあるか否
かを判定することができる。あるいはまたはこれに加えて、プロセッサ100は
、Iチャンネル出力88およびJチャンネル出力90において生成された散乱点
のシーケンスを格納し、これらのシーケンスと、各変調状態または象限中の予想
散乱点(例えば、メモリ102に格納されるような予想散乱点)の理想的なプロ
ットとを周期的に比較する。いずれの場合においても、プロセッサ100は、信
号をJチャンネルタイミング遅延回路54に提供することにより、エラーを補償
することができる。Jチャンネルタイミング遅延回路54は、4つの変調状態間
の分離が最適化されるまで、Iチャンネル相関器のトリガとJチャンネル相関器
のトリガとの間の遅延量を変化させる。オプションとして、遅延期間の調節を送
信器に通信してもよい。
、受信器は、自身の1ステップあたり100×10−9/32768秒の相関器
トリガ(すなわち、≒3.052ps/ステップ)をスライドさせて、送信器と
のコード位相のアライメントを達成し、「I」チャンネル36を第1の変調状態
に適切に位置決めすることができる。4つの変調状態と関連付けられた散乱点の
プロットを図28に示す。プロセッサ100は、Iチャンネルの出力およびJチ
ャンネルの出力の平均値を個別にモニタリングして、DCオフセットがあるか否
かを判定することができる。あるいはまたはこれに加えて、プロセッサ100は
、Iチャンネル出力88およびJチャンネル出力90において生成された散乱点
のシーケンスを格納し、これらのシーケンスと、各変調状態または象限中の予想
散乱点(例えば、メモリ102に格納されるような予想散乱点)の理想的なプロ
ットとを周期的に比較する。いずれの場合においても、プロセッサ100は、信
号をJチャンネルタイミング遅延回路54に提供することにより、エラーを補償
することができる。Jチャンネルタイミング遅延回路54は、4つの変調状態間
の分離が最適化されるまで、Iチャンネル相関器のトリガとJチャンネル相関器
のトリガとの間の遅延量を変化させる。オプションとして、遅延期間の調節を送
信器に通信してもよい。
【0082】
好適な実施形態において、プロセッサ100は、全ての変調状態が互いに均等
な間隔で配置されることを保証する。これを達成するために、プロセッサ100
は先ず、各変調状態の平均値を計算する。次に、プロセッサ100は、各状態間
の距離を計算する。その後、プロセッサ100は、任意の2つの変調状態間の最
小距離を識別し、エラー信号を生成する。このエラー信号は、相関器36と相関
器38との間の相対的遅延を制御する時間遅延回路54を調節するために用いら
れる。詳細には、プロセッサ100は、相関器間の遅延を調節して、任意の2つ
の変調状態を隔てる最小距離が最大になるようにする。理想的な状況において、
この調節プロセスにより、変調状態は、均等な間隔で配置される。分離を最大に
するために必要な遅延は、伝播経路に応じて異なり得る。
な間隔で配置されることを保証する。これを達成するために、プロセッサ100
は先ず、各変調状態の平均値を計算する。次に、プロセッサ100は、各状態間
の距離を計算する。その後、プロセッサ100は、任意の2つの変調状態間の最
小距離を識別し、エラー信号を生成する。このエラー信号は、相関器36と相関
器38との間の相対的遅延を制御する時間遅延回路54を調節するために用いら
れる。詳細には、プロセッサ100は、相関器間の遅延を調節して、任意の2つ
の変調状態を隔てる最小距離が最大になるようにする。理想的な状況において、
この調節プロセスにより、変調状態は、均等な間隔で配置される。分離を最大に
するために必要な遅延は、伝播経路に応じて異なり得る。
【0083】
例えば、図28は、変調状態M1、M2、M3およびM4(すなわち、互いに
不均等な間隔で配置された変調状態)の散乱をプロットしたものである。先ず、
プロセッサ100は、各変調状態(M1avg、M2avg、M3avgおよび
M4avg)の平均値を計算する。次に、プロセッサ100は、各変調状態の平
均値を用いて距離M1avg−M2avg、M2avg−M3avg、M3av g −M4avgおよびM4avg−M1avgを計算する。その後、プロセッサ
100は、最短距離によって隔てられた2つの変調状態を識別し、エラー信号を
生成する。このエラー信号は、距離ができるだけ増加するまで時間遅延回路54
を調節するために用いられる。
不均等な間隔で配置された変調状態)の散乱をプロットしたものである。先ず、
プロセッサ100は、各変調状態(M1avg、M2avg、M3avgおよび
M4avg)の平均値を計算する。次に、プロセッサ100は、各変調状態の平
均値を用いて距離M1avg−M2avg、M2avg−M3avg、M3av g −M4avgおよびM4avg−M1avgを計算する。その後、プロセッサ
100は、最短距離によって隔てられた2つの変調状態を識別し、エラー信号を
生成する。このエラー信号は、距離ができるだけ増加するまで時間遅延回路54
を調節するために用いられる。
【0084】
(矩象フリップ時間変調)
本発明の別の実施形態において、矩象フリップ時間変調(QFTM)を用いて
、さらなる変調状態を送信対象パルスに課すことができる。その場合、図29お
よび図30に示すように、送信対象パルスを遅延させかつ/または反転させて、
1つ以上の変調状態を課す。これにより、遅延および反転が行われていないパル
スによって第1の変調状態(これは、0、0を表す)を規定することができ、遅
延しているが反転はしていないパルスによって第2の変調状態(0、1)を規定
することができる、といった具合である。このコンセプトを説明するにあたって
、図36および図37を考えてみる。図36は、I相関器の出力IおよびJ相関
器の出力Jと、I相関器の反転出力I(F)およびJ相関器の反転出力J(F)
とをプロットしたものである。図37は、図36に示す相関器出力を用いて生成
された極性のプロットである。I相関器の反転出力およびJ相関器の反転出力を
用いることにより、さらなる変調状態を生成することができる(M1(F)およ
びM2(F)を参照)。このコンセプトについての類似の説明を図38および図
39に示す。QFTMに関するさらなる情報については、「Apparatus
,System and Method for Flip Modulati
on in an Impulse Radio Communication
s System」というタイトルの同時出願された米国特許出願第号(弁理士
ドケット番号第1659.0870000号)に開示がある。本明細書中、同出
願を参考のため援用する。
、さらなる変調状態を送信対象パルスに課すことができる。その場合、図29お
よび図30に示すように、送信対象パルスを遅延させかつ/または反転させて、
1つ以上の変調状態を課す。これにより、遅延および反転が行われていないパル
スによって第1の変調状態(これは、0、0を表す)を規定することができ、遅
延しているが反転はしていないパルスによって第2の変調状態(0、1)を規定
することができる、といった具合である。このコンセプトを説明するにあたって
、図36および図37を考えてみる。図36は、I相関器の出力IおよびJ相関
器の出力Jと、I相関器の反転出力I(F)およびJ相関器の反転出力J(F)
とをプロットしたものである。図37は、図36に示す相関器出力を用いて生成
された極性のプロットである。I相関器の反転出力およびJ相関器の反転出力を
用いることにより、さらなる変調状態を生成することができる(M1(F)およ
びM2(F)を参照)。このコンセプトについての類似の説明を図38および図
39に示す。QFTMに関するさらなる情報については、「Apparatus
,System and Method for Flip Modulati
on in an Impulse Radio Communication
s System」というタイトルの同時出願された米国特許出願第号(弁理士
ドケット番号第1659.0870000号)に開示がある。本明細書中、同出
願を参考のため援用する。
【0085】
本発明の実施形態について、4つの変調状態および特定の時間遅延期間を参照
しながら説明してきたが、本発明のシステムおよび方法は、4つよりも多い数の
変調状態(図9、図13および図21を参照)ならびに/または他の遅延期間を
(本発明の範囲から逸脱することなく)用いることも可能である。さらに、相関
器出力の一部は、線形伝達関数(すなわち、電圧変換器に対する時間としての相
関器の機能)を反映するため、他の従来の形式の変調を送信対象信号に適用して
もよい。
しながら説明してきたが、本発明のシステムおよび方法は、4つよりも多い数の
変調状態(図9、図13および図21を参照)ならびに/または他の遅延期間を
(本発明の範囲から逸脱することなく)用いることも可能である。さらに、相関
器出力の一部は、線形伝達関数(すなわち、電圧変換器に対する時間としての相
関器の機能)を反映するため、他の従来の形式の変調を送信対象信号に適用して
もよい。
【0086】
最後に、パルスのレーキ取得およびさらなる変調方式を得るために、受信器に
おいて複数の相関器を用いてもよい。これらのさらなる変調方式を用いることに
より、受信パルスに関する情報とをより多く確保し、より高速のデータ転送速度
を得ることができる。受信器における複数の相関器の使用に関するさらなる情報
については、本願と同時出願された、「System and Method
of Using Multiple Correlator Receive
rs in an Impulse Radio System」というタイト
ルの米国特許出願第号(弁理士ドケット番号第1659.0940000号)に
開示がある。本明細書中、同出願を参考のため援用する。
おいて複数の相関器を用いてもよい。これらのさらなる変調方式を用いることに
より、受信パルスに関する情報とをより多く確保し、より高速のデータ転送速度
を得ることができる。受信器における複数の相関器の使用に関するさらなる情報
については、本願と同時出願された、「System and Method
of Using Multiple Correlator Receive
rs in an Impulse Radio System」というタイト
ルの米国特許出願第号(弁理士ドケット番号第1659.0940000号)に
開示がある。本明細書中、同出願を参考のため援用する。
【0087】
このように、本発明の広帯域インパルス無線通信におけるベクトル変調のため
の新規かつ有用なシステムおよび方法の特定の実施形態について説明してきたが
、このような参考情報は、本発明の範囲を限定するものとして解釈されることは
意図されていない。本発明の範囲を限定するのは、本明細書中の特許請求の範囲
だけである。また、本発明の特定の実施形態を特定の機能パラメータおよび動作
パラメータと組み合わせて説明してきたが、これらのパラメータを記載したのは
ひとえに例示目的のためであり、本発明の範囲を限定するものとしてみなされる
べきではない。
の新規かつ有用なシステムおよび方法の特定の実施形態について説明してきたが
、このような参考情報は、本発明の範囲を限定するものとして解釈されることは
意図されていない。本発明の範囲を限定するのは、本明細書中の特許請求の範囲
だけである。また、本発明の特定の実施形態を特定の機能パラメータおよび動作
パラメータと組み合わせて説明してきたが、これらのパラメータを記載したのは
ひとえに例示目的のためであり、本発明の範囲を限定するものとしてみなされる
べきではない。
【図1a】
図1aは、広帯域インパルス無線通信システムにおいて使用される受信器のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図1b】
図1bは、広帯域インパルス無線通信システムにおいて使用される送信器のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図2】
図2は、従来技術のm−ary変調方式において理想的な正弦波を使用するこ
とにより、受信されるパルス時間の範囲に関する基準(Iチャネル)および遅延
(Qチャネル)の相関器の出力を示す。
とにより、受信されるパルス時間の範囲に関する基準(Iチャネル)および遅延
(Qチャネル)の相関器の出力を示す。
【図3】
図3は、図2に示される相関器の出力によって生成されるIおよびQチャネル
の4つの可能な変調状態の極プロットである。
の4つの可能な変調状態の極プロットである。
【図4】
図4は、サンプリング正弦波が180度だけ遅延させられる場合の従来のm−
ary変調システムにおける2つの相関関数のプロットである。
ary変調システムにおける2つの相関関数のプロットである。
【図5】
図5は、図4に示される相関器の出力によって生成されるIおよびQチャネル
の可能な変調状態の極プロットである。
の可能な変調状態の極プロットである。
【図6】
図6は、ガウスダブレットを送信し、かつ、受信器が相関関係のために簡単な
サンプラーを使用するUWBシステムの相関関数のプロットである。
サンプラーを使用するUWBシステムの相関関数のプロットである。
【図7】
図7は、図6に示される相関器の出力によって生成されるIおよびJチャネル
の4つの可能な変調状態の極プロットである。
の4つの可能な変調状態の極プロットである。
【図8】
図8は、図6に示されるIおよびJ相関器の出力の線形の組み合わせ(I+J
およびI−J)のプロットである。
およびI−J)のプロットである。
【図9】
図9は、図8に示される組み合わせられた相関器の出力によって生成されるI
およびJチャネルの6つの可能な変調状態の極プロットである。
およびJチャネルの6つの可能な変調状態の極プロットである。
【図10】
図10は、入力関数がガウスパルスの2次導関数であり、相関関数が簡単なサ
ンプリング関数である場合、または、入力関数および相関関数がガウスパルスの
1次導関数である場合のIおよびJ相関器の出力のプロットである。
ンプリング関数である場合、または、入力関数および相関関数がガウスパルスの
1次導関数である場合のIおよびJ相関器の出力のプロットである。
【図11】
図11は、図10に示される相関器の出力によって生成されるIおよびJチャ
ネルの4つの可能な変調状態の極プロットである。
ネルの4つの可能な変調状態の極プロットである。
【図12】
図12は、図10に示されるIおよびJ相関器の出力の線形の組み合わせ(I
+JおよびI−J)のプロットである。
+JおよびI−J)のプロットである。
【図13】
図13は、図12に示される組み合わせられた相関器の出力によって生成され
るIおよびJチャネルのいくつかの可能な変調状態の極プロットである。
るIおよびJチャネルのいくつかの可能な変調状態の極プロットである。
【図14】
図14は、相関関数がガウス関数の3次導関数であり、I相関器の出力の第2
のピークがJ相関器の出力の第1のピークと一致するようにJ相関器の出力が遅
延される場合のIおよびJ相関器の出力のプロットである。
のピークがJ相関器の出力の第1のピークと一致するようにJ相関器の出力が遅
延される場合のIおよびJ相関器の出力のプロットである。
【図15】
図15は、図14に示される相関器の出力によって生成されるIおよびJチャ
ネルの4つの可能な変調状態の極プロットである。
ネルの4つの可能な変調状態の極プロットである。
【図16】
図16は、図14に示されるIおよびJ相関器の出力の線形の組み合わせ(I
+JおよびI−J)のプロットである。
+JおよびI−J)のプロットである。
【図17】
図17は、図16に示される組み合わせられた相関器の出力によって生成され
るIおよびJチャネルのいくつかの可能な変調状態の極プロットである。
るIおよびJチャネルのいくつかの可能な変調状態の極プロットである。
【図18】
図18は、図10に示されるようなIおよびJ相関器の出力のプロットである
が、相関器間に異なる遅延を有する。
が、相関器間に異なる遅延を有する。
【図19】
図19は、図18に示される相関器の出力によって生成されるIおよびJチャ
ネルの可能な変調状態の極プロットである。
ネルの可能な変調状態の極プロットである。
【図20】
図20は、図18に示されるIおよびJ相関器の出力の線形の組み合わせ(I
+JおよびI−J)のプロットである。
+JおよびI−J)のプロットである。
【図21】
図21は、図20に示される組み合わせられた相関器の出力によって生成され
るIおよびJチャネルのいくつかの可能な変調状態の極プロットである。
るIおよびJチャネルのいくつかの可能な変調状態の極プロットである。
【図22】
図22は、本発明の通信システムに使用される広帯域インパルス無線送信器の
一実施形態のブロック図である。
一実施形態のブロック図である。
【図23a】
図23aは、本発明の通信システムに使用される広帯域インパルス無線受信器
の第1の実施形態のブロック図である。
の第1の実施形態のブロック図である。
【図23b】
図23bは、本発明の通信システムに使用されるトラックアンドホールド回路
を有する広帯域インパルス無線受信器の第2の実施形態のブロック図である。
を有する広帯域インパルス無線受信器の第2の実施形態のブロック図である。
【図23c】
図23cは、本発明のシステムおよび方法と共に使用され得る信号結合器回路
のブロック図である。
のブロック図である。
【図23d】
図23dは、本発明のシステムおよび方法と共に使用され得る信号結合器の別
の実施形態のブロック図である。
の実施形態のブロック図である。
【図24】
図24は、送信された後に建物の壁または他の環境条件によって変形させられ
得る実際に受信されるUWBパルスに応答する相関器の出力対時間のプロットで
あり、送信されたパルスは、図14に示されるパルスと類似する。
得る実際に受信されるUWBパルスに応答する相関器の出力対時間のプロットで
あり、送信されたパルスは、図14に示されるパルスと類似する。
【図25】
図25は、非理想的な波形を有する広帯域RFパルスによって生成されるIお
よびJチャネル出力の極プロットである。
よびJチャネル出力の極プロットである。
【図26】
図26は、本発明のベクトル変調方法の実施形態によって生成されるIおよび
Jチャネルの4つの可能な変調状態の極プロットであり、非理想的なパルス波形
を受信することにより生成される角度の歪みおよびDCオフセットと、図25に
示されるIおよびJチャネル出力とを示す。
Jチャネルの4つの可能な変調状態の極プロットであり、非理想的なパルス波形
を受信することにより生成される角度の歪みおよびDCオフセットと、図25に
示されるIおよびJチャネル出力とを示す。
【図27a】
図27aは、本発明の通信システムに使用される広帯域インパルス無線受信器
の第3の実施形態のブロック図である。
の第3の実施形態のブロック図である。
【図27b】
図27bは、本発明の通信システムに使用される広帯域インパルス無線受信器
の第3の実施形態のブロック図である。
の第3の実施形態のブロック図である。
【図28】
図28は、図27aおよび図27bの広帯域インパルス無線受信器から散乱さ
れるIおよびJチャネルのプロットである。
れるIおよびJチャネルのプロットである。
【図29】
図29は、クアドフリップ時間変調(quad flipped time
modulation)(QFTM)を使用する本発明のシステムの別の実施形
態のデータパスを示すブロック図である。
modulation)(QFTM)を使用する本発明のシステムの別の実施形
態のデータパスを示すブロック図である。
【図30】
図30は、図29のQFTMシステムのロックループのブロック図である。
【図31】
図31は、実世界で受信されるUWBパルスの相関器の出力対時間のプロット
である。
である。
【図32】
図32は、2つの遅延相関器からの相関関数のプロットであり、パルス波形は
、図31の「第1のパルス」部分に対応する。
、図31の「第1のパルス」部分に対応する。
【図33】
図33は、図32に示される相関器の出力によって生成されるIおよびJチャ
ネルの4つの可能な変調状態の極プロットである。
ネルの4つの可能な変調状態の極プロットである。
【図34】
図34は、図32に示されるIおよびJ相関器の出力の線形の組み合わせ(I
+JおよびI−J)のプロットである。
+JおよびI−J)のプロットである。
【図35】
図35は、図34に示される組み合わせられた相関器の出力によって生成され
るIおよびJチャネルのいくつかの可能な変調状態の極プロットである。
るIおよびJチャネルのいくつかの可能な変調状態の極プロットである。
【図36】
図36は、図6からのIおよびJ相関器の出力と、反転されたIおよびJ相関
器の出力とのプロットである。
器の出力とのプロットである。
【図37】
図37は、図36に示される相関器の出力によって生成されるIおよびJチャ
ネルの4つの可能な変調状態の極プロットである。
ネルの4つの可能な変調状態の極プロットである。
【図38】
図38は、図36に示されるIおよびJ相関器の出力の線形の組み合わせ(I
+JおよびI−J)と、反転された線形の組み合わせ(I+JおよびI−J)と
のプロットである。
+JおよびI−J)と、反転された線形の組み合わせ(I+JおよびI−J)と
のプロットである。
【図39】
図39は、図38に示される相関器の出力によって生成されるIおよびJチャ
ネルの4つの可能な変調状態の極プロットである。
ネルの4つの可能な変調状態の極プロットである。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(81)指定国 EP(AT,BE,CH,CY,
DE,DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,I
T,LU,MC,NL,PT,SE,TR),OA(BF
,BJ,CF,CG,CI,CM,GA,GN,GW,
ML,MR,NE,SN,TD,TG),AP(GH,G
M,KE,LS,MW,MZ,SD,SL,SZ,TZ
,UG,ZW),EA(AM,AZ,BY,KG,KZ,
MD,RU,TJ,TM),AE,AG,AL,AM,
AT,AU,AZ,BA,BB,BG,BR,BY,B
Z,CA,CH,CN,CR,CU,CZ,DE,DK
,DM,DZ,EE,ES,FI,GB,GD,GE,
GH,GM,HR,HU,ID,IL,IN,IS,J
P,KE,KG,KP,KR,KZ,LC,LK,LR
,LS,LT,LU,LV,MA,MD,MG,MK,
MN,MW,MX,MZ,NO,NZ,PL,PT,R
O,RU,SD,SE,SG,SI,SK,SL,TJ
,TM,TR,TT,TZ,UA,UG,UZ,VN,
YU,ZA,ZW
(72)発明者 カウィー, イバン エイ.
アメリカ合衆国 アラバマ 35758, マ
ディソン, イーストビュー ドライブ
418
(72)発明者 リチャード, ジェイムズ エル.
アメリカ合衆国 アラバマ 37334, フ
ァイエットビル, ボニン ロード 58
(72)発明者 ブレソアー, バーノン アール.
アメリカ合衆国 アラバマ 35763, オ
ーウェンズ クロス ローズ, ハンプト
ン コーブ ウェイ 2950
Fターム(参考) 5K004 AA05 FA05 FE00 FE11 FH00
5K022 EE02 EE11 EE21 FF00
Claims (23)
- 【請求項1】 超広帯域インパルス無線送信器によって放出されたRF信号
の様態で情報を通信する方法であって、 a.該情報をデータビットを含む情報成分信号に分割する工程と、 b.該送信器において超広帯域RFパルスのシーケンスを生成する工程と、 c.チャンネル化成分信号と、該情報成分信号中のデータビット値とに応答し
て該RFパルスの時間位置を変調する工程であって、各変調されたRFパルスの
時間位置は、分割された少なくとも2つの変調状態のうち1つを規定することが
でき、これにより、各パルスは、該データビットのうち少なくとも2つを通信す
ることができる、工程と、 d.該変調されたRFパルスを超広帯域インパルス無線受信器に送信する工程
と、 e.該受信器中の該変調されたRFパルスを復調して、各パルスによって通信
されるデータビットからの情報を抽出する工程と、 を包含する、方法。 - 【請求項2】 各RFパルスは、波形およびパルスサイクルを規定する波形
によって特徴付けられ、前記情報成分信号に応答してRFパルスの時間位置を変
調する工程は、該パルスサイクルの4分の1よりも大きな変調に沿った時間遅延
オフセット点において該パルスの時間位置を変化させる工程を包含する、請求項
1に記載の方法。 - 【請求項3】 前記変調状態間の分離が最大になるまで、前記パルスサイク
ルに沿った時間遅延オフセット点の位置を調節する工程をさらに包含する、請求
項2に記載の方法。 - 【請求項4】 前記時間遅延オフセット点の位置を調節する工程は、前記送
信されたRFパルスの波形の変化に応答して該オフセット点の位置を変化させる
工程を包含する、請求項3に記載の方法。 - 【請求項5】 各RFパルスは、前記情報成分信号によって4つの変調状態
のうち1つに変調され、各変調状態は、4つの時間遅延オフセット点のうち1つ
に対応し、該4つの時間遅延オフセット点は、公称値として前記パルスサイクル
に沿って約4分の1のサイクル分だけ時間が分離される、請求項2に記載の方法
。 - 【請求項6】 前記復調工程は、各送信されたRFパルスの時間位置を基準
チャンネルおよびオフセットチャンネルに分離させる工程を包含し、該基準チャ
ンネルは、前記チャンネル化成分信号と同期する第1のタイミング信号に基づき
、該オフセットチャンネルは、該第1のタイミング信号から既知のオフセット期
間分だけ遅延する第2のタイミング信号に基づく、請求項5に記載の方法。 - 【請求項7】 前記既知のオフセット期間は、前記送信されたRFパルス中
の時間遅延オフセット点間の時間分離に対応する、請求項6に記載の方法。 - 【請求項8】 a.情報成分変調器を有するインパルス無線送信器であっ
て、該情報成分変調器は、出力段に電気接続され、該出力段によって生成される
一連の広帯域RFパルスそれぞれの時間位置を変調させるように動作し、 b.該情報成分変調器は、各RFパルスの時間位置を少なくとも4つの別個
の変調状態の1つに変調させるように動作し、これにより、各RFパルスは、少
なくとも2ビットのデータと通信することができるようになる、 インパルス無線送信器と、 c.第1のタイミング信号に応答する第1の相関器と、少なくとも1つの遅延
相関器とを備えるインパルス無線受信器であって、該遅延相関器は、該第1のタ
イミング信号よりもオフセット期間の分だけ遅延する第2のタイミング信号に応
答し、 d.該第1の相関器および第2の相関器は、信号を生成する別個の出力を有し
、該信号を単パルスについて調査すると、該信号は、該送信器によるパルスと関
連付けられた変調状態およびデータを示す、 インパルス無線受信器と、 を備える、広帯域インパルス無線通信システム。 - 【請求項9】 前記オフセット期間を変更して、前記変調状態間の分離を向
上させる手段をさらに備え、前記受信器は、前記第1のタイミング信号に結合さ
れた調節可能な時間遅延回路をさらに備え、前記第2のタイミング信号を生成す
るように動作する、請求項8に記載のシステム。 - 【請求項10】 前記第1の相関器および前記第2の相関器はそれぞれ積分
器および比較器を備え、該比較器にはそれぞれ、積分器の出力および電圧基準入
力に結合された第1の入力が設けられる、請求項8に記載のシステム。 - 【請求項11】 前記第1の相関器および前記第2の相関器は、サンプルア
ンドホールド回路をと、信号平均化器とを備え、該サンプルアンドホールド回路
は、前記積分器と前記比較器との間に接続され、該信号平均化器は、サンプルア
ンドホールド回路の出力に結合された入力と、該比較器の電圧基準入力に結合さ
れた出力とを有する、請求項10に記載のシステム。 - 【請求項12】 前記オフセット期間を変更して、前記変調状態間の分離を
向上させる手段をさらに備え、前記受信器は、調節可能な時間遅延回路をさらに
備え、該調節可能な時間遅延回路は、前記第1のタイミング信号に結合され、前
記第2のタイミング信号を生成するように動作する、請求項11に記載のシステ
ム。 - 【請求項13】 インパルス無線送信器であって、 送信器に周期的なタイミング信号を提供するための送信器時間ベースと、 該送信器時間ベースおよび情報ソースに接続された時間遅延変調器であって
、該情報ソースに応答し、該タイミング信号を4つの所定の時間遅延期間のうち
1つの期間分だけ遅延させて、時間遅延変調器信号を生成するように動作するこ
とが可能であり、該時間遅延期間は、2ビットのデータを表す、時間遅延変調器
と、 該時間遅延変調器およびPNコードソースに接続されたコード時間変調器で
あって、該PNコードソースに格納された所定のPNコードに従って該時間遅延
変調器信号を遅延させて、コード時間変調器信号を生成するように動作する、コ
ード時間変調器と、 該コード時間変調器に接続された送信器出力段であって、該コード時間変調
器から受信した該コード時間変調器信号に応答して、広帯域RFパルスを生成す
るように動作することが可能な送信器出力段と、 該広帯域RFパルスを放出する送信器アンテナと、 を備える、インパルス無線送信器と、 インパルス無線受信器であって、 該広帯域RFパルスを受信する受信器アンテナと、 受信器の周期的なタイミング信号を生成するための受信器時間ベースと、 該受信器時間ベースと該送信器時間ベースとを同期させるための同期手段と
、 基準出力信号を生成する第1の相関器であって、第1の乗算器および第1の
復号タイミング生成器を備え、該第1の復号タイミング生成器は、該受信器時間
ベースと通信し、該所定のPNコードに対応する狭帯域のタイミングパルスのシ
ーケンスを生成するように動作することが可能である、第1の相関器と、 遅延したオフセット出力信号を生成するための遅延相関器であって、第2の
乗算器と、時間遅延回路と、第2の復号タイミング生成器とを備え、該遅延した
オフセット出力信号は、該基準出力信号に対して時間的に遅延し、該時間遅延回
路は、該受信器時間ベースおよび該第2の復号タイミング生成器と通信し、該第
2のタイミング生成器は、該所定のPNコードに対応する狭帯域のタイミングパ
ルスの遅延したシーケンスを生成するように動作することが可能である、遅延相
関器と、 を備え、 これにより、単パルスに対応する該基準出力信号および該遅延したオフセッ
ト出力信号は、該単パルスと関連付けられた2ビットのデータを表す、 ベクトル変調装置。 - 【請求項14】 前記時間遅延回路は、調節可能な時間遅延回路を備え、前
記インパルス無線受信器は、該調節可能な時間遅延回路を変更して、前記基準出
力信号と、前記遅延したオフセット出力信号との間の時間遅延を増加させる手段
をさらに備える、請求項13に記載の装置。 - 【請求項15】 前記第1の相関器および前記遅延相関器はそれぞれ、積分
器および比較器を備え、該比較器はそれぞれ、積分器出力および電圧基準入力に
結合された第1の入力を有する、請求項13に記載の装置。 - 【請求項16】 前記第1の相関器および前記遅延相関器はそれぞれ、サン
プルアンドホールド回路と、信号平均化器とをさらに備え、該サンプルアンドホ
ールド回路は、前記積分器と前記比較器との間に結合され、該信号平均化器は、
該サンプルアンドホールド回路の出力に結合された入力と、該比較器の電圧基準
入力に結合された出力とを有する、請求項15に記載の装置。 - 【請求項17】 前記時間遅延回路は、調節可能な時間遅延回路を備え、前
記インパルス無線受信器は、該調節可能な時間遅延回路を変更して、前記基準出
力信号と、前記遅延したオフセット出力信号との間の時間遅延を調節する手段を
さらに備える、請求項16に記載の装置。 - 【請求項18】 送信器に周期的なタイミング信号を提供するための送信器
時間ベースと、 該送信器時間ベースおよび情報ソースに接続された時間遅延変調器であって、
該情報ソースに応答し、該タイミング信号を4つの所定の時間遅延期間のうち1
つの期間分だけ遅延させて、時間遅延変調器信号を生成するように動作すること
が可能であり、該時間遅延期間は、少なくとも2ビットのデータを表す、時間遅
延変調器と、 該時間遅延変調器およびPNコードソースに接続されたコード時間変調器であ
って、該PNコードソースに格納された所定のPNコードに従って該時間遅延変
調器信号を遅延させて、コード時間変調器信号を生成するように動作する、コー
ド時間変調器と、 該コード時間変調器に接続された送信器出力段であって、該コード時間変調器
から受信した該コード時間変調器信号に応答して、広帯域RFパルスを生成する
ように動作することが可能な送信器出力段と、 該広帯域RFパルスを放出する送信器アンテナと、 を備える、ベクトル変調送信器。 - 【請求項19】 該広帯域RFパルスを受信する受信器アンテナと、 周期的なタイミング信号を受信器に生成するための受信器時間ベースと、 該受信器時間ベースと、該受信器と関連付けられた該送信器時間ベースとを同
期させるための同期手段と、 基準出力信号を生成する第1の相関器であって、第1の乗算器および第1の復
号タイミング生成器を備え、該第1の復号タイミング生成器は、該受信器時間ベ
ースと通信し、該所定のPNコードに対応する狭帯域のタイミングパルスのシー
ケンスを生成するように動作することが可能である、第1の相関器と、 遅延したオフセット出力信号を生成するための遅延相関器であって、第2の乗
算器と、時間遅延回路と、第2の復号タイミング生成器とを備え、該遅延したオ
フセット出力信号は、該基準出力信号に対して時間的に遅延し、該時間遅延回路
は、該受信器時間ベースおよび該第2の復号タイミング生成器と通信し、該第2
のタイミング生成器は、該所定のPNコードに対応する狭帯域のタイミングパル
スの遅延したシーケンスを生成するように動作することが可能である、遅延相関
器と、 を備え、 これにより、単パルスに対応する該基準出力信号および該遅延したオフセット
出力信号は、対応する送信器によって該単パルスと関連付けられた少なくとも2
ビットのデータを表す、 ベクトル変調器受信器。 - 【請求項20】 ベクトル変調された超広帯域パルスを送信する方法であっ
て、 送信器時間ベースを用いて周期的なタイミング信号を生成する工程と、 該周期的なタイミング信号を4つの所定の時間遅延期間のうち1つの期間分だ
け遅延させることにより、時間遅延変調器信号を生成する工程であって、該時間
遅延期間はそれぞれ、少なくとも2ビットのデータを表す、工程と、 コードソースに格納された所定のコードに従って該時間遅延変調器信号を遅延
させることによって、コード時間変調器信号を生成する工程と、 該コード時間変調器信号に応答して、送信器出力段を用いて広帯域RFパルス
を生成する工程と、 送信器アンテナを用いて該広帯域RFパルスを送信する工程と、 を包含する、方法。 - 【請求項21】 ベクトル変調された超広帯域パルスを受信する方法であっ
て、 受信器アンテナを用いて広帯域パルスを受信する工程であって、該広帯域パル
スはそれぞれ、少なくとも2ビットのデータを表す、工程と、 受信器時間ベースを用いて周期的なタイミング信号を生成する工程と、 該受信器時間ベースと、関連付けられた送信器時間ベースとを同期させる工程
と、 該周期的なタイミング信号を用いて、所定のPNコードに対応する狭帯域のタ
イミングパルスのシーケンスを生成する工程と、 該受信した広帯域パルスを、第1の相関器を用いた該狭帯域のタイミングパル
スのシーケンスで乗算することにより、基準出力信号を生成する工程と、 該受信した広帯域パルスを、遅延相関器を用いた、遅延した該狭帯域のタイミ
ングパルスのシーケンスで乗算することにより、遅延オフセット出力信号を生成
する工程と、 を包含する、方法。 - 【請求項22】 周期的なタイミング信号を生成する手段と、 該周期的なタイミング信号を4つの所定の時間遅延期間のうち1つの期間分だ
け遅延させることにより、時間遅延変調器信号を生成する手段であって、該時間
遅延期間はそれぞれ、少なくとも2ビットのデータを表す、工程と、 所定のPNコードに従って該時間遅延変調器信号を遅延させることにより、コ
ード時間変調器信号を生成する手段と、 該コード時間変調器信号に応答して広帯域RFパルスを生成する手段と、 該広帯域RFパルスを送信する手段と、 を備える、ベクトル変調送信器。 - 【請求項23】 広帯域パルスを受信する手段であって、該広帯域パルスは
それぞれ、少なくとも2ビットのデータを表す、手段と、 受信器の周期的なタイミング信号を生成する手段と、 該受信器の周期的なタイミング信号と、関連付けられた送信器の周期的なタイ
ミング信号とを同期させる手段と、 所定のPNコードに対応する狭帯域のタイミングパルスのシーケンスを該受信
器の周期的なタイミング信号を用いて生成する手段と、 該受信した広帯域パルスを該狭帯域のタイミングパルスのシーケンスで乗算す
ることにより、基準出力信号を生成する手段と、 該受信した広帯域パルスを遅延した該狭帯域のタイミングパルスのシーケンス
で乗算することにより、遅延オフセット出力信号を生成する手段と、 を備える、ベクトル変調受信器。
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