JP2003329613A

JP2003329613A - 物性測定装置

Info

Publication number: JP2003329613A
Application number: JP2002139508A
Authority: JP
Inventors: Teruhiko Yagami; 照彦矢上
Original assignee: SHINKU REI KK
Current assignee: SHINKU REI KK
Priority date: 2002-05-15
Filing date: 2002-05-15
Publication date: 2003-11-19

Abstract

(57)【要約】【課題】使い易く精度も良い物性測定装置を安価に実現
する。【解決手段】探触子５と方向性結合器４と信号発生回路
２２と信号処理回路２３とを備え励起信号Ｓを被測定物
６に入射してその反射信号Ｒの振幅と位相を検出する物
性測定装置において、基準周波数の奇数倍に当たる周波
数を持った多数の正弦波信号が励起信号Ｓに用いられ、
その基準周波数の信号の半波分か奇数倍だけ伝搬遅延時
間を異ならせる遅延切換回路が導入され、各位相の検出
処理に際して遅延切換状態の異なる複数の入力を処理す
るようにする。これにより、方向性結合器での干渉誤差
が動的に相殺される。また、変調回路３１にて励起信号
Ｓの反転・非反転を選択的に行うとともに、復調回路３
２にて遅延切換回路４０での反転も纏めて戻すようにす
る。さらに、ＰＮ符号を発生して直接拡散変調も行う。
これにより、精度が一層向上する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、被測定物の誘電
率や誘電損失などを測定しうる物性測定装置に関し、詳
しくは、被測定物に励起信号を与えてその反射信号につ
いて振幅および位相の検出を行う物性測定装置に関す
る。例えば、複素誘電率は結合水や自由水の含有量の推
定等に有効であり、それは食品の鮮度や皮膚の保湿状態
についての判定・評価など種々の応用に役立つ。

【０００２】

【従来の技術】図１１に概要構成図を示したものは、何
れも従来の物性測定装置であり、上述の複素誘電率を周
波数成分に応じて求めるようになっている。図１１
（ａ）の物性測定装置は、特許番号第２７４０５２８号
の特許公報（特開平２−１１０３５７号）に記載された
発明と等価なものであり、パーソナルコンピュータ１
（ＰＣ）とベクトルネットワークアナライザ２（V.N.
A.）とパワースプリッタ３と方向性結合器４，４ｒと探
触子５，５ｒ（プローブ）とを具えている。そして、パ
ーソナルコンピュータ１の指令に応じてベクトルネット
ワークアナライザ２からステップパルス（Ｓｚ）が発せ
られ、それがパワースプリッタ３にて方向性結合器４，
４ｒ双方に伝送されるようになっている。

【０００３】そのうち方向性結合器４に入力した進行波
は探触子５を経て被測定物６に到達し、その反射波は探
触子５及び方向性結合器４を介してベクトルネットワー
クアナライザ２に取り込まれる（Ｒｚ）。一方、方向性
結合器４ｒに入力した進行波は探触子５ｒを経て標準物
質６ｒに到達し、その反射波は探触子５ｒ及び方向性結
合器４ｒを介してやはりベクトルネットワークアナライ
ザ２に取り込まれる（Ｑｚ）。そして、ベクトルネット
ワークアナライザ２の位相計測機能および振幅計測機能
によって、両反射波の位相差や振幅が周波数成分に分解
した状態で検出され、それから上記公報に記載の算出式
に則って被測定物６の複素誘電率が算出される。複素誘
電率が得られると、水分含有率等の応用目的に合致した
二次的物性値が算出されて、それがパーソナルコンピュ
ータ１のディスプレイ等に表示される。

【０００４】図１１（ｂ）の物性測定装置は、上述のも
のから方向性結合器４ｒと探触子５ｒとを省いたもので
あり、方向性結合器４ｒからの反射波に代えてパワース
プリッタ３から方向性結合器４への進行波をベクトルネ
ットワークアナライザ２に取り込むようになっている
（Ｑｚ）。これは、被測定物６，６ｒの測定を一の探触
子５にて逐次行うことで、複素誘電率の演算に必要な２
種類の反射波が得られるようになっている。このよう
に、何れの物性測定装置でも、被測定物に励起信号・進
行波が入射されるとともに、その反射波・反射信号が取
り込まれて、その振幅および位相の検出が行われる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の物性測定装置では、反射信号の取り込みに方
向性結合器が使用されているため、方向性結合器の性能
によって測定精度が左右される。方向性結合器では、進
行波と反射波との伝搬経路が重複するため、両者の完全
分離が難しく、反射信号には数％或いはそれ以上の割合
で進行波の干渉による誤差が含まれる。そのような誤差
はパーソナルコンピュータの補正演算等にて除去するの
が一般的であるが、経年変化や環境変化に応じて補正演
算の内容を更新する必要があるため、使いづらい。

【０００６】また、ステップ応答を処理する高性能なベ
クトルネットワークアナライザは高価なので、励起信号
として周波数の異なる正弦波信号を用いることでコスト
ダウンを図りたいが、広範な周波数を総て掃引するのは
時間が掛かり過ぎる（上記公報の「その他」欄も参
照）。そこで、励起信号に正弦波信号を採用するに際し
て周波数を限定するとともにその限定を利用して誤差の
割合および経年変化の影響を抑制するように工夫するこ
とが技術的な課題となる。この発明は、このような課題
を解決するためになされたものであり、使い易く精度も
良い物性測定装置を安価に実現することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るために発明された第１乃至第４の解決手段について、
その構成および作用効果を以下に説明する。

【０００８】［第１の解決手段］第１の解決手段の物性
測定装置は、出願当初の請求項１に記載の如く、また図
１（ａ）に図示したように、表面測定用の探触子５と、
信号入力端子と入力信号出力端子と反射信号出力端子と
を有し前記入力信号出力端子が前記探触子５と信号伝送
可能に接続された方向性結合器４と、既知波形の励起信
号Ｓを発生して前記方向性結合器４の前記信号入力端子
に送出する信号発生手段２２と、前記方向性結合器４の
前記反射信号出力端子から出力された反射信号Ｒを入力
してその振幅および位相の検出を行う信号処理手段２３
とを備えた物性測定装置において、遅延切換回路４０を
導入するとともに、前記信号発生手段２２と前記信号処
理手段２３に改造を施したものである。

【０００９】すなわち、前記信号発生手段２２は、前記
遅延切換回路４０の遅延時間に対応して定められた基準
周波数の奇数倍に当たる周波数を持った高周波の正弦波
信号であって周波数の異なる多数の信号を例えばマイク
ロ波で逐次発生して（即ち時間の推移に伴って次々と正
弦波信号の周波数を変えて）、それを前記励起信号Ｓと
して出力するようになっており、前記遅延切換回路４０
は、前記方向性結合器４と前記探触子５との信号伝送経
路に介挿して設けられ、伝搬遅延時間を前記基準周波数
の信号の半波分だけ又はその奇数倍だけ異ならせるもの
であり、前記信号処理手段２３は、振幅および位相の検
出処理を前記励起信号Ｓの各周波数ごとに行うようにな
っており、且つ、各検出処理すなわち一つの周波数での
検出処理に際して複数の入力を処理して一の位相値を求
めるのであり而もその処理対象に前記遅延切換回路４０
の切換状態の異なるときの各入力を含めるようになって
いる。

【００１０】このような第１の解決手段の物性測定装置
にあっては、半導体素子等を用いて安価に実現可能な遅
延切換回路が導入されるとともに、その遅延時間と所定
の基準周波数とが対応付けられていて、その基準周波数
の奇数倍に当たる周波数を持った高周波の正弦波信号が
励起信号として信号発生回路から方向性結合器と遅延切
換回路と探触子とを介して被測定物へ送出される。そし
て、その反射信号が、探触子と遅延切換回路と方向性結
合器とを介して信号処理回路に入力され、各周波数成分
ごとに振幅と位相が求められる。その際、遅延切換回路
のところで半波かその奇数倍だけ遅延時間を変えられた
信号とそうでない信号とについて、信号処理回路等によ
って検出値が纏められる。

【００１１】そのような遅延時間の異なる正弦波信号に
ついては波形が互いに反転した関係になるのに対し、そ
れらに方向性結合器で重畳する干渉波はほぼ同じである
から、それらの信号を纏めるときに、所望の信号の波形
反転関係を解消するよう簡単な処理を行えば、干渉波成
分は逆向きになって互いに消し合うこととなる。このよ
うに、基準周波数の奇数倍に当たる周波数を持った高周
波の正弦波信号に限定してそれらを励起信号に採用する
とともに、それらの信号については波形反転と等価な伝
搬遅延を選択的に施すようにしたことにより、方向性結
合器での反射波に対する進行波の干渉による誤差を動的
に相殺することが簡単に行えることとなる。

【００１２】そのため、制御演算部をベクトルネットワ
ークアナライザより簡便で安価なものにしても、測定精
度が劣化するどころか寧ろ向上するうえ、補正演算内容
の頻繁な更新も不要で使い易いものとなる。したがっ
て、この発明によれば、使い易く精度も良い物性測定装
置を安価に実現することができる。

【００１３】［第２の解決手段］第２の解決手段の物性
測定装置は、出願当初の請求項２に記載の如く、また図
１（ｂ）に要部を図示したように、上記の第１の解決手
段の物性測定装置であって、信号波形の反転・非反転を
前記遅延切換回路４０の遅延状態すなわち切換状態に対
応して行う波形反転回路４１が前記方向性結合器４と前
記信号処理手段２３との信号伝送経路（Ｒ〜ＲＲ）に介
挿して設けられている、というものである。

【００１４】このような第２の解決手段の物性測定装置
にあっては、反射信号に対し、遅延切換回路での伝搬遅
延による等価的な反転状態を解消するための反転処理
が、方向性結合器の直ぐ後方で行われる。そのため、反
転状態に対応して干渉波の乗り方の異なる２種類の反射
信号が得られるので、それらを足し合わせる等のことで
容易に誤差を相殺させることができる。これにより、信
号処理手段の演算量が軽減される一方、そのような反転
処理を行う回路は小規模なもので済む。したがって、こ
の発明によれば、使い易く精度も良い物性測定装置を安
価に実現することができる。

【００１５】［第３の解決手段］第３の解決手段の物性
測定装置は、出願当初の請求項３に記載の如く、また図
１（ｃ）に図示したように、上記の第１の解決手段の物
性測定装置であって、信号波形の反転・非反転を選択的
に行う変調回路３１が前記信号発生手段２２と前記方向
性結合器４との信号伝送経路（Ｓ〜ＳＳ）に介挿して設
けられ、且つ、信号波形の反転・非反転を前記変調回路
３１の反転状態および前記遅延切換回路４０の遅延状態
（即ち切換状態）に対応して行う復調回路３２が前記方
向性結合器４と前記信号処理手段２３との信号伝送経路
（Ｒ〜ＲＲ）に介挿して設けられている、というもので
ある。

【００１６】このような第３の解決手段の物性測定装置
にあっては、方向性結合器より前のところで進行波に対
して選択的に反転処理が施されるうえ、方向性結合器の
後方では、反射信号に対し、その反転状態を解消するた
めの反転処理に加えて、遅延切換回路での伝搬遅延によ
る等価的な反転状態を解消するための反転処理も行われ
る。そのため、反転状態に対応して干渉波の乗り方の異
なる４種類の反射信号が得られるので、それらを足し合
わせる等のことで容易に誤差を相殺させることができ
る。しかも、そのような反射信号は方向性結合器の後方
での演算だけでは得られない多様なものとなっているこ
とから、簡便な演算でも複雑な演算を凌ぐ結果が期待で
きるので、誤差の相殺が確実になされることにもなる。

【００１７】また、そのような反転処理を行う変調回路
や復調回路は、小規模な回路で具現しうるものである。
さらに、そのうち復調回路は、上記第２解決手段の波形
反転回路４１の機能を兼ねるが、僅かな改造で一体的に
具現しうるので、回路規模の増加がほとんどない。この
ように、方向性結合器の前後で異質の波形反転を選択的
に行うとともにその反転状態を方向性結合器の後方で纏
めて解消するようにしたことにより、回路規模の増加は
僅かなものに抑えつつ、測定精度が向上することとな
る。したがって、この発明によれば、使い易く而も精度
が一層良い物性測定装置を安価に実現することができ
る。

【００１８】［第４の解決手段］第４の解決手段の物性
測定装置は、出願当初の請求項４に記載の如く、また図
１（ｄ）に図示したように、上記の第３の解決手段の物
性測定装置であって、疑似雑音符号（疑似ランダムノイ
ズ、Pseudo-Noise, Pseudorandom-Noise、ＰＮ系列、Ｍ
系列）発生回路３３が設けられ、その疑似雑音符号ＰＮ
を用いて前記変調回路３１が波形反転処理を行うように
なっている、というものである。

【００１９】このような第４の解決手段の物性測定装置
にあっては、装置外への出力信号である励起信号に対し
て直接拡散変調と等価な信号処理が施される。複素誘電
率等の物性を測定するのに用いられる電気信号は、高周
波であるため電波法によって漏れや放散が規制される
が、直接拡散変調を施すことにより、出力パワーを下げ
ずにパワースペクトルにおけるピークパワーを下げるこ
とができるので、法規制のクリアーが容易になる。その
ため、法規制を守りながら信号レベルを高めて測定精度
を更に向上させることが可能となる。したがって、この
発明によれば、使い易く而も精度がより一層良い物性測
定装置を安価に実現することができる。

【００２０】

【発明の実施の形態】このような解決手段で達成された
本発明の物性測定装置について、これを実施するための
形態を幾つか説明する。

【００２１】本発明の第１の実施形態は、上述した解決
手段の物性測定装置であって、プローブ切換回路が前記
遅延切換回路と前記探触子との信号伝送経路に介挿して
設けられるとともに、前記探触子に加えて別の表面測定
用探触子も前記プローブ切換回路に接続して設けられて
いる、というものである。これにより、標準物質に関す
る測定も自動で行うことができる。

【００２２】本発明の第２の実施形態は、上述した解決
手段および実施形態の物性測定装置であって、温度セン
サが設けられている、というものである。これにより、
温度の異なる環境下でも、それに対応した適切な補正を
行って、正確な測定結果を得ることができる。

【００２３】このような解決手段や実施形態で達成され
た本発明の物性測定装置について、これを実施するため
の具体的な形態を、以下の第１〜第４実施例により説明
する。図２，図３に示した第１実施例は、上述した第１
の解決手段を具現化したものであり、図４〜図６に示し
た第２実施例は、上述した第２，第３の解決手段を具現
化したものであり、図７〜図９に示した第３実施例は、
上述した第４の解決手段を具現化したものであり、図１
０に示した第４実施例は、上述した第１，第２実施形態
を具現化したものである。なお、それらの図示に際して
は、簡明化等のため、筐体や，実装基板，電源，個々の
細かな回路素子などは図示を割愛し、発明の説明に必要
なものや関連するものを中心に適宜な単機能ブロック・
小機能ブロック等で図示した。

【００２４】

【第１実施例】本発明の物性測定装置の第１実施例につ
いて、その具体的な構成を、図面を引用して説明する。
図１（ａ）は概要ブロック図であり、図２は、詳細ブロ
ック図である。この物性測定装置は、図１１（ｂ）に示
した従来の装置と同様に、パーソナルコンピュータ１と
方向性結合器４と探触子５とを具えているが、遅延切換
回路４０が新たに設けられるとともに、ベクトルネット
ワークアナライザ２及びパワースプリッタ３に代えて制
御演算部２０が具備されている。制御演算部２０は、マ
イクロプロセッサ２１（ＭＰＵ）と、信号発生回路２２
（S.G.）と、信号処理回路２３（S.A.）とからなり、マ
イクロ波（高周波）の励起信号Ｓを発生するとともにそ
の反射信号Ｒから振幅と位相を検出して複素誘電率を算
出する。

【００２５】パーソナルコンピュータ１は、必須ではな
いが大抵は設けられていて、操作・指令等の入力や、測
定結果の表示、データの蓄積など、アプリケーションに
応じた種々の処理をプログラムにて遂行する。この例で
は、被測定物６および標準物質６ｒそれぞれについて測
定周波数毎に一組ずつ振幅値Ａｒおよび位相差Δθが得
られると、それらから、特開平２−１１０３５７号公報
で公知の演算を行って被測定物６の複素誘電率を算出す
るようになっている。探触子５は、信号伝送経路をなす
マイクロ波伝送用同軸ケーブルの端部に装着されてい
て、表面測定時には先端面が被測定物６や標準物質６ｒ
の表面に当接されてマイクロ波を出射するようになって
いる。

【００２６】方向性結合器４は、励起信号Ｓ（進行波）
から反射信号Ｒ（反射波）を分離して検出するためのも
のであり、ここでは、開孔間が２個以上の通路で結ばれ
これらの通路間の位相差が進行波と反射波とで異なる２
孔性方向性結合器が採用されている。これには同軸ケー
ブルを接続可能な信号入力端子と入力信号出力端子と反
射信号出力端子とが具わっており、そのうち入力信号出
力端子は探触子５とマイクロ波信号伝送可能にケーブル
接続されていて、進行波も反射波も伝送するようになっ
ている。また、信号入力端子は、信号発生回路２２の出
力端子とマイクロ波信号伝送可能にケーブル接続されて
いて、励起信号Ｓを入力するようになっている。反射信
号出力端子は、信号処理回路２３とマイクロ波信号伝送
可能にケーブル接続されていて、反射信号Ｒを出力する
ようになっている。

【００２７】遅延切換回路４０は、電気長の相違する２
つの経路（０，π）と、それらの両端に接続された一組
のＰＩＮダイオードスイッチＳＷ１，ＳＷ２とを具えて
いて、マイクロプロセッサ２１の制御に従って何れか一
方の経路を選択して有効にするものである。これは、方
向性結合器４と探触子５との間の伝搬遅延時間を異なら
せるために、その信号伝送経路をなす同軸ケーブルの途
中に介挿接続して設けられ、方向性結合器４と探触子５
との間の伝搬遅延時間を往復で基準周波数の信号の半波
分だけ又はその奇数倍だけ異ならせるようにされる。す
なわち、択一的に選択される２経路（０，π）の電気長
の差が基準周波数と各測定周波数とに基づいて上記条件
を満たすよう決められ、それに合致するよう実効電気長
が調整される。

【００２８】具体的には、励起信号Ｓが正弦波信号であ
ることを前提に、そのうち測定に用いられる周波数が特
定関係下の離散的なものに限定される。その際、各測定
周波数すなわち励起信号Ｓの送信周波数ｆｓが満たすべ
き特定関係は、何れの周波数も或る基準周波数の奇数倍
になっているということである。そのような基準周波数
が存在しているとき、その周波数で遅延切換回路４０の
実効電気長の差が調整される。例えば、励起信号Ｓの送
信周波数ｆｓとして、下限周波数ｆｏから上限周波数ｆ
ｎすなわち（２×ｎ＋１）×ｆｏまで周波数差２×ｆｏ
で（ｎ＋１）個の測定周波数が選出された場合、基準周
波数は下限周波数ｆｏに一致する。

【００２９】この場合に、下限周波数ｆｏを５００ＭＨ
ｚとすると、他の測定周波数は、３×ｆｏ＝１．５ＧＨ
ｚ、５×ｆｏ＝２．５ＧＨｚ、７×ｆｏ＝３．５ＧＨ
ｚ、９×ｆｏ＝４．５ＧＨｚ、…、２９×ｆｏ＝２９．
５ＧＨｚ＝ｆｎ（ｎ＝２９）となる。このとき、基準周
波数ｆｏも５００ＭＨｚであり、その波長λｏは６０ｃ
ｍなので、その１／４波長すなわちλｏ／４は１５ｃｍ
なる。また、遅延切換回路４０における波長短縮率とし
て０．７が得られたとすると、それを上記のλｏ／４に
掛けて、電気長Ｌ＝１０．５ｃｍが得られるので、これ
に相当する遅延回路を遅延切換回路４０の２経路の一方
（π）に設ける。または、その経路を長くする。そうす
ると、どの送信周波数ｆｓ＝（２×ｉ＋１）×ｆｏで
も、遅延切換回路４０の切換状態に応じて生じる信号往
復での位相差が１８０゜すなわちπラジアンとなる。

【００３０】基準周波数が下限周波数ｆｏに一致しない
測定周波数の選出例としては、上述した各測定周波数の
うちから単に下限周波数ｆｏのみを除外する場合や、そ
の他の周波数を適宜除外する場合が挙げられる。また、
ほぼ同じ範囲に亘って０．５ＧＨｚおきに測定したい場
合には、基準周波数を０．２５ＧＨｚに選定して、例え
ば０．７５ＧＨｚから２９．７５ＧＨｚまで０．５ＧＨ
ｚ差で各測定周波数を選出すれば良い。この場合も、不
必要な周波数は適宜除外して良い。これにより、基準周
波数が定まるとともに、その奇数倍に当たる周波数を持
った高周波の正弦波信号であって周波数の異なる多数の
信号も定まり、しかも、それらは遅延切換回路４０の遅
延時間に対応したものとなる。

【００３１】信号発生回路２２は、そのような多数のマ
イクロ波信号を逐次発生して励起信号Ｓとして出力する
ものであり、そのために、マイクロ波信号発生器２２ａ
を具備している。マイクロ波信号発生器２２ａは、マイ
クロプロセッサ２１からトリガー信号を受けて励起信号
Ｓの生成を開始するとともに、水晶発振器の発振信号を
分周器で分周して得られた信号に基づいて励起信号Ｓに
おける各測定周波数の離散的な掃引を行うようになって
いる。マイクロ波信号発生器２２ａは、励起信号Ｓに加
えて、補助信号Ｑのうち周波数（ｆｓ−ｆｔ）の正弦波
信号も生成するようになっている。

【００３２】また、信号発生回路２２は、上記分周器の
分周信号から、ＰＬＬシンセサイザー２２ｂで処理して
周波数ｆｔの正弦波信号を生成するとともに、ＰＬＬシ
ンセサイザー２２ｃで処理して補助信号Ｑのうちの周波
数ｆｌの正弦波信号を生成するようになっている。さら
に、それらの信号（ｆｔ，ｆｌ）をダブルバランスドミ
キサ２２ｄで混合してからバンドパスフィルタＢＰＦに
て所望の周波数を抽出することで、補助信号Ｑのうちの
周波数（ｆｔ−ｆｌ）の正弦波信号も生成する。これら
の補助信号Ｑは、何れも、励起信号Ｓと位相の同期が採
れており、適宜レベルに増幅されて、信号発生回路２２
から信号処理回路２３へ送給されるようになっている。

【００３３】信号処理回路２３は、反射信号Ｒの振幅お
よび位相を検出するためのものであり、周波数ｆｓの反
射信号Ｒを入力してそれに対する検出処理を励起信号Ｓ
の各測定周波数ごとに行うとともに、それぞれの検出処
理に際して複数の入力を処理して一の位相値を求めるよ
うになっている。しかも、何れか一つの測定周波数で例
えば１．５ＧＨｚでの測定で、その処理対象に遅延切換
回路４０の切換状態の異なるときの各入力を含めるよう
になっている。具体的には、マイクロプロセッサ２１の
制御下で、遅延切換回路４０が例えば１ｋＨｚで繰り返
し切り替わるとき、信号処理回路２３は、数秒間に亘る
検出処理を行って、数千個のデータを収集し、その平均
を取る等のことでそれぞれの測定周波数ごとに一組の振
幅検出値および位相検出値に纏めるようになっている。

【００３４】さらに、信号処理回路２３は、そのような
検出処理を低い周波数領域で行うために、補助信号Ｑを
利用して反射信号Ｒを低周波にダウンコンバートする回
路等も具備している。具体的には、反射信号Ｒと周波数
（ｆｓ−ｆｔ）の補助信号Ｑとをダブルバランスドミキ
サ２３ａでミキシングしてからローパスフィルタＬＰＦ
にて周波数ｆｔにダウンコンバートし、それを検波回路
２３ｄで検波し、さらにＡ／Ｄ変換して、マイクロプロ
セッサ２１に取り込み、マイクロプロセッサ２１の平均
値演算によって振幅値Ａｒを算出するようになってい
る。また、ダウンコンバートした周波数ｆｔの信号は周
波数ｆｌの補助信号Ｑと共にダブルバランスドミキサ２
３ｂでミキシングしてからバンドパスフィルタＢＰＦに
て周波数（ｆｔ−ｆｌ）にダウンコンバートして、反射
信号Ｒの位相情報θｒを引き継ぐものとしてＦＰＧＡ２
３ｃに取り込むようになっている。

【００３５】ＦＰＧＡ２３ｃは、例えばＡＳＩＣの一種
であるフィールドプログラマブルアレイからなるデジタ
ル演算回路であり、励起信号Ｓの位相情報θｑを引き継
ぐものとしての周波数（ｆｔ−ｆｌ）の補助信号Ｑも取
り込んで、両者の位相差Δθ＝（θｑ−θｒ）を算出す
るものである。その際、マイクロプロセッサ２１の制御
に従って、反射信号Ｒに関する位相状態を遅延切換回路
４０の切換状態に応じて反転させる処理を行い、そのう
えで平均値演算等を行って、位相検出値Δθを求めるよ
うになっている。なお、ＦＰＧＡ２３ｃの処理能力と測
定時間とのトレードオフ等にも依るので一概には言えな
いが、周波数ダウンコンバートの典型例は、周波数ｆｔ
が５００ＭＨｚ、周波数（ｆｔ−ｆｌ）が３３３．３３
ｋＨｚである。

【００３６】マイクロプロセッサ２１は、メモリや入出
力回路を内蔵した汎用のワンチップコンピュータであ
り、プログラムの実行によって、信号発生回路２２に対
して励起信号Ｓの周波数掃引開始や周波数切換の制御信
号を送出する他、それに同期して遅延切換回路４０の切
換制御と信号処理回路２３に対する演算制御も行う。そ
して、自己の演算やＦＰＧＡ２３ｃからの収受にて測定
周波数毎に一組ずつ振幅値Ａｒおよび位相差Δθを得
て、それをパーソナルコンピュータ１に送出するように
なっている。なお、この例では、マイクロプロセッサ２
１とＦＰＧＡ２３ｃとで演算制御処理を分担するように
したが、何れか一方だけに纏めても良い。全機能を一方
に纏めるのでなく、一部機能を移転させても良く、例え
ば反射信号Ｒに関する位相状態を遅延切換回路４０の切
換状態に応じて反転させる処理をＦＰＧＡ２３ｃでなく
マイクロプロセッサ２１が行うようにしても良い。

【００３７】上述した各回路２２，２３や方向性結合器
４及び探触子５を接続するケーブルには例えばセミリジ
ット同軸ケーブルが用いられるが、その波長短縮率がｋ
のとき、基準周波数の正弦波信号の波長をλとして、各
ケーブルの電気長が（λ／４）×ｋの奇数倍になるよう
に、各ケーブルは設計・製造されている。これにより、
各ケーブルにおいて、ケーブル両端のコネクタからの反
射信号の位相差が１８０゜（π）になることから、反射
信号のレベルがほぼ同じであれば不所望な反射信号を打
ち消すことができるので、コネクタやＰＩＮダイオード
スイッチ等の接合部分のインピーダンス不整合による入
射信号の多重反射に起因して生じる位相誤差や振幅誤差
が抑制されるようになっている。なお、各ケーブル長の
最終調整は、遅延切換回路４０における２経路（０，
π）の電気長の調整も同様であるが、最も条件の厳しい
上限周波数ｆｎで必要条件を満たすように行うのが良
い。

【００３８】この第１実施例の物性測定装置について、
その使用態様及び動作を、図面を引用して説明する。図
３（ａ）は、信号ベクトル図であり、同図（ｂ）は、信
号対応表である。パーソナルコンピュータ１を操作して
その動作状態を測定モードにすると、被測定物６の測定
と標準物質６ｒの測定とを任意の順序で行うよう促され
る。ここでは、標準物質６ｒを先に測定し、次に被測定
物６を測定する場合を述べる。

【００３９】先ず、標準物質６ｒの測定を実行するため
に、探触子５を標準物質６ｒの表面に当接させ、それか
らパーソナルコンピュータ１に標準物質６ｒの測定開始
を指示する。そうすると、物性測定装置では、パーソナ
ルコンピュータ１からマイクロプロセッサ２１にその旨
の指令や必要なパラメータ等が送られ、それに基づいて
マイクロプロセッサ２１から信号発生回路２２と信号処
理回路２３と遅延切換回路４０とに対して初期化や切換
などの制御信号が逐次送出される。

【００４０】そして、その制御に従い、信号発生回路２
２から励起信号Ｓが出力され、それが方向性結合器４と
遅延切換回路４０とを順に進行し、探触子５に達して標
準物質６ｒに射出される。また、その反射波が、同じ信
号伝送経路を逆順に戻り、方向性結合器４のところで分
離されて、反射信号Ｒとして取り出される。反射信号Ｒ
は、信号処理回路２３に入力され、そこのダブルバラン
スドミキサ２３ａ，２３ｂ等の信号処理により信号発生
回路２２からの補助信号Ｑを利用して周波数が高周波の
周波数ｆｓから中間周波の周波数ｆｔや低周波の周波数
（ｆｔ−ｆｌ）にダウンコンバートされる。それから、
ＦＰＧＡ２３ｃによって位相差Δθが算出されるととも
にマイクロプロセッサ２１によって振幅値Ａｒが算出さ
れ、それらがマイクロプロセッサ２１に収集される。

【００４１】その際、測定周波数すなわち励起信号Ｓの
送信周波数ｆｓは、０．５ＧＨｚ，１．５ＧＨｚ，２．
５ＧＨｚ，…，２９．５ＧＨｚと例えば２秒毎に変化す
る。また、その間ずっと継続して、遅延切換回路４０で
は１ｋＨｚで２経路（０，π）の交互選択切換動作が繰
り返えされる。さらに、ＦＰＧＡ２３ｃやマイクロプロ
セッサ２１では、遅延切換回路４０の切換動作の中間時
点ごとに又は遅延切換回路４０の切換状態の安定した適
宜なタイミングで位相情報θｒ，θｑや振幅値Ａｒのサ
ンプリングが行われるとともに、各測定周波数の割当時
間である２秒毎に平均値演算等が行われる。

【００４２】こうして、６０秒後には、標準物質６ｒに
関する各測定周波数ごとに一組ずつ合計で３０組の振幅
値Ａｒ及び位相差Δθが得られ、それがマイクロプロセ
ッサ２１からパーソナルコンピュータ１に送られる。標
準物質６ｒの測定を終えると、パーソナルコンピュータ
１によって被測定物６の測定が促されるので、その測定
を実行するために、探触子５を標準物質６ｒから離して
被測定物６の方に移し、探触子５を被測定物６の表面に
当接させた状態で、パーソナルコンピュータ１に被測定
物６の測定開始を指示する。

【００４３】そうすると、物性測定装置では、同様の処
理が繰り返されて、被測定物６に関する各測定周波数ご
とに一組ずつ合計で３０組の振幅値Ａｒ及び位相差Δθ
が得られ、それがマイクロプロセッサ２１からパーソナ
ルコンピュータ１に送られる。相違点は、被測定物６が
特性未知であるため既知の標準物質６ｒより念入りに測
定すべく、各測定周波数の割当時間が延長されて例えば
８秒になっている点である。そのため、今度は、２４０
秒後に、各周波数ごとの一連の検出値がマイクロプロセ
ッサ２１からパーソナルコンピュータ１に送られる。

【００４４】こうして、被測定物６と標準物質６ｒとに
関する一連の振幅値Ａｒ及び位相差Δθが収集され、そ
れからパーソナルコンピュータ１によって被測定物６の
複素誘電率が算出され表示される。次に、こうして得ら
れた検出値・物性値が正確なものであることを、図３を
参照しながら説明する。何れの測定周波数についても同
様なので、或る一の測定周波数での測定について詳述す
る。

【００４５】方向性結合器４で干渉が全く無いと仮定し
た理想状態で、遅延切換回路４０の切換状態が２経路の
一方（π）のとき即ち遅延選択が波形反転状態のとき、
その反射信号Ｒの信号ベクトルをＳ１とし、遅延切換回
路４０の切換状態が２経路の他方（０）のとき即ち遅延
選択が非反転状態のとき、その反射信号Ｒの信号ベクト
ルをＳ０とすると、信号ベクトル図上で、信号ベクトル
Ｓ０は０゜の半径上に位置し、信号ベクトルＳ１は１８
０゜の半径上に位置する。実際には、何れのときでも、
数％程度の大きさで斜交する干渉波ベクトルＥ０が重畳
する。そのため、実際に得られる反射信号Ｒの信号ベク
トルは、信号ベクトルＳ０と干渉波ベクトルＥ０との合
成波ベクトルＲ００と、信号ベクトルＳ１と干渉波ベク
トルＥ０との合成波ベクトルＲ１０とになる。

【００４６】そして、合成波ベクトルＲ００には、位相
誤差＋θｐと振幅誤差＋Ａｐが含まれ、合成波ベクトル
Ｒ１０には、位相誤差−θｍと振幅誤差−Ａｍが含まれ
ることとなる。このような合成波ベクトルＲ００，Ｒ１
０の振幅値Ａｒ及び位相情報θｒは、両遅延選択（０，
π）について同数がサンプリングされ、振幅値Ａｒにつ
いてはそのまま相加平均がとられる。また、位相情報θ
ｒについては、ＦＰＧＡ２３ｃ又はマイクロプロセッサ
２１で波形反転状態のものだけ反転演算が施され、位相
状態が揃ったところで、相加平均がとられる。

【００４７】そうすると、位相差Δθの誤差は位相誤差
（θｐ−θｍ）となり、振幅値Ａｒの誤差は振幅誤差
（θｐ−θｍ）となる。ここで、干渉波ベクトルＥ０は
合成波ベクトルＲ００，Ｒ１０と比べれば小さいので、
ベクトルの性質より位相誤差＋θｐと位相誤差−θｍと
の差は僅かであり、振幅誤差＋Ａｐと振幅誤差−Ａｍと
の差も僅かである。そのため、位相誤差（θｐ−θｍ）
も振幅誤差（＋Ａｐ−Ａｍ）も、相殺されて小さくな
り、遅延切換回路４０の調整具合や信号処理回路２３の
精度等にも依るが、数分の１以下に抑制される。こうし
て、この物性測定装置にあっては、選定された何れの測
定周波数においても、被測定物から反射した信号の振幅
および位相が正確に測定される。また、干渉波ベクトル
のキャンセルは動的に行われるので、方向性結合器４に
おける干渉状態が経年変化等しても、正確な測定がなさ
れる。

【００４８】

【第２実施例】本発明の物性測定装置の第２実施例につ
いて、その具体的な構成を、図面を引用して説明する。
図１（ｃ）は概要ブロック図であり、図４は、詳細ブロ
ック図である。また、図５は、マイクロ波信号発生器の
ブロック図である。

【００４９】この物性測定装置が上述した第１実施例の
ものと相違するのは、変復調回路３０が導入されて制御
演算部２０と方向性結合器４とに介在させられている点
である。変復調回路３０は、変調回路３１と復調回路３
２とからなり、そのうち変調回路３１は、信号発生回路
２２と方向性結合器４との信号伝送経路（Ｓ〜ＳＳ）に
介挿され、復調回路３２は、方向性結合器４と信号処理
回路２３との信号伝送経路（Ｒ〜ＲＲ）に介挿されてい
る。

【００５０】変調回路３１は、ダブルバランスドミキサ
３１ａと分周器３１ｂとバッファー等を具えていて、信
号発生回路２２の出力信号を分周器３１ｂで分周して送
信周波数ｆｓより低い周波数の例えば１ＭＨｚの矩形波
信号・二値信号を変調信号Ｂとして生成するとともに、
その変調信号Ｂと励起信号Ｓとをダブルバランスドミキ
サ３１ａでミキシングすることで、励起信号Ｓの反転・
非反転を一定周期で選択的に行うようになっている。こ
うしてデジタル変調された励起信号ＳＳが方向性結合器
４に進行するようにもなっている。

【００５１】復調回路３２は、信号波形の反転・非反転
を変調回路３１の反転状態に対応して行うのに加えて遅
延切換回路４０の切換状態（遅延状態）にも対応して行
うために、ダブルバランスドミキサ３２ａと反転切替回
路３２ｂとバッファー等を具えている。そして、反転切
替回路３２ｂにて、遅延切換回路４０が非反転状態のと
きには変調信号Ｂと同じものを復調信号Ｍとして選出
し、遅延切換回路４０が反転状態のときには変調信号Ｂ
の反転信号を復調信号Ｍとして選出し、さらに、その復
調信号Ｍと反射信号Ｒとをダブルバランスドミキサ３２
ａにてミキシングするようになっている。こうしてデジ
タル復調された反射信号ＲＲが信号処理回路２３に入力
されるようにもなっている。

【００５２】また、変復調回路３０の追加に対応して、
信号処理回路２３での位相情報θｒサンプリング及びマ
イクロプロセッサ２１での振幅値Ａｒサンプリングは、
変調信号Ｂの反転タイミングの中間時点ごとに１ＭＨｚ
で又は変調信号Ｂの安定した適宜なタイミングで行われ
る。さらに、変調回路３１での波形反転を解消するため
の波形反転処理に加えて、遅延切換回路４０での波形反
転を解消するための波形反転処理も、復調回路３２で纏
めて行われるようになったことに対応して、反射信号Ｒ
Ｒの位相状態の反転処理がＦＰＧＡ２３ｃ又はマイクロ
プロセッサ２１の演算から省かれている。

【００５３】なお、ここでマイクロ波信号発生器２２ａ
について付言すると、送信周波数ｆｓの励起信号Ｓと周
波数（ｆｓ−ｆｔ）の補助信号Ｑとの２信号を同時生成
するマイクロ波信号発生器を用いても良いが、それに代
えて、励起信号Ｓだけを発生する安価なマイクロ波信号
発生器を用いて補助信号Ｑは派生させるようにしても良
い。例えば（図５参照）、ＰＬＬシンセサイザー２２ｂ
から周波数ｆｔの正弦波信号を入力するとともに、励起
信号Ｓからダブルバランスドミキサでダウンコンバート
して周波数ｆｔの正弦波信号を生成し、両者をフェーズ
ロックループに入力する等のことで、位相同期の採れた
周波数（ｆｓ−ｆｔ）の補助信号Ｑを取り出すことが可
能である。

【００５４】この第２実施例の物性測定装置について、
その使用態様及び動作を、図面を引用して説明する。図
６（ａ）は、信号ベクトル図であり、同図（ｂ）は、信
号対応表である。この場合も操作手順や全体的な一連の
測定動作は上述したのと同様なので、繰り返しとなる説
明は割愛し、ここでは、或る一の測定周波数での測定に
ついて、正確な検出値・物性値が如何にして得られるか
を詳述する。

【００５５】この場合、遅延選択が非反転状態（０）か
波形反転状態（π）かという場合分けに加えて、変調信
号Ｂが非反転状態（０）か波形反転状態（１）かという
場合分けも存在する。そして、変調信号Ｂが非反転状態
（０）のときは上述した干渉波ベクトルＥ０が重畳する
のに対し、変調信号Ｂが波形反転状態（１）のときは位
相反転した干渉波ベクトルＥ１が重畳する。そのため、
実際に得られる反射信号ＲＲの信号ベクトルは、信号ベ
クトルＳ０と干渉波ベクトルＥ０との合成波ベクトルＲ
００と、信号ベクトルＳ１と干渉波ベクトルＥ１との合
成波ベクトルＲ１１と、信号ベクトルＳ１と干渉波ベク
トルＥ０との合成波ベクトルＲ１０と、信号ベクトルＳ
０と干渉波ベクトルＥ１との合成波ベクトルＲ０１にな
る。

【００５６】これらのうち合成波ベクトルＲ００，Ｒ１
１には、位相誤差＋θｐと振幅誤差＋Ａｐが含まれ、合
成波ベクトルＲ１０，Ｒ０１には、位相誤差−θｍと振
幅誤差−Ａｍが含まれる。そして、このような合成波ベ
クトルＲ００，Ｒ１１，Ｒ１０，Ｒ０１の振幅値Ａｒ及
び位相情報θｒが同数個ずつサンプリングされて、その
相加平均がとられると、この場合も、位相差Δθの誤差
は位相誤差（θｐ−θｍ）となり、振幅値Ａｒの誤差は
振幅誤差（θｐ−θｍ）となり、キャンセルされる。こ
うして、この物性測定装置にあっても、被測定物から反
射した信号の振幅および位相が正確に測定される。

【００５７】また、この場合、変復調回路３０を導入し
たことで更なるメリットを享受することができる。対比
のため先ず変復調回路３０が無い場合を詳述すると（図
２参照）、マイクロ波信号発生器からの出力信号Ｓの一
部が信号発生回路２２の内部回路や電源回路等を通って
ダブルバランスドミキサ２３ａで反射波Ｒに対する干渉
波（Ｅｓ）となり、それが方向性結合器４での干渉波Ｅ
０に合成されるので、干渉波ＥはベクトルＥ０とベクト
ルＥｓの合成波となる。そして（図３参照）、干渉波Ｅ
が大きくなると、位相誤差（θｐ−θｍ）も振幅誤差
（Ａｐ−Ａｍ）も大きくなる。そのため、干渉波（Ｅ＋
Ｅｓ）を小さくするには、信号発生回路２２の内部回路
や電源回路等の電波漏れ対策に関しても注意深い設計や
実装が必要となる。これはコストアップの要因となる。

【００５８】これに対し、本実施例では変復調回路３０
が設けられている（図４参照）。そのため、変調回路３
１により信号波形の反転（ＳＳ１）非反転（ＳＳ０）が
行なわれて、マイクロ波出力信号は変調後の励起信号Ｓ
Ｓとなる。マイクロ波信号発生器からの出力信号ＳＳの
一部は、この場合も信号発生回路２２の内部回路や電源
回路等を通ってダブルバランスドミキサ２３ａで反射波
ＲＲに対する干渉波（Ｅｓｓ）となるが、この場合は、
反射波ＲＲが復調回路３２で復調されているのに対し、
反射波ＲＲに対する干渉波（Ｅｓｓ）はマイクロ波出力
信号ＳＳの反転（ＳＳ１）非反転（ＳＳ０）に同期して
反転（Ess1）非反転（Ess0）する。このような反射波Ｒ
Ｒと干渉波（Ess1、Ess0）の関係は、図６で信号ベクト
ルＳ０を信号ベクトルＲＲに置き換え、信号ベクトルＥ
０を信号ベクトルEss0に且つ信号ベクトルＥ１を信号ベ
クトルEss1に置き換えた場合と同様の関係になる。

【００５９】そのため、この物性測定装置にあっては、
変復調回路３０を制御演算部２０と方向性結合器４との
信号伝送経路に介挿して導入したことによって、方向性
結合器４での干渉波Ｅばかりか制御演算部２０内部など
他の経路での干渉波（Ｅｓｓ）までも、その影響が相殺
・削減されることとなる。また、信号発生内部回路や，
電源回路，接地まわり等の電波漏れ対策に関し、変復調
回路３０が無い場合と比べて、コストダウンが可能にな
る。したがって、この実施態様にあっては、被測定物か
ら反射した信号の振幅および位相をより正確に測定する
物性測定装置を安価に実現することができる。

【００６０】

【第３実施例】本発明の物性測定装置の第３実施例につ
いて、その具体的な構成を、図面を引用して説明する。
図１（ｄ）は概要ブロック図であり、図７は、詳細ブロ
ック図である。また、図８は、ＰＮ符号発生回路の回路
図である。この物性測定装置が上述した第２実施例のも
のと相違するのは、分周器３１ｂに代えてＰＮ符号発生
回路３３（Ｍ系列発生器、疑似雑音符号発生回路）が設
けられている点である。

【００６１】ＰＮ符号発生回路３３は、５段のクロック
同期式フリップフロップＦＦ１〜ＦＦ５とＥＯＲゲート
とからなる公知のものであり、３１クロックを１周期と
してＰＮ符号“１１０００１１０１１１０１０１０００
０１００１０１１００１１１”を繰り返し生成するよう
になっている。また、このＰＮ符号発生回路３３の出力
段にはマルチプレクサＭＵＸも設けられていて、上記Ｐ
Ｎ符号そのままの信号とその反転信号とが１周期おきに
選択されるようになっている。これにより、ＰＮ符号発
生回路３３は、２周期で値０と値１との個数が等しくな
る変調信号ＰＮを生成し、これを変調信号Ｂに代えてダ
ブルバランスドミキサ３１ａに送出するものとなる。ま
た、反転切替回路３２ｂも、上述のＰＮ符号かその反転
信号か何れかを選出するマルチプレクサＭＵＸにて簡便
に具現される。

【００６２】この第３実施例の物性測定装置について、
その使用態様及び動作を、図面を引用して説明する。図
９は、出力のパワースペクトル図であり、（ａ）が全パ
ワー一致時の比較用、（ｂ）がピークパワー一致時の比
較用である。装置から外部へ漏れる電磁波のうち大部分
がシールド不可能な探触子５から放出されるが、この場
合、そこに進行する励起信号ＳＳはＰＮ符号にて変調さ
れている。

【００６３】この変調処理は、携帯電話等の通信分野で
用いられている直接拡散変調をＰＮ符号の限定にて簡素
化したものであり、固定データしか伝送しないので通信
機能は喪失しているが、パワースペクトルを拡散させる
作用は引き継いでいる。そのため、励起信号Ｓのパワー
が同じなら（図９（ａ）参照）、変調しないときに比べ
て（破線グラフ参照）、変調したときには（実線グラフ
参照）、ピークパワーが下がる。この差ΔＰは変調処理
の拡散率に依存しており、その拡散率はＰＮ符号発生回
路３３のクロック周波数に依存していることから、クロ
ック周波数を上げると差ΔＰも大きくなるが、変調が強
すぎると励起信号ＳＳの波形の乱れによる誤差が無視で
きなくなるので、拡散率は両者のトレードオフにて決ま
る。

【００６４】なお、どの測定周波数でも拡散率を一定に
したいときには、ＰＮ符号発生回路３３のクロックの周
波数を送信周波数ｆｓに応じて可変するようにすれば良
いが、特定の測定周波数で出力パワーを抑制すれば足り
るようなときには、クロック周波数を固定しても良い。
また、ピークパワーを下げることよりも全パワーを上げ
ることが優先するような場合は（図９（ｂ）参照）、変
調時のピークパワー（実線グラフ参照）が無変調時のも
の（破線グラフ参照）に一致するところまで励起信号Ｓ
Ｓのパワー増幅を強化すれば良く、そうすることで出力
パワーがアップして（ΔＡ参照）、反射信号Ｒを明瞭に
捉えることができる。

【００６５】

【第４実施例】図１０にブロック図を示した本発明の物
性測定装置が上述した各実施例のものと相違するのは、
プローブ切換回路５１と探触子５ｒと温度センサ５２と
が追加されていることである。

【００６６】プローブ切換回路５１は、マイクロプロセ
ッサ２１の制御に従って切り替わる３端子のＰＩＮダイ
オードスイッチＳＷ３を主体にしたものであり、遅延切
換回路４０と探触子５との信号伝送経路に介挿して設け
られている。探触子５ｒは、探触子５と同じ特性を持っ
た別の表面測定用探触子であり、探触子５とＰＩＮダイ
オードスイッチＳＷ３の端子とを接続している同軸ケー
ブルと特性も長さも同じ同軸ケーブルにてＰＩＮダイオ
ードスイッチＳＷ３の他の端子に接続されている。

【００６７】これにより、プローブ切換回路５１は、Ｐ
ＩＮダイオードスイッチＳＷ３の切換状態によって、方
向性結合器４及び遅延切換回路４０からの励起信号Ｓ，
ＳＳを、探触子５，５ｒの何れか一方に伝送するものと
なっている。温度センサ５２は、一般的な熱電対などを
利用したもので足り、計測雰囲気の温度を検出してマイ
クロプロセッサ２１に送出するようになっている。

【００６８】この場合、探触子５を被測定物６に当て、
探触子５ｒを標準物質６ｒに当てて、測定が行われる。
マイクロプロセッサ２１の制御によって、各測定周波数
ごとに、プローブ切換回路５１を作動させて例えば前半
２秒は探触子５ｒを選択して標準物質６ｒの測定を行
い、例えば後半８秒は探触子５を選択して被測定物６の
測定を行う。このような時分割での並行処理により、被
測定物６に加えて標準物質６ｒに関する測定も自動で行
われるうえ、標準物質６ｒの物性値を基準としてそれと
の差で表される被測定物６の物性値が各測定周波数ごと
に逐次得られることから、多くの測定周波数に亘って検
出値を蓄積しておく必要が無くなるので、高速メモリ等
を減らしてコストダウンを図ることができる。

【００６９】また、標準物質６ｒや被測定物６の物性値
について温度特性が判明している又は推定しうる場合に
は、パーソナルコンピュータ１を操作してマイクロプロ
セッサ２１の動作モードを補正演算の有効なものに設定
しておく。そうすると、その設定に対応した補正演算た
とえば線形演算や対数演算での補正あるいは折れ線グラ
フに基づく変換による補正が、振幅値Ａｒ及び位相差Δ
θに施される。温度特性が不明なときや不要なときに
は、補正演算は無効にしておき、測定時の温度は参考デ
ータ・付加データ等とする。

【００７０】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の第１の解決手段の物性測定装置にあっては、基準周波
数の奇数倍に当たる周波数を持った高周波の正弦波信号
に限定して励起信号に採用するとともに、それらの信号
については波形反転と等価な伝搬遅延を選択的に施すよ
うにしたことにより、使い易く精度も良い物性測定装置
を安価に実現することができたという有利な効果が有
る。

【００７１】また、本発明の第２の解決手段の物性測定
装置にあっては、伝搬遅延による波形の反転状態を方向
性結合器の直ぐ後方で解消するようにもしたことによ
り、信号処理での演算負担が軽減されて、使い易く精度
も良い物性測定装置を安価に実現することができたとい
う有利な効果を奏する。

【００７２】さらに、本発明の第３の解決手段の物性測
定装置にあっては、方向性結合器の前後で異質の波形反
転を選択的に行うとともにその反転状態を方向性結合器
の後方で纏めて解消するようにもしたことにより、使い
易く而も精度が一層良い物性測定装置を安価に実現する
ことができたという有利な効果が有る。

【００７３】また、本発明の第２の解決手段の物性測定
装置にあっては、直接拡散変調も行うようにしたことに
より、使い易く而も精度がより一層良い物性測定装置を
安価に実現することができたという有利な効果を奏す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】何れも本発明の物性測定装置の概要構成図
であり、（ａ）が第１解決手段、（ｂ）が第２解決手
段、（ｃ）が第３解決手段、（ｄ）が第４解決手段のも
のである。

【図２】本発明の物性測定装置の第１実施例につい
て、その構造を示すブロック図である。

【図３】信号ベクトル図および信号対応表で
ある。

【図４】本発明の物性測定装置の第２実施例につい
て、その構造を示すブロック図である。

【図５】マイクロ波信号発生器のブロック図
である。

【図６】信号ベクトル図および信号対応表で
ある。

【図７】本発明の物性測定装置の第３実施例につい
て、その構造を示すブロック図である。

【図８】ＰＮ符号発生回路の回路図である。

【図９】出力のパワースペクトル図である。

【図１０】本発明の物性測定装置の第４実施例につい
て、その構造を示すブロック図である。

【図１１】何れも従来の物性測定装置の概要構成図で
ある。

【符号の説明】

１パーソナルコンピュータ（PC) ２ベクトルネットワークアナライザ（V.N.A.) ３パワースプリッタ４，４ｒ方向性結合器５，５ｒ探触子（プローブ）６被測定物（測定対象物）６ｒ標準物質（基準物、既知の参照物）２０制御演算部２１マイクロプロセッサ（MPU）２２信号発生回路（S.G.) ２２ａマイクロ波信号発生器２２ｂ，２２ｃＰＬＬシンセサイザー（フェーズロッ
クループ回路）２２ｄダブルバランスドミキサ（混合器）２３信号処理回路（S.A.) ２３ａ，２３ｂダブルバランスドミキサ（混合器）２３ｃＦＰＧＡ（フィールドプログラマブル
ゲートアレイ）２３ｄ検波回路３０変復調回路３１変調回路（デジタル変調、D.M.) ３１ａダブルバランスドミキサ（混合器）３１ｂ分周器３２復調回路（波形反転回路を兼ねたデジタル復
調回路、D.D.) ３２ａダブルバランスドミキサ（混合器）３２ｂ反転切替回路３３ＰＮ符号発生回路（Ｍ系列発生器、疑似雑音
符号発生回路）４０遅延切換回路４１波形反転回路５１プローブ切換回路５２温度センサＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３ＰＩＮダイオードスイッチ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】表面測定用の探触子と、信号入力端子と入
力信号出力端子と反射信号出力端子とを有し前記入力信
号出力端子が前記探触子と信号伝送可能に接続された方
向性結合器と、既知波形の励起信号を発生して前記方向
性結合器の前記信号入力端子に送出する信号発生手段
と、前記方向性結合器の前記反射信号出力端子から出力
された反射信号を入力してその振幅および位相の検出を
行う信号処理手段とを備えた物性測定装置において、前
記信号発生手段が、前記励起信号として、基準周波数の
奇数倍に当たる周波数を持った高周波の正弦波信号であ
って周波数の異なる多数の信号を逐次発生するものであ
り、伝搬遅延時間を前記基準周波数の信号の半波分だけ
又はその奇数倍だけ異ならせる遅延切換回路が、前記方
向性結合器と前記探触子との信号伝送経路に介挿して設
けられ、前記信号処理手段が、振幅および位相の検出処
理を前記励起信号の各周波数ごとに行うとともに各検出
処理に際して前記遅延切換回路の切換状態の異なる複数
の入力を処理するものであることを特徴とする物性測定
装置。
【請求項２】信号波形の反転・非反転を前記遅延切換回
路の遅延状態に対応して行う波形反転回路が前記方向性
結合器と前記信号処理手段との信号伝送経路に介挿して
設けられていることを特徴とする請求項１記載の物性測
定装置。
【請求項３】信号波形の反転・非反転を選択的に行う変
調回路が前記信号発生手段と前記方向性結合器との信号
伝送経路に介挿して設けられるとともに、信号波形の反
転・非反転を前記変調回路の反転状態および前記遅延切
換回路の遅延状態に対応して行う復調回路が前記方向性
結合器と前記信号処理手段との信号伝送経路に介挿して
設けられていることを特徴とする請求項１記載の物性測
定装置。
【請求項４】疑似雑音符号発生回路が設けられ、その疑
似雑音符号を用いて前記変調回路が波形反転処理を行う
ことを特徴とする請求項３記載の物性測定装置。