JP2003174429A - デジタル信号の受信解析装置 - Google Patents
デジタル信号の受信解析装置Info
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- JP2003174429A JP2003174429A JP2001371871A JP2001371871A JP2003174429A JP 2003174429 A JP2003174429 A JP 2003174429A JP 2001371871 A JP2001371871 A JP 2001371871A JP 2001371871 A JP2001371871 A JP 2001371871A JP 2003174429 A JP2003174429 A JP 2003174429A
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- frequency response
- digital signal
- noise
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- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 伝送路応答による影響の程度と付加雑音によ
る影響の程度を分離し、伝送路の影響による等化ＣＮ比
と付加雑音によるＣＮ比をそれぞれ求めるデジタル信号
の受信解析装置を提供すること。 【解決手段】 推定した伝送路の周波数応答から付加雑
音を除去する手段２３と、発生させた擬似ランダムバイ
ナリー信号を変調データとして変調する手段３２と、こ
の変調されたデジタル信号に付加雑音を除去した伝送路
の周波数応答を付加する手段３３と、周波数応答が付加
されたデジタル信号に設定したＣＮ比に応じた雑音を付
加する手段３４と、この雑音を付加された信号を復調し
た擬似ランダムバイナリー信号と発生させた擬似ランダ
ムバイナリー信号を比較して誤り率を測定する手段３６
と、設定したＣＮ比と測定した誤り率から伝送路の等価
ＣＮ比およびまたは伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を
演算する手段４０とを備えることとした。
る影響の程度を分離し、伝送路の影響による等化ＣＮ比
と付加雑音によるＣＮ比をそれぞれ求めるデジタル信号
の受信解析装置を提供すること。 【解決手段】 推定した伝送路の周波数応答から付加雑
音を除去する手段２３と、発生させた擬似ランダムバイ
ナリー信号を変調データとして変調する手段３２と、こ
の変調されたデジタル信号に付加雑音を除去した伝送路
の周波数応答を付加する手段３３と、周波数応答が付加
されたデジタル信号に設定したＣＮ比に応じた雑音を付
加する手段３４と、この雑音を付加された信号を復調し
た擬似ランダムバイナリー信号と発生させた擬似ランダ
ムバイナリー信号を比較して誤り率を測定する手段３６
と、設定したＣＮ比と測定した誤り率から伝送路の等価
ＣＮ比およびまたは伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を
演算する手段４０とを備えることとした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信信号の誤り率
や伝送路の応答などによりデジタル信号への影響の解析
を行うものであり、広く放送・通信・記録媒体への応用
が可能のデジタル信号の受信解析装置に関する。
や伝送路の応答などによりデジタル信号への影響の解析
を行うものであり、広く放送・通信・記録媒体への応用
が可能のデジタル信号の受信解析装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のデジタル信号受信解析装置には、
ＭＥＲ測定装置、誤り率測定装置および伝送路応答検出
装置がある。
ＭＥＲ測定装置、誤り率測定装置および伝送路応答検出
装置がある。
【０００３】図７は、従来のＭＥＲ測定装置の構成図を
示す。
示す。
【０００４】図７に示すように、このＭＥＲ（Ｍｏｄｕ
ｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏの略で変調誤差
比とも云われている）測定装置は、受信器７１で復調し
たデータを復調コンスタレーション部７２で位相図（コ
ンスタレーション）上に再配置し、送信データの位相図
上のマッピング点からの距離の誤差を雑音成分とみな
し、マッピング点から位相図の原点までの距離を信号成
分とする演算を行い、ＭＥＲ測定部７３で受信信号の信
号対雑音比（以下、ＣＮ比）を求めるものである。
ｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏの略で変調誤差
比とも云われている）測定装置は、受信器７１で復調し
たデータを復調コンスタレーション部７２で位相図（コ
ンスタレーション）上に再配置し、送信データの位相図
上のマッピング点からの距離の誤差を雑音成分とみな
し、マッピング点から位相図の原点までの距離を信号成
分とする演算を行い、ＭＥＲ測定部７３で受信信号の信
号対雑音比（以下、ＣＮ比）を求めるものである。
【０００５】図８は、従来の誤り率測定装置の構成図を
示す。
示す。
【０００６】図８に示すように、この誤り率測定装置
は、ＰＮ発生部８１で変調器８２と復調器８３とが共に
既知の擬似ランダムバイナリー信号を発生させ、擬似ラ
ンダムバイナリー信号を変調データとする変調器８２を
伝送路８０の前におき、伝送路８０の後には復調器８３
をおいて誤り率測定部８４で誤り率を測定するものであ
る。
は、ＰＮ発生部８１で変調器８２と復調器８３とが共に
既知の擬似ランダムバイナリー信号を発生させ、擬似ラ
ンダムバイナリー信号を変調データとする変調器８２を
伝送路８０の前におき、伝送路８０の後には復調器８３
をおいて誤り率測定部８４で誤り率を測定するものであ
る。
【０００７】図９は、ＯＦＤＭ信号受信における従来の
伝送路応答検出装置の構成図を示す。
伝送路応答検出装置の構成図を示す。
【０００８】図９に示すように、この伝送路応答検出装
置は、伝送路９０を伝送されたデジタル信号を受信部９
１で受信し、受信した信号をＦＦＴ部９２でＦＦＴし、
伝送路応答推定部９３でＦＦＴ部９２の出力データから
既知のパイロット信号を取り出し、伝送路９０の応答を
推定し、周波数応答演算部９４で伝送路９０の周波数応
答の演算や、遅延プロファイルの演算部９５でインパル
ス応答となる遅延プロファイルの演算を行うものであ
る。
置は、伝送路９０を伝送されたデジタル信号を受信部９
１で受信し、受信した信号をＦＦＴ部９２でＦＦＴし、
伝送路応答推定部９３でＦＦＴ部９２の出力データから
既知のパイロット信号を取り出し、伝送路９０の応答を
推定し、周波数応答演算部９４で伝送路９０の周波数応
答の演算や、遅延プロファイルの演算部９５でインパル
ス応答となる遅延プロファイルの演算を行うものであ
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】通常、受信したデジタ
ル信号は、マルチパスなど伝送路の応答により線形歪
と、熱雑音などの付加雑音を受けている。デジタル信号
を復調した場合、誤り率はこの両者の影響により劣化す
る。図７に示す従来のＭＥＲ測定装置では、受信信号の
総合的なＣＮ比は分かるものの、伝送路の影響と付加雑
音の影響を分離して測定することは不可能であった。
ル信号は、マルチパスなど伝送路の応答により線形歪
と、熱雑音などの付加雑音を受けている。デジタル信号
を復調した場合、誤り率はこの両者の影響により劣化す
る。図７に示す従来のＭＥＲ測定装置では、受信信号の
総合的なＣＮ比は分かるものの、伝送路の影響と付加雑
音の影響を分離して測定することは不可能であった。
【００１０】また、受信したデジタル信号の誤り率を測
定する場合には、図８に示す従来の誤り率測定装置のよ
うに、特別に誤り率を測定するために、受信側既知の擬
似ランダムバイナリー信号などを送信側変調器の変調デ
ータとして入力し、受信側では復調データと送信側擬似
ランダムバイナリー信号とを比較しビット誤り率を求め
ていた。
定する場合には、図８に示す従来の誤り率測定装置のよ
うに、特別に誤り率を測定するために、受信側既知の擬
似ランダムバイナリー信号などを送信側変調器の変調デ
ータとして入力し、受信側では復調データと送信側擬似
ランダムバイナリー信号とを比較しビット誤り率を求め
ていた。
【００１１】また、図９に示す従来の伝送路応答検出装
置では、受信したデジタル信号から伝送路の周波数応答
や遅延プロファイルを求めることは可能であったが、求
めた伝送路応答が受信したデジタル信号に対して等価的
な雑音としてどの程度影響があるのか、また、ビット誤
り率の劣化にどの程度影響があるのか知ることができな
かった。
置では、受信したデジタル信号から伝送路の周波数応答
や遅延プロファイルを求めることは可能であったが、求
めた伝送路応答が受信したデジタル信号に対して等価的
な雑音としてどの程度影響があるのか、また、ビット誤
り率の劣化にどの程度影響があるのか知ることができな
かった。
【００１２】本発明は、このような従来の問題を解決す
るためになされたもので、伝送路を伝送されたデジタル
信号を受信し、伝送路応答と付加雑音を求め、伝送路応
答による影響の程度と付加雑音による影響の程度を分離
し、伝送路の影響による等化ＣＮ比と付加雑音によるＣ
Ｎ比をそれぞれ求めるデジタル信号の受信解析装置を提
供するものであり、さらに、伝送路の前の送信側の変調
器に誤り率測定用の擬似ランダムバイナリー信号などを
変調データとして入力することなく、容易に誤り率を測
定するデジタル信号の受信解析装置を提供するものであ
る。
るためになされたもので、伝送路を伝送されたデジタル
信号を受信し、伝送路応答と付加雑音を求め、伝送路応
答による影響の程度と付加雑音による影響の程度を分離
し、伝送路の影響による等化ＣＮ比と付加雑音によるＣ
Ｎ比をそれぞれ求めるデジタル信号の受信解析装置を提
供するものであり、さらに、伝送路の前の送信側の変調
器に誤り率測定用の擬似ランダムバイナリー信号などを
変調データとして入力することなく、容易に誤り率を測
定するデジタル信号の受信解析装置を提供するものであ
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のデジタル信号の
受信解析装置は、デジタル信号を受信し解析する装置で
あって、受信した前記デジタル信号から伝送路の周波数
応答を推定する手段と、擬似ランダムバイナリー信号を
発生する手段と、前記擬似ランダムバイナリー信号を変
調データとして変調する手段と、この変調されたデジタ
ル信号に前記伝送路の周波数応答を付加する手段と、こ
の周波数応答が付加されたデジタル信号に設定したＣＮ
比に応じた雑音を付加する手段と、この雑音を付加され
た信号を復調する手段と、復調された擬似ランダムバイ
ナリー信号と前記発生した擬似ランダムバイナリー信号
を比較して誤り率を測定する手段と、前記設定したＣＮ
比と測定した誤り率から伝送路の等価ＣＮ比および伝送
路の影響によるＣＮ比劣化量を演算する手段とを備える
こととした。
受信解析装置は、デジタル信号を受信し解析する装置で
あって、受信した前記デジタル信号から伝送路の周波数
応答を推定する手段と、擬似ランダムバイナリー信号を
発生する手段と、前記擬似ランダムバイナリー信号を変
調データとして変調する手段と、この変調されたデジタ
ル信号に前記伝送路の周波数応答を付加する手段と、こ
の周波数応答が付加されたデジタル信号に設定したＣＮ
比に応じた雑音を付加する手段と、この雑音を付加され
た信号を復調する手段と、復調された擬似ランダムバイ
ナリー信号と前記発生した擬似ランダムバイナリー信号
を比較して誤り率を測定する手段と、前記設定したＣＮ
比と測定した誤り率から伝送路の等価ＣＮ比および伝送
路の影響によるＣＮ比劣化量を演算する手段とを備える
こととした。
【００１４】また、前記伝送路の周波数応答を推定する
手段には、伝送路の付加雑音を除去する手段を備えるこ
ととした。
手段には、伝送路の付加雑音を除去する手段を備えるこ
ととした。
【００１５】また、前記伝送路の周波数応答から付加雑
音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を逆
フーリエ変換して遅延プロファイルを求め、この遅延プ
ロファイルから伝送路のマルチパス成分の存在しない領
域の成分を０にして除去するフィルタ処理を行って新た
な遅延プロファイルを生成し、これをフーリエ変換して
付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとし
た。
音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を逆
フーリエ変換して遅延プロファイルを求め、この遅延プ
ロファイルから伝送路のマルチパス成分の存在しない領
域の成分を０にして除去するフィルタ処理を行って新た
な遅延プロファイルを生成し、これをフーリエ変換して
付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとし
た。
【００１６】また、前記伝送路の周波数応答から付加雑
音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を時
間軸のローパスフィルタまたは周波数軸のローパスフィ
ルタ処理を行って付加雑音を除去し伝送路の周波数応答
を得ることとした。
音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を時
間軸のローパスフィルタまたは周波数軸のローパスフィ
ルタ処理を行って付加雑音を除去し伝送路の周波数応答
を得ることとした。
【００１７】さらに、伝送路の付加雑音を除去した伝送
路の周波数応答と除去した付加雑音とから受信した前記
デジタル信号のＣＮ比を求める手段と、前記受信したデ
ジタル信号のＣＮ比を新たに付加雑音として付加する手
段とを備えることとした。
路の周波数応答と除去した付加雑音とから受信した前記
デジタル信号のＣＮ比を求める手段と、前記受信したデ
ジタル信号のＣＮ比を新たに付加雑音として付加する手
段とを備えることとした。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を用いて説明する。
て、図面を用いて説明する。
【００１９】ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式の地上デジタル放送
に適用した場合について、以下に実施例を示す。ＩＳＤ
Ｂ−Ｔ伝送方式の伝送パラメータの値は、伝送モードご
と決められている。
に適用した場合について、以下に実施例を示す。ＩＳＤ
Ｂ−Ｔ伝送方式の伝送パラメータの値は、伝送モードご
と決められている。
【００２０】ＩＳＤＢ−Ｔの変調および復調に用いるＦ
ＦＴ（離散フーリエ変換）のサンプリング周波数ｆＦＦ
Ｔは、２０４８／２５２ＭＨｚ（＝８．１２６９８…Ｍ
Ｈｚ）で与えられる。また、ＦＦＴのポイント数Ｎｏは
ＩＳＤＢ−Ｔの伝送モード１のとき２０４８、伝送モー
ド２のとき４０９６、伝送モード３のとき８１９２であ
る。また、有効シンボル長Ｔｕは、伝送モード１、２、
３に対して、それぞれ、２５２μｓｅｃ、５０４μｓｅ
ｃ、１００８μｓｅｃである。ガードインターバル期間
Ｔｇは、有効シンボル長Ｔｕ／４、有効シンボル長Ｔｕ
／８、有効シンボル長Ｔｕ／１６、もしくは有効シンボ
ル長Ｔｕ／３２である。
ＦＴ（離散フーリエ変換）のサンプリング周波数ｆＦＦ
Ｔは、２０４８／２５２ＭＨｚ（＝８．１２６９８…Ｍ
Ｈｚ）で与えられる。また、ＦＦＴのポイント数Ｎｏは
ＩＳＤＢ−Ｔの伝送モード１のとき２０４８、伝送モー
ド２のとき４０９６、伝送モード３のとき８１９２であ
る。また、有効シンボル長Ｔｕは、伝送モード１、２、
３に対して、それぞれ、２５２μｓｅｃ、５０４μｓｅ
ｃ、１００８μｓｅｃである。ガードインターバル期間
Ｔｇは、有効シンボル長Ｔｕ／４、有効シンボル長Ｔｕ
／８、有効シンボル長Ｔｕ／１６、もしくは有効シンボ
ル長Ｔｕ／３２である。
【００２１】ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式のＯＦＤＭのキャリ
ア数ＫとＦＦＴのポイント数Ｎｏには、Ｋ＜Ｎｏの関係
がある。また、ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭ信号には、特定
のキャリアにＡＣ（予備チャンネル）、ＴＭＣＣなどの
ＩＳＤＢ−Ｔの制御信号データが割り当てられている。
ア数ＫとＦＦＴのポイント数Ｎｏには、Ｋ＜Ｎｏの関係
がある。また、ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭ信号には、特定
のキャリアにＡＣ（予備チャンネル）、ＴＭＣＣなどの
ＩＳＤＢ−Ｔの制御信号データが割り当てられている。
【００２２】また、受信側のデータの等化基準となるパ
イロットデータは、図２に示すように特定のキャリアの
特定のシンボルに割り当てられている。これをスキャッ
タードパイロット（以下、ＳＰ）と呼ぶ。ＳＰの変調レ
ベルは、送信データの変調レベルのＲＭＳ（Ｒｏｏｔ
Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅの略）値をＬとすると、その４
／３倍であり、図３に示すように、位相図上に（４Ｌ／
３，０）もしくは（−４Ｌ／３，０）に配置される。Ｓ
Ｐがどちらに配置されるかは、キャリア番号ごとに、あ
らかじめ決められている。
イロットデータは、図２に示すように特定のキャリアの
特定のシンボルに割り当てられている。これをスキャッ
タードパイロット（以下、ＳＰ）と呼ぶ。ＳＰの変調レ
ベルは、送信データの変調レベルのＲＭＳ（Ｒｏｏｔ
Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅの略）値をＬとすると、その４
／３倍であり、図３に示すように、位相図上に（４Ｌ／
３，０）もしくは（−４Ｌ／３，０）に配置される。Ｓ
Ｐがどちらに配置されるかは、キャリア番号ごとに、あ
らかじめ決められている。
【００２３】なお、実施例では、ＯＦＤＭの変調は１６
ＱＡＭとして説明するが、本発明は、変調を１６ＱＡＭ
に限るものではなく、ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭなど任意の
変調に適用可能である。
ＱＡＭとして説明するが、本発明は、変調を１６ＱＡＭ
に限るものではなく、ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭなど任意の
変調に適用可能である。
【００２４】図１は、本発明の第１の実施形態における
デジタル信号の受信解析装置の構成図を示す。
デジタル信号の受信解析装置の構成図を示す。
【００２５】図１に示すように、本発明の第１の実施形
態におけるデジタル信号の受信解析装置は、受信部１０
と、伝送路応答検出部２０と、誤り率測定部３０と、等
価ＣＮ演算部４０とから構成されている。
態におけるデジタル信号の受信解析装置は、受信部１０
と、伝送路応答検出部２０と、誤り率測定部３０と、等
価ＣＮ演算部４０とから構成されている。
【００２６】伝送路応答検出部２０は、ＦＦＴ回路２１
と、伝送路応答推定回路２２と、雑音除去回路２３とか
らなり、誤り率測定部３０はＰＮ発生回路３１と、変調
回路３２と、周波数特性付加回路３３と、雑音付加回路
３４と、復調回路３５と、誤り率測定回路３６とからな
る。
と、伝送路応答推定回路２２と、雑音除去回路２３とか
らなり、誤り率測定部３０はＰＮ発生回路３１と、変調
回路３２と、周波数特性付加回路３３と、雑音付加回路
３４と、復調回路３５と、誤り率測定回路３６とからな
る。
【００２７】受信部１０は、ＯＦＤＭデジタル信号を伝
送路５０より受信し、キャリア再生とクロック再生およ
びシンボルタイミング再生を行い、ＡＤ変換と直交復調
を行いデジタル複素ベースバンド信号を出力する。
送路５０より受信し、キャリア再生とクロック再生およ
びシンボルタイミング再生を行い、ＡＤ変換と直交復調
を行いデジタル複素ベースバンド信号を出力する。
【００２８】伝送路応答検出部２０において、ＦＦＴ回
路２１は、入力されたデジタル複素ベースバンド信号を
シンボル毎にフーリエ変換を行い、ＯＦＤＭのキャリア
データＹ（ｉ，ｋ）を出力する。なお、ｉはシンボル番
号、ｋはキャリア番号を示す。
路２１は、入力されたデジタル複素ベースバンド信号を
シンボル毎にフーリエ変換を行い、ＯＦＤＭのキャリア
データＹ（ｉ，ｋ）を出力する。なお、ｉはシンボル番
号、ｋはキャリア番号を示す。
【００２９】伝送路応答推定回路２２では、入力された
ＯＦＤＭのキャリアデータＹ（ｉ，ｋ）からＳＰを抜き
取る。これを受信ＳＰとすると受信ＳＰは伝送路の周波
数応答により振幅と位相の変移を受けている。伝送路応
答は、受信ＳＰを基準となる送信側のＳＰで複素除算す
ることにより得られる。
ＯＦＤＭのキャリアデータＹ（ｉ，ｋ）からＳＰを抜き
取る。これを受信ＳＰとすると受信ＳＰは伝送路の周波
数応答により振幅と位相の変移を受けている。伝送路応
答は、受信ＳＰを基準となる送信側のＳＰで複素除算す
ることにより得られる。
【００３０】具体的には、ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式のＯＦ
ＤＭ信号には、図２に示すようにキャリア方向で表現し
たＳＰのパターンが全部で４通りあり、連続する４シン
ボルにそれぞれ配置されている。連続する異なるＳＰパ
ターン１、２、３、４の４シンボル分のＳＰデータＹｓ
ｐ（ｉ，ｋ）をＯＦＤＭのキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）
から抜き取り、（式１）のように加算し、ＳＰデータＹ
ｓｐ４（ｉ，ｋ）を得る。
ＤＭ信号には、図２に示すようにキャリア方向で表現し
たＳＰのパターンが全部で４通りあり、連続する４シン
ボルにそれぞれ配置されている。連続する異なるＳＰパ
ターン１、２、３、４の４シンボル分のＳＰデータＹｓ
ｐ（ｉ，ｋ）をＯＦＤＭのキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）
から抜き取り、（式１）のように加算し、ＳＰデータＹ
ｓｐ４（ｉ，ｋ）を得る。
【００３１】
【数１】
【００３２】なお、ＳＰデータＹｓｐ４（ｉ，ｋ）は、
過去のシンボルからでも未来のシンボルからでも求めら
れる。
過去のシンボルからでも未来のシンボルからでも求めら
れる。
【００３３】（式１）で計算したＳＰデータＹｓｐ４
（ｉ，ｋ）を、基準となる送信側のＳＰデータ部Ｓｓｐ
（ｋ）で（式２）のように複素除算し、キャリア毎の伝
送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を求める。
（ｉ，ｋ）を、基準となる送信側のＳＰデータ部Ｓｓｐ
（ｋ）で（式２）のように複素除算し、キャリア毎の伝
送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を求める。
【００３４】
【数２】
【００３５】（式２）で求めたキャリア毎の伝送路応答
Ｈ（ｉ，ｋ）は、３キャリアのうち２つはヌルデータで
あるため、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をキャリア方向のフ
ィルタに通過させ、補間を行う。これを新たなキャリア
毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）とし、伝送路応答の推定値
として出力する。ここで、伝送路の解析結果として、キ
ャリアｋに対応する伝送路周波数ｆに対して、伝送路の
周波数応答Ｈ（ｆ）を出力することや、周波数応答Ｈ
（ｆ）を逆フーリエ変換した遅延プロファイルｈ（ｔ）
（インパルス応答）として出力することが可能である。
従って、周波数応答とインパルス応答は等価である。
Ｈ（ｉ，ｋ）は、３キャリアのうち２つはヌルデータで
あるため、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をキャリア方向のフ
ィルタに通過させ、補間を行う。これを新たなキャリア
毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）とし、伝送路応答の推定値
として出力する。ここで、伝送路の解析結果として、キ
ャリアｋに対応する伝送路周波数ｆに対して、伝送路の
周波数応答Ｈ（ｆ）を出力することや、周波数応答Ｈ
（ｆ）を逆フーリエ変換した遅延プロファイルｈ（ｔ）
（インパルス応答）として出力することが可能である。
従って、周波数応答とインパルス応答は等価である。
【００３６】雑音除去回路２３では、伝送路応答推定回
路２２で推定した伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）に含まれる雑
音を図４もしくは図５に示すような方法で除去する。図
４では、入力された雑音除去前の伝送路応答Ｈ（ｉ，
ｋ）を逆フーリエ変換し遅延プロファイルｈ（ｔ）を求
める。この、遅延プロファイルｈ（ｔ）から伝送路のマ
ルチパス成分の存在しない時間領域の成分を０にして除
去するようなファイルタ処理を行い遅延プロファイル
ｈ’（ｔ）を求め、これをフーリエ変換することにより
雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）を求める。な
お、遅延プロファイルｈ’（ｔ）は、遅延プロファイル
ｈ（ｔ）のピークからＸｄＢ（Ｘ＝−５、−２０、−２
５など）より小さい成分を０にして除去する処理から求
めることも可能である。
路２２で推定した伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）に含まれる雑
音を図４もしくは図５に示すような方法で除去する。図
４では、入力された雑音除去前の伝送路応答Ｈ（ｉ，
ｋ）を逆フーリエ変換し遅延プロファイルｈ（ｔ）を求
める。この、遅延プロファイルｈ（ｔ）から伝送路のマ
ルチパス成分の存在しない時間領域の成分を０にして除
去するようなファイルタ処理を行い遅延プロファイル
ｈ’（ｔ）を求め、これをフーリエ変換することにより
雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）を求める。な
お、遅延プロファイルｈ’（ｔ）は、遅延プロファイル
ｈ（ｔ）のピークからＸｄＢ（Ｘ＝−５、−２０、−２
５など）より小さい成分を０にして除去する処理から求
めることも可能である。
【００３７】また、図５では、入力された雑音除去前の
伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を時間軸のローパスフィルタ、
もしくは、周波数軸のローパスフィルタを挿入し、雑音
除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）を求める。時間軸の
ローパスフィルタ処理は、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をシ
ンボルｉに関し、（式３）のような平均化の演算を行
う。
伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を時間軸のローパスフィルタ、
もしくは、周波数軸のローパスフィルタを挿入し、雑音
除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）を求める。時間軸の
ローパスフィルタ処理は、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をシ
ンボルｉに関し、（式３）のような平均化の演算を行
う。
【００３８】
【数３】
【００３９】周波数軸のローパスフィルタ処理は、伝送
路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をキャリアｋに関し、移動平均化の
演算を行う。
路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をキャリアｋに関し、移動平均化の
演算を行う。
【００４０】誤り率測定部３０においては、ＰＮ発生回
路３１からＩＴＵ−Ｔ勧告Ｏ．１５１などで勧告されて
いる擬似ランダムバイナリー信号を発生する。
路３１からＩＴＵ−Ｔ勧告Ｏ．１５１などで勧告されて
いる擬似ランダムバイナリー信号を発生する。
【００４１】変調回路３２は擬似ランダムバイナリー信
号を変調信号とする変調を行う。変調方式は、地上デジ
タル放送の伝送方式に従うＯＦＤＭ変調などを行い、変
調信号ｓ（ｔ）を出力する。なおここで、変調信号ｓ
（ｔ）の周波数表現による変換対をＳ（ｆ）とする。
号を変調信号とする変調を行う。変調方式は、地上デジ
タル放送の伝送方式に従うＯＦＤＭ変調などを行い、変
調信号ｓ（ｔ）を出力する。なおここで、変調信号ｓ
（ｔ）の周波数表現による変換対をＳ（ｆ）とする。
【００４２】周波数特性付加回路３３は、伝送路応答検
出部２０の雑音除去回路２３から入力された雑音除去後
の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）から、キャリアｋに対応す
る伝送路周波数ｆに対して、伝送路の周波数応答Ｈ’
（ｆ）を求め、次の（式４）、（式５）の演算を行い受
信信号Ｒ（ｆ）、あるいは受信信号ｒ（ｔ）を求める。
出部２０の雑音除去回路２３から入力された雑音除去後
の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）から、キャリアｋに対応す
る伝送路周波数ｆに対して、伝送路の周波数応答Ｈ’
（ｆ）を求め、次の（式４）、（式５）の演算を行い受
信信号Ｒ（ｆ）、あるいは受信信号ｒ（ｔ）を求める。
【００４３】
【数４】
【００４４】
【数５】
【００４５】または、伝送路の周波数応答Ｈ’（ｆ）の
変換対をｈ’（ｔ）、畳み込み演算子を＊とすると、次
の（式６）の演算を行い受信信号ｒ（ｔ）を出力する。
変換対をｈ’（ｔ）、畳み込み演算子を＊とすると、次
の（式６）の演算を行い受信信号ｒ（ｔ）を出力する。
【００４６】
【数６】
【００４７】雑音付加回路３４では、設定したＣＮ比に
応じて、入力された受信信号Ｒ（ｆ）にランダム雑音Ｎ
（ｆ）を付加し、雑音付加された受信信号Ｒ’（ｆ）と
して出力する。もしくは、入力された受信信号ｒ（ｔ）
にランダム雑音ｎ（ｔ）を付加し、雑音付加された受信
信号ｒ’（ｔ）として出力する。
応じて、入力された受信信号Ｒ（ｆ）にランダム雑音Ｎ
（ｆ）を付加し、雑音付加された受信信号Ｒ’（ｆ）と
して出力する。もしくは、入力された受信信号ｒ（ｔ）
にランダム雑音ｎ（ｔ）を付加し、雑音付加された受信
信号ｒ’（ｔ）として出力する。
【００４８】復調回路３５では、入力された受信信号
Ｒ’（Ｆ）、もしくは受信信号ｒ’（ｔ）を復調し、復
調データを出力する。
Ｒ’（Ｆ）、もしくは受信信号ｒ’（ｔ）を復調し、復
調データを出力する。
【００４９】誤り率測定回路３６では、ＰＮ発生回路３
１で出力された擬似ランダムバイナリー信号と復調回路
３５から出力された復調データを比較し、誤り率を計算
する。当然のことながら、伝送路の付加雑音を除去しな
いで測定した場合の誤り率は、実際の伝送路に擬似ラン
ダムバイナリー信号を通したときの誤り率と等しい。
１で出力された擬似ランダムバイナリー信号と復調回路
３５から出力された復調データを比較し、誤り率を計算
する。当然のことながら、伝送路の付加雑音を除去しな
いで測定した場合の誤り率は、実際の伝送路に擬似ラン
ダムバイナリー信号を通したときの誤り率と等しい。
【００５０】なお、受信部１０、伝送路応答検出部２０
および誤り率測定部３０は、実際のハードウエアによる
構成も、ソフトウエアによる構成も可能であることは言
うまでもない。
および誤り率測定部３０は、実際のハードウエアによる
構成も、ソフトウエアによる構成も可能であることは言
うまでもない。
【００５１】等価ＣＮ演算部４０では、付加雑音回路３
４と誤り率測定回路３６から得られたＣＮ比と誤り率に
より、伝送路の等価ＣＮ比およびＣＮ比劣化量の演算を
行う。
４と誤り率測定回路３６から得られたＣＮ比と誤り率に
より、伝送路の等価ＣＮ比およびＣＮ比劣化量の演算を
行う。
【００５２】図６は、ＡＮＴ１（黒丸でプロット）やＡ
ＮＴ２（白丸でプロット）に示すように、ある伝送路を
伝送された信号のＣＮ比対誤り率を示している。また、
ガウス雑音のみの影響によるＣＮ比対誤り率をＡＷＧＮ
（破線）で示している。このとき、ある誤り率Ｐｅとな
るガウス雑音のＣＮ比をＣＮＲ０（Ｐｅ）、ある伝送路
を伝送された信号が誤り率ＰｅとなるＣＮ比をＣＮＲ１
（Ｐｅ）とすると、伝送路の等価ＣＮ比およびＣＮ比劣
化量は次の（式７）および（式８）で与えられる。
ＮＴ２（白丸でプロット）に示すように、ある伝送路を
伝送された信号のＣＮ比対誤り率を示している。また、
ガウス雑音のみの影響によるＣＮ比対誤り率をＡＷＧＮ
（破線）で示している。このとき、ある誤り率Ｐｅとな
るガウス雑音のＣＮ比をＣＮＲ０（Ｐｅ）、ある伝送路
を伝送された信号が誤り率ＰｅとなるＣＮ比をＣＮＲ１
（Ｐｅ）とすると、伝送路の等価ＣＮ比およびＣＮ比劣
化量は次の（式７）および（式８）で与えられる。
【００５３】
【数７】
【００５４】
【数８】
【００５５】以上、本発明の第１の実施形態におけるデ
ジタル信号の受信解析装置は、デジタル信号の受信と解
析に関して、伝送路を伝送されたデジタル信号を受信
し、伝送路応答と付加雑音を求め、伝送路応答による影
響の程度と付加雑音による影響の程度を分離し、伝送路
の影響による等化ＣＮ比と伝送路の影響によるＣＮ比劣
化量を得ることを可能とする。
ジタル信号の受信解析装置は、デジタル信号の受信と解
析に関して、伝送路を伝送されたデジタル信号を受信
し、伝送路応答と付加雑音を求め、伝送路応答による影
響の程度と付加雑音による影響の程度を分離し、伝送路
の影響による等化ＣＮ比と伝送路の影響によるＣＮ比劣
化量を得ることを可能とする。
【００５６】次に、本発明の第２の実施形態におけるデ
ジタル信号の受信解析装置につき図１を使用し説明す
る。
ジタル信号の受信解析装置につき図１を使用し説明す
る。
【００５７】伝送路を伝送された信号は、映像や音声な
どのデータがほとんどであるため通常受信器の復調デー
タからは誤り率は分からない。そこで、本発明の第２の
実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置は、特別
にデータを入力することなく、容易に誤り率の測定をす
るものである。
どのデータがほとんどであるため通常受信器の復調デー
タからは誤り率は分からない。そこで、本発明の第２の
実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置は、特別
にデータを入力することなく、容易に誤り率の測定をす
るものである。
【００５８】雑音除去回路２３に入力した雑音除去前の
伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）と、雑音除去回路２３で求めた
雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）の差分から雑音
成分Ｎ（ｉ，ｋ）を求めＣＮ比Ｃ／Ｎを（式９）から求
める。なお、（式１０）ではキャリア総数をＫとしてい
る。
伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）と、雑音除去回路２３で求めた
雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）の差分から雑音
成分Ｎ（ｉ，ｋ）を求めＣＮ比Ｃ／Ｎを（式９）から求
める。なお、（式１０）ではキャリア総数をＫとしてい
る。
【００５９】
【数９】
【００６０】
【数１０】
【００６１】その後、誤り率測定部３０を動作させると
き、雑音付加回路３４に（式９）で求めたＣＮ比Ｃ／Ｎ
を入力し、誤り率測定回路３６にて、伝送路を伝送され
た信号の誤り率を求める。
き、雑音付加回路３４に（式９）で求めたＣＮ比Ｃ／Ｎ
を入力し、誤り率測定回路３６にて、伝送路を伝送され
た信号の誤り率を求める。
【００６２】なお、ＳＰの変調レベルは、実際のデータ
の平均変調レベルより４／３大きい。そのため伝送路応
答検出部２０での伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）は、ＳＰから
求めているため、実際に伝送路を伝送された信号よりＣ
Ｎ比が大きく、雑音付加回路３４でのＣＮ比はその分を
減じることが必要である。
の平均変調レベルより４／３大きい。そのため伝送路応
答検出部２０での伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）は、ＳＰから
求めているため、実際に伝送路を伝送された信号よりＣ
Ｎ比が大きく、雑音付加回路３４でのＣＮ比はその分を
減じることが必要である。
【００６３】以上、本発明の第２の実施形態におけるデ
ジタル信号の受信解析装置は、伝送路の前の送信側変調
器に誤り率測定用の擬似ランダムバイナリー信号などを
変調データとして入力することなく、容易に誤り率を測
定することを可能とする。
ジタル信号の受信解析装置は、伝送路の前の送信側変調
器に誤り率測定用の擬似ランダムバイナリー信号などを
変調データとして入力することなく、容易に誤り率を測
定することを可能とする。
【００６４】
【発明の効果】本発明のデジタル信号の受信解析装置
は、デジタル信号を受信し解析する装置であって、受信
した前記デジタル信号から伝送路の周波数応答を推定す
る手段と、擬似ランダムバイナリー信号を発生する手段
と、前記擬似ランダムバイナリー信号を変調データとし
て変調する手段と、この変調されたデジタル信号に前記
伝送路の周波数応答を付加する手段と、この周波数応答
が付加されたデジタル信号に設定したＣＮ比に応じた雑
音を付加する手段と、この雑音を付加された信号を復調
する手段と、復調された擬似ランダムバイナリー信号と
前記発生した擬似ランダムバイナリー信号を比較して誤
り率を測定する手段と、前記設定したＣＮ比と測定した
誤り率から伝送路の等価ＣＮ比および伝送路の影響によ
るＣＮ比劣化量を演算する手段とを備えることとしたた
め、デジタル信号の受信と解析に関して、伝送路を伝送
されたデジタル信号を受信し、その伝送路の誤り率を測
定できる。また、伝送路の周波数応答を推定する手段に
は付加雑音を除去する手段を備えるので、伝送路応答と
付加雑音を求め、伝送路応答による影響の程度と付加雑
音による影響の程度を分離し、伝送路の影響による等化
ＣＮ比と伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を得ることが
でき、さらに、伝送路の前の送信側変調器に誤り率測定
用の擬似ランダムバイナリー信号などを変調データとし
て入力することなく、容易に誤り率を測定することがで
き、的確にデジタル信号への影響の解析を行うことがで
きる。
は、デジタル信号を受信し解析する装置であって、受信
した前記デジタル信号から伝送路の周波数応答を推定す
る手段と、擬似ランダムバイナリー信号を発生する手段
と、前記擬似ランダムバイナリー信号を変調データとし
て変調する手段と、この変調されたデジタル信号に前記
伝送路の周波数応答を付加する手段と、この周波数応答
が付加されたデジタル信号に設定したＣＮ比に応じた雑
音を付加する手段と、この雑音を付加された信号を復調
する手段と、復調された擬似ランダムバイナリー信号と
前記発生した擬似ランダムバイナリー信号を比較して誤
り率を測定する手段と、前記設定したＣＮ比と測定した
誤り率から伝送路の等価ＣＮ比および伝送路の影響によ
るＣＮ比劣化量を演算する手段とを備えることとしたた
め、デジタル信号の受信と解析に関して、伝送路を伝送
されたデジタル信号を受信し、その伝送路の誤り率を測
定できる。また、伝送路の周波数応答を推定する手段に
は付加雑音を除去する手段を備えるので、伝送路応答と
付加雑音を求め、伝送路応答による影響の程度と付加雑
音による影響の程度を分離し、伝送路の影響による等化
ＣＮ比と伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を得ることが
でき、さらに、伝送路の前の送信側変調器に誤り率測定
用の擬似ランダムバイナリー信号などを変調データとし
て入力することなく、容易に誤り率を測定することがで
き、的確にデジタル信号への影響の解析を行うことがで
きる。
【００６５】また、前記伝送路の周波数応答を推定する
手段には、伝送路の付加雑音を除去する手段を備えるこ
ととしたため、伝送路の影響による等化ＣＮ比と、伝送
路の影響によるＣＮ比劣化量とをさらに的確に得ること
ができる。
手段には、伝送路の付加雑音を除去する手段を備えるこ
ととしたため、伝送路の影響による等化ＣＮ比と、伝送
路の影響によるＣＮ比劣化量とをさらに的確に得ること
ができる。
【００６６】また、前記伝送路の周波数応答から付加雑
音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を逆
フーリエ変換して遅延プロファイルを求め、この遅延プ
ロファイルから伝送路のマルチパス成分の存在しない領
域の成分を０にして除去するフィルタ処理を行って新た
な遅延プロファイルを生成し、これをフーリエ変換して
付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとした
ため、付加雑音を除去し伝送路の周波数応答をさらに的
確に得ることができる。
音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を逆
フーリエ変換して遅延プロファイルを求め、この遅延プ
ロファイルから伝送路のマルチパス成分の存在しない領
域の成分を０にして除去するフィルタ処理を行って新た
な遅延プロファイルを生成し、これをフーリエ変換して
付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとした
ため、付加雑音を除去し伝送路の周波数応答をさらに的
確に得ることができる。
【００６７】また、前記伝送路の周波数応答から付加雑
音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を時
間軸のローパスフィルタまたは周波数軸のローパスフィ
ルタ処理を行って付加雑音を除去し伝送路の周波数応答
を得ることとしたため、付加雑音を除去し伝送路の周波
数応答をさらに的確に得ることができる。
音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を時
間軸のローパスフィルタまたは周波数軸のローパスフィ
ルタ処理を行って付加雑音を除去し伝送路の周波数応答
を得ることとしたため、付加雑音を除去し伝送路の周波
数応答をさらに的確に得ることができる。
【００６８】さらに、伝送路の付加雑音を除去した伝送
路の周波数応答と除去した付加雑音とから受信した前記
デジタル信号のＣＮ比を求める手段と、前記受信したデ
ジタル信号のＣＮ比を新たに付加雑音として付加する手
段とを備えることとしたため、伝送路の影響による等化
ＣＮ比と、伝送路の影響によるＣＮ比劣化量と、誤り率
とをさらに的確に得ることができる。
路の周波数応答と除去した付加雑音とから受信した前記
デジタル信号のＣＮ比を求める手段と、前記受信したデ
ジタル信号のＣＮ比を新たに付加雑音として付加する手
段とを備えることとしたため、伝送路の影響による等化
ＣＮ比と、伝送路の影響によるＣＮ比劣化量と、誤り率
とをさらに的確に得ることができる。
【図１】本発明の第１の実施形態におけるデジタル信号
の受信解析装置の構成図を示す。
の受信解析装置の構成図を示す。
【図２】本発明の第１の実施形態におけるスキャッター
ドパイロット（ＳＰ）の配置図を示す。
ドパイロット（ＳＰ）の配置図を示す。
【図３】本発明の第１の実施形態におけるスキャッター
ドパイロット（ＳＰ）の位相図を示す。
ドパイロット（ＳＰ）の位相図を示す。
【図４】本発明の第１の実施形態における伝送路の周波
数特性の雑音除去（その１）を示す。
数特性の雑音除去（その１）を示す。
【図５】本発明の第１の実施形態における伝送路の周波
数特性の雑音除去（その２）を示す。
数特性の雑音除去（その２）を示す。
【図６】本発明の第１の実施形態における付加雑音を加
えたときのＣＮ比対ビット誤り率の特性図を示す。
えたときのＣＮ比対ビット誤り率の特性図を示す。
【図７】従来のＭＥＲ測定装置の構成図を示す。
【図８】従来の誤り率測定装置の構成図を示す。
【図９】ＯＦＤＭ信号受信における従来の伝送路応答検
出装置の構成図を示す。
出装置の構成図を示す。
１０ 受信部
２０ 伝送路応答検出部
２１ ＦＦＴ回路
２２ 伝送路応答推定回路
２３ 雑音除去回路
３０ 誤り率測定部
３１ ＰＮ発生回路
３２ 変調回路
３３ 周波数特性付加回路
３４ 雑音付加回路
３５ 復調回路
３６ 誤り率測定回路
４０ 等価ＣＮ演算部
５０ 伝送路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 神原 浩平
東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放
送協会 放送技術研究所内
(72)発明者 今村 浩一郎
東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放
送協会 放送技術研究所内
(72)発明者 濱住 啓之
東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放
送協会 放送技術研究所内
(72)発明者 澁谷 一彦
東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放
送協会 放送技術研究所内
(72)発明者 阿良田 洋雄
東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放
送協会 放送技術研究所内
Ｆターム(参考） 5K004 DC04 DC05 DD05 DF02 ED04
ED05 EE08 EG11 FD04 FD05
FE10 FG02 JD04 JD05 JE03
JG01
5K014 AA01 EA01 EA08 GA02 GA04
5K022 DD01 DD13 DD33
Claims (5)
- 【請求項１】デジタル信号を受信し解析する装置であっ
て、受信した前記デジタル信号から伝送路の周波数応答
を推定する手段と、擬似ランダムバイナリー信号を発生
する手段と、前記擬似ランダムバイナリー信号を変調デ
ータとして変調する手段と、この変調されたデジタル信
号に前記伝送路の周波数応答を付加する手段と、この周
波数応答が付加されたデジタル信号に設定したＣＮ比に
応じた雑音を付加する手段と、この雑音を付加された信
号を復調する手段と、復調された擬似ランダムバイナリ
ー信号と前記発生した擬似ランダムバイナリー信号を比
較して誤り率を測定する手段と、前記設定したＣＮ比と
測定した誤り率から伝送路の等価ＣＮ比および伝送路の
影響によるＣＮ比劣化量を演算する手段とを備えたこと
を特徴とするデジタル信号の受信解析装置。 - 【請求項２】前記伝送路の周波数応答を推定する手段
は、伝送路の付加雑音を除去する手段を備えることを特
徴とする請求項１に記載のデジタル信号の受信解析装
置。 - 【請求項３】前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除
去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を逆フーリ
エ変換して遅延プロファイルを求め、この遅延プロファ
イルから伝送路のマルチパス成分の存在しない領域の成
分を０にして除去するフィルタ処理を行って新たな遅延
プロファイルを生成し、これをフーリエ変換して付加雑
音を除去し伝送路の周波数応答を得ることを特徴とする
請求項２に記載のデジタル信号の受信解析装置。 - 【請求項４】前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除
去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を時間軸の
ローパスフィルタまたは周波数軸のローパスフィルタ処
理を行って付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得る
ことを特徴とする請求項２に記載のデジタル信号の受信
解析装置。 - 【請求項５】伝送路の付加雑音を除去した伝送路の周波
数応答と除去した付加雑音とから受信した前記デジタル
信号のＣＮ比を求める手段と、前記受信したデジタル信
号のＣＮ比を新たに付加雑音として付加する手段とを備
えたことを特徴とする請求項２ないし４のいずれか１項
に記載のデジタル信号の受信解析装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001371871A JP3773839B2 (ja) | 2001-12-05 | 2001-12-05 | デジタル信号の受信解析装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001371871A JP3773839B2 (ja) | 2001-12-05 | 2001-12-05 | デジタル信号の受信解析装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003174429A true JP2003174429A (ja) | 2003-06-20 |
| JP3773839B2 JP3773839B2 (ja) | 2006-05-10 |
Family
ID=19180855
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001371871A Expired - Fee Related JP3773839B2 (ja) | 2001-12-05 | 2001-12-05 | デジタル信号の受信解析装置 |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JP3773839B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JP2007180855A (ja) * | 2005-12-27 | 2007-07-12 | Sanyo Electric Co Ltd | 通信方法ならびにそれを利用した無線装置および通信システム |
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| WO2009041331A1 (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-02 | Kyocera Corporation | 受信装置、無線通信端末、無線基地局及び受信方法 |
| US7852906B2 (en) | 2005-03-16 | 2010-12-14 | Fujitsu Limited | Wireless communication device and channel estimation and separation method in multi input system |
| WO2012114769A1 (ja) * | 2011-02-25 | 2012-08-30 | 京セラ株式会社 | チャネル推定装置およびチャネル推定方法 |
| JP2012178635A (ja) * | 2011-02-25 | 2012-09-13 | Kyocera Corp | チャネル推定装置およびチャネル推定方法 |
| JP2012178634A (ja) * | 2011-02-25 | 2012-09-13 | Kyocera Corp | チャネル推定装置およびチャネル推定方法 |
| JP2012178636A (ja) * | 2011-02-25 | 2012-09-13 | Kyocera Corp | チャネル推定装置およびチャネル推定方法 |
| JP2013038746A (ja) * | 2011-08-11 | 2013-02-21 | Nec Corp | 無線通信装置及び無線通信方法並びにコンピュータプログラム |
| RU2558611C1 (ru) * | 2014-01-10 | 2015-08-10 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский политехнический университет Петра Великого" (ФГАОУ ВО "СПбПУ") | Способ обработки бинарных сигналов данных, принимаемых на фоне шумов |
-
2001
- 2001-12-05 JP JP2001371871A patent/JP3773839B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008532432A (ja) * | 2005-03-01 | 2008-08-14 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 多重送信モードでのチャネル評価最適化 |
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