JP2003259637A - スイッチング電源装置及びその制御方法 - Google Patents
スイッチング電源装置及びその制御方法Info
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Abstract
されたスイッチング電源装置を提供する。 【解決手段】 入力コンデンサ10と、トランス30
と、入力コンデンサ10とトランス30の1次巻線31
との間に設けられ、第1のアーム及び第1のアームより
も入力コンデンサから見て遠くに配置された第2のアー
ムを有するフルブリッジ型のスイッチング回路20と、
トランス30の2次巻線32,33に接続された出力回
路50,60と、スイッチング回路20を位相シフト制
御する制御回路70とを備え、制御回路70は、電力伝
送開始信号を用いて第1のアームを制御し、電力伝送終
了信号を用いて第2のアームを制御する。これにより、
サージ電圧が低減されることから、スイッチング回路2
0を構成する各スイッチ素子21〜24の破壊が防止さ
れる。
Description
装置及びその制御方法に関し、さらに詳細には、フルブ
リッジ回路を用いたスイッチング電源装置及びその制御
方法に関する。
て、いわゆるDC/DCコンバータが知られている。代
表的なDC/DCコンバータは、スイッチング回路を用
いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用い
てこれを変圧(昇圧または降圧)し、さらに、出力回路
を用いてこれを直流に変換する装置であり、これによっ
て入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ること
ができる。ここで、大容量が要求されるスイッチング電
源装置のスイッチング回路としては、いわゆるフルブリ
ッジ回路が用いられることが一般的であるが、この種の
スイッチング回路において発生するスイッチング損失を
低減可能な駆動方式として、いわゆる位相シフト制御方
式が知られている。
フト制御方式によるスイッチング電源装置においては、
スイッチング動作に伴って、フルブリッジ回路を構成す
るスイッチ素子にサージ電圧が印加されてしまうという
問題があった。
ブリッジ回路を構成するスイッチ素子が破壊されるおそ
れがあるため、耐圧の高いスイッチ素子を用いる必要が
ありコストを増大させたり、装置全体が大型化する原因
となっていた。また、変換効率が悪化する原因ともなっ
ていた。
子に印加されるサージ電圧が低減されたスイッチング電
源装置を提供することである。
に印加されるサージ電圧を低減することが可能なスイッ
チング電源装置の制御方法を提供することである。
入力コンデンサと、トランスと、前記入力コンデンサと
前記トランスの1次巻線との間に設けられ、第1のアー
ム及び前記第1のアームよりも前記入力コンデンサから
見て遠くに配置された第2のアームを有するフルブリッ
ジ型のスイッチング回路と、前記トランスの2次巻線に
接続された出力回路と、前記スイッチング回路を位相シ
フト制御する制御回路とを備えるスイッチング電源装置
であって、前記制御回路は、電力伝送開始信号を用いて
前記第1のアームを制御し、電力伝送終了信号を用いて
前記第2のアームを制御することを特徴とするスイッチ
ング電源装置によって達成される。
て第1のアームを制御し、電力伝送終了信号を用いて第
2のアームを制御していることから、サージ電圧が低減
される。これにより、スイッチング回路を構成する各ス
イッチ素子の破壊が防止されるので、特に耐圧の高い素
子を用いる必要がなくなり、コストを低減することが可
能となるばかりでなく、装置全体を小型化することが可
能となる。また、変換効率を改善することも可能とな
る。
記第1のアームが第1及び第2のスイッチ素子からなる
一対のスイッチ素子を有し、前記第1及び前記第2のス
イッチ素子がいずれも、共通接続端子よりも前記入力コ
ンデンサに接続される端子の方が前記入力コンデンサに
近くなるように配置されている。
のアームにサージ電圧を生じさせる寄生インダクタンス
成分を小さくすることが可能となる。
は、前記第1及び第2のスイッチ素子の端子の配列が互
いに異なる。
ば、第1のアームにサージ電圧を生じさせる寄生インダ
クタンス成分をより小さくすることが可能となる。
は、前記第2のアームが第3及び第4のスイッチ素子か
らなる一対のスイッチ素子を有し、前記第3及び前記第
4のスイッチ素子がいずれも、共通接続端子よりも前記
入力コンデンサに接続される端子の方が前記入力コンデ
ンサに近くなるように配置されている。
ば、第2のアームにサージ電圧を生じさせる寄生インダ
クタンス成分を小さくすることが可能となる。
び前記第1のアームよりも入力コンデンサから見て遠く
に配置された第2のアームを有するフルブリッジ型のス
イッチング回路を備えるスイッチング電源装置を位相シ
フト制御方式により制御する方法であって、電力伝送開
始信号を用いて前記第1のアームを制御し、電力伝送終
了信号を用いて前記第2のアームを制御することを特徴
とするスイッチング電源装置の制御方法によって達成さ
れる。
本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
るスイッチング電源装置の回路図である。
イッチング電源装置は、直流入力電源1より一対の入力
電源端子2,3に供給される入力電圧Vinを降圧して
出力電圧Voを生成し、これを一対の出力電源端子4,
5に供給する装置であり、入力電源端子2,3に接続さ
れた入力コンデンサ10と、入力コンデンサ10に接続
されたフルブリッジ型のスイッチング回路20と、1次
巻線31及び2次巻線32,33を有するトランス30
と、スイッチング回路20とトランス30の1次巻線3
1との間に挿入されたインダクタ40と、トランス30
の2次巻線32,33に接続された整流回路50と、整
流回路50と一対の出力電源端子4,5との間に接続さ
れた平滑回路60と、スイッチング回路20の動作を制
御する制御回路70と、絶縁回路71〜74とを備えて
いる。一対の出力電源端子4,5間には負荷6が接続さ
れる。また、整流回路50と平滑回路60は出力回路を
構成している。
10の両端間に直列接続された第1のスイッチ素子21
及び第2のスイッチ素子22と、入力コンデンサ10の
両端間に直列接続された第3のスイッチ素子23及び第
4のスイッチ素子24と、第1乃至第4のスイッチ素子
21〜24に対してそれぞれ並列に接続された21c〜
24cとを備え、第1及び第2のスイッチ素子21,2
2からなる直列体はフルブリッジ回路の第1のアームを
構成し、第3及び第4のスイッチ素子23,24からな
る直列体はフルブリッジ回路の第2のアームを構成して
いる。これら第1乃至第4のスイッチ素子21〜24と
しては、公知である種々のスイッチ素子を用いることが
できるが、FET(電界効果型トランジスタ)を用いる
ことが好ましい。
ダクタ25〜28が含まれており、インダクタ25は、
第1のアームの高位側端子H1と入力コンデンサ10の
高位側電極との間の配線に存在する寄生インダクタンス
成分であり、インダクタ26は、第1のアームの低位側
端子L1と入力コンデンサ10の低位側電極との間の配
線に存在する寄生インダクタンス成分である。また、イ
ンダクタ27は、第1のアームの高位側端子H1と第2
のアームの高位側端子H2との間の配線に存在する寄生
インダクタンス成分であり、インダクタ28は、第1の
アームの低位側端子L1と第2のアームの低位側端子L
2との間の配線に存在する寄生インダクタンス成分であ
る。また、第1のアームの中点M1は、トランス30の
1次巻線31の一端に接続されており、第2のアームの
中点M2は、インダクタ40を介してトランス30の1
次巻線31の他端に接続されている。
31及び2次巻線32,33を備えており、その巻数比
(=1次巻線31:2次巻線32,33)はn:1であ
る。
32の一端と整流出力点50aとの間に接続された第1
のダイオード51と、トランス30の2次巻線33の一
端と整流出力点50aとの間に接続された第2のダイオ
ード52とを備えている。
電源端子4との間に接続された出力チョーク61と、一
対の出力電源端子4,5間に接続された出力コンデンサ
62とを備えている。また、出力電源端子5は、トラン
ス30の2次側センタータップ30aに直接接続されて
いる。
間に現れる出力電圧Voを監視し、これに基づいて出力
電圧Voが予め定められた値となるようスイッチング回
路20の動作を制御する回路であり、位相シフト制御方
式によってその出力信号OUT−A〜OUT−Dを生成
する。また、絶縁回路71〜74は、スイッチング電源
装置の1次側回路と2次側回路との絶縁状態を確保しつ
つ、制御回路70より出力される出力信号OUT−A〜
OUT−Dをそれぞれ第1〜第4のスイッチ素子21〜
24のゲートにそれぞれ供給する回路である。
出力信号OUT−A〜OUT−Dの波形図である。
のデッドタイムを挟んで出力信号OUT−A及びOUT
−Bを交互にハイレベルとし、同様に、所定のデッドタ
イムを挟んで出力信号OUT−C及びOUT−Dを交互
にハイレベルとする。出力信号OUT−AとOUT−D
がいずれもハイレベルである期間においてはトランス3
0の1次巻線31の電圧Vmtが負方向となり、また、
出力信号OUT−BとOUT−Cがいずれもハイレベル
である期間においてはトランス30の1次巻線31の電
圧Vmtが正方向となるため、これら期間において、1
次側回路から2次側回路への電力伝送が行われる。
からなる信号の組と出力信号OUT−C及びOUT−D
からなる信号の組との位相差は、出力電圧Voに基づい
て決定される。より具体的には、現在の出力電圧Voが
予め定められた値よりも低ければ低いほど、位相差を大
きくすることによって出力信号OUT−AとOUT−D
がいずれもハイレベルである期間、並びに、出力信号O
UT−BとOUT−Cがいずれもハイレベルである期間
を長くし、電力の伝送量を増大させる。逆に、現在の出
力電圧Voが予め定められた値よりも高ければ高いほ
ど、位相差を小さくすることによって出力信号OUT−
AとOUT−Dがいずれもハイレベルである期間、並び
に、出力信号OUT−BとOUT−Cがいずれもハイレ
ベルである期間を短くし、電力の伝送量を減少させる。
このようにして、かかる位相差の調節により、出力電圧
Voを予め定められた値に安定させることができる。
の1次巻線31の電圧Vmtが負方向となる期間の開始
タイミングは出力信号OUT−Aの立ち上がりによって
規定され、終了タイミングは出力信号OUT−Dの立ち
下がりによって規定されていることが分かる。同様に、
トランス30の1次巻線31の電圧Vmtが正方向とな
る期間の開始タイミングは出力信号OUT−Bの立ち上
がりによって規定され、終了タイミングは出力信号OU
T−Cの立ち下がりによって規定されている。このた
め、本明細書においては、出力信号OUT−A及びOU
T−Bからなる信号の組を「電力伝送開始信号」と呼
び、出力信号OUT−C及びOUT−Dからなる信号の
組を「電力伝送終了信号」と呼ぶことがある。
A及びOUT−Bからなる電力伝送開始信号が第1のア
ームの動作を制御し、出力信号OUT−C及びOUT−
Dからなる電力伝送終了信号が第2のアームの動作を制
御している点が重要である。以下、その意義について詳
細に説明する。
回路の状態を示す等価回路図である。図2に示すよう
に、期間aは出力信号OUT−Bが立ち下がってから出
力信号OUT−Aが立ち上がるまでの期間である。換言
すれば、第2のスイッチ素子22がターンオフしてから
第1のスイッチ素子21がターンオンするまでの期間で
ある。
力信号OUT−Dのみがハイレベルであり、他の出力信
号はローレベルとなっている。これにより、第4のスイ
ッチ素子24はオン状態であり、他のスイッチ素子はオ
フ状態である。この期間は、コンデンサ21cとインダ
クタ40との間、並びに、コンデンサ22cとインダク
タ40との間で自由共振動作が行われる。
回路の状態を示す等価回路図である。図2に示すよう
に、期間bは出力信号OUT−Aが立ち上がってから出
力信号OUT−Dが立ち下がるまでの期間である。換言
すれば、第1のスイッチ素子21がターンオンしてから
第4のスイッチ素子24がターンオフするまでの期間で
ある。
力信号OUT−AとOUT−Dがいずれもハイレベル、
すなわち、第1のスイッチ素子21と第4のスイッチ素
子24がいずれもオンしていることから、1次側回路か
ら2次側回路への電力の伝送が行われる。ここで、図4
に示すLch’は、出力チョーク61の1次側回路への
影響を等価的に表すインダクタンス成分であり、 Lch’=n2・Lch である。
側回路の状態を示す等価回路図である。図2に示すよう
に、期間c1は出力信号OUT−Dが立ち下がってか
ら、出力信号OUT−Cが立ち上がるまでの期間の前半
である。換言すれば、第4のスイッチ素子24がターン
オフしてから第3のスイッチ素子23がターンオンする
までの期間の前半である。
出力信号OUT−Aのみがハイレベルであり、他の出力
信号はローレベルとなっている。これにより、第1のス
イッチ素子21はオン状態であり、他のスイッチ素子は
オフ状態である。この期間は、コンデンサ23cとイン
ダクタ40、インダクタンス成分Lch’及び1次巻線
31からなる合成インダクタとの間で共振動作が行われ
るとともに、コンデンサ24cとインダクタ40、イン
ダクタンス成分Lch’及び1次巻線31からなる合成
インダクタとの間で共振動作が行われる。これによりコ
ンデンサ23cは放電、コンデンサ24cは充電され、
コンデンサ23cの電圧が0Vとなり、コンデンサ24
cの電圧がVinとなると当該期間は終了する。
側回路の状態を示す等価回路図である。図2に示すよう
に、期間c2は出力信号OUT−Dが立ち下がってか
ら、出力信号OUT−Cが立ち上がるまでの期間の後半
である。換言すれば、第4のスイッチ素子24がターン
オフしてから第3のスイッチ素子23がターンオンする
までの期間の後半である。
イッチ素子23が有するボディダイオードを介して、イ
ンダクタ40のエネルギーを回生する期間である。この
期間、2次側回路においては、出力チョーク61の回生
動作が開始される。
回路の状態を示す等価回路図である。図2に示すよう
に、期間dは出力信号OUT−Cが立ち上がってから、
出力信号OUT−Aが立ち下がるまでの期間である。換
言すれば、第3のスイッチ素子23がターンオンしてか
ら第1のスイッチ素子21がターンオフするまでの期間
である。
力信号OUT−AとOUT−Cがいずれもハイレベル、
すなわち、第1のスイッチ素子21と第3のスイッチ素
子23がいずれもオン状態である。この期間は、第1の
スイッチ素子21及び第3のスイッチ素子23を介し
て、引き続きインダクタ40のエネルギーを回生する期
間である。
回路の状態を示す等価回路図である。図2に示すよう
に、期間eは出力信号OUT−Aが立ち下がってから出
力信号OUT−Bが立ち上がるまでの期間である。換言
すれば、第1のスイッチ素子21がターンオフしてから
第2のスイッチ素子22がターンオンするまでの期間で
ある。
力信号OUT−Cのみがハイレベルであり、他の出力信
号はローレベルとなっている。これにより、第3のスイ
ッチ素子23はオン状態であり、他のスイッチ素子はオ
フ状態である。この期間は、上述した期間aと同様、コ
ンデンサ21cとインダクタ40との間、並びに、コン
デンサ22cとインダクタ40との間で自由共振動作が
行われる。
源装置の動作であるが、期間aから期間bへの移行時に
おいては、スイッチング回路20が有する寄生インダク
タンス成分の影響により、サージ電圧が発生しやすくな
る。
回路の状態を示す等価回路図である。
行、すなわち第1のスイッチ素子21がターンオンする
と、第1のスイッチ素子21に対して並列に接続された
コンデンサ21cより放電電流Iaが流れ、同時に、第
2のスイッチ素子22に対して並列に接続されたコンデ
ンサ22cに充電電流Ibが流れる。かかる充電電流I
bは、寄生インダクタンス成分であるインダクタ25,
26を流れるため、これによりサージ電圧が発生してし
まう。
り入力コンデンサ10に近い第1のアームに出力信号O
UT−A及びOUT−Bからなる電力伝送開始信号が供
給されていることから、サージ電圧の原因となる寄生イ
ンダクタンス成分がインダクタ25,26のみであり、
このためサージ電圧が抑制されるという特徴を有してい
る。すなわち、仮に入力コンデンサ10から遠い第2の
アームに電力伝送開始信号を供給した場合、サージ電圧
の原因となる寄生インダクタンス成分がインダクタ25
〜28となり、より大きなサージ電圧を発生させてしま
う。
電力伝送開始信号を供給した場合のサージ電圧発生時に
おける1次側回路の状態を示す等価回路図である。
伝送開始信号を供給した場合、第3のスイッチ素子23
がターンオンすると、コンデンサ23cより放電電流I
cが流れ、同時に、コンデンサ24cに充電電流Idが
流れる。かかる充電電流Idは、寄生インダクタンス成
分であるインダクタ25〜28を流れるため、これによ
り、本実施態様に比べ、大きなサージ電圧が発生してし
まう。
ッチ素子22がターンオフする際のソース−ドレイン間
電圧の変化を示す波形図であり、図12は、比較例にお
いて第4のスイッチ素子24がターンオフする際のソー
ス−ドレイン間電圧の変化を示す波形図である。
は、コンデンサ21c及びコンデンサ22cの容量をい
ずれも3300pF、コンデンサ23c及びコンデンサ
24cの容量をいずれも1000pF、インダクタ40
のインダクタンスを10μH、入力電圧Vinを420
Vに設定し、出力電圧Voが14.5V、出力電流Io
が20Aとなるように制御を行った。また、図12に示
す波形図の測定においては、コンデンサ21c及びコン
デンサ22cの容量をいずれも1000pF、コンデン
サ23c及びコンデンサ24cの容量をいずれも330
0pF、インダクタ40のインダクタンスを10μH、
入力電圧Vinを420Vに設定し、出力電圧Voが1
4.5V、出力電流Ioが20Aとなるように制御を行
った。本実施態様と比較例とでは、第1のアームに供給
される出力信号の組と第2のアームに供給される出力信
号の組とが逆であることから、図11と図12は、同じ
機能を有するスイッチ素子を同じ条件で測定した波形図
であると言える。
は第2のスイッチ素子22に印加されるピーク電圧が4
42Vである一方、図12に示すように、比較例におい
ては第4のスイッチ素子24に印加されるピーク電圧が
458Vである。すなわち、本実施態様の方が、スイッ
チ素子に印加されるピーク電圧が16V低いことが分か
る。
グ電源装置においてはサージ電圧が低減されることが分
かる。これにより、スイッチング回路20を構成する各
スイッチ素子の破壊が防止されるので、特に耐圧の高い
素子を用いる必要がなくなり、コストを低減することが
可能となるばかりでなく、装置全体を小型化することが
可能となる。また、変換効率を改善することも可能とな
る。
スイッチング回路20を構成する各スイッチ素子に印加
されるサージ電圧を低減することが可能となる。
かるスイッチング電源装置について説明する。
は上記実施態様に代えて適用可能であり、第1乃至第4
のスイッチ素子21〜24の実際の配置を工夫すること
によって上述したサージ電圧の低減を図るものである。
1〜24として用いることができるFET80の外形を
示す略斜視図であり、(a)は上面方向からみた図、
(b)は底面(実装面)方向から見た図である。
体である外形を有し、その底面(実装面)81から側面
82に亘って、この順に設けられたソース端子S、ドレ
イン端子D及びゲート端子Gを備えている。このような
構成を有するFET80は、底面(実装面)81がプリ
ント基板に接するように載置し、半田等を用いて、ソー
ス端子S、ドレイン端子D及びゲート端子Gをプリント
基板上に形成された対応する配線パターンに接続するこ
とによって使用することができる。
ント基板上にスイッチング回路20を構成した状態を模
式的に示す上面図である。尚、図を見やすくするため、
図14においてはコンデンサ21c〜24cを構成する
部品は省略されている。
は、電力伝送開始信号によって制御される第1のアーム
を構成するFET80の方が、電力伝送終了信号によっ
て制御される第2のアームを構成するFET80よりも
入力コンデンサ10の近傍に実装されている。これによ
って、第1のアームの高位側端子H1と入力コンデンサ
10の高位側電極との間の配線、並びに、第1のアーム
の低位側端子L1と入力コンデンサ10の低位側電極と
の間の配線を短くすることができ、インダクタ25,2
6が有するインダクタンスが低減される。
を構成する2つのFET80の共通接続端子、すなわ
ち、第1のスイッチ素子21(第3のスイッチ素子2
3)を構成するFET80についてはソース端子S、第
2のスイッチ素子22(第4のスイッチ素子24)を構
成するFET80についてはドレイン端子Dよりも、入
力コンデンサ10に接続される端子、すなわち、第1の
スイッチ素子21(第3のスイッチ素子23)を構成す
るFET80についてはドレイン端子D、第2のスイッ
チ素子22(第4のスイッチ素子24)を構成するFE
T80についてはソース端子Sの方が入力コンデンサ1
0に近くなるように配置されている。これにより、イン
ダクタ25,27を生じさせる配線を短くすることがで
き、インダクタ25、27が有するインダクタンスが低
減される。
する2つのFET80の共通接続端子と入力コンデンサ
10に接続される端子との位置関係を逆にした状態を模
式的に示す上面図である。
係を逆にすると、図14に示した実施例と比べ、インダ
クタ25,27を生じさせる配線がEXだけ長くなり、
インダクタ25,27のインダクタンスが増大してしま
うことが分かる。
1,23の代わりに用いることが好適なFET90の外
形を示す略斜視図であり、(a)は上面方向からみた
図、(b)は底面(実装面)方向から見た図である。
80と実質的に同じ外形を有し、その底面(実装面)9
1から側面92に亘って、この順に設けられたゲート端
子G、ソース端子S及びドレイン端子Dを備えている。
このような構成を有するFET90は、FET80と同
様、底面(実装面)91がプリント基板に接するように
載置し、半田等を用いて、ソース端子S、ドレイン端子
D及びゲート端子Gをプリント基板上に形成された対応
する配線パターンに接続することによって使用すること
ができる。
T90を用いてプリント基板上にスイッチング回路20
を構成した状態を模式的に示す上面図である。尚、図を
見やすくするため、図17においてもコンデンサ21c
〜24cを構成する部品は省略されている。
2つのFET90を用いた場合、図14に示した例に比
べてインダクタ25,27を生じさせる配線をさらに短
くすることができるので、インダクタ25,27のイン
ダクタンスをいっそう減少させることが可能となる。
1〜24の代わりに用いることが好適なFET85の外
形を示す略斜視図であり、(a)は上面方向からみた
図、(b)は底面(実装面)方向から見た図である。
80と実質的に同じ外形を有し、その底面(実装面)8
6から側面87に亘って、この順に設けられたソース端
子S、ゲート端子G及びドレイン端子Dを備えている。
すなわち、ゲート端子Gがソース端子Sとドレイン端子
Dの間に設けられている。このような構成を有するFE
T85は、FET80と同様、底面(実装面)86がプ
リント基板に接するように載置し、半田等を用いて、ソ
ース端子S、ドレイン端子D及びゲート端子Gをプリン
ト基板上に形成された対応する配線パターンに接続する
ことによって使用することができる。
ント基板上にスイッチング回路20を構成した状態を模
式的に示す上面図である。尚、図を見やすくするため、
図19においてもコンデンサ21c〜24cを構成する
部品は省略されている。
ス端子Sとドレイン端子Dの間に設けられてているFE
T85を用いた場合、図14に示した例に比べてインダ
クタ25,27を生じさせる配線をさらに短くすること
ができるので、インダクタ25,27のインダクタンス
をいっそう減少させることが可能となる。また、図17
に示した例のように複数種類のFETを用いる必要がな
いことから、部品コストを削減することが可能となる。
ント基板上にスイッチング回路20を構成した他の状態
を模式的に示す上面図である。図20においても、図を
見やすくするため、コンデンサ21c〜24cを構成す
る部品は省略されている。
示した配置とは異なり、入力コンデンサ10が第1のア
ームを構成する2つのFET80と第2のアームを構成
する2つのFET80との間に配置されている。これに
より、サージ電圧の原因となるインダクタを全体的に低
減させることが可能となる。この場合、入力コンデンサ
10の一端と第1のスイッチ素子21を構成するFET
80のドレイン端子D及び第3のスイッチ素子23を構
成するFET80のドレイン端子Dとの距離が実質的に
等しく、且つ、入力コンデンサ10の他端と第2のスイ
ッチ素子22を構成するFET80のソース端子S及び
第4のスイッチ素子24を構成するFET80のソース
端子Sとの距離が実質的に等しければ、第1のアームと
第2のアームを区別する必要は無くなる。したがって、
この場合は、電力伝送開始信号をいずれのアームに供給
しても構わない。
10を用いてプリント基板上にスイッチング回路20を
構成した状態を模式的に示す上面図である。尚、図を見
やすくするため、図21においてもコンデンサ21c〜
24cを構成する部品は省略されている。FET10
0,110の構造については、基本的にFET80やF
ET90と同様であるが、各端子の配列が異なってい
る。すなわち、FET100においては、ドレイン端子
D、ソース端子S及びゲート端子Gがこの順で配列され
ており、FET110においては、ゲート端子、ドレイ
ン端子D及びソース端子Sがこの順で配列されている。
0,90,100,110を用いた場合、図20に示し
た例に比べて、サージ電圧の原因となるインダクタを全
体的にいっそう低減させることが可能となる。この場合
も、入力コンデンサ10の一端と第1のスイッチ素子2
1を構成するFET100のドレイン端子D及び第3の
スイッチ素子23を構成するFET90のドレイン端子
Dとの距離が実質的に等しく、且つ、入力コンデンサ1
0の他端と第2のスイッチ素子22を構成するFET1
10のソース端子S及び第4のスイッチ素子24を構成
するFET80のソース端子Sとの距離が実質的に等し
ければ、第1のアームと第2のアームを区別する必要は
無くなるので、電力伝送開始信号をいずれのアームに供
給しても構わない。
1乃至第4のスイッチ素子21〜24の実際の配置を工
夫することによってサージ電圧の低減を図っていること
から、スイッチング回路20を構成する各スイッチ素子
として特に耐圧の高い素子を用いる必要がなくなり、コ
ストを低減することが可能となるばかりでなく、装置全
体を小型化することが可能となる。また、変換効率を改
善することも可能となる。
となく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種
々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含
されるものであることはいうまでもない。
置においては、整流回路50を構成する整流素子として
ダイオードを用いているが、整流素子としてトランジス
タ等を用いることにより同期整流回路を構成しても構わ
ない。
においては、制御回路70が2次側回路に属しており、
制御回路70とスイッチング回路20との間を絶縁回路
71〜74によって絶縁しているが、制御回路70と出
力回路との間を絶縁することによって、制御回路70が
1次側回路に属するように構成しても構わない。
スイッチ素子に印加されるサージ電圧が低減されたスイ
ッチング電源装置を提供することが可能となる。また、
本発明によれば、スイッチ素子に印加されるサージ電圧
を低減することが可能なスイッチング電源装置の制御方
法を提供することが可能となる。したがって、特に耐圧
の高いスイッチ素子を用いる必要がなくなり、コストを
低減することが可能となるばかりでなく、装置全体を小
型化することが可能となる。また、変換効率を改善する
ことも可能となる。
グ電源装置の回路図である。
T−A〜OUT−Dの波形図である。
路図である。
路図である。
回路図である。
回路図である。
路図である。
路図である。
示す実施態様の等価回路図である。
を示す比較例の等価回路図である。
がターンオフする際のソース−ドレイン間電圧の変化を
示す波形図である。
ターンオフする際のソース−ドレイン間電圧の変化を示
す波形図である。
(a)は上面方向からみた図、(b)は底面(実装面)
方向から見た図である。
スイッチング回路20を構成した状態を模式的に示す上
面図である。
ET80の共通接続端子と入力コンデンサ10に接続さ
れる端子との位置関係を逆にした状態を模式的に示す上
面図である。
(a)は上面方向からみた図、(b)は底面(実装面)
方向から見た図である。
てプリント基板上にスイッチング回路20を構成した状
態を模式的に示す上面図である。
(a)は上面方向からみた図、(b)は底面(実装面)
方向から見た図である。
スイッチング回路20を構成した状態を模式的に示す上
面図である。
スイッチング回路20を構成した他の状態を模式的に示
す上面図である。
プリント基板上にスイッチング回路20を構成した状態
を模式的に示す上面図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 入力コンデンサと、トランスと、前記入
力コンデンサと前記トランスの1次巻線との間に設けら
れ、第1のアーム及び前記第1のアームよりも前記入力
コンデンサから見て遠くに配置された第2のアームを有
するフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記トラン
スの2次巻線に接続された出力回路と、前記スイッチン
グ回路を位相シフト制御する制御回路とを備えるスイッ
チング電源装置であって、前記制御回路は、電力伝送開
始信号を用いて前記第1のアームを制御し、電力伝送終
了信号を用いて前記第2のアームを制御することを特徴
とするスイッチング電源装置。 - 【請求項2】 前記第1のアームが第1及び第2のスイ
ッチ素子からなる一対のスイッチ素子を有し、前記第1
及び前記第2のスイッチ素子がいずれも、共通接続端子
よりも前記入力コンデンサに接続される端子の方が前記
入力コンデンサに近くなるように配置されていることを
特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項3】 前記第1及び第2のスイッチ素子の端子
の配列が互いに異なることを特徴とする請求項2に記載
のスイッチング電源装置。 - 【請求項4】 前記第2のアームが第3及び第4のスイ
ッチ素子からなる一対のスイッチ素子を有し、前記第3
及び前記第4のスイッチ素子がいずれも、共通接続端子
よりも前記入力コンデンサに接続される端子の方が前記
入力コンデンサに近くなるように配置されていることを
特徴とする請求項2または3に記載のスイッチング電源
装置。 - 【請求項5】 第1のアーム及び前記第1のアームより
も入力コンデンサから見て遠くに配置された第2のアー
ムを有するフルブリッジ型のスイッチング回路を備える
スイッチング電源装置を位相シフト制御方式により制御
する方法であって、電力伝送開始信号を用いて前記第1
のアームを制御し、電力伝送終了信号を用いて前記第2
のアームを制御することを特徴とするスイッチング電源
装置の制御方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002052865A JP3602830B2 (ja) | 2002-02-28 | 2002-02-28 | スイッチング電源装置及びその制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003259637A true JP2003259637A (ja) | 2003-09-12 |
JP3602830B2 JP3602830B2 (ja) | 2004-12-15 |
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JP (1) | JP3602830B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005229783A (ja) * | 2004-02-16 | 2005-08-25 | Omron Corp | 燃料電池発電システム用パワーコンディショナおよびこれを用いた燃料電池発電システム |
US7466565B2 (en) | 2005-06-30 | 2008-12-16 | Tdk Corporation | Switching power supply unit and voltage detection circuit |
US7800922B2 (en) | 2006-10-24 | 2010-09-21 | Tdk Corporation | Switching power supply unit |
-
2002
- 2002-02-28 JP JP2002052865A patent/JP3602830B2/ja not_active Expired - Fee Related
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