JP2003116275A - Power source circuit - Google Patents
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電子写真プリンタ
等に用いられる高圧電源回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high voltage power supply circuit used in an electrophotographic printer or the like.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図５は、従来の高圧電源回路の構成を示
す回路図である。高圧電源回路においては、一般に、ト
ランスＴの１次側に自励発振回路を設ける。この自励発
振回路内のスイッチングトランジスタＴｒと並列に接続
されるか、または、このスイッチングトランジスタＴｒ
に内蔵されるフライホイールダイオードＤの作用によ
り、トランスＴの１次側に入力される１次フライバック
パルスは、半波に近い波形となる。トランスＴは、この
半波に近い波形を昇圧することになるので、トランスＴ
の２次側からも、この半波に近い波形に相似な波形が出
力される。出力された波形は、トランスＴの２次側に接
続された倍電圧回路に入力される。2. Description of the Related Art FIG. 5 is a circuit diagram showing a structure of a conventional high voltage power supply circuit. In a high-voltage power supply circuit, a self-excited oscillation circuit is generally provided on the primary side of the transformer T. It is connected in parallel with the switching transistor Tr in this self-excited oscillation circuit, or this switching transistor Tr
The primary flyback pulse input to the primary side of the transformer T has a waveform close to a half wave due to the action of the flywheel diode D built in. Since the transformer T boosts the waveform close to this half wave, the transformer T
A waveform similar to this half-wave is output from the secondary side of the. The output waveform is input to the voltage doubler circuit connected to the secondary side of the transformer T.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】従来の高圧電源回路に
おいては、スイッチングトランジスタの動作領域がリニ
ア領域（活性領域）である場合があり、このような場合
には、スイッチングトランジスタにおける電力損失（発
熱）が大きいという問題がある。In the conventional high-voltage power supply circuit, the operating region of the switching transistor may be a linear region (active region). In such a case, power loss (heat generation) in the switching transistor may occur. Is a big problem.
【０００４】また、トランスの２次側からは、半波に近
い波形に相似な波形が出力され、出力された波形が、ト
ランスの２次側に接続された倍電圧回路に入力されるの
で、倍電圧回路の電圧使用効率が悪いという問題があ
る。具体的には、半波に近い波形からは、全波の波形と
比較して、約半分の出力電圧しか得られない。Further, since a waveform similar to a half wave is output from the secondary side of the transformer and the output waveform is input to the voltage doubler circuit connected to the secondary side of the transformer, There is a problem that the voltage use efficiency of the voltage doubler circuit is poor. Specifically, from a waveform close to a half wave, only about half the output voltage can be obtained as compared with the waveform of a full wave.
【０００５】さらに、上記の現象を補おうとすれば、す
なわちトランスの２次側から高い電圧を取り出そうとす
れば、トランスの１次側と２次側との巻線比を大きくす
ることになる。ところが、巻線比を大きくすると、巻線
の分布容量による損失が増加し、トランスによる昇圧時
の効率が低下する。Further, if an attempt is made to supplement the above phenomenon, that is, if a high voltage is taken out from the secondary side of the transformer, the winding ratio between the primary side and the secondary side of the transformer is increased. However, when the winding ratio is increased, the loss due to the distributed capacitance of the winding increases, and the efficiency at the time of boosting by the transformer decreases.
【０００６】本発明は、上記の問題を解決するためにな
されたもので、スイッチングトランジスタにおける電力
損失が少なく、また、トランスの２次側に接続される回
路の電圧使用効率が良く、さらに、トランスによる昇圧
時の効率が低下することもない電源回路を提供するもの
である。The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems, has a small power loss in the switching transistor, has a good voltage use efficiency of the circuit connected to the secondary side of the transformer, and has a further advantage. The present invention provides a power supply circuit which does not reduce the efficiency at the time of boosting.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、 １次巻線と、２次巻線と、フィードバック巻線と
を有するトランスと、このトランスの１次巻線と並列に
接続された共振コンデンサと、前記トランスのフィード
バック巻線の一端に入力端子が接続され、前記トランス
の１次巻線の一端に出力端子が接続され、前記入力端子
に入力される電圧に応じて、前記出力端子に流れる電流
を制御するスイッチング手段と、このスイッチング手段
に流れる電流を検出し、検出した電流が規定の電流より
多い場合に前記スイッチング手段をオフさせる電流検出
手段とを有し、前記スイッチング手段の入力端子に接続
されたフィードバック巻線の一端と、前記スイッチング
手段の出力端子に接続された１次巻線の一端とは、逆極
性となっていることを特徴とする電源回路である。According to a first aspect of the present invention, there is provided a transformer having a primary winding, a secondary winding, and a feedback winding, and the transformer is connected in parallel with the primary winding. The input terminal is connected to one end of the feedback coil of the transformer and the feedback winding of the transformer, the output terminal is connected to one end of the primary winding of the transformer, and the output terminal is connected to the input terminal according to the voltage input to the input terminal. The switching means has a switching means for controlling a current flowing through the output terminal, and a current detecting means for detecting a current flowing through the switching means and turning off the switching means when the detected current is larger than a specified current. The one end of the feedback winding connected to the input terminal of and the one end of the primary winding connected to the output terminal of the switching means have opposite polarities. It is a characteristic power supply circuit.
【０００８】上記構成によれば、スイッチング手段の具
体例としてのスイッチングトランジスタがスイッチング
領域（飽和領域）で動作するので、このスイッチングト
ランジスタにおけるコレクタ損失が少なくて済む。すな
わち、このスイッチングトランジスタは、ベース電流が
十分に流れている状態で、コレクタ電圧が上昇するの
で、スイッチング領域（飽和領域）で動作する。請求項
２に記載の発明は、 前記電流検出手段は、スイッチン
グ手段に直列に挿入された抵抗及びスイッチング手段の
制御端子に接続された電圧クランプ手段から構成される
ことを特徴とする請求項１に記載の電源回路である。According to the above structure, since the switching transistor as a specific example of the switching means operates in the switching region (saturation region), the collector loss in this switching transistor can be reduced. That is, this switching transistor operates in the switching region (saturation region) because the collector voltage rises while the base current is sufficiently flowing. The invention according to claim 2 is characterized in that the current detecting means comprises a resistor inserted in series with the switching means and a voltage clamping means connected to a control terminal of the switching means. It is the described power supply circuit.
【０００９】請求項３に記載の発明は、 前記トランス
の１次巻線の一端と、スイッチング手段の出力端子との
間に、流れる電流の方向を制限する電流方向制限手段が
設けられていることを特徴とする請求項１に記載の電源
回路である。According to a third aspect of the present invention, current direction limiting means for limiting the direction of the flowing current is provided between one end of the primary winding of the transformer and the output terminal of the switching means. The power supply circuit according to claim 1, wherein
【００１０】上記構成によれば、トランスの１次側に入
力される電圧の波形を、正弦波に近い波形とすることが
できるので、このトランスの２次側から出力される電圧
の波形も正弦波に近い波形とすることができる。従っ
て、この正弦波に近い波形を、トランスの２次側に接続
される回路に入力することができるので、トランスの２
次側に接続される回路の電圧使用効率が向上する。According to the above configuration, the waveform of the voltage input to the primary side of the transformer can be made to be a waveform close to a sine wave. Therefore, the waveform of the voltage output from the secondary side of the transformer is also sinusoidal. The waveform can be close to a wave. Therefore, since a waveform close to this sine wave can be input to the circuit connected to the secondary side of the transformer,
The voltage use efficiency of the circuit connected to the secondary side is improved.
【００１１】請求項４に記載の発明は、 前記トランス
の２次巻線から出力される出力電圧に応じて、前記スイ
ッチング手段の入力端子に入力される電圧を制御する出
力電圧安定化回路を有することを特徴とする請求項１、
２または３に記載の電源回路である。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided an output voltage stabilizing circuit for controlling the voltage input to the input terminal of the switching means according to the output voltage output from the secondary winding of the transformer. Claim 1 characterized in that
The power supply circuit according to item 2 or 3.
【００１２】上記構成によれば、電源回路の出力電圧が
安定化される。According to the above structure, the output voltage of the power supply circuit is stabilized.
【００１３】[0013]
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施形態
における高圧電源回路の構成を示す回路図である。トラ
ンスＴの１次側には、発振回路が設けられていて、この
自励発振回路は、スイッチングトランジスタＴｒ、電流
検出抵抗Ｒｅ、電流制限ダイオードＤｆ１、Ｄｆ２、ツ
ェナーダイオードＺＤ１等を含む。トランスＴの２次側
には、このトランスＴの２次側から出力される電圧をさ
らに昇圧する倍電圧回路が接続されている。1 is a circuit diagram showing the configuration of a high voltage power supply circuit according to a first embodiment of the present invention. An oscillation circuit is provided on the primary side of the transformer T, and the self-excited oscillation circuit includes a switching transistor Tr, a current detection resistor Re, current limiting diodes Df1 and Df2, a Zener diode ZD1 and the like. To the secondary side of the transformer T, a voltage doubler circuit that further boosts the voltage output from the secondary side of the transformer T is connected.
【００１４】図２は、本実施形態における高圧電源回路
中から、発振回路のみを取り出した、本発明の原理を説
明するための回路図である。トランスＴは、１次巻線Ｍ
１、２次巻線Ｍ２、フィードバック巻線Ｍ３を有する。
１次巻線Ｍ１と並列に共振コンデンサＣが接続されてい
る。１次巻線Ｍ１の一方の端子Ｔ１１は、電源電圧Ｖｃ
ｃ＝＋２４Ｖに接続され、１次巻線Ｍ１のもう一方の端
子Ｔ１２は、電流制限ダイオードＤｆ２のアノードに接
続されている。電流制限ダイオードＤｆ２のカソード
は、スイッチングトランジスタＴｒのコレクタと、電流
制限ダイオードＤｆ１のカソードに接続されている。電
流制限ダイオードＤｆ１のアノードは接地されている。
スイッチングトランジスタＴｒのエミッタと、接地電位
との間には、電流検出抵抗Ｒｅが接続されている。スイ
ッチングトランジスタＴｒのベースには、ツェナーダイ
オードＺＤ１のカソードが接続され、ツェナーダイオー
ドＺＤ１のアノードは接地されている。スイッチングト
ランジスタＴｒのベースは、さらに、抵抗Ｒｂ、コンデ
ンサＣｂを介して、トランスＴのフィードバック巻線Ｍ
３の一方の端子Ｔ３１に接続されている。トランスＴの
フィードバック巻線Ｍ３のもう一方の端子Ｔ３２は、接
地されている。FIG. 2 is a circuit diagram for explaining the principle of the present invention in which only the oscillation circuit is taken out from the high voltage power supply circuit in this embodiment. The transformer T has a primary winding M
It has a primary and secondary winding M2 and a feedback winding M3.
A resonance capacitor C is connected in parallel with the primary winding M1. One terminal T11 of the primary winding M1 has a power supply voltage Vc.
It is connected to c = + 24V, and the other terminal T12 of the primary winding M1 is connected to the anode of the current limiting diode Df2. The cathode of the current limiting diode Df2 is connected to the collector of the switching transistor Tr and the cathode of the current limiting diode Df1. The anode of the current limiting diode Df1 is grounded.
The current detection resistor Re is connected between the emitter of the switching transistor Tr and the ground potential. The cathode of the Zener diode ZD1 is connected to the base of the switching transistor Tr, and the anode of the Zener diode ZD1 is grounded. The base of the switching transistor Tr further has a feedback winding M of the transformer T via a resistor Rb and a capacitor Cb.
3 is connected to one terminal T31. The other terminal T32 of the feedback winding M3 of the transformer T is grounded.
【００１５】図３は、上述した発振回路の動作を説明す
るための波形図である。図３（ａ）は、トランスＴの１
次巻線Ｍ１の端子Ｔ１２における電圧Ｖｔ１の波形図で
ある。図３（ｂ）は、スイッチングトランジスタＴｒの
コレクタに流れ込むコレクタ電流Ｉｃの波形図である。
図３（ｃ）は、トランスＴのフィードバック巻線Ｍ３の
端子Ｔ３１における電圧Ｖｔｂの波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of the oscillator circuit described above. FIG. 3A shows a transformer T 1
It is a wave form diagram of voltage Vt1 in terminal T12 of the next winding M1. FIG. 3B is a waveform diagram of the collector current Ic flowing into the collector of the switching transistor Tr.
FIG. 3C is a waveform diagram of the voltage Vtb at the terminal T31 of the feedback winding M3 of the transformer T.
【００１６】スイッチングトランジスタＴｒがターンオ
フすると、トランスＴの１次巻線Ｍ１と、この１次巻線
Ｍ１と並列に接続された共振コンデンサＣとの共振によ
り、端子Ｔ１２には、図３（ａ）に示した正弦波状の電
圧Ｖｔ１が現れる。１次巻線Ｍ１に正弦波状の電圧Ｖｔ
１による電流が流れると、この１次巻線Ｍ１と、フィー
ドバック巻線Ｍ３との相互誘導により、フィードバック
巻線Ｍ３の端子Ｔ３１に、図３（ｃ）に示した電圧Ｖｔ
ｂが現れる。ただし、両者の巻線の極性により、１次巻
線Ｍ１の端子Ｔ１２とフィードバック巻線Ｍ３の端子Ｔ
３１とは逆極性となり、電圧Ｖｔ１と電圧Ｖｔｂとの符
号は反対になる。When the switching transistor Tr is turned off, resonance occurs between the primary winding M1 of the transformer T and the resonance capacitor C connected in parallel with the primary winding M1. The sinusoidal voltage Vt1 shown in FIG. A sinusoidal voltage Vt is applied to the primary winding M1.
1 flows, the mutual induction between the primary winding M1 and the feedback winding M3 causes the voltage Vt shown in FIG. 3C at the terminal T31 of the feedback winding M3.
b appears. However, depending on the polarities of both windings, the terminal T12 of the primary winding M1 and the terminal T of the feedback winding M3
The polarity is opposite to that of 31, and the signs of the voltage Vt1 and the voltage Vtb are opposite.
【００１７】電圧Ｖｔｂの符号が正になれば、スイッチ
ングトランジスタＴｒにベース電流が流れ始め、スイッ
チングトランジスタＴｒはターンオンすることが可能に
なるが、このとき、電圧Ｖｔ１の符号が負なので、コレ
クタ電流Ｉｃは流れない。その後、電圧Ｖｔ１の符号が
負から正に変わると、スイッチングトランジスタＴｒの
コレクタの電位が正になるので、この時点で、はじめて
スイッチングトランジスタＴｒがターンオンし、コレク
タ電流Ｉｃが流れ始める。すなわち、スイッチングトラ
ンジスタＴｒにベース電流が流れ始める時点では、コレ
クタ電流Ｉｃはゼロであり、いわゆるゼロクロススイッ
チングとなる。When the sign of the voltage Vtb becomes positive, the base current starts to flow in the switching transistor Tr, and the switching transistor Tr can be turned on. At this time, however, the sign of the voltage Vt1 is negative, and thus the collector current Ic. Does not flow. After that, when the sign of the voltage Vt1 changes from negative to positive, the potential of the collector of the switching transistor Tr becomes positive. Therefore, at this point, the switching transistor Tr is turned on for the first time, and the collector current Ic starts to flow. That is, when the base current starts flowing through the switching transistor Tr, the collector current Ic is zero, which is so-called zero-cross switching.
【００１８】上述したように、本実施形態によれば、ス
イッチングトランジスタＴｒが、従来の電源回路のよう
に、コレクタ損失が大きいリニア領域で動作せず、スイ
ッチング領域で動作する。また、スイッチングが行われ
るタイミングも、いわゆるゼロクロスタイミングと呼ば
れる、スイッチングによる損失が少ないタイミングとな
る。従って、スイッチングトランジスタＴｒでの電力損
失が大幅に減少する。すると、小型でヒートシンクが不
要なスイッチングトランジスタを用いることができるの
で、安価な電源回路が実現される。As described above, according to this embodiment, the switching transistor Tr does not operate in the linear region where the collector loss is large unlike the conventional power supply circuit, but operates in the switching region. Also, the timing at which switching is performed is a so-called zero-cross timing at which there is little loss due to switching. Therefore, the power loss in the switching transistor Tr is significantly reduced. Then, since a switching transistor which is small and does not require a heat sink can be used, an inexpensive power supply circuit can be realized.
【００１９】スイッチングトランジスタＴｒがターンオ
ンして流れ始めたコレクタ電流Ｉｃは、トランスＴの１
次巻線Ｍ１の作用により、徐々に増加する。すなわち、
Ｉｃ＝Ｖｃｃ×ｔ／Ｌ
である。ただし、Ｖｃｃ：電源電圧、ｔ：コレクタ電流
Ｉｃが流れ始めてからの経過時間、Ｌ：トランスＴの１
次巻線Ｍ１のインダクタンスである。The collector current Ic which starts to flow when the switching transistor Tr is turned on is 1
It gradually increases due to the action of the next winding M1. That is, Ic = Vcc × t / L. However, Vcc: power supply voltage, t: elapsed time after the collector current Ic starts flowing, L: 1 of the transformer T
It is the inductance of the next winding M1.
【００２０】そして、コレクタ電流Ｉｃのピーク値（最
大値）をＩｃｐとすると、
Ｉｃｐ＝（Ｖｂ−Ｖｂｅ）／Ｒｅ
である。ただし、Ｖｂ：スイッチングトランジスタＴｒ
のベース電位、Ｖｂｅ：スイッチングトランジスタＴｒ
のベース・エミッタ間電圧である。When the peak value (maximum value) of the collector current Ic is Icp, Icp = (Vb-Vbe) / Re. However, Vb: switching transistor Tr
Base potential of Vbe: switching transistor Tr
Is the base-emitter voltage of.
【００２１】さらに、電圧Ｖｔ１のピーク値（最大値）
をＶｔ１ｐとすると、概略、
Ｖｔ１ｐ＝Ｉｃｐ×（Ｌ／Ｃ）1/2
である。Further, the peak value (maximum value) of the voltage Vt1
Is Vt1p, Vt1p is approximately Icp × (L / C) 1/2 .
【００２２】コレクタ電流Ｉｃにほぼ等しい電流が、ス
イッチングトランジスタＴｒのエミッタから流れ出し、
流れ出した電流が、スイッチングトランジスタＴｒのエ
ミッタに接続された電流検出抵抗Ｒｅにも流れる。する
と、この電流検出抵抗Ｒｅの両端には、Ｉｃ×Ｒｅとい
う電圧降下が発生する。A current substantially equal to the collector current Ic flows out from the emitter of the switching transistor Tr,
The flowing-out current also flows in the current detection resistor Re connected to the emitter of the switching transistor Tr. Then, a voltage drop of Ic × Re occurs across the current detection resistor Re.
【００２３】スイッチングトランジスタＴｒのベースに
印加される電圧Ｖｂは、ツェナーダイオードＺＤ１によ
って一定とされている。このとき、コレクタ電流Ｉｃが
増加すると、電流検出抵抗Ｒｅの両端に発生する電圧降
下Ｉｃ×Ｒｅも増加し、やがて、Ｖｂｅがゼロになり、
スイッチングトランジスタＴｒのベース電流が減少し、
Ｉｃの上昇が停止する。フィードバック巻線Ｍ３の出力
電圧は（ｄＩｃ／ｄｔ）に比例するので、フィードバッ
ク巻線Ｍ３の出力電圧は急速に零となり、スイッチング
トランジスタＴｒは急速にターンオフする。このスイッ
チング動作においても、スイッチングトランジスタＴｒ
のコレクタ〜エミッタ間の電圧は、Ｉｃが流れている間
は零に近い値となっている。従って、このスイッチング
動作は、いわゆるゼロクロス・スイッチング動作とな
る。以上の動作を繰り返すことにより、この発振回路は
発振する。The voltage Vb applied to the base of the switching transistor Tr is kept constant by the Zener diode ZD1. At this time, when the collector current Ic increases, the voltage drop Ic × Re generated across the current detection resistor Re also increases, and Vbe eventually becomes zero.
The base current of the switching transistor Tr decreases,
The rise of Ic stops. Since the output voltage of the feedback winding M3 is proportional to (dIc / dt), the output voltage of the feedback winding M3 rapidly becomes zero, and the switching transistor Tr is rapidly turned off. Even in this switching operation, the switching transistor Tr
The voltage between the collector and the emitter of is a value close to zero while Ic is flowing. Therefore, this switching operation is a so-called zero-cross switching operation. By repeating the above operation, this oscillator circuit oscillates.
【００２４】本実施形態における電流制限ダイオードＤ
ｆ２は、トランスＴの１次巻線Ｍ１の端子Ｔ１２の電位
Ｖｔ１が、マイナス側すなわち接地電位より低くなった
場合に、スイッチングトランジスタＴｒのコレクタとの
接続を遮断する。従って、トランスＴの１次側に入力さ
れる電圧の波形が、半波ではなく正弦波に近い波形とな
るので、トランスＴの２次側から出力される電圧の波形
も正弦波に近い波形となる。従って、この正弦波に近い
波形が、トランスの２次側に接続される倍電圧回路に入
力されるので、この倍電圧回路が効率良く動作する。す
なわち、従来の電源回路においては、倍電圧回路から、
入力される波形の振幅の２倍の電圧は得られず、１倍強
の電圧しか得られなかったが、本実施形態の電源回路に
おいては、倍電圧回路から約２倍の電圧が得られる。The current limiting diode D in this embodiment
f2 cuts off the connection with the collector of the switching transistor Tr when the potential Vt1 of the terminal T12 of the primary winding M1 of the transformer T becomes negative, that is, lower than the ground potential. Therefore, since the waveform of the voltage input to the primary side of the transformer T is not a half wave but a waveform close to a sine wave, the waveform of the voltage output from the secondary side of the transformer T is also a waveform close to a sine wave. Become. Therefore, since the waveform close to this sine wave is input to the voltage doubler circuit connected to the secondary side of the transformer, this voltage doubler circuit operates efficiently. That is, in the conventional power supply circuit,
Although a voltage twice as large as the amplitude of the input waveform was not obtained and only a voltage slightly more than 1 time was obtained, in the power supply circuit of the present embodiment, about twice the voltage is obtained from the voltage doubler circuit.
【００２５】従って、電源回路から同じ出力電圧を得た
い場合において、従来の電源回路と本実施形態の電源回
路とを比較すると、本実施形態の電源回路は、従来の電
源回路より少ない段数の倍電圧回路を設ければ済むこと
になる。従って、電源回路の規模を小さくし、価格を抑
えることができる。Therefore, when it is desired to obtain the same output voltage from the power supply circuit, comparing the conventional power supply circuit with the power supply circuit of the present embodiment, the power supply circuit of the present embodiment has twice the number of stages smaller than that of the conventional power supply circuit. All that is required is to provide a voltage circuit. Therefore, the scale of the power supply circuit can be reduced and the cost can be suppressed.
【００２６】さらに、本実施形態の電源回路は、トラン
スＴの１次巻線Ｍ１のインダクタンスと、１次巻線Ｍ１
と並列に接続された共振コンデンサＣとの共振によっ
て、トランスＴの１次巻線Ｍ１に入力される波形の振幅
を、電源電圧Ｖｃｃよりも遥かに高い電圧とすることが
できるので、トランスＴの１次側と２次側との巻線比を
小さくすることができる。すると、巻線の分布容量によ
る損失が減少し、トランスＴによる昇圧時の効率が向上
する。また、トランスＴの小型化や低価格化を図ること
もできる。Further, in the power supply circuit of this embodiment, the inductance of the primary winding M1 of the transformer T and the primary winding M1
By the resonance with the resonance capacitor C connected in parallel with the transformer T, the amplitude of the waveform input to the primary winding M1 of the transformer T can be set to a voltage much higher than the power supply voltage Vcc. It is possible to reduce the winding ratio between the primary side and the secondary side. Then, the loss due to the distributed capacitance of the winding is reduced, and the efficiency at the time of boosting by the transformer T is improved. Further, the size and cost of the transformer T can be reduced.
【００２７】図４は、本発明の第２の実施形態における
高圧電源回路の構成を示す回路図である。本実施形態に
おける高圧電源回路は、出力電圧Ｈｖをフィードバック
し、フィードバックされた出力電圧Ｈｖと、基準電圧Ｖ
ｒｅｆとを比較し、比較結果に応じて、スイッチングト
ランジスタＴｒのベースに印加する電圧を調整し、出力
電圧Ｈｖを安定化させるものである。FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of a high voltage power supply circuit according to the second embodiment of the present invention. The high-voltage power supply circuit in the present embodiment feeds back the output voltage Hv, and feeds back the output voltage Hv and the reference voltage Vv.
The output voltage Hv is stabilized by comparing with ref and adjusting the voltage applied to the base of the switching transistor Tr according to the comparison result.
【００２８】すなわち、スイッチングトランジスタＴｒ
のベース電位Ｖｂを、トランジスタＴｒ２２によって制
御すれば、トランスＴの１次巻線Ｍ１にかかる電圧の振
幅すなわちピーク値（最大値）Ｖｔ１ｐを制御すること
ができる。すると、トランスＴの２次側から出力される
出力電圧も制御される。That is, the switching transistor Tr
By controlling the base potential Vb of the transistor Tr22 by the transistor Tr22, the amplitude of the voltage applied to the primary winding M1 of the transformer T, that is, the peak value (maximum value) Vt1p can be controlled. Then, the output voltage output from the secondary side of the transformer T is also controlled.
【００２９】[0029]
【発明の効果】本発明によれば、スイッチングトランジ
スタが、従来の電源回路のように、コレクタ損失が大き
いリニア領域で動作せず、スイッチング領域で動作す
る。また、スイッチングが行われるタイミングも、いわ
ゆるゼロクロスタイミングと呼ばれる、スイッチングに
よる損失が少ないタイミングとなる。従って、スイッチ
ングトランジスタでの電力損失が大幅に減少する。する
と、小型でヒートシンクが不要なスイッチングトランジ
スタを用いることができるので、安価な電源回路が実現
される。According to the present invention, the switching transistor does not operate in the linear region where the collector loss is large as in the conventional power supply circuit, but operates in the switching region. Also, the timing at which switching is performed is a so-called zero-cross timing at which there is little loss due to switching. Therefore, the power loss in the switching transistor is greatly reduced. Then, since a switching transistor which is small and does not require a heat sink can be used, an inexpensive power supply circuit can be realized.
【００３０】また、本発明によれば、トランスの１次側
に入力される電圧の波形が正弦波に近い波形となるの
で、トランスの２次側から出力される電圧の波形も正弦
波に近い波形となる。従って、この正弦波に近い波形
が、トランスの２次側に接続される回路、例えば倍電圧
回路に入力されるので、この倍電圧回路が効率良く動作
する。すなわち、従来の電源回路においては、倍電圧回
路から、入力される波形の振幅の２倍の電圧は得られ
ず、１倍強の電圧しか得られなかったが、本発明の電源
回路においては、倍電圧回路から約２倍の電圧が得られ
る。Further, according to the present invention, since the waveform of the voltage input to the primary side of the transformer is close to a sine wave, the waveform of the voltage output from the secondary side of the transformer is also close to a sine wave. It becomes a waveform. Therefore, since the waveform close to this sine wave is input to the circuit connected to the secondary side of the transformer, for example, the voltage doubler circuit, this voltage doubler circuit operates efficiently. That is, in the conventional power supply circuit, a voltage that is twice the amplitude of the input waveform cannot be obtained from the voltage doubler circuit, and only a voltage that is a little more than once is obtained. However, in the power supply circuit of the present invention, About twice the voltage can be obtained from the voltage doubler circuit.
【００３１】従って、電源回路から同じ出力電圧を得た
い場合において、従来の電源回路と本発明の電源回路と
を比較すると、本発明の電源回路は、従来の電源回路よ
り少ない段数の倍電圧回路を設ければ済むことになる。
従って、電源回路の規模を小さくし、価格を抑えること
ができる。Therefore, when it is desired to obtain the same output voltage from the power supply circuit, the power supply circuit of the present invention is compared with the power supply circuit of the present invention. Will be set up.
Therefore, the scale of the power supply circuit can be reduced and the cost can be suppressed.
【００３２】さらに、本発明によれば、トランスの１次
巻線のインダクタンスと、１次巻線と並列に接続された
コンデンサとの共振によって、トランスの１次巻線に入
力される波形の振幅を、電源電圧よりも遥かに高い電圧
とすることができるので、トランスの１次側と２次側と
の巻線比を小さくすることができる。すると、巻線の分
布容量による損失が減少し、トランスによる昇圧時の効
率が向上する。また、トランスの小型化や低価格化を図
ることもできる。Furthermore, according to the present invention, the resonance of the inductance of the primary winding of the transformer and the capacitor connected in parallel with the primary winding causes the amplitude of the waveform input to the primary winding of the transformer. Can be set to a voltage much higher than the power supply voltage, so that the winding ratio between the primary side and the secondary side of the transformer can be reduced. Then, the loss due to the distributed capacitance of the winding is reduced, and the efficiency at the time of boosting by the transformer is improved. In addition, the size and cost of the transformer can be reduced.
【図１】 本発明の第１の実施形態における高圧電源
回路の構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a high voltage power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 本発明の第１の実施形態における高圧電源
回路中から、発振回路のみを取り出した、本発明の原理
を説明するための回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram for explaining the principle of the present invention in which only the oscillation circuit is taken out from the high-voltage power supply circuit according to the first embodiment of the present invention.
【図３】 本発明の第１の実施形態における高圧電源
回路中の発振回路の動作を説明するための波形図であ
る。FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of the oscillation circuit in the high voltage power supply circuit according to the first embodiment of the present invention.
【図４】 本発明の第２の実施形態における高圧電源
回路の構成を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a high voltage power supply circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図５】 従来の高圧電源回路の構成を示す回路図で
ある。FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional high-voltage power supply circuit.
Ｔ トランス Ｍ１ １次巻線
Ｍ２ ２次巻線 Ｍ３ フィードバッ
ク巻線
Ｃ 共振コンデンサ
Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ３１、Ｔ３２ 端子
Ｄｆ１、Ｄｆ２ 電流制限ダイオード
Ｔｒ スイッチングトランジスタ（スイッチング手段）
Ｒｅ 電流検出抵抗（電流検出手段）
ＺＤ１ ツェナーダイオード
Ｒｂ 抵抗
Ｃｂ コンデンサT transformer M1 primary winding M2 secondary winding M3 feedback winding C resonant capacitors T11, T12, T31, T32 terminals Df1, Df2 current limiting diode Tr switching transistor (switching means) Re current detection resistor (current detection means) ZD1 Zener diode Rb resistance Cb capacitor
Claims (4)
ック巻線とを有するトランスと、 このトランスの１次巻線と並列に接続された共振コンデ
ンサと、 前記トランスのフィードバック巻線の一端に入力端子が
接続され、前記トランスの１次巻線の一端に出力端子が
接続され、前記入力端子に入力される電圧に応じて、前
記出力端子に流れる電流を制御するスイッチング手段
と、 このスイッチング手段に流れる電流を検出し、検出した
電流が規定の電流より多い場合に前記スイッチング手段
をオフさせる電流検出手段とを有し、 前記スイッチング手段の入力端子に接続されたフィード
バック巻線の一端と、前記スイッチング手段の出力端子
に接続された１次巻線の一端とは、逆極性となっている
ことを特徴とする電源回路。1. A transformer having a primary winding, a secondary winding, and a feedback winding, a resonant capacitor connected in parallel with the primary winding of the transformer, and a feedback winding of the transformer. A switching means having an input terminal connected to one end thereof, an output terminal connected to one end of a primary winding of the transformer, and controlling a current flowing through the output terminal in accordance with a voltage input to the input terminal; A current detecting means for detecting a current flowing through the switching means and turning off the switching means when the detected current is larger than a specified current, and one end of a feedback winding connected to an input terminal of the switching means. A power supply circuit having a polarity opposite to that of one end of the primary winding connected to the output terminal of the switching means.
段に直列に挿入された抵抗及びスイッチング手段の制御
端子に接続された電圧クランプ手段から構成されること
を特徴とする請求項１に記載の電源回路。2. The power supply circuit according to claim 1, wherein the current detecting means includes a resistor inserted in series with the switching means and a voltage clamp means connected to a control terminal of the switching means. .
イッチング手段の出力端子との間に、流れる電流の方向
を制限する電流方向制限手段が設けられていることを特
徴とする請求項１に記載の電源回路。3. The current direction limiting means for limiting the direction of the flowing current is provided between one end of the primary winding of the transformer and the output terminal of the switching means. Power supply circuit described in.
る出力電圧に応じて、前記スイッチング手段の入力端子
に入力される電圧を制御する出力電圧安定化回路を有す
ることを特徴とする請求項１、２または３に記載の電源
回路。4. An output voltage stabilizing circuit for controlling the voltage input to the input terminal of the switching means in accordance with the output voltage output from the secondary winding of the transformer. The power supply circuit according to 1, 2, or 3.
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008136269A (en) * | 2006-11-27 | 2008-06-12 | Yokogawa Electric Corp | Power supply rectifying circuit |
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| KR100509478B1 (en) | 2005-08-22 |
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