JP2003338759A - Output compensation circuit for dac - Google Patents

Output compensation circuit for dac

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JP2003338759A
JP2003338759A JP2002146418A JP2002146418A JP2003338759A JP 2003338759 A JP2003338759 A JP 2003338759A JP 2002146418 A JP2002146418 A JP 2002146418A JP 2002146418 A JP2002146418 A JP 2002146418A JP 2003338759 A JP2003338759 A JP 2003338759A
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Hiroshi Takigawa
浩 滝川
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Renesas Design Corp
Mitsubishi Electric Corp
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Renesas Design Corp
Mitsubishi Electric Corp
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a circuit for a DAC (D/C Converter), having stationary frequency characteristics with respect to output voltage change independent of peripheral circuits connected thereto, when an inputted digital value changes by a significant amount. <P>SOLUTION: The output of a first OP-amp (operating amplifier) 13 goes to L level and a capacitance element C1 goes to a charged state as negative input voltage a1 is less than positive input voltage b1, when inputted data bits are stable for example in the state of all '1'. A transistor 16 goes to an off- state while the output of a second OP-amp 23 goes to H level, and a capacitance element C2 goes to a discharged state as a positive input voltage b2 is larger than a negative input voltage a2. A transistor 26 goes to off-state. In this state, if the inputted data bits change to state of all '0', the transistor 16 goes to the off-state, and the transistor 26 goes to on-state, at the same time. The voltage level of an external output terminal falls rapidly from the level of maximum voltage value to the ground level, without delays. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、電流加算型のD
AC(デジタル・アナログ・コンバータ)の出力補正回路
に関するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current addition type D
The present invention relates to an AC (digital-analog converter) output correction circuit.

【0002】[0002]

【従来の技術】図6は、従来の電流加算型のDACと周
辺回路との関係を示す図である。図6において、電流加
算型のDAC1は、例えば、所定数のデータビットと1
対1対応で設けられ、サンプリングクロックCLKによ
って対応するデータビットを取り込む複数のFF(フリ
ップフロップ)回路と、複数のFF回路の正相出力を受
ける正相側抵抗ラダー回路と、複数のFF回路の逆相出
力を受ける逆相側抵抗ラダー回路と、正相側抵抗ラダー
回路での合成された正相電流I+が出力される正相出力
端子(+)と、逆相側抵抗ラダー回路での合成された逆相
電流I−が出力される逆相出力端子(−)とを備えてい
る。
2. Description of the Related Art FIG. 6 is a diagram showing the relationship between a conventional current addition type DAC and peripheral circuits. In FIG. 6, the current addition type DAC 1 has, for example, a predetermined number of data bits and 1
A plurality of FF (flip-flop) circuits that are provided in a one-to-one correspondence and take in corresponding data bits by the sampling clock CLK, a positive-phase-side resistor ladder circuit that receives positive-phase outputs of the plurality of FF circuits, and a plurality of FF circuits Reverse-phase side resistance ladder circuit that receives the reverse-phase output, positive-phase output terminal (+) that outputs the positive-phase current I + that was combined in the positive-phase side resistance ladder circuit, and combination in the reverse-phase side resistance ladder circuit And a reversed-phase output terminal (-) for outputting the reversed-phase current I-.

【0003】そして、正相出力端子(+)と接地(GND)
との間には終端抵抗素子R1が接続され、入力される所
定数のデータビットによるデジタル値に対応した値の正
相電流I+が終端抵抗素子R1にて電圧変換され外部出
力端子2に出力される。外部出力端子2には、周辺回路
61が接続される。また、逆相出力端子(−)と接地(G
ND)との間には終端抵抗素子R2が接続されている。
通常、逆相出力端子(−)にて得られる逆相電圧は、不使
用となっている。
The positive phase output terminal (+) and ground (GND)
A terminating resistance element R1 is connected between and, and a positive phase current I + having a value corresponding to a digital value by a predetermined number of input data bits is voltage-converted by the terminating resistance element R1 and output to the external output terminal 2. It A peripheral circuit 61 is connected to the external output terminal 2. In addition, the negative phase output terminal (-) and ground (G
A terminating resistance element R2 is connected between (ND).
Normally, the negative phase voltage obtained at the negative phase output terminal (-) is not used.

【0004】[0004]

【発明が解決しようとする課題】ところで、図6に示す
ように、外部出力端子2に接続される周辺回路61は、
抵抗素子R0と容量素子C0による時定数回路を備える
ので、この時定数回路の影響で外部出力端子2の電位が
設定値に到達するのにある時間が必要である。この時定
数回路による時間遅れは、入力されるデータビットが全
て“1”から全て“0”に変化するときや、全て“0”
から全て“1”に変化するときには相当に大きくなる。
この時間遅れの大きさは、接続される周辺回路61の回
路構成によって異なる。したがって、従来では、接続さ
れる周辺回路61をある程度考慮してDAC1の出力電
流値を設定する必要があった。
By the way, as shown in FIG. 6, the peripheral circuit 61 connected to the external output terminal 2 is
Since the time constant circuit including the resistance element R0 and the capacitance element C0 is provided, it takes some time for the potential of the external output terminal 2 to reach the set value due to the influence of the time constant circuit. The time delay due to this time constant circuit is when all the input data bits change from "1" to all "0", or when all the data bits are "0".
It becomes considerably large when all the values change from "1".
The magnitude of this time delay differs depending on the circuit configuration of the connected peripheral circuit 61. Therefore, conventionally, it has been necessary to set the output current value of the DAC 1 in consideration of the connected peripheral circuit 61 to some extent.

【0005】この発明は、上記に鑑みてなされたもの
で、入力されるデジタル値が大きく変化するときの出力
電圧変化が接続される周辺回路等の負荷状況に依らず一
定の周波数特性を満たすようにすることができるDAC
の出力補正回路を得ることを目的とする。
The present invention has been made in view of the above, and the output voltage change when an input digital value changes greatly satisfies a constant frequency characteristic regardless of the load condition of the connected peripheral circuit or the like. DAC that can be
The purpose is to obtain the output correction circuit of.

【0006】[0006]

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、この発明にかかるDACの出力補正回路は、正相
出力端および逆相出力端にそれぞれ終端抵抗素子を接続
し、入力される所定数データビットによるデジタル値に
対応する正相出力電流および逆相出力電流を前記各終端
抵抗素子によって電圧変換し、変換した正相電圧を外部
出力端子から出力する電流加算型のDACにおいて、前
記変換された正相電圧を反転して出力する第1反転回
路、および前記変換された逆相電圧を反転して出力する
第2反転回路と、前記第1反転回路の出力が正相入力端
に印加され、前記変換された逆相電圧が逆相入力端に印
加される第1OPアンプと、前記第2反転回路の出力が
正相入力端に印加され、前記変換された正相電圧が逆相
入力端に印加される第2OPアンプと、一方の信号電極
が第1ダイオードを介して電源に接続され、他方の信号
電極が接地され、制御電極に前記第1OPアンプの出力
が印加される第1N型トランジスタと、前記第1N型ト
ランジスタに並列に接続される第1容量素子と、一方の
信号電極が電源に接続され、他方の信号電極が第2ダイ
オードを介して接地され、制御電極に前記第2OPアン
プの出力が印加される第1P型トランジスタと、前記第
2ダイオードに並列に接続される第2容量素子と、一方
の信号電極が電源に接続され、他方の信号電極が前記正
相出力端と前記外部出力端子との接続ラインに接続さ
れ、制御電極に前記第1容量素子の保持電圧が印加され
る第2P型トランジスタと、一方の信号電極が前記正相
出力端と前記外部出力端子との接続ラインに接続され、
他方の信号電極が接地され、制御電極に前記第2容量素
子の保持電圧が印加される第2N型トランジスタとを備
えたことを特徴とする。
In order to achieve the above object, an output correction circuit of a DAC according to the present invention is connected with a terminating resistance element at each of a positive-phase output terminal and a negative-phase output terminal for input. In the current addition type DAC for converting the positive-phase output current and the negative-phase output current corresponding to the digital value of the predetermined number of data bits into voltage by each of the terminating resistor elements and outputting the converted positive-phase voltage from the external output terminal, A first inverting circuit that inverts and outputs the converted positive-phase voltage, a second inverting circuit that inverts and outputs the converted negative-phase voltage, and an output of the first inverting circuit to a positive-phase input terminal. A first OP amplifier is applied and the converted negative phase voltage is applied to a negative phase input terminal, and an output of the second inverting circuit is applied to a positive phase input terminal, and the converted positive phase voltage is negative phase. Applied to the input end A second OP amplifier, one signal electrode connected to a power supply via a first diode, the other signal electrode grounded, and a first N-type transistor to which the output of the first OP amplifier is applied to a control electrode; Type capacitance element connected in parallel to the transistor and one signal electrode is connected to the power supply, the other signal electrode is grounded via the second diode, and the output of the second OP amplifier is applied to the control electrode. A first P-type transistor, a second capacitance element connected in parallel with the second diode, one signal electrode connected to a power source, and the other signal electrode connected to the positive phase output terminal and the external output terminal. A second P-type transistor connected to a connection line and having a control electrode to which the holding voltage of the first capacitive element is applied, and one signal electrode connected to the positive phase output terminal and the external output terminal. It is connected to,
The other signal electrode is grounded, and the control electrode is provided with a second N-type transistor to which the holding voltage of the second capacitive element is applied.

【0007】この発明によれば、入力されるデータビッ
トが、例えば全て“1”の状態で安定している場合に
は、「第1反転回路の出力電圧」>「変換された逆相電
圧」となるので、第1OPアンプが出力を低レベルに
し、第1N型トランジスタがオフ動作状態になり、第1
容量素子が第1ダイオードを介して充電状態に置かれ
る。その結果、第2P型トランジスタがオフ動作状態に
なり、正相出力電流が終端抵抗素子を流れることで、変
換された正相電圧(最大値)が外部出力端子に出力され
る。一方、「第2反転回路の出力電圧」>「変換された
正相電圧」となるので、第2OPアンプが出力を高レベ
ルにし、第1P型トランジスタがオフ動作状態になり、
第2容量素子が第2ダイオードを介して放電状態に置か
れる。その結果、第2N型トランジスタがオフ動作状態
になる。この状態で、入力されるデータビットが全て
“0”の状態に変化すると、第1容量素子は第1ダイオ
ードを介して電源から充電されるので、第2P型トラン
ジスタがオフ動作状態になる。同時に、第2容量素子が
第1P型トランジスタを介して電源から充電されるの
で、第2N型トランジスタがオン動作状態になり、外部
出力端子を接地に接続する。その結果、外部出力端子の
電圧レベルは、時間遅れなく最大電圧値のレベルから接
地電位に急速に立ち下がる。
According to the present invention, when the input data bits are all stable in the state of "1", for example, "output voltage of the first inverting circuit">"converted negative phase voltage" Therefore, the first OP amplifier sets the output to the low level, the first N-type transistor is turned off, and the first
The capacitive element is placed in a charged state via the first diode. As a result, the second P-type transistor is turned off, and the positive-phase output current flows through the termination resistance element, so that the converted positive-phase voltage (maximum value) is output to the external output terminal. On the other hand, since "the output voltage of the second inverting circuit">"the converted positive phase voltage", the second OP amplifier sets the output to a high level, and the first P-type transistor is turned off,
The second capacitive element is placed in a discharged state via the second diode. As a result, the second N-type transistor is turned off. In this state, when the input data bits are all changed to "0", the first capacitive element is charged from the power source through the first diode, and the second P-type transistor is turned off. At the same time, the second capacitive element is charged from the power source through the first P-type transistor, so that the second N-type transistor is turned on and the external output terminal is connected to the ground. As a result, the voltage level of the external output terminal rapidly falls from the level of the maximum voltage value to the ground potential without time delay.

【0008】つぎの発明にかかるDACの出力補正回路
は、上記の発明において、前記第2P型トランジスタと
前記第2N型トランジスタとがそれぞれ複数個設けら
れ、前記複数個の第2P型トランジスタのそれぞれにお
いて、一方の信号電極と前記第1容量素子の電圧保持端
とのいずれか一方を選択して制御電極に接続する複数個
の第1スイッチと、前記複数個の第2N型トランジスタ
のそれぞれにおいて、他方の信号電極と前記第2容量素
子の電圧保持端とのいずれか一方を選択して制御電極に
接続する複数個の第2スイッチとを備えたことを特徴と
する。
In a DAC output correction circuit according to the next invention, in the above invention, a plurality of the second P-type transistors and a plurality of the second N-type transistors are provided respectively, and each of the plurality of second P-type transistors is provided. , A plurality of first switches connecting one of the signal electrodes and a voltage holding end of the first capacitance element to a control electrode, and the other of the plurality of second N-type transistors. A plurality of second switches for selecting one of the signal electrode and the voltage holding end of the second capacitive element to connect to the control electrode.

【0009】この発明によれば、上記の発明において、
例えば、複数個の第1スイッチおよび第2スイッチを個
別に操作する各種の操作パターンをレジスタに設定して
おき、外部出力端子に接続される負荷の状況に応じて、
複数個の第2P型トランジスタおよび第2N型トランジ
スタの中から適切な数のトランジスタを選択して出力電
圧変化の周波数特性を所望の特性に補正させることがで
きる。
According to this invention, in the above invention,
For example, various operation patterns for individually operating the plurality of first switches and the second switches are set in the register, and according to the status of the load connected to the external output terminal,
An appropriate number of transistors can be selected from the plurality of second P-type transistors and second N-type transistors to correct the frequency characteristic of output voltage change to a desired characteristic.

【0010】[0010]

【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照して、この
発明にかかるDACの出力補正回路の好適な実施の形態
を詳細に説明する。
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Preferred embodiments of the DAC output correction circuit according to the present invention will be described in detail below with reference to the accompanying drawings.

【0011】実施の形態1.図1は、この発明の実施の
形態1であるDACの出力補正回路の構成を示す回路図
である。図1において、電流加算型のDAC1は、例え
ば、所定数のデータビットと1対1対応で設けられ、サ
ンプリングクロックCLKによって対応するデータビッ
トを取り込む複数のFF(フリップフロップ)回路と、複
数のFF回路の正相出力を受ける正相側抵抗ラダー回路
と、複数のFF回路の逆相出力を受ける逆相側抵抗ラダ
ー回路と、正相側抵抗ラダー回路での合成された正相電
流I+が出力される正相出力端子(+)と、逆相側抵抗ラ
ダー回路での合成された逆相電流I−が出力される逆相
出力端子(−)とを備えている。
Embodiment 1. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an output correction circuit of a DAC which is Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, the current addition type DAC 1 is provided, for example, in a one-to-one correspondence with a predetermined number of data bits, and has a plurality of FF (flip-flop) circuits for fetching the corresponding data bits by the sampling clock CLK and a plurality of FFs. A positive phase resistance ladder circuit that receives the positive phase output of the circuit, a negative phase side resistance ladder circuit that receives the negative phase outputs of a plurality of FF circuits, and a positive phase current I + that is combined by the positive phase side resistance ladder circuit are output. The positive phase output terminal (+) and the negative phase output terminal (-) to which the negative phase current I- synthesized by the negative phase side resistance ladder circuit is output.

【0012】そして、正相出力端子(+)と外部出力端子
2との接続ラインと接地(GND)との間に終端抵抗素子
R1が接続され、入力される所定数のデータビットによ
るデジタル値に対応した値の正相電流I+が終端抵抗素
子R1にて電圧変換され、電圧Voが外部出力端子2に
出力される。また、逆相出力端子(−)と接地(GND)と
の間に終端抵抗素子R2が接続され、入力される所定数
のデータビットによるデジタル値に対応した値の逆相電
流I+が終端抵抗素子R2によって電圧変換される。な
お、負荷抵抗素子R1,R2の各抵抗値は、等しいとし
ている。
Then, a terminating resistor element R1 is connected between the connection line between the positive phase output terminal (+) and the external output terminal 2 and the ground (GND), and a digital value by a predetermined number of input data bits is converted into a digital value. The positive phase current I + having the corresponding value is converted into a voltage by the terminating resistance element R1, and the voltage Vo is output to the external output terminal 2. Further, a terminating resistance element R2 is connected between the negative phase output terminal (−) and the ground (GND), and a negative phase current I + having a value corresponding to a digital value by a predetermined number of input data bits is applied to the terminating resistance element. The voltage is converted by R2. The resistance values of the load resistance elements R1 and R2 are assumed to be equal.

【0013】この実施の形態1によるDACの出力補正
回路は、このようなDAC1において、例えば入力され
るデータビットが全て“1”の状態から全て“0”の状
態に変化するとき、またデータビットが変化するとき
に、外部出力端子2における電圧変化速度の周波数特性
を補正すべく、PMOSトランジスタ11,14,1
6,21,24と、NMOSトランジスタ12,15,
22,25,26と、第1OPアンプ13と、第2OP
アンプ23と、容量素子C1,C2とを備えている。
In the DAC output correction circuit according to the first embodiment, in such a DAC 1, for example, when all the input data bits are changed from a state of "1" to a state of "0", the data bit is also changed. , The PMOS transistors 11, 14, 1 are used to correct the frequency characteristic of the voltage change speed at the external output terminal 2.
6, 21, 24 and the NMOS transistors 12, 15,
22, 25, 26, the first OP amplifier 13, and the second OP
The amplifier 23 and the capacitive elements C1 and C2 are provided.

【0014】PMOSトランジスタ11のゲート電極
は、DAC1の正相出力端子(+)と外部出力端子2との
接続ラインに接続され、ソース電極は、電源Vccに接
続されている。NMOSトランジスタ12のゲート電極
は、ドレイン電極と共にPMOSトランジスタ11のド
レイン電極に接続され、ソース電極は、接地(GND)に
接続されている。PMOSトランジスタ11のドレイン
電極とNMOSトランジスタ12のドレイン電極との接
続端は、第1OPアンプ13の逆相入力端子(−)に接続
されている。
The gate electrode of the PMOS transistor 11 is connected to the connection line between the positive phase output terminal (+) of the DAC 1 and the external output terminal 2, and the source electrode is connected to the power supply Vcc. The gate electrode of the NMOS transistor 12 is connected to the drain electrode of the PMOS transistor 11 together with the drain electrode, and the source electrode is connected to the ground (GND). The connection terminal between the drain electrode of the PMOS transistor 11 and the drain electrode of the NMOS transistor 12 is connected to the negative phase input terminal (−) of the first OP amplifier 13.

【0015】PMOSトランジスタ11とダイオード接
続のNMOSトランジスタ12は、全体として反転回路
を構成している。その反転電位として、PMOSトラン
ジスタ11とNMOSトランジスタ12のトランジスタ
比で定まるオフセット値「−α」を持っている。オフセ
ット値「−α」は、入力される所定数のデータビットの
LSBよりも小さい値である。
The PMOS transistor 11 and the diode-connected NMOS transistor 12 form an inverting circuit as a whole. As its inversion potential, it has an offset value “−α” determined by the transistor ratio between the PMOS transistor 11 and the NMOS transistor 12. The offset value “−α” is a value smaller than the LSB of a predetermined number of input data bits.

【0016】第1OPアンプ13の正相入力端子(+)に
は、DAC1の逆相出力端子(−)が接続され、第1OP
アンプ13の出力端子には、NMOSトランジスタ15
のゲート電極が接続されている。NMOSトランジスタ
15のドレイン電極は、PMOSトランジスタ14のド
レイン電極およびゲート電極に接続されている。NMO
Sトランジスタ15のソース電極は、接地(GND)に接
続され、PMOSトランジスタ14のソース電極は、電
源Vccに接続されている。
The positive-phase input terminal (+) of the first OP amplifier 13 is connected to the negative-phase output terminal (-) of the DAC 1 and
The output terminal of the amplifier 13 has an NMOS transistor 15
The gate electrode of is connected. The drain electrode of the NMOS transistor 15 is connected to the drain electrode and the gate electrode of the PMOS transistor 14. NMO
The source electrode of the S transistor 15 is connected to the ground (GND), and the source electrode of the PMOS transistor 14 is connected to the power supply Vcc.

【0017】そして、PMOSトランジスタ14のドレ
イン電極とNMOSトランジスタ15のドレイン電極の
接続端は、PMOSトランジスタ16のゲート電極に接
続されている。また、PMOSトランジスタ14のドレ
イン電極とNMOSトランジスタ15のドレイン電極の
接続端と接地(GND)との間には、容量素子C1が設け
られている。PMOSトランジスタ16のソース電極
は、電源Vccに接続されている。PMOSトランジス
タ16のドレイン電極は、DAC1の正相出力端子(+)
と外部出力端子2との接続ラインに接続されている。
The connection terminal between the drain electrode of the PMOS transistor 14 and the drain electrode of the NMOS transistor 15 is connected to the gate electrode of the PMOS transistor 16. Further, a capacitive element C1 is provided between the connection end of the drain electrode of the PMOS transistor 14 and the drain electrode of the NMOS transistor 15 and the ground (GND). The source electrode of the PMOS transistor 16 is connected to the power supply Vcc. The drain electrode of the PMOS transistor 16 is the positive phase output terminal (+) of the DAC1.
And the external output terminal 2 are connected to each other.

【0018】PMOSトランジスタ21のゲート電極
は、DAC1の逆相出力端子(−)に接続され、ソース電
極は、電源Vccに接続されている。NMOSトランジ
スタ22のゲート電極は、ドレイン電極と共にPMOS
トランジスタ21のドレイン電極に接続され、ソース電
極は、接地(GND)に接続されている。PMOSトラン
ジスタ21のドレイン電極とNMOSトランジスタ22
のドレイン電極との接続端は、第2OPアンプ23の正
相入力端子(+)に接続されている。PMOSトランジス
タ21とダイオード接続のNMOSトランジスタ22
は、全体として反転回路を構成している。その反転電位
として、PMOSトランジスタ21とNMOSトランジ
スタ22のトランジスタ比で定まるオフセット値「+
α」を持っている。オフセット値「+α」は、入力され
る所定数のデータビットのLSBよりも小さい値であ
る。
The gate electrode of the PMOS transistor 21 is connected to the negative-phase output terminal (-) of the DAC 1, and the source electrode is connected to the power supply Vcc. The gate electrode of the NMOS transistor 22 is a PMOS together with the drain electrode.
It is connected to the drain electrode of the transistor 21 and the source electrode is connected to the ground (GND). The drain electrode of the PMOS transistor 21 and the NMOS transistor 22
Of the second OP amplifier 23 is connected to the positive-phase input terminal (+) of the second OP amplifier 23. PMOS transistor 21 and diode-connected NMOS transistor 22
Form an inverting circuit as a whole. As the inversion potential, an offset value “+” determined by the transistor ratio of the PMOS transistor 21 and the NMOS transistor 22
I have an α ”. The offset value “+ α” is a value smaller than the LSB of a predetermined number of input data bits.

【0019】第2OPアンプ23の逆相入力端子(−)に
は、DAC1の正相出力端子(+)と外部出力端子2との
接続ラインが接続され、第2OPアンプ23の出力端子
には、PMOSトランジスタ24のゲート電極が接続さ
れている。PMOSトランジスタ24のソース電極は、
電源Vccに接続され、ドレイン電極は、NMOSトラ
ンジスタ25のドレイン電極およびゲート電極に接続さ
れている。NMOSトランジスタ25のソース電極は、
接地(GND)に接続されている。
The connection line between the positive phase output terminal (+) of the DAC 1 and the external output terminal 2 is connected to the negative phase input terminal (-) of the second OP amplifier 23, and the output terminal of the second OP amplifier 23 is The gate electrode of the PMOS transistor 24 is connected. The source electrode of the PMOS transistor 24 is
The drain electrode is connected to the power supply Vcc, and the drain electrode is connected to the drain electrode and the gate electrode of the NMOS transistor 25. The source electrode of the NMOS transistor 25 is
It is connected to ground (GND).

【0020】そして、PMOSトランジスタ24のドレ
イン電極とNMOSトランジスタ25のドレイン電極の
接続端は、NMOSトランジスタ26のゲート電極に接
続されている。また、PMOSトランジスタ24のドレ
イン電極とNMOSトランジスタ25のドレイン電極の
接続端と接地(GND)との間には、容量素子C2が設け
られている。NMOSトランジスタ26のソース電極
は、接地(GND)に接続され、ドレイン電極は、DAC
1の正相出力端子(+)と外部出力端子2との接続ライン
に接続されている。
The connection terminal between the drain electrode of the PMOS transistor 24 and the drain electrode of the NMOS transistor 25 is connected to the gate electrode of the NMOS transistor 26. Further, a capacitive element C2 is provided between the connection terminal of the drain electrode of the PMOS transistor 24 and the drain electrode of the NMOS transistor 25 and the ground (GND). The source electrode of the NMOS transistor 26 is connected to the ground (GND), and the drain electrode thereof is the DAC.
1 is connected to the connection line between the positive phase output terminal (+) and the external output terminal 2.

【0021】次に、図1〜図4を参照して、以上のよう
に構成される実施の形態1によるDACの出力補正回路
の動作について説明する。なお、図2は、入力されるデ
ータビットが全て“1”から全て“0”に変化するとき
の図1に示す第1OPアンプの入力波形を示す図であ
る。図3は、入力されるデータビットが全て“1”から
全て“0”に変化するときの図1に示す第2OPアンプ
の入力波形を示す図である。図4は、入力されるデータ
ビットが全て“1”から全て“0”に変化するときの実
施の形態1による補正出力と従来例回路の出力における
周波数特性の比較図である。
Next, with reference to FIGS. 1 to 4, the operation of the DAC output correction circuit according to the first embodiment configured as described above will be described. 2 is a diagram showing an input waveform of the first OP amplifier shown in FIG. 1 when all the input data bits change from "1" to "0". FIG. 3 is a diagram showing an input waveform of the second OP amplifier shown in FIG. 1 when all the input data bits change from “1” to all “0”. FIG. 4 is a comparison diagram of the frequency characteristics of the correction output according to the first embodiment and the output of the conventional circuit when the input data bits are all changed from "1" to "0".

【0022】図1において、入力されるデータビットが
全て“1”の状態で安定している場合は、DAC1の正
相出力端子(+)の変換電位は、データビットの全てが
“1”であるときのデジタル値に対応した最大電圧値の
レベルになっている。また、逆相出力端子(−)の変換電
位は、データビットの全てが“0”であるときのデジタ
ル値に対応した最小電圧値のレベルになっている。
In FIG. 1, when all the input data bits are stable in the state of "1", the conversion potential of the positive phase output terminal (+) of the DAC1 is "1" for all the data bits. It is at the level of the maximum voltage value corresponding to the digital value at a certain time. The conversion potential of the negative-phase output terminal (-) is at the level of the minimum voltage value corresponding to the digital value when all the data bits are "0".

【0023】PMOSトランジスタ11は、ゲート電極
にDAC1の正相出力端子(+)からの最大電圧値が印加
されるので、オフ動作状態になっている。つまり、第1
OPアンプ13の逆相入力端子(−)に印加される電圧a
1は、ダイオード接続のNMOSトランジスタ12のオ
ン抵抗による電圧レベルになる。一方、第1OPアンプ
13の正相入力端子(+)の電圧b1は、DAC1の逆相
出力端子(−)からの最小電圧値であり、b1>a1であ
る。したがって、第1OPアンプ13は、出力端子を低
レベル(以下「Lレベル」という)にしている。
Since the maximum voltage value from the positive phase output terminal (+) of the DAC 1 is applied to the gate electrode of the PMOS transistor 11, it is in an off operation state. That is, the first
Voltage a applied to the negative-phase input terminal (-) of the OP amplifier 13
1 becomes a voltage level due to the on-resistance of the diode-connected NMOS transistor 12. On the other hand, the voltage b1 of the positive phase input terminal (+) of the first OP amplifier 13 is the minimum voltage value from the negative phase output terminal (−) of the DAC 1, and b1> a1. Therefore, the first OP amplifier 13 sets the output terminal to the low level (hereinafter referred to as “L level”).

【0024】これによって、NMOSトランジスタ15
はオフ動作状態になるので、容量素子C1には、PMO
Sトランジスタ14を通して充電する状態に置かれる。
容量素子C1の端子電圧が高レベル(以下「Hレベル」
という)であることによって、PMOSトランジスタ1
6は、オフ動作状態になる。外部出力端子2の電位が終
端抵抗素子R1に発生する電位に保持される。
As a result, the NMOS transistor 15
Is turned off, the capacitive element C1 has a PMO
It is placed in a state of charging through the S-transistor 14.
The terminal voltage of the capacitive element C1 is at a high level (hereinafter "H level").
It means that the PMOS transistor 1
6 is turned off. The potential of the external output terminal 2 is held at the potential generated in the terminating resistance element R1.

【0025】他方、第2OPアンプ23の逆相入力端子
(−)の電圧a2は、DAC1の正相出力端子(+)からの
最大電圧値である。これに対し、PMOSトランジスタ
21は、ゲート電極にDAC1の逆相出力端子(−)から
の最小電圧値が印加されるので、オン動作状態になって
いる。つまり、第2OPアンプ23の正相入力端子(+)
の電圧b2は、ほぼPMOSトランジスタ21を通して
電源Vccのレベルになる。このとき、b2>a2であ
る。したがって、第2OPアンプ23の出力端子は、H
レベルになる。
On the other hand, the negative phase input terminal of the second OP amplifier 23
The (-) voltage a2 is the maximum voltage value from the positive phase output terminal (+) of the DAC1. On the other hand, the PMOS transistor 21 is in the on-operation state because the minimum voltage value from the negative-phase output terminal (−) of the DAC 1 is applied to the gate electrode. That is, the positive phase input terminal (+) of the second OP amplifier 23.
Of the voltage b2 of FIG. At this time, b2> a2. Therefore, the output terminal of the second OP amplifier 23 is H
Become a level.

【0026】これによって、PMOSトランジスタ24
はオフ動作状態になり、容量素子C2は、ダイオード接
続のNMOSトランジスタ25を通して放電する状態に
置かれる。容量素子C2の端子電圧がLレベルであるこ
とによって、NMOSトランジスタ26は、オフ動作状
態になる。
As a result, the PMOS transistor 24
Is turned off, and the capacitive element C2 is placed in a state of discharging through the diode-connected NMOS transistor 25. Since the terminal voltage of the capacitive element C2 is at the L level, the NMOS transistor 26 is turned off.

【0027】このように、入力されるデータビットが全
て“1”の状態で安定している場合には、PMOSトラ
ンジスタ16はオフ動作状態になり、NMOSトランジ
スタ26はオフ動作状態になることにより、DAC1の
正相出力端子(+)から出力されるデータビットの全てが
“1”であるときのデジタル値に対応した最大電圧値
が、外部出力端子2に出力される。
As described above, when all the input data bits are stable in the state of "1", the PMOS transistor 16 is turned off and the NMOS transistor 26 is turned off. The maximum voltage value corresponding to the digital value when all the data bits output from the positive phase output terminal (+) of the DAC 1 are “1” is output to the external output terminal 2.

【0028】逆に、入力されるデータビットが全て
“0”の状態で安定している場合には、DAC1の正相
出力端子(+)の電位は、データビットの全てが“0”で
あるときのデジタル値に対応した最小電圧値のレベルに
なっている。また、逆相出力端子(−)の電位は、データ
ビットの全てが“1”であるときのデジタル値に対応し
た最大電圧値のレベルになっている。
On the contrary, when the input data bits are all stable in the state of "0", the potential of the positive phase output terminal (+) of the DAC1 is "0" for all the data bits. It is at the level of the minimum voltage value corresponding to the digital value of. The potential of the negative-phase output terminal (-) is at the level of the maximum voltage value corresponding to the digital value when all the data bits are "1".

【0029】PMOSトランジスタ11は、ゲート電極
にDAC1の正相出力端子(+)からの最小電圧値が印加
されるので、オン動作状態になっている。つまり、第1
OPアンプ13の逆相入力端子(−)の電圧a1は、ほぼ
PMOSトランジスタ11を通して電源Vccのレベル
になる。一方、第1OPアンプ13の正相入力端子(+)
の電圧b1は、DAC1の逆相出力端子(−)からの最大
電圧値であり、b1>a1である。したがって、第1O
Pアンプ13の出力端子は、Lレベルになる。
Since the minimum voltage value from the positive phase output terminal (+) of the DAC 1 is applied to the gate electrode of the PMOS transistor 11, it is in an ON operation state. That is, the first
The voltage a1 at the negative-phase input terminal (-) of the OP amplifier 13 is almost at the level of the power supply Vcc through the PMOS transistor 11. On the other hand, the positive phase input terminal (+) of the first OP amplifier 13
Is a maximum voltage value from the negative-phase output terminal (−) of the DAC 1 and b1> a1. Therefore, the first O
The output terminal of the P amplifier 13 becomes L level.

【0030】これによって、NMOSトランジスタ15
はオフ動作状態になるので、容量素子C1は、ダイオー
ド接続のPMOSトランジスタ14を通して電源Vcc
から充電される状態に置かれる。容量素子C1の端子電
圧がHレベルであることによって、PMOSトランジス
タ16は、オフ動作状態になる。
As a result, the NMOS transistor 15
Is turned off, the capacitive element C1 is connected to the power source Vcc through the diode-connected PMOS transistor 14.
It is placed in a state of being charged from. Since the terminal voltage of the capacitive element C1 is at the H level, the PMOS transistor 16 is turned off.

【0031】他方、第2OPアンプ23の逆相入力端子
(−)の電圧a2は、DAC1の正相出力端子(+)からの
最小電圧値である。これに対し、PMOSトランジスタ
21は、ゲート電極にDAC1の逆相出力端子(−)から
の最大電圧値が印加されるので、オフ動作状態になって
いる。つまり、第2OPアンプ23の逆相入力端子(+)
の電圧b2は、ダイオード接続のNMOSトランジスタ
22のオン抵抗による電圧レベルである。このとき、b
2<a2である。したがって、第2OPアンプ23の出
力端子は、Lレベルになる。
On the other hand, the negative phase input terminal of the second OP amplifier 23
The (-) voltage a2 is the minimum voltage value from the positive phase output terminal (+) of the DAC1. On the other hand, the PMOS transistor 21 is in the off-operation state because the maximum voltage value from the negative-phase output terminal (−) of the DAC 1 is applied to the gate electrode. That is, the negative phase input terminal (+) of the second OP amplifier 23.
Is a voltage level due to the on resistance of the diode-connected NMOS transistor 22. At this time, b
2 <a2. Therefore, the output terminal of the second OP amplifier 23 becomes L level.

【0032】これによって、PMOSトランジスタ24
はオン動作状態になり、容量素子C2は、PMOSトラ
ンジスタ24を通して電源Vccから充電される状態に
置かれる。容量素子C2の端子電圧がHレベルであるこ
とによって、NMOSトランジスタ26は、オン動作状
態になる。外部出力端子2の電位が接地(GND)の電位
レベルに保持される。
As a result, the PMOS transistor 24
Is turned on, and the capacitive element C2 is placed in a state of being charged from the power supply Vcc through the PMOS transistor 24. Since the terminal voltage of the capacitive element C2 is at the H level, the NMOS transistor 26 is turned on. The potential of the external output terminal 2 is held at the ground (GND) potential level.

【0033】このように、入力されるデータビットが全
て“0”の状態で安定している場合には、PMOSトラ
ンジスタ16はオフ動作状態になり、NMOSトランジ
スタ26はオン動作状態になることにより、DAC1の
正相出力端子(+)から出力されるデータビットの全てが
“0”であるときのデジタル値に対応した最小電圧値
が、接地(GND)の電圧レベルとして外部出力端子2に
出力される。
As described above, when all the input data bits are stable in the state of "0", the PMOS transistor 16 is turned off and the NMOS transistor 26 is turned on. The minimum voltage value corresponding to the digital value when all the data bits output from the positive phase output terminal (+) of the DAC1 are "0" is output to the external output terminal 2 as the ground (GND) voltage level. It

【0034】さて、入力されるデータビットが、例えば
全て“1”の状態から全て“0”の状態に変化する場合
の動作は、次にようになる。第1OPアンプ13の入力
波形を示す図2において、電圧b1は、DAC1の逆相
出力端子(−)から出力される電圧であり、最小電圧値レ
ベルから最大電圧値レベルまで直線的に立ち上がる特性
である。電圧a1は、PMOSトランジスタ11のドレ
イン電極とダイオード接続のNMOSトランジスタ12
のドレイン電極との接続端の電圧である。
Now, the operation when the input data bits change from the state of all "1" to the state of all "0" is as follows. In FIG. 2 showing the input waveform of the first OP amplifier 13, the voltage b1 is a voltage output from the negative-phase output terminal (−) of the DAC 1 and has a characteristic of rising linearly from the minimum voltage value level to the maximum voltage value level. is there. The voltage a1 is the drain electrode of the PMOS transistor 11 and the diode-connected NMOS transistor 12
Is the voltage at the connection end with the drain electrode.

【0035】PMOSトランジスタ11は、DAC1の
正相出力端子(+)から出力される電圧が最大値のときは
オフ動作状態にあるので、電圧a1は、当初は、ダイオ
ード接続のNMOSトランジスタ12のオン抵抗による
電圧レベルにある。このときは、b1>a1となってい
る。第1OPアンプ13がLレベルを出力し、容量素子
C1の端子電圧がHレベルになるので、PMOSトラン
ジスタ16はオフ動作状態である。
Since the PMOS transistor 11 is in the OFF operation state when the voltage output from the positive phase output terminal (+) of the DAC 1 is the maximum value, the voltage a1 is initially the ON state of the diode-connected NMOS transistor 12. It is at the voltage level due to the resistance. At this time, b1> a1. Since the first OP amplifier 13 outputs the L level and the terminal voltage of the capacitive element C1 becomes the H level, the PMOS transistor 16 is in the off operation state.

【0036】そして、DAC1の正相出力端子(+)から
出力される電圧が最小値に変化すると、PMOSトラン
ジスタ11は、オン動作を行うので、電圧a1は、最大
値に向かって立ち上がる。立ち上がり特性が電圧b1よ
りも緩やかになるので、b1>a1となり、第1OPア
ンプ13がLレベルを出力し、容量素子C1の端子電圧
がHレベルになるので、PMOSトランジスタ16はオ
フ動作状態になる。
When the voltage output from the positive-phase output terminal (+) of the DAC1 changes to the minimum value, the PMOS transistor 11 performs the ON operation, so that the voltage a1 rises toward the maximum value. Since the rising characteristic becomes gentler than the voltage b1, b1> a1, and the first OP amplifier 13 outputs the L level, and the terminal voltage of the capacitive element C1 becomes the H level, so that the PMOS transistor 16 is turned off. .

【0037】一方、第2OPアンプ23の入力波形を示
す図3において、電圧a2は、DAC1の正相出力端子
(+)から出力される電圧である。電圧b2は、PMOS
トランジスタ21のドレイン電極とダイオード接続のN
MOSトランジスタ22のドレイン電極との接続端の電
圧である。
On the other hand, in FIG. 3 showing the input waveform of the second OP amplifier 23, the voltage a2 is the positive phase output terminal of the DAC1.
This is the voltage output from (+). The voltage b2 is PMOS
The drain electrode of the transistor 21 and the diode-connected N
It is the voltage at the connection end with the drain electrode of the MOS transistor 22.

【0038】PMOSトランジスタ21は、DAC1の
逆相出力端子(−)から出力される電圧が最小値のときは
オン動作状態にあるので、電圧b2は、ほぼ電源Vcc
の電圧レベルにある。このときは、b2>a2となって
いる。第2OPアンプ23がHレベルを出力し、容量素
子C2の端子電圧がLレベルになるので、NMOSトラ
ンジスタ26はオフ動作状態である。
Since the PMOS transistor 21 is in the ON operation state when the voltage output from the negative phase output terminal (-) of the DAC 1 is at the minimum value, the voltage b2 is almost equal to the power supply Vcc.
Voltage level. At this time, b2> a2. Since the second OP amplifier 23 outputs H level and the terminal voltage of the capacitive element C2 becomes L level, the NMOS transistor 26 is in the OFF operation state.

【0039】そして、DAC1の正相出力端子(+)から
出力される電圧が最小値に変化すると、つまり、逆相出
力端子(−)から出力される電圧が最大値に変化すると、
PMOSトランジスタ21は、オフ動作を行うので、電
圧b2は、最小値に向かって立ち下がる。立ち下がり特
性が電圧a2よりも緩やかになるので、b2<a2とな
り、第2OPアンプ23がLレベルを出力し、容量素子
C2の端子電圧がHレベルになるので、NMOSトラン
ジスタ26はオン動作状態になる。
When the voltage output from the positive phase output terminal (+) of the DAC 1 changes to the minimum value, that is, when the voltage output from the negative phase output terminal (-) changes to the maximum value,
Since the PMOS transistor 21 performs the OFF operation, the voltage b2 falls toward the minimum value. Since the falling characteristic becomes gentler than the voltage a2, b2 <a2, the second OP amplifier 23 outputs the L level, and the terminal voltage of the capacitive element C2 becomes the H level, so that the NMOS transistor 26 is turned on. Become.

【0040】要するに、入力されるデータビットが全て
“1”の状態から全て“0”の状態に変化する場合に
は、PMOSトランジスタ16は、オン動作状態から直
ちにオフ動作状態に変化し、同様にNMOSトランジス
タ26は、オフ動作状態から直ちにオン動作状態に変化
し、それぞれその状態を保持する。したがって、外部出
力端子2から出力される電圧が最大値から最小値に変化
するときの変化スピードが加速され、良好な周波数特性
が得られる。
In short, when the input data bits are all changed from "1" to all "0", the PMOS transistor 16 is immediately changed from the ON operation state to the OFF operation state. The NMOS transistor 26 immediately changes from the off-operation state to the on-operation state and holds that state. Therefore, the speed of change when the voltage output from the external output terminal 2 changes from the maximum value to the minimum value is accelerated, and good frequency characteristics are obtained.

【0041】図4において、理想出力41は、入力され
るデータビットが全て“1”の状態から全て“0”の状
態に変化する場合の理想的な特性である。相当に急峻な
立ち下がり特性になっている。これに対し、補正出力4
2は、以上説明した動作によって得られた特性である。
理想出力41の特性にかなり近い特性が得られているこ
とがわかる。従来出力43は、図6にて説明したよう
に、接続される周辺回路61の特性に影響されるので、
相当に緩やかな立ち下がり特性となっている。このよう
に、この実施の形態1によれば、周波数特性が大幅に改
善されることが理解できる。
In FIG. 4, the ideal output 41 is an ideal characteristic when the input data bits are all changed from "1" to "0". It has a fairly steep falling characteristic. On the other hand, the correction output 4
2 is the characteristic obtained by the operation described above.
It can be seen that the characteristics considerably close to the characteristics of the ideal output 41 are obtained. Since the conventional output 43 is affected by the characteristics of the connected peripheral circuit 61 as described in FIG. 6,
It has a fairly gentle fall characteristic. As described above, according to the first embodiment, it can be understood that the frequency characteristic is significantly improved.

【0042】以上は、入力されるデータビットが全て
“1”の状態から全て“0”の状態に変化する場合であ
るが、逆に、入力されるデータビットが全て“0”の状
態から全て“1”の状態に変化する場合も同様の動作が
行われ、PMOSトランジスタ16は、オフ動作状態か
ら直ちにオン動作状態に変化し、同様にNMOSトラン
ジスタ26は、オン動作状態から直ちにオフ動作状態に
変化し、それぞれその状態を保持する。したがって、外
部出力端子2から出力される電圧が最小値から最大値に
変化するときの変化スピードが加速され、良好な周波数
特性が得られる。
The above is the case where all the input data bits are changed from the state of "1" to the state of all "0". On the contrary, all the input data bits are changed from the state of all "0" to all. When the state changes to "1", the same operation is performed, the PMOS transistor 16 immediately changes from the off operation state to the on operation state, and similarly, the NMOS transistor 26 immediately changes from the on operation state to the off operation state. It changes and maintains its state. Therefore, the speed of change when the voltage output from the external output terminal 2 changes from the minimum value to the maximum value is accelerated, and good frequency characteristics are obtained.

【0043】このとき、入力されるデータビットが全て
“1”の状態から全て“0”の状態に変化する場合や、
全て“0”の状態から全て“1”の状態に変化する場合
に、容量素子C1,C2における充放電時間分の遅れが
あるので、オーバーシュートやアンダーシュートが生ず
ることはない。
At this time, when the input data bits are all changed from "1" to "0",
When the state of all "0" changes to the state of all "1", there is a delay corresponding to the charging / discharging time in the capacitive elements C1 and C2, so that overshoot or undershoot does not occur.

【0044】なお、入力されるデータビットが全て
“1”の状態と全て“0”の状態との間の任意の状態に
あるときは、第1OPアンプ13は出力をLレベルにす
るので、容量素子C1の端子電圧がHレベルに保持さ
れ、PMOSトランジスタ16はオフ動作状態を維持す
る。また、第2OPアンプ23は出力をHレベルにする
ので、容量素子C2の端子電圧がLレベルに保持され、
NMOSトランジスタ26はオフ動作状態を維持する。
つまり、当該出力補正回路は、外部出力端子2から出力
されるDA変換値に何等の悪影響を与えることはない。
When the input data bits are in an arbitrary state between all "1" and all "0", the first OP amplifier 13 sets the output to the L level, so that the capacitance The terminal voltage of the element C1 is held at the H level, and the PMOS transistor 16 maintains the off operation state. Further, since the second OP amplifier 23 sets the output to the H level, the terminal voltage of the capacitive element C2 is held at the L level,
The NMOS transistor 26 maintains the off operation state.
That is, the output correction circuit does not adversely affect the DA conversion value output from the external output terminal 2.

【0045】実施の形態2.図5は、この発明の実施の
形態2であるDACの出力補正回路の構成を示す回路図
である。なお、図5では、図1に示した構成と同一ない
しは同等である構成部分には、同一の符号が付されてい
る。ここでは、この実施の形態2に関わる部分を中心に
説明する。
Embodiment 2. FIG. 5 is a circuit diagram showing the configuration of the DAC output correction circuit according to the second embodiment of the present invention. In addition, in FIG. 5, the same reference numerals are given to the same or similar components as those shown in FIG. Here, the description will focus on the part related to the second embodiment.

【0046】図5に示すように、実施の形態2によるD
ACの出力補正回路では、実施の形態1(図1)に示した
構成において、P型トランジスタ16に代えて、P型ト
ランジスタ51−1〜51−nおよびスイッチ52−1
〜52−nが設けられている。また、N型トランジスタ
26に代えて、N型トランジスタ61−1〜61−nお
よびスイッチ62−1〜62−nが設けられている。
As shown in FIG. 5, D according to the second embodiment
In the AC output correction circuit, in the configuration shown in the first embodiment (FIG. 1), the P-type transistor 16 is replaced with P-type transistors 51-1 to 51-n and a switch 52-1.
52-n are provided. Further, instead of the N-type transistor 26, N-type transistors 61-1 to 61-n and switches 62-1 to 62-n are provided.

【0047】スイッチ52−1〜52−nは、P型トラ
ンジスタ51−1〜51−nにおいて、容量素子C1の
電圧保持端とソース電極とのいずれか一方を選択してゲ
ート電極に接続するようになっている。
The switches 52-1 to 52-n select one of the voltage holding end and the source electrode of the capacitive element C1 in the P-type transistors 51-1 to 51-n and connect it to the gate electrode. It has become.

【0048】スイッチ62−1〜62−nは、N型トラ
ンジスタ61−1〜61−nにおいて、容量素子C2の
電圧保持端と接地(GND)とのいずれか一方を選択して
ゲート電極に接続するようになっている。
The switches 62-1 to 62-n select one of the voltage holding terminal of the capacitive element C2 and the ground (GND) in the N-type transistors 61-1 to 61-n and connect it to the gate electrode. It is supposed to do.

【0049】以上の構成によれば、例えば、内部のレジ
スタに、スイッチ52−1〜52−n,62−1〜62
−nを個別に操作する各種の操作パターンを設定してお
き、外部出力端子2に接続される周辺回路等の負荷状況
に応じて、予めP型トランジスタ51−1〜51−nお
よびN型トランジスタ61−1〜61−nの中から適切
な出力補正が行える数のトランジスタを選択して用意し
ておくことができる。
According to the above configuration, for example, the switches 52-1 to 52-n, 62-1 to 62- are provided in the internal register.
Various operation patterns for individually operating -n are set, and the P-type transistors 51-1 to 51-n and the N-type transistor are preliminarily set according to the load condition of the peripheral circuit or the like connected to the external output terminal 2. It is possible to select and prepare a number of transistors capable of performing appropriate output correction from 61-1 to 61-n.

【0050】また、例えば、入力されるデータビットが
全て“0”の状態である場合に、次は必ず全て“1”の
状態に変化することが解っている場合には、入力される
全て“1”のデータビットに連動してP型トランジスタ
51−1〜51−nの中から適切な出力補正が行える数
のトランジスタを選択して動作させることができる。
Further, for example, if it is known that all the input data bits are in the state of "0", then all of the input data bits are in the state of "1", then all of the input "." It is possible to select and operate, from the P-type transistors 51-1 to 51-n, a number of transistors capable of performing appropriate output correction in association with the 1 ″ data bit.

【0051】[0051]

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、正相出力端および逆相出力端にそれぞれ終端抵抗素
子を接続し、入力される所定数データビットによるデジ
タル値に対応する正相出力電流および逆相出力電流を前
記各終端抵抗素子によって電圧変換し、変換した正相電
圧を外部出力端子から出力する電流加算型のDACにお
いて、入力されるデータビットが、例えば全て“1”の
状態で安定している場合には、「第1反転回路の出力電
圧」>「変換された逆相電圧」となるので、第1OPア
ンプが出力を低レベルにし、第1N型トランジスタがオ
フ動作状態になり、第1容量素子が第1ダイオードを介
して充電状態に置かれる。その結果、第2P型トランジ
スタがオフ動作状態になり、正相出力電流が終端抵抗素
子を流れることで、変換された正相電圧(最大値)が外部
出力端子に出力される。一方、「第2反転回路の出力電
圧」>「変換された正相電圧」となるので、第2OPア
ンプが出力を高レベルにし、第1P型トランジスタがオ
フ動作状態になり、第2容量素子が第2ダイオードを介
して放電状態に置かれる。その結果、第2N型トランジ
スタがオフ動作状態になる。この状態で、入力されるデ
ータビットが全て“0”の状態に変化すると、第1容量
素子は第1ダイオードを介して電源から充電されるの
で、第2P型トランジスタがオフ動作状態になる。同時
に、第2容量素子が第1P型トランジスタを介して電源
から充電されるので、第2N型トランジスタがオン動作
状態になり、外部出力端子を接地に接続する。その結
果、外部出力端子の電圧レベルは、時間遅れなく最大値
の電圧レベルから接地電位に急速に立ち下がる。このよ
うに、出力電圧が大きく変化するときの周波数特性を大
幅に改善することができる。
As described above, according to the present invention, a terminating resistor element is connected to each of the positive phase output terminal and the negative phase output terminal, and the positive phase signal corresponding to the digital value of a predetermined number of input data bits is input. In a current addition type DAC that converts the output current and the negative-phase output current into voltage by each of the terminating resistance elements and outputs the converted positive-phase voltage from the external output terminal, for example, if all the input data bits are "1", When the state is stable, “the output voltage of the first inverting circuit”> “the converted negative phase voltage” is satisfied, so that the first OP amplifier sets the output to the low level, and the first N-type transistor is in the off operation state. And the first capacitive element is placed in a charged state via the first diode. As a result, the second P-type transistor is turned off, and the positive-phase output current flows through the termination resistance element, so that the converted positive-phase voltage (maximum value) is output to the external output terminal. On the other hand, since "output voltage of second inverting circuit">"converted positive phase voltage", the second OP amplifier sets the output to a high level, the first P-type transistor is turned off, and the second capacitive element is turned off. It is placed in a discharged state via a second diode. As a result, the second N-type transistor is turned off. In this state, when the input data bits are all changed to "0", the first capacitive element is charged from the power source through the first diode, and the second P-type transistor is turned off. At the same time, the second capacitive element is charged from the power source through the first P-type transistor, so that the second N-type transistor is turned on and the external output terminal is connected to the ground. As a result, the voltage level of the external output terminal rapidly falls from the maximum voltage level to the ground potential without time delay. In this way, the frequency characteristic when the output voltage changes greatly can be significantly improved.

【0052】つぎの発明によれば、上記の発明におい
て、例えば、複数個の第1スイッチおよび第2スイッチ
を個別に操作する各種の操作パターンをレジスタに設定
しておき、外部出力端子に接続される負荷の状況に応じ
て、複数個の第2P型トランジスタおよび第2N型トラ
ンジスタの中から適切な数のトランジスタを選択して出
力電圧変化の周波数特性を所望の特性に補正させること
ができる。
According to the next invention, in the above invention, for example, various operation patterns for individually operating the plurality of first switches and the second switches are set in the register and are connected to the external output terminal. It is possible to correct an output voltage change frequency characteristic to a desired characteristic by selecting an appropriate number of transistors from the plurality of second P-type transistors and second N-type transistors according to the load situation.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】 この発明の実施の形態1であるDACの出力
補正回路の構成を示す回路図である。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an output correction circuit of a DAC which is Embodiment 1 of the present invention.

【図2】 入力されるデータビットが全て“1”から全
て“0”に変化するときの図1に示す第1OPアンプの
入力波形を示す図である。
FIG. 2 is a diagram showing an input waveform of the first OP amplifier shown in FIG. 1 when input data bits are all changed from “1” to “0”.

【図3】 入力されるデータビットが全て“1”から全
て“0”に変化するときの図1に示す第2OPアンプの
入力波形を示す図である。
FIG. 3 is a diagram showing an input waveform of the second OP amplifier shown in FIG. 1 when input data bits are all changed from “1” to “0”.

【図4】 入力されるデータビットが全て“1”から全
て“0”に変化するときの実施の形態1による補正出力
と従来例回路の出力における周波数特性の比較図であ
る。
FIG. 4 is a comparison diagram of the frequency characteristics of the correction output according to the first embodiment and the output of the conventional example circuit when all the input data bits change from “1” to all “0”.

【図5】 この発明の実施の形態2であるDACの出力
補正回路の構成を示す回路図である。
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of an output correction circuit of a DAC which is Embodiment 2 of the present invention.

【図6】 従来の電流加算型のDACと周辺回路との関
係を示す図である。
FIG. 6 is a diagram showing a relationship between a conventional current addition type DAC and peripheral circuits.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 電流加算型のDAC(デジタル・アナログ・コンバ
ータ)、2 外部出力端子、11,14,16,21,
24,51−1〜51−n PMOSトランジスタ、1
2,15,22,25,26,61−1〜61−n N
MOSトランジスタ、13 第1OPアンプ、23 第
2OPアンプ、52−1〜52−n,62−1〜62−
n スイッチ、R1,R2 終端抵抗素子、C1,C2
容量素子。
1 current addition type DAC (digital-analog converter), 2 external output terminals, 11, 14, 16, 21,
24, 51-1 to 51-n PMOS transistors, 1
2, 15, 22, 25, 26, 61-1 to 61-n N
MOS transistor, 13 1st OP amplifier, 23 2nd OP amplifier, 52-1 to 52-n, 62-1 to 62-
n switch, R1, R2 termination resistance element, C1, C2
Capacitive element.

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 正相出力端および逆相出力端にそれぞれ
終端抵抗素子を接続し、入力される所定数データビット
によるデジタル値に対応する正相出力電流および逆相出
力電流を前記各終端抵抗素子によって電圧変換し、変換
した正相電圧を外部出力端子から出力する電流加算型の
DACにおいて、 前記変換された正相電圧を反転して出力する第1反転回
路、および前記変換された逆相電圧を反転して出力する
第2反転回路と、 前記第1反転回路の出力が正相入力端に印加され、前記
変換された逆相電圧が逆相入力端に印加される第1OP
アンプと、 前記第2反転回路の出力が正相入力端に印加され、前記
変換された正相電圧が逆相入力端に印加される第2OP
アンプと、 一方の信号電極が第1ダイオードを介して電源に接続さ
れ、他方の信号電極が接地され、制御電極に前記第1O
Pアンプの出力が印加される第1N型トランジスタと、 前記第1N型トランジスタに並列に接続される第1容量
素子と、 一方の信号電極が電源に接続され、他方の信号電極が第
2ダイオードを介して接地され、制御電極に前記第2O
Pアンプの出力が印加される第1P型トランジスタと、 前記第2ダイオードに並列に接続される第2容量素子
と、 一方の信号電極が電源に接続され、他方の信号電極が前
記正相出力端と前記外部出力端子との接続ラインに接続
され、制御電極に前記第1容量素子の保持電圧が印加さ
れる第2P型トランジスタと、 一方の信号電極が前記正相出力端と前記外部出力端子と
の接続ラインに接続され、他方の信号電極が接地され、
制御電極に前記第2容量素子の保持電圧が印加される第
2N型トランジスタと、 を備えたことを特徴とするDACの出力補正回路。
1. A terminating resistor element is connected to each of the positive-phase output terminal and the negative-phase output terminal, and a positive-phase output current and a negative-phase output current corresponding to a digital value of a predetermined number of input data bits are supplied to each of the terminating resistors. In a current addition type DAC that converts a voltage by an element and outputs the converted positive phase voltage from an external output terminal, a first inverting circuit that inverts and outputs the converted positive phase voltage, and the converted negative phase A second inverting circuit that inverts and outputs a voltage; and a first OP in which the output of the first inverting circuit is applied to a positive phase input terminal and the converted negative phase voltage is applied to a negative phase input terminal.
An amplifier and a second OP in which an output of the second inverting circuit is applied to a positive phase input terminal and the converted positive phase voltage is applied to a negative phase input terminal.
An amplifier and one signal electrode are connected to a power source via a first diode, the other signal electrode is grounded, and the control electrode is connected to the first O
A first N-type transistor to which the output of the P amplifier is applied, a first capacitive element connected in parallel to the first N-type transistor, one signal electrode connected to a power source, and the other signal electrode connected to a second diode. Is grounded via the second O
A first P-type transistor to which the output of the P amplifier is applied, a second capacitance element connected in parallel to the second diode, one signal electrode connected to a power source, and the other signal electrode connected to the positive phase output terminal. And a second P-type transistor connected to a connection line between the external output terminal and the control electrode to which the holding voltage of the first capacitive element is applied, and one signal electrode of the positive phase output terminal and the external output terminal. Connected to the connection line of the other signal electrode is grounded,
A second N-type transistor to which the holding voltage of the second capacitance element is applied to a control electrode, and an output correction circuit of a DAC.
【請求項2】 前記第2P型トランジスタと前記第2N
型トランジスタとがそれぞれ複数個設けられ、 前記複数個の第2P型トランジスタのそれぞれにおい
て、一方の信号電極と前記第1容量素子の電圧保持端と
のいずれか一方を選択して制御電極に接続する複数個の
第1スイッチと、 前記複数個の第2N型トランジスタのそれぞれにおい
て、他方の信号電極と前記第2容量素子の電圧保持端と
のいずれか一方を選択して制御電極に接続する複数個の
第2スイッチと、 を備えたことを特徴とする請求項1に記載のDACの出
力補正回路。
2. The second P-type transistor and the second N-type transistor
A plurality of type transistors are provided respectively, and in each of the plurality of second P-type transistors, one of the signal electrode and the voltage holding end of the first capacitive element is selected and connected to the control electrode. In each of the plurality of first switches and the plurality of second N-type transistors, one of the other signal electrode and the voltage holding end of the second capacitance element is selected and connected to the control electrode. The output correction circuit of the DAC according to claim 1, further comprising:
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7098825B2 (en) 2004-08-06 2006-08-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Fixed offset digital-to-analog conversion device and method
US7474244B2 (en) 2006-08-10 2009-01-06 Panasonic Corporation Current addition type digital analog converter

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