JP2003506957A - 全二重伝送システム用の受信方法および受信器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は全二重パルス振幅変調伝送システムに関連する。エコー補償信号（ｙｅｃ（ｋ／ｔ））が生成され、受信信号（ｕ（ｔ））と結合されて、自己の送信器から受信器へのクロストークを防ぐ。受信信号をエコー補償デバイス（６，７）に供給する前に、受信信号はまず２倍のシンボルレートでサンプリングされて等化され、続いて１倍のシンボルレートで再度サンプリングされ、その結果、エコー補償デバイス（６，７）によって受信信号当たり１つの補償値のみが生成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、請求項１の前提部分による受信方法と、全二重伝送システムのため
の請求項４の前提部分に記載の、特にパルス振幅変調信号が送信される、受信器
とに関する。

【０００２】 特に可聴周波数領域において、付加的な電話チャネルのための音声信号のよう
な付加信号を同時に送信する必要がない場合、パルス振幅変調（ＰＡＭ）を使用
するベースバンドにおけるデータの送信は有利である。ＱＡＭ（直交振幅変調）
またはＤＭＴ（離散マルチトーン変調）伝送システムのようなキャリヤ変調伝送
システムとは対照的に、ＰＡＮ伝送システムは実質的には、ラインアクセス回路
の特性によって本質的に決定される最低しゃ断周波数から始まる全周波数範囲を
使用する。

【０００３】 パルス振幅変調は、とりわけ、伝送チャネルの双方向、すなわち伝送回線の双
方向においてデータが同時に伝送される全二重伝送システムにおいても使用され
る。そのような全二重伝送システムは、エコー効果に帰着するであろう、同じ伝
送単位における自己の送信器から受信器までのクロストークを抑えるためにエコ
ー補償を必要とする。エコー補償は、同時に、両端において利用可能な帯域幅を
最適に使用することを可能にし、その結果、そのような伝送システムは、所定の
干渉環境に対する比較的長い範囲によって特に特徴付けられる。

【０００４】 図３は、このような全二重データ伝送システムにおけるＰＡＭ受信器の基本的
な構成を示す。受信信号ｕ（ｔ）は、アナログ入力フィルタ１によってろ波され
、次に、サンプラ２によってシンボルレート１／Ｔでサンプリングされる。その
結果、受信信号のこれらのサンプルはｋ・Ｔのインターバルで利用可能である。
サンプリング周波数が適当に高くなるように選択される場合には、アナログ入力
フィルタ１の代わりに、デジタル入力フィルタを使用することも可能である。シ
ンボルレートｌ／Ｔのサンプリングの後には、一般にデジタルハイパスフィルタ
によって行われる、さらなるフィルタステージ５が続き得る。このさらなるフィ
ルタ５は、特にオフセットのような低周波干渉を抑え、かつ過渡応答を改善する
ために使用される。エコー補償器Ｅは、同じ全二重伝送ユニット中の送信器から
送信されたデータｘ（ｋ・Ｔ）に基づいてエコー補償信号ｙｅｃ（ｋ・Ｔ）を生
成し、そのエコー補償信号ｙｅｃ（ｋ・Ｔ）を図３に示される加算器７を使用し
て、サンプリングされ等化された受信信号ｙ’（ｋ・Ｔ）から減じる。このよう
にエコー補償された受信信号は最後に等化され、さらなる処理のため、特に復調
のためにｙ（ｋ・Ｔ）として出力され、その結果、それぞれの送信データが回復
し得る。使用される線形等化器８は、一般に、その係数が現在の伝送チャネルに
それぞれ適応して設定される必要がある、デジタル非再帰型フィルタである。シ
ンボルレートｌ／Ｔでサンプリングされ、ろ波されて、エコーの無い受信信号の
値が入力信号として等化器８に供給されるので、等化器８はＴ等化器とも呼ばれ
る。等化器８の下流においては、通常、判定帰還形等化器９が付加的に使用され
、該判定帰還形等化器９は、それぞれの伝送チャネルのためのパルス応答の後過
渡現象を補償し、一般により良好な伝送応答をもたらす。

【０００５】 適用の多くの例においては、その入力信号が受信信号のシンボルレートの２倍
、つまり周波数２／Ｔでサンプリングされる等化器が使用される場合、同じ干渉
環境に対してより良好な伝送応答を得ることが可能である。したがって、そのよ
うな等化器はＴ／２等化器と呼ばれる。

【０００６】 そのようなＴ／２等化器を有する相当する受信器が図４に示されている。図４
では図３に示されているデバイスに相当するデバイスは同じ参照符号を付されて
いる。図４において分かるように、受信信号ｕ（ｔ）は、サンプラ２によって、
シンボルレート２／Ｔの２倍でサンプリングされ、デジタルハイパスフィルタ５
によってエコー補償器６に供給される。サンプリング周波数が２倍にされている
ために、この場合、エコー補償器は、受信シンボル当たり２つの補正値ｙ（ｋ・
Ｔ／２）を生成しなければならない。このようにエコー補償された受信信号はＴ
／２等化器８に供給され、さらなるサンプラ１３によってＴ／２等化器の出力部
において１倍のシンボルレートｌ／Ｔでサンプリングされて、判定帰還形等化器
９に出力される。

【０００７】 この受信器の基本的な不都合は、既に説明したエコー補償器６が、図３に示さ
れる構成の場合には、受信シンボル当たり２つの補正値、つまり２倍の個数の補
正値を生成しなければならないことである。このため、全体的な複雑さの主要な
部分であるエコー補償器６を形成する複雑さが、事実上２倍になる。

【０００８】 これについて、図５に示される例によって説明する。図５は、Ｔ／２等化器８
を有する伝送システム用の、図４に示されるエコー補償器６のための可能な回路
構成を示している。エコー補償器６は、サンプリングインスタンスｋ・Ｔ＋Ｔ／
２のためにエコー補償信号ｙｅｃ（ｋ・Ｔ）の成分を生成する上方パスと、サン
プリングインスタンスｋ・Ｔのエコー補償信号の成分を生成する下方パスとの２
つのパスを本質的に備える。遅延デバイス１４、設定可能な乗算係数ｈ_{1,1・・
・・・・}ｈ_N,1およびｈ_{1, 2・・・・・・}ｈ_N,2を備えた乗算器１５、および加算
器１６を使用して、２つのパスによって生成された補償値は出力部において交互
に転送される。対照的に、Ｔ等化器を有する伝送システム用のエコー補償器は、
そのような場合には受信シンボルにつき１つの補償値のみが生成されればよいの
で、１つのパスのみを必要とするであろう。

【０００９】 ドイツ特許第ＤＥ−Ｃ−２１１０２９号は、請求項１および４の前提部分に従
った、エコー補償および等化の前に受信信号の２倍のシンボルレートで受信信号
をサンプリングする全二重伝送用の一般的な受信方法および一般的な関連受信器
を開示している。

【００１０】 ドイツ特許第ＤＥ３００９４５０号は、同期データ伝送システムのためのエコ
ーキャンセレーション構成を開示しており、その場合、受信信号も１倍のシンボ
ルレートでサンプリングされるが、それはエコー補償後のみに行われる。

【００１１】 「Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｓｐｒｅｃｈｅｒｅｃｈｏ−Ｋｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ
ｉｎ Ｍｏｄｅｓ ｆｕｅｒ ｄｉｅ Ｄｕｐｌｅｘ−Ｄａｔｅｎｕｅｂｅｒ
ｔｒａｇｕｎｇ ｉｍ Ｆｅｒｎｓｐｒｅｃｈｎｅｔｚ」（電話機回路網中の二
重データ伝送のために適応可能なモデムにおけるスピーカーエコー補償）、Ｆｒ
ｅｑｕｅｎｚ、６／１９３３年、１４５〜１５３頁は、エコー補償の前後にそれ
ぞれサンプリングすることを同様に開示している。

【００１２】 ドイツ特許第ＤＥ３８２８６２３Ｃ２号は、位相変調または位相キーイング、
あるいは直交振幅変調のための移相をもたらす方法を開示している。 従って、本発明は、全二重伝送システムおよびさらに適当な受信器のための受
信方法を提案する目的に基づき、該方法においては、Ｔ／２等化器を使用した場
合の伝送特性に匹敵する伝送特性を得ることが可能であり、同時に、エコー補償
器の形成がより複雑になることが回避されている。

【００１３】 本発明は、請求項１に記載の特徴を有する方法、および請求項４に記載の特徴
を有する受信器によってこの目的を達成する。従属請求項は、それぞれ本発明の
好ましく有利な実施形態を定義している。請求項１０は、全二重パルス振幅変調
伝送システムのための受信器のための用途を示す。

【００１４】 本発明は、まず２倍のシンボルレートで受信信号をサンプリングし、それを付
加的な等化器、すなわちＴ／２等化器に供給することを提案する。この付加的な
等化器の出力部では、等化された受信信号が前記シンボルレートでサンプリング
され、その結果、全ての第２の値のみがエコー補償器に供給され、さらなる処理
のために使用される。

【００１５】 そこで、受信器の他の構成部材は、Ｔ等化器を有する図３に示された構成に相
当し得る。 使用される付加的な等化器は、その入力部が受信信号の２倍のシンボルレート
で存在する受信信号の値を受信するデジタル非再帰型フィルタであり得、該デジ
タル非再帰型フィルタは１倍のシンボルレートで受信信号の値を出力する。これ
に関して、デジタル非再帰型フィルタの係数がデータ伝送中に変動してはならず
、したがって恒久的に設定されるべきである。

【００１６】 本発明の利点は、エコー補償のために使用されるエコー補償器は、付加的な等
化器によって出力される受信信号当たり１つの補償値のみを生成する必要があり
、従って回路が比較的複雑にならずに製造され得るということである。特に、実
施の複雑さは、Ｔ等化器（図３参照）を有する全二重伝送システム用のエコー補
償器のためのそれと同等である。他方では、本発明を使用して、Ｔ／２等化器を
有するシステムの伝送応答に匹敵するような良好な伝送応答を達成することが可
能である。

【００１７】 本発明は、二重のＰＡＭデータ伝送システムでの使用に特にふさわしい。しか
しながら、本発明も原則としては他の全二重伝送システムの中で使用することが
可能である。

【００１８】 本発明について、添付した図面を参照しながら、好ましい典型的な実施形態を
用いてより詳細に説明する。 図１は二重ＰＡＭデータ伝送システムのための本発明の受信器を示しており、
図３および図４に示されるデバイスに対応するデバイスは同一の参照符号を有し
ている。

【００１９】 図１が示すように、受信信号ｕ（ｔ）はまず（アナログまたはデジタルの）入
力フィルタ１を用いてろ波され、サンプラ２によって、その受信信号の２倍のシ
ンボルクロックすなわち２倍のシンボルレートでサンプリングされる。このサン
プリングされた信号は、付加的に挿入されたユニット、すなわちＴ／２等化器３
に供給される。前記Ｔ／２等化器３は妥協等化器（Ｋｏｍｐｒｏｍｉｓｓｅｎｔ
ｚｅｒｒｅｒ）とも呼ばれ得る。等化された受信信号を１倍のシンボルレートで
サンプリングする、さらなるサンプラ４を用いて、さらなる処理のために、この
付加的なＴ／２等化器３の出力部において各第２サンプルのみを取得する。回路
構成の残りは、図３に示されて既に詳細に説明されているような等化器Ｔを備え
る公知の回路構成に相当する。従って、図１の中で示される受信器の他のデバイ
スに関しては、図３に関する記載を併せて参照されたい。

【００２０】 図１に示されるエコー補償器はつのシンボル当たり１つの補償値のみを生成す
ればよく、従ってあまり複雑になり得ないことに特に注意すべきである。 図１に従って使用されるＴ／２等化器３は、その入力部が受信信号ｕ（ｔ）の
２倍のシンボルレートで存在する受信信号の値を受信するデジタル非再帰型フィ
ルタによって形成され得る。該デジタル非再帰型フィルタはサンプラ４と協働し
て、その出力部において１倍のシンボルレートで受信信号の値を出力する。

【００２１】 例として適当な等化器３のブロック図が図２に示される。図２で分かり得るよ
うに、このデジタル非再帰型フィルタ３は、複数のＴ／２遅延デバイス１０およ
び個々の前方パス内に配置された乗算器１１を備え、個々の前方パスの出力値は
加算器１２によって加算されて、出力信号としてサンプラ４に供給される。これ
らの乗算器１１のための係数ｃ_{1・・・・}ｃ_n、はデータ伝送中に変化してはなら
ず、したがって恒久的に設定されるべきである。しかしながら、これらの係数ｃ _{1・・・・} ｃ_nを調和させると、それぞれの全二重データ伝送システム内の特定の
伝送チャネルの特性を考慮に入れることが可能である。既に説明したように、そ
れぞれ現在の伝送チャネルへの適合は、適応可能なＴ等化器８によって行われる
。Ｔ等化器８に対しては、Ｔ／２等化器３によって等化され、フィルタ１および
フィルタ５を用いてろ波され、エコー補償器６によってエコー補償された受信信
号の値が供給される。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に基づいた全二重伝送システムのための受信器のブロック
図。

【図２】 図１に示されたＴ／２等化器用の可能な回路設計を示す図。

【図３】 従来技術に基づいた全二重伝送システムのための公知の受信器の
ブロック図。

【図４】 先行技術に基づいた全二重伝送システムのための別の公知の受信
器のブロック図。

【図５】 図４に示されるエコー補償器用の可能な回路設計を示す図。

【符号の説明】

１…入力フィルタ，２…サンプラ，３…Ｔ／２等化器，４…サンプラ，５…デ
ジタルフィルタ，６…エコー補償器，７…加算器，８…線形等化器，９…判定帰
還形等化器，１０…遅延デバイス，１１…乗算器，１２…加算器，１３…サンプ
ラ，１４…遅延デバイス，１５…乗算器，ｕ（ｔ）…受信信号，Ｔ…シンボル周
期，ｋ…サンプリング率，ｘ（ｔ）…送信信号，ｙ’（ｋ・ｔ）…等化受信信号
，ｙｅｃ（ｋ・ｔ）…エコー補償信号，ｙ（ｋ・ｔ）…等化されエコー補償され
た受信信号，ｈ_1,1・・・ｈ_N,2…乗算係数，ｃ_1・・・ｃ_n…乗算係数

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１３年９月２１日（２００１．９．２１）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 全二重伝送システムを介して伝送される受信信号（ｕ（ｔ）
   ）を受信するための方法であって、 全二重伝送システムの全二重伝送ユニットから受信される受信信号（ｕ（ｔ）
   ）は、該受信信号（ｕ（ｔ））の２倍のシンボルレート（２／Ｔ）でサンプリン
   グされ、 エコー補償信号（ｙｅｃ（ｋ・ｔ））は、全二重伝送ユニットからの送信信号
   （ｘ（ｋ・ｔ））に基づいて生成され、かつエコー補償された受信信号（ｙ（ｋ
   ・Ｔ））を得るために、サンプリングされた受信信号（ｙ’（ｋ・Ｔ））と結合
   され、 エコー補償された受信信号（ｙ（ｋ・Ｔ））は等化され（８，９）、さらなる
   処理のために出力される方法において、 ２倍のシンボルレート（Ｔ／２）でのサンプリング（２）の後に、受信信号（
   ｕ（ｔ））は等化され（３）、等化された受信信号が１倍のシンボルレート（ｌ
   ／Ｔ）で再度サンプリングされて、エコー補償デバイス（６，７）に供給される
   ことを特徴とする方法。
2. 【請求項２】 ２倍のシンボルレート（２／Ｔ）でのサンプリング（２）の
   後で、かつ１倍のシンボルレート（１／Ｔ）でのサンプリング（４）の前に、受
   信信号（ｕ（ｔ））が非再帰型デジタルフィルタ（３）を使用して、等化される
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 【請求項３】 非再帰型デジタルフィルタ（３）の係数（ｃ_{1・・・・・・}
   ｃ_n）はデータ伝送中に変更されないことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 【請求項４】 全二重伝送ユニット用の受信器であって、 全二重伝送ユニットからの受信信号（ｕ（ｔ））を該受信信号（ｕ（ｔ））の
   ２倍のシンボルレート（２／Ｔ）でサンプリングするための第１のサンプリング
   デバイス（２）を有し、 全二重伝送ユニットからの送信信号（ｘ（ｋ・ｔ））に基づいてエコー補償信
   号（ｙｅｃ（ｋ・ｔ））を生成するためのエコー補償器デバイス（６，７）を有
   し、そのエコー補償信号（ｙｅｃ（ｋ・ｔ））は、エコー補償された受信信号（
   ｙ（ｋ・ｔ））を得るために、サンプリングデバイス（２）によってサンプリン
   グされた受信信号（ｙ’（ｋ・Ｔ））と結合されて、 エコー補償された受信信号を等化して、さらなる処理のために、等化されエコ
   ー補償された受信信号（ｙ（ｋ・ｔ））を出力するための第１の等化器（８）を
   有する受信器において、 第１のサンプリングデバイス（２）およびエコー補償デバイス（６，７）がそ
   れらの間に配置される第２の等化器（３）を有し、該第２の等化器（３）には第
   １のサンプリングデバイス（２）によって２倍のシンボルレート（２／Ｔ）でサ
   ンプリングされた受信信号（ｕ（ｔ））が等化（３）のために供給されることと
   、 第２の等化器（３）によって１倍のシンボルレート（１／Ｔ）で等化された受
   信信号（ｕ（ｔ））をサンプリングして、それをエコー補償デバイス（６，７）
   に供給するために、第２のサンプリングデバイス（４）が設けられていることと
   を特徴とする受信器。
5. 【請求項５】 第２の等化器（３）がデジタルフィルタであることを特徴と
   する請求項４に記載の受信器。
6. 【請求項６】 第２の等化器（３）が非再帰型デジタルフィルタであること
   を特徴とする請求項５に記載の受信器。
7. 【請求項７】 第２の等化器（３）の係数（ｃ_{1・・・・・}ｃ_n）が恒久的に
   設定されていることを特徴とする請求項６に記載の受信器。
8. 【請求項８】 受信信号（ｕ（ｔ））が受信フィルタ（１）を介して第１の
   サンプリングデバイスに供給されることと、 第２のサンプリングデバイス（４）によって１倍のシンボルレート（１／Ｔ）
   でサンプリングされ、かつ第２の等化器（３）によって等化された受信信号（ｙ
   ’（ｋ・ｔ））はデジタルハイパスフィルタ（５）を介してエコー補償デバイス
   （６，７）に供給されることとを特徴とする請求項４乃至７のいずれか１項に記
   載の受信器。
9. 【請求項９】 第１の等化器（８）は適合するように設定可能なフィルタ係
   数を備えたデジタル非再帰型フィルタであることと、 第１の等化器（８）は、該第１の等化器（８）と直列に接続された判定帰還形
   等化器（９）を有し、判定帰還形等化器（９）はさらなる処理のために等化かつ
   エコー補償された受信信号（ｙ（ｋ・ｔ））を出力することとを特徴とする請求
   項４乃至８のいずれか１項に記載の受信器。
10. 【請求項１０】 二重パルス振幅変調伝送システムにおける請求項４乃至９
    のいずれか１項に記載の受信器の使用。