JP2003324969A - ゼロ電圧スイッチングモードｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
ゼロ電圧スイッチングモードｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- switching
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】インバータにおいて、スイッチング素子をＯＮ
する以前にインダクタンスの作用を利用してスイッチン
グ素子の電圧をゼロ電圧に保ち、スイッチング時のスイ
ッチング損失を減らすとともに、電流の立ち上がりを抑
えて効率アップと低ノイズのインバータを実現する。 【構成】デッドタイムを有し同時にＯＮしない条件で開
閉する二つの逆方向導通特性を持つスイッチング素子を
入力電源に直列に接続し、更に入力電源の両極性に対し
て直列にインダクタンスＬ１、Ｌ２を接続し、更にその
先にコンデンサの直列回路を接続し、その中点と直列に
したスイッチング素子の中点との間に負荷を接続した負
荷に電力を供給したインバータ回路。
する以前にインダクタンスの作用を利用してスイッチン
グ素子の電圧をゼロ電圧に保ち、スイッチング時のスイ
ッチング損失を減らすとともに、電流の立ち上がりを抑
えて効率アップと低ノイズのインバータを実現する。 【構成】デッドタイムを有し同時にＯＮしない条件で開
閉する二つの逆方向導通特性を持つスイッチング素子を
入力電源に直列に接続し、更に入力電源の両極性に対し
て直列にインダクタンスＬ１、Ｌ２を接続し、更にその
先にコンデンサの直列回路を接続し、その中点と直列に
したスイッチング素子の中点との間に負荷を接続した負
荷に電力を供給したインバータ回路。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータのソフ
トスイッチングに属する物である。
トスイッチングに属する物である。
【０００２】
【図−１】はハーフブリッジ・インバータと呼ばれてい
るインバータ回路である。この回路は原理的に、スイッ
チング素子に電源電圧以上の電圧が加わることがなく、
しかもスイッチング素子に流れる電流の実効値が小さい
特徴があり、電力の大きいインバータとして必要不可欠
の回路方式である。しかし、このインバータ回路は、負
荷がインダクティブな場合、スイッチング素子がＯＮす
る直前、スイッチング素子に電源電圧に相当する電圧が
加わっていて、スイッチング素子がＯＮした瞬間、スイ
ッチング素子の端子間に蓄積された電荷を急激に放電す
るので、スイッチング素子が切り替わる瞬間の過渡的な
電圧や電流の変化がノイズ発生の大きな要因となるだけ
でなく、スイッチングする瞬間の損失に相当する電圧と
電流の積も大きくなり、インバータの効率が低下する原
因となっていた。
るインバータ回路である。この回路は原理的に、スイッ
チング素子に電源電圧以上の電圧が加わることがなく、
しかもスイッチング素子に流れる電流の実効値が小さい
特徴があり、電力の大きいインバータとして必要不可欠
の回路方式である。しかし、このインバータ回路は、負
荷がインダクティブな場合、スイッチング素子がＯＮす
る直前、スイッチング素子に電源電圧に相当する電圧が
加わっていて、スイッチング素子がＯＮした瞬間、スイ
ッチング素子の端子間に蓄積された電荷を急激に放電す
るので、スイッチング素子が切り替わる瞬間の過渡的な
電圧や電流の変化がノイズ発生の大きな要因となるだけ
でなく、スイッチングする瞬間の損失に相当する電圧と
電流の積も大きくなり、インバータの効率が低下する原
因となっていた。
【０００３】さらに、ＦＥＴやＩＧＢＴのようなスイッ
チング素子を用いた場合、内臓ダイオードの逆回復時間
が大きくなり、この逆回復時間の間、交互にＯＮ−ＯＦ
Ｆするスイッチング素子の直列回路に過大なパルス電流
が流れ、この電流による損失の増加やノイズの発生もあ
り、電源電圧の高い場合は損失が増加するだけでなくス
イッチング素子の破壊を招く場合もあった。
チング素子を用いた場合、内臓ダイオードの逆回復時間
が大きくなり、この逆回復時間の間、交互にＯＮ−ＯＦ
Ｆするスイッチング素子の直列回路に過大なパルス電流
が流れ、この電流による損失の増加やノイズの発生もあ
り、電源電圧の高い場合は損失が増加するだけでなくス
イッチング素子の破壊を招く場合もあった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記のように従来の技
術
術
【図１】では、変換効率が悪く、スイッチングノイズが
多い欠点があった。これらの問題を解決する為、
多い欠点があった。これらの問題を解決する為、
【図２】に示すように、直列スイッチ対の間にインダク
タンスＬ１、Ｌ２を設け、このインダクタンスに流れる
電流によって、遮断したスイッチング素子を逆方向にバ
イアスして、遮断したスイッチの電圧をほぼゼロに保
つ。この結果、理想的なゼロ電圧・スイッチング動作を
可能とするだけでなく、インダクタンスの作用でスイッ
チがＯＮした時の電流の立ち上がりを制限し、スイッチ
ング素子または、整流器の逆回復時間や電荷蓄積効果に
よる効率の低下、ノイズ発生などのトラブルを防ぎ、高
効率で低ノイズのインバータを実現しようとするもので
ある。
タンスＬ１、Ｌ２を設け、このインダクタンスに流れる
電流によって、遮断したスイッチング素子を逆方向にバ
イアスして、遮断したスイッチの電圧をほぼゼロに保
つ。この結果、理想的なゼロ電圧・スイッチング動作を
可能とするだけでなく、インダクタンスの作用でスイッ
チがＯＮした時の電流の立ち上がりを制限し、スイッチ
ング素子または、整流器の逆回復時間や電荷蓄積効果に
よる効率の低下、ノイズ発生などのトラブルを防ぎ、高
効率で低ノイズのインバータを実現しようとするもので
ある。
【０００５】
【図２】に示すように、デッドタイムを有し同時にＯＮ
しない条件で開閉する二つの逆方向導通特性を持つスイ
ッチング素子Ｓ１、Ｓ２を入力電源に直列に接続し、更
に入力電源の両極性に対して直列にインダクタンスＬ
１、Ｌ２を接続し、その先にコンデンサＣ１、Ｃ２を直
列に接続した中点にからスイッチング素子の中点へ負荷
を接続して電力を供給する。この方法でスイッチング素
子がＯＦＦの期間にＬ１またはＬ２の電流をスイッチン
グ素子に対して逆方向に流し、スイッチング素子がＯＮ
する瞬間にスイッチング素子に印加されるスイッチング
素子の電圧をほぼゼロに保つように動作させる。
しない条件で開閉する二つの逆方向導通特性を持つスイ
ッチング素子Ｓ１、Ｓ２を入力電源に直列に接続し、更
に入力電源の両極性に対して直列にインダクタンスＬ
１、Ｌ２を接続し、その先にコンデンサＣ１、Ｃ２を直
列に接続した中点にからスイッチング素子の中点へ負荷
を接続して電力を供給する。この方法でスイッチング素
子がＯＦＦの期間にＬ１またはＬ２の電流をスイッチン
グ素子に対して逆方向に流し、スイッチング素子がＯＮ
する瞬間にスイッチング素子に印加されるスイッチング
素子の電圧をほぼゼロに保つように動作させる。
【０００６】
【作用】まず、
【図２】でスイッチＳ２をＯＦＦしてある状態で、スイ
ッチＳ１をＯＮすると、電流はＳ１から負荷（Ｌｏａ
ｄ）、Ｃ２、Ｌ２の順で流れ、負荷にはほぼ電源電圧に
相当する電圧値が加わる。ＯＮ時間経過した時点で、Ｓ
１をＯＦＦするとＳ１が遮断する直前に流れていたＬ２
の電流を維持するように流れ、Ｌ２に流れていた電流は
ダイオードＤ２、Ｌｏａｄ、Ｃ２の順で流れてコンデン
サＣ１、Ｃ２の充電電流となり、コイルＬ２に蓄積され
ていたエネルギーは効果的に電源側へ回収される。この
結果、ダイオードＤ２は順方向にバイアスされ、その電
圧値はほぼゼロに保たれる。
ッチＳ１をＯＮすると、電流はＳ１から負荷（Ｌｏａ
ｄ）、Ｃ２、Ｌ２の順で流れ、負荷にはほぼ電源電圧に
相当する電圧値が加わる。ＯＮ時間経過した時点で、Ｓ
１をＯＦＦするとＳ１が遮断する直前に流れていたＬ２
の電流を維持するように流れ、Ｌ２に流れていた電流は
ダイオードＤ２、Ｌｏａｄ、Ｃ２の順で流れてコンデン
サＣ１、Ｃ２の充電電流となり、コイルＬ２に蓄積され
ていたエネルギーは効果的に電源側へ回収される。この
結果、ダイオードＤ２は順方向にバイアスされ、その電
圧値はほぼゼロに保たれる。
【０００７】次のサイクルでスイッチＳ２をＯＮにする
と、電流はＬ１、Ｃ１、Ｌｏａｄ、Ｓ２の順に流れる。
前期した理由でＳ２がＯＮする瞬間はＳ２の端子電圧は
すでにゼロになっているので、スイッチング損失は最小
となる。ＯＮ時間経過した時点で、Ｓ２をＯＦＦすると
Ｓ２が遮断する直前に流れていたＬ１の電流を維持する
ようにダイオードＤ１、Ｌ１、Ｃ１、Ｌｏａｄの順に流
れる。この結果、ダイオードＤ１は順方向にバイアスさ
れ、その電圧値はほぼゼロに保たれる。次のサイクルで
スイッチＳ１をＯＮにすると、電流はＳ１、Ｌｏａｄ、
Ｃ２、Ｌ２の順に流れる。前期した理由でＳ１がＯＮす
る瞬間はすでに電圧がゼロになっているので、ここでも
スイッチング損失は最小となる。
と、電流はＬ１、Ｃ１、Ｌｏａｄ、Ｓ２の順に流れる。
前期した理由でＳ２がＯＮする瞬間はＳ２の端子電圧は
すでにゼロになっているので、スイッチング損失は最小
となる。ＯＮ時間経過した時点で、Ｓ２をＯＦＦすると
Ｓ２が遮断する直前に流れていたＬ１の電流を維持する
ようにダイオードＤ１、Ｌ１、Ｃ１、Ｌｏａｄの順に流
れる。この結果、ダイオードＤ１は順方向にバイアスさ
れ、その電圧値はほぼゼロに保たれる。次のサイクルで
スイッチＳ１をＯＮにすると、電流はＳ１、Ｌｏａｄ、
Ｃ２、Ｌ２の順に流れる。前期した理由でＳ１がＯＮす
る瞬間はすでに電圧がゼロになっているので、ここでも
スイッチング損失は最小となる。
【０００８】以上と同じ繰り返しですべてのスイッチン
グ素子が遮断している場合の電圧はほぼゼロに保たれて
いるので、スイッチング素子がＯＮした瞬間のスイッチ
ング損失は最小となる。しかもスイチング素子がＯＮし
た瞬間は何の電圧変化もないので、ノイズの発生もな
く、ダイオードの逆回復電流の問題も起きない。さら
に、スイッチング素子がＯＮした瞬間の電流立ち上がり
速度はＬ１とＬ２によって任意に遅らせることも可能と
なり、スイッチング素子に加わる過渡的なスイッチング
損失も大幅に減少させることが可能となる。一般的に、
スイッチング素子を流れる電流の立ち上がりをインダク
タンスの作用で遅らせて損失を減らすことは容易であ
る。しかし、電流の立ち上がりが遅れることによって過
渡的なスイッチング損失が減少しても、電流の立ち上が
りを抑える目的のインダクタンスに蓄積されたエネルギ
ーを効果的に利用することができない場合が多く、期待
したほど効率の改善が行われない場合が多い。本発明で
は、インダクタンスに蓄積されたエネルギーは前記説明
にあるようにコンデンサＣ１、Ｃ２を充電するように動
作して効果的に電源側へ戻されるので損失となることは
なく、きわめて高い効率を実現することができる。
グ素子が遮断している場合の電圧はほぼゼロに保たれて
いるので、スイッチング素子がＯＮした瞬間のスイッチ
ング損失は最小となる。しかもスイチング素子がＯＮし
た瞬間は何の電圧変化もないので、ノイズの発生もな
く、ダイオードの逆回復電流の問題も起きない。さら
に、スイッチング素子がＯＮした瞬間の電流立ち上がり
速度はＬ１とＬ２によって任意に遅らせることも可能と
なり、スイッチング素子に加わる過渡的なスイッチング
損失も大幅に減少させることが可能となる。一般的に、
スイッチング素子を流れる電流の立ち上がりをインダク
タンスの作用で遅らせて損失を減らすことは容易であ
る。しかし、電流の立ち上がりが遅れることによって過
渡的なスイッチング損失が減少しても、電流の立ち上が
りを抑える目的のインダクタンスに蓄積されたエネルギ
ーを効果的に利用することができない場合が多く、期待
したほど効率の改善が行われない場合が多い。本発明で
は、インダクタンスに蓄積されたエネルギーは前記説明
にあるようにコンデンサＣ１、Ｃ２を充電するように動
作して効果的に電源側へ戻されるので損失となることは
なく、きわめて高い効率を実現することができる。
【０００９】
【実施例】図３はスイッチング素子にＦＥＴを利用した
実例である。ＦＥＴはその構造から、逆方向の電圧電流
特性はダイオード特性を持つ場合が多く、図３では図２
に相当するＤ１〜Ｄ２はこのダイオード特性を利用して
いる。一般的に、ＦＥＴの内臓ダイオードは逆回復時間
が比較的大きく、高い周波数で利用することはできな
い。このため、高周波で利用する場合はＦＥＴに直列に
回復時間の速いショットキーダイオードを直列につけて
逆方向の電流を阻止し、外部に高速ダイオードをつける
場合が多い。この方法は部品数も多く、コストも上が
る、しかも直列に入れたダイオードの電圧降下の分だけ
損失も増加する。本発明では、スイッチング素子がＯＮ
した瞬間はもともと、ゼロ電圧であり電圧変化がないの
で、ダイオードの逆回復時間の影響で電流が流れること
はないので、そのようなめんどうな処置は不要である。
実例である。ＦＥＴはその構造から、逆方向の電圧電流
特性はダイオード特性を持つ場合が多く、図３では図２
に相当するＤ１〜Ｄ２はこのダイオード特性を利用して
いる。一般的に、ＦＥＴの内臓ダイオードは逆回復時間
が比較的大きく、高い周波数で利用することはできな
い。このため、高周波で利用する場合はＦＥＴに直列に
回復時間の速いショットキーダイオードを直列につけて
逆方向の電流を阻止し、外部に高速ダイオードをつける
場合が多い。この方法は部品数も多く、コストも上が
る、しかも直列に入れたダイオードの電圧降下の分だけ
損失も増加する。本発明では、スイッチング素子がＯＮ
した瞬間はもともと、ゼロ電圧であり電圧変化がないの
で、ダイオードの逆回復時間の影響で電流が流れること
はないので、そのようなめんどうな処置は不要である。
【００１０】図３でＰｖ１〜Ｐｖ２はパルス電圧をＦＥ
Ｔのゲートに供給し、ＦＥＴのＯＮするタイミングを制
御する。ここに加えるパルス電圧の条件は、Ｓ１とＳ２
が同時にＯＮしない条件と、Ｓ１がＯＦＦしてからＳ２
がＯＮするまでの期間に適当なデッドタイムを挿入す
る。このデッドタイムはＦＥＴのスイッチングスピード
に合わせ、上下のスイッチが同時にＯＮしないように考
慮したものである。上記条件を守ればＦＥＴのゲートの
タイミングは他の方式によるゼロ電圧スイッチングの方
式と比較してはるかに自由度がある。Ｓ１〜Ｓ２のスイ
ッチをＯＮするタイミングを変えて、インバータの出力
を自由に調節することが可能となり広い範囲でゼロ電圧
スイッチングが行われる。
Ｔのゲートに供給し、ＦＥＴのＯＮするタイミングを制
御する。ここに加えるパルス電圧の条件は、Ｓ１とＳ２
が同時にＯＮしない条件と、Ｓ１がＯＦＦしてからＳ２
がＯＮするまでの期間に適当なデッドタイムを挿入す
る。このデッドタイムはＦＥＴのスイッチングスピード
に合わせ、上下のスイッチが同時にＯＮしないように考
慮したものである。上記条件を守ればＦＥＴのゲートの
タイミングは他の方式によるゼロ電圧スイッチングの方
式と比較してはるかに自由度がある。Ｓ１〜Ｓ２のスイ
ッチをＯＮするタイミングを変えて、インバータの出力
を自由に調節することが可能となり広い範囲でゼロ電圧
スイッチングが行われる。
【００１１】図４は本発明を利用したＤＣ−ＤＣコンバ
ータの実例である。この出力電圧や電流を基準電圧と比
較して、フイードバック信号としてＰｖ１〜Ｐｖ２を制
御すれば、高効率でノイズの少ない定電圧または定電流
電源を実現できる。また、ダイオードＤｄ１、Ｄｄ２は
変圧器の１次電圧のピーク値をクランプする。各スイッ
チがＯＦＦした時の電圧の立ち上がり速度を下げるに
は、各スイッチング素子に並列にコンデンサを追加する
こともできる。ゼロ電圧スイッチング動作が行われてい
ない場合はこのコンデンサに蓄積されたエネルギーは損
失となり、効率が低下する。コンデンサを付加しなくて
も、スイッチング素子の端子間容量に蓄積された分でも
効率の低下をもたらす。
ータの実例である。この出力電圧や電流を基準電圧と比
較して、フイードバック信号としてＰｖ１〜Ｐｖ２を制
御すれば、高効率でノイズの少ない定電圧または定電流
電源を実現できる。また、ダイオードＤｄ１、Ｄｄ２は
変圧器の１次電圧のピーク値をクランプする。各スイッ
チがＯＦＦした時の電圧の立ち上がり速度を下げるに
は、各スイッチング素子に並列にコンデンサを追加する
こともできる。ゼロ電圧スイッチング動作が行われてい
ない場合はこのコンデンサに蓄積されたエネルギーは損
失となり、効率が低下する。コンデンサを付加しなくて
も、スイッチング素子の端子間容量に蓄積された分でも
効率の低下をもたらす。
【００１２】本発明ではこの損失がないので、高い効率
と低いノイズのインバータを実現できる。図２、図３で
はＬ１、Ｌ２の先に直列にするコンデンサは２個直列に
した実例を示したがこのコンデンサは一個でも動作す
る。この場合、負荷の一端はＬ１コンデンサまたはＬ２
とコンデンサの接合点に接続される。また、コンデンサ
は２個に限らず直列にｎ個複数接続し、任意の接合点に
負荷の一端を接続しても同じ動作をする。しかし、イン
バータの投入や起動の過渡時に異常な電圧を発生させな
い意味で図の例は最適である。
と低いノイズのインバータを実現できる。図２、図３で
はＬ１、Ｌ２の先に直列にするコンデンサは２個直列に
した実例を示したがこのコンデンサは一個でも動作す
る。この場合、負荷の一端はＬ１コンデンサまたはＬ２
とコンデンサの接合点に接続される。また、コンデンサ
は２個に限らず直列にｎ個複数接続し、任意の接合点に
負荷の一端を接続しても同じ動作をする。しかし、イン
バータの投入や起動の過渡時に異常な電圧を発生させな
い意味で図の例は最適である。
【００１３】
【発明の効果】かくして、インダクタンスに流れる電流
を利用してその電圧をゼロ電圧に保ち各スイッチング素
子がＯＮする瞬間の過渡的なスイッチング損失をゼロに
することができる。さらに、スイッチング素子がＯＮし
てからの電流立ち上がり速度も付加したインダクタンス
の値で自由に制御可能であり、スイッチング素子がＯＦ
Ｆした瞬間の電圧の立ち上がり速度もスイッチング素子
へ並列にコンデンサを入れる方法で効率を低下させるこ
となく自由に設定が可能であり、効率の上昇と低ノイズ
のインバータを実現できる。本発明のポイントとなるイ
ンダクタンスＬ１、Ｌ２は非常に小さな値でも画期的な
効果があり、装置の寸法にほとんど影響を与えない。ま
た、その値も他の方式と比較して、自由度があり設計も
容易である。また、インダクタンスＬ１、Ｌ２を同一磁
心に捲き、さらに小型化することも可能である。
を利用してその電圧をゼロ電圧に保ち各スイッチング素
子がＯＮする瞬間の過渡的なスイッチング損失をゼロに
することができる。さらに、スイッチング素子がＯＮし
てからの電流立ち上がり速度も付加したインダクタンス
の値で自由に制御可能であり、スイッチング素子がＯＦ
Ｆした瞬間の電圧の立ち上がり速度もスイッチング素子
へ並列にコンデンサを入れる方法で効率を低下させるこ
となく自由に設定が可能であり、効率の上昇と低ノイズ
のインバータを実現できる。本発明のポイントとなるイ
ンダクタンスＬ１、Ｌ２は非常に小さな値でも画期的な
効果があり、装置の寸法にほとんど影響を与えない。ま
た、その値も他の方式と比較して、自由度があり設計も
容易である。また、インダクタンスＬ１、Ｌ２を同一磁
心に捲き、さらに小型化することも可能である。
【図１】従来のハーフ・ブリッジ型インバータの原理図
である。Ｓ１〜Ｓ２はスイッチで、Ｄ１〜Ｄ２は逆電圧
阻止用整流器である。Ｅｉは入力電源、Ｌｏａｄは負
荷、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサである。
である。Ｓ１〜Ｓ２はスイッチで、Ｄ１〜Ｄ２は逆電圧
阻止用整流器である。Ｅｉは入力電源、Ｌｏａｄは負
荷、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサである。
【図２】本発明によるインバータの原理図である。Ｓ１
〜Ｓ２はスイッチで、Ｄ１〜Ｄ２は逆電圧阻止用整流器
である。Ｅｉは入力電源、Ｌｏａｄは負荷、Ｃ１、Ｃ２
はコンデンサである。Ｌ１、Ｌ２はこの電流を利用し
て、ＯＦＦ期間のスイッチング素子をゼロ電圧に保つ作
用と、スイッチング素子がＯＮした後の電流立ち上がり
速度を調整する。
〜Ｓ２はスイッチで、Ｄ１〜Ｄ２は逆電圧阻止用整流器
である。Ｅｉは入力電源、Ｌｏａｄは負荷、Ｃ１、Ｃ２
はコンデンサである。Ｌ１、Ｌ２はこの電流を利用し
て、ＯＦＦ期間のスイッチング素子をゼロ電圧に保つ作
用と、スイッチング素子がＯＮした後の電流立ち上がり
速度を調整する。
【図３】本発明の実施例で、スイッチング素子にＦＥＴ
を利用した例である。Ｓ１〜Ｓ２はＦＥＴでありそれぞ
れＰｖ１〜Ｐｖ２は駆動回路である。（逆電圧阻止用整
流器はＦＥＴのダイオード特性を利用している）Ｅｉは
入力電源、Ｌｏａｄは負荷Ｃ１、Ｃ２はコンデンサであ
る。Ｌ１、Ｌ２はこの電流を利用して、ＯＦＦ期間のス
イッチング素子をゼロ電圧に保つ作用と、スイッチング
素子がＯＮした後の電流立ち上がり速度を調整する。
を利用した例である。Ｓ１〜Ｓ２はＦＥＴでありそれぞ
れＰｖ１〜Ｐｖ２は駆動回路である。（逆電圧阻止用整
流器はＦＥＴのダイオード特性を利用している）Ｅｉは
入力電源、Ｌｏａｄは負荷Ｃ１、Ｃ２はコンデンサであ
る。Ｌ１、Ｌ２はこの電流を利用して、ＯＦＦ期間のス
イッチング素子をゼロ電圧に保つ作用と、スイッチング
素子がＯＮした後の電流立ち上がり速度を調整する。
【図４】本発明の実施例で、図３のインバータをＤＣ−
ＤＣコンバータに応用した場合の実施回路図である。Ｓ
１〜Ｓ２はＦＥＴでありそれぞれＰｖ１〜Ｐｖ２は駆動
回路である。（逆電圧阻止用整流器はＦＥＴのダイオー
ド特性を利用している）Ｄｄ１、Ｄｄ２のダイオードで
変圧器の１次電圧のピーク値をクランプする。Ｅｉは入
力電源、Ｌ１、Ｌ２はこの電流を利用して、ＯＦＦ期間
のスイッチング素子をゼロ電圧に保つ作用と、スイッチ
ング素子がＯＮした後の電流立ち上がり速度を調整す
る。Ｔは変圧器、Ｒｅｃは整流器、Ｌｆはフイルタ用チ
ョークコイル、Ｃｏはフイルタ用コンデンサである。
ＤＣコンバータに応用した場合の実施回路図である。Ｓ
１〜Ｓ２はＦＥＴでありそれぞれＰｖ１〜Ｐｖ２は駆動
回路である。（逆電圧阻止用整流器はＦＥＴのダイオー
ド特性を利用している）Ｄｄ１、Ｄｄ２のダイオードで
変圧器の１次電圧のピーク値をクランプする。Ｅｉは入
力電源、Ｌ１、Ｌ２はこの電流を利用して、ＯＦＦ期間
のスイッチング素子をゼロ電圧に保つ作用と、スイッチ
ング素子がＯＮした後の電流立ち上がり速度を調整す
る。Ｔは変圧器、Ｒｅｃは整流器、Ｌｆはフイルタ用チ
ョークコイル、Ｃｏはフイルタ用コンデンサである。
Claims (2)
- 【請求項１】デッドタイムを有し同時にＯＮしない条件
で開閉する二つの逆方向導通特性を持つスイッチング素
子Ｓ１、Ｓ２を入力電源に直列に接続し、更に入力電源
の両極性に対して直列にインダクタンスＬ１、Ｌ２を接
続し、その先に単一のコンデンサＣまたは直列接続した
複数のコンデンサＣｎを直列に接続し、スイッチ素子Ｓ
１、Ｓ２の中点からコンデンサＣまたはコンデンサＣｎ
の任意の端子に負荷を接続したインバータ。 - 【請求項２】デッドタイムを有し同時にＯＮしない条件
で開閉する二つの逆方向導通特性を持つスイッチング素
子Ｓ１、Ｓ２を入力電源に直列に接続し、更に入力電源
の両極性に対して直列にインダクタンスＬ１、Ｌ２を接
続し、その先に単一のコンデンサＣまたは直列接続した
複数のコンデンサＣｎを直列に接続し、スイッチ素子Ｓ
１、Ｓ２の中点からコンデンサＣまたはコンデンサＣｎ
の任意の端子に負荷を接続したインバータ装置で、スイ
ッチング素子のＯＮ時間を制御して出力を調整する機能
を持ったインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002160696A JP2003324969A (ja) | 2002-04-25 | 2002-04-25 | ゼロ電圧スイッチングモードｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002160696A JP2003324969A (ja) | 2002-04-25 | 2002-04-25 | ゼロ電圧スイッチングモードｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003324969A true JP2003324969A (ja) | 2003-11-14 |
Family
ID=29545582
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002160696A Pending JP2003324969A (ja) | 2002-04-25 | 2002-04-25 | ゼロ電圧スイッチングモードｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003324969A (ja) |
-
2002
- 2002-04-25 JP JP2002160696A patent/JP2003324969A/ja active Pending
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