JP2003086386A - Discharge lamp lighting device - Google Patents
Discharge lamp lighting deviceInfo
- Publication number
- JP2003086386A JP2003086386A JP2001277719A JP2001277719A JP2003086386A JP 2003086386 A JP2003086386 A JP 2003086386A JP 2001277719 A JP2001277719 A JP 2001277719A JP 2001277719 A JP2001277719 A JP 2001277719A JP 2003086386 A JP2003086386 A JP 2003086386A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- discharge lamp
- current
- circuit
- lighting device
- period
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯を高周波点
灯する放電灯点灯装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp at a high frequency.
【0002】[0002]
【従来の技術】図21は従来の放電灯点灯装置であり、
図において1はAC電源、2はノイズフィルタ、4、5
はダイオード、7、8は平滑コンデンサであり、ダイオ
ード4、5の直列回路と平滑コンデンサ7、8の直列回
路は並列接続され、AC入力1の一端がダイオード4、
5の接続点に、他端が平滑コンデンサ7、8の接続点に
接続され、いわゆる倍電圧整流回路を構成している。1
0はドライバ9によって駆動されるスイッチング素子1
1、12からなるスイッチング回路であり、ハーフブリ
ッジを構成する。ここで、スイッチング素子11、12
は回生ダイオードを内蔵したMOSFETである。13
は放電灯(以下、ランプと称す)、14は共振コンデン
サ、15はチョークコイルであり、ランプ13と共振コ
ンデンサ14は並列接続され、ランプ13、チョークコ
イル15は直列接続され、一端がスイッチング回路10
の出力点に、他端が平滑コンデンサ8の正極に接続され
ている。2. Description of the Related Art FIG. 21 shows a conventional discharge lamp lighting device,
In the figure, 1 is an AC power supply, 2 is a noise filter, 4, 5
Is a diode, and 7 and 8 are smoothing capacitors. The series circuit of the diodes 4 and 5 and the series circuit of the smoothing capacitors 7 and 8 are connected in parallel, and one end of the AC input 1 is the diode 4,
The other end is connected to the connection point of the smoothing capacitors 7 and 8 at the connection point of 5 to form a so-called voltage doubler rectifier circuit. 1
0 is a switching element 1 driven by a driver 9
It is a switching circuit composed of 1 and 12 and constitutes a half bridge. Here, the switching elements 11 and 12
Is a MOSFET with a built-in regenerative diode. Thirteen
Is a discharge lamp (hereinafter referred to as a lamp), 14 is a resonance capacitor, 15 is a choke coil, the lamp 13 and the resonance capacitor 14 are connected in parallel, the lamp 13 and the choke coil 15 are connected in series, and one end of the switching circuit 10 is connected.
The other end of the smoothing capacitor 8 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 8.
【0003】次に動作について説明する。ノイズフィル
タ2を介して入力されるAC入力は、ダイオード4、
5、平滑コンデンサ7、8によって倍電圧整流される。
倍電圧整流された直流出力はスイッチング回路10に印
加され、ドライバ9によってスイッチング素子11とス
イッチング素子12が交互にON、OFFすることによ
って、高周波電力に変換される。スイッチング回路10
によって出力される高周波電力は、チョークコイル15
による電流制限を受けながらランプ13を点灯する。ま
た、共振コンデンサ14は、ランプ始動時にランプ電圧
を確保するとともに、点灯中の回路の共振点を決める要
因の一つになっている。Next, the operation will be described. The AC input input via the noise filter 2 is the diode 4,
5. Double voltage rectification is performed by the smoothing capacitors 7 and 8.
The DC output that has been subjected to the voltage doubler rectification is applied to the switching circuit 10, and the driver 9 alternately turns ON and OFF the switching element 11 and the switching element 12, whereby the high frequency power is converted. Switching circuit 10
The high frequency power output by the choke coil 15
The lamp 13 is turned on while receiving the current limitation by the. Further, the resonance capacitor 14 is one of the factors that secure the lamp voltage at the time of starting the lamp and also determine the resonance point of the circuit during lighting.
【0004】ここで、倍電圧整流した電圧によってラン
プ13を点灯する場合、AC電圧を全波整流して平滑す
るコンデンサインプット型の回路の場合に比べて、スイ
ッチング回路10に入力する電圧がランプ電圧に対して
余裕があるので、スイッチング周波数を変えるだけで、
幅広いランプ出力を得ることができる。すなわち、ラン
プ13の出力を絞った場合もランプ電圧を確保でき、ラ
ンプ13のちらつきや立ち消えを防止できるとともに、
ランプ13の出力を上げた場合でもスイッチング位相が
進相にならず安全に駆動できるというメリットがある。
従って、特にAC100V電源に対する点灯装置に対し
ては有効な構成である。Here, when the lamp 13 is lit by the voltage doubled and rectified, the voltage input to the switching circuit 10 is higher than the voltage of the capacitor input type circuit in which the AC voltage is full-wave rectified and smoothed. Since there is a margin for, just changing the switching frequency,
A wide range of lamp output can be obtained. That is, the lamp voltage can be secured even when the output of the lamp 13 is reduced, and the lamp 13 can be prevented from flickering and extinguishing.
Even if the output of the lamp 13 is increased, there is an advantage that the switching phase does not advance and the driving can be performed safely.
Therefore, the configuration is particularly effective for a lighting device for an AC100V power source.
【0005】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図21
に示した従来の回路構成には、以下のような課題があっ
た。第1に平滑コンデンサ7、8が充電される時間が非
常に短く、その期間内に回路に必要な電荷を充電するた
め、入力電流のピークが極めて大きくなり、平滑コンデ
ンサの寿命を縮める恐れがあった。図22(c)はこの
入力電流の様子を示したものであり、(a)、(b)は
それぞれAC電源1の入力電圧、平滑コンデンサ7の正
極電圧を入力電流と同じ時間軸で表わしたものである。
このように力率が低いことからAC電源供給側の設備を
破壊してしまう恐れもあった。However, as shown in FIG.
The conventional circuit configuration shown in 1 has the following problems. First, the smoothing capacitors 7 and 8 are charged for a very short time, and the charges necessary for the circuit are charged within that period, so that the peak of the input current becomes extremely large, which may shorten the life of the smoothing capacitors. It was FIG. 22C shows the state of this input current. In FIGS. 22A and 22B, the input voltage of the AC power supply 1 and the positive electrode voltage of the smoothing capacitor 7 are shown on the same time axis as the input current. It is a thing.
Since the power factor is low as described above, there is a fear that equipment on the AC power supply side may be destroyed.
【0006】第2に入力電圧が位相制御式の調光器20
により位相制御された場合、位相角90度付近で調光器
内のサイリスタがONすると、さらに大きな突入電流が
流れてしまい平滑コンデンサ7、8の寿命をさらに縮め
る他、位相制御式の調光器20と平滑コンデンサ7また
は8の間に位置する部品やダイオード4、5等の故障を
招く恐れがあった。図23(c)はこの突入電流の様子
を示したものであり、(a)、(b)はそれぞれAC電
源1の入力電圧、平滑コンデンサ7の正極電圧を入力電
流と同じ時間軸で表わしたものである。またこの時、点
灯装置ばかりか、調光器20そのものも誤動作や故障を
招く恐れもあった。Second, the dimmer 20 whose input voltage is a phase control type
When the thyristor in the dimmer is turned on near the phase angle of 90 degrees when the phase is controlled by, the inrush current flows further and the life of the smoothing capacitors 7 and 8 is further shortened. There is a risk that the components located between the capacitor 20 and the smoothing capacitor 7 or 8 and the diodes 4 and 5 may be damaged. FIG. 23 (c) shows the state of this inrush current, and (a) and (b) respectively show the input voltage of the AC power supply 1 and the positive electrode voltage of the smoothing capacitor 7 on the same time axis as the input current. It is a thing. At this time, not only the lighting device but also the dimmer 20 itself may cause malfunction or failure.
【0007】このような課題を解決するために、例えば
特開平10―271831号公報では図24に示すよう
な回路構成が提案されている。図21と同じ点について
は説明を省き、異なる点について説明する。図において
ダイオード4と平滑コンデンサ7の間、及びダイオード
5と平滑コンデンサ8の間にそれぞれダイオード3、6
が挿入される。また、チョークコイルを31と32の2
個に分け、その接続点とダイオード3、4の接続点、及
びダイオード5、6の接続点にそれぞれコンデンサ1
8、19が接続される。To solve such a problem, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 10-271831 proposes a circuit configuration as shown in FIG. Description of the same points as in FIG. 21 will be omitted, and different points will be described. In the figure, diodes 3 and 6 are provided between the diode 4 and the smoothing capacitor 7 and between the diode 5 and the smoothing capacitor 8, respectively.
Is inserted. Also, the choke coil is 2 of 31 and 32.
The capacitor 1 is divided into a connection point, a connection point of the diodes 3 and 4, and a connection point of the diodes 5 and 6, respectively.
8 and 19 are connected.
【0008】これにより、チョークコイル31と32の
間に発生する電圧を利用して、チョークコイル31と3
2の接続点→コンデンサ18→ダイオード3→平滑コン
デンサ7の径路(以下、「径路Lb1―1」とする)、A
C電源1→ダイオード4→コンデンサ18→チョークコ
イル31と32の接続点の径路(以下、「径路Lb1―
2」とする)、チョークコイル31と32の接続点→コ
ンデンサ19→ダイオード5→AC電源1の径路(以
下、「径路Lb2―1」とする)、及び、AC電源1→平
滑コンデンサ8→ダイオード6→コンデンサ19→チョ
ークコイル31と32の接続点の径路(以下、「径路L
b2―2」とする)、に電流を流すことができる。図2
1で示した回路と比べると、平滑コンデンサ7、8が充
電される期間が拡大されており、この結果として力率が
改善されている。As a result, the voltage generated between the choke coils 31 and 32 is used to make use of the choke coils 31 and 3.
2 connection point → capacitor 18 → diode 3 → smoothing capacitor 7 path (hereinafter referred to as “path Lb1-1”), A
C power supply 1 → diode 4 → capacitor 18 → path of connection point of choke coils 31 and 32 (hereinafter, “path Lb1-
2 ”), the connection point between the choke coils 31 and 32 → the capacitor 19 → the diode 5 → the path of the AC power supply 1 (hereinafter referred to as“ path Lb2-1 ”), and the AC power supply 1 → the smoothing capacitor 8 → the diode. 6 → capacitor 19 → path of connection point of choke coils 31 and 32 (hereinafter, “path L
b2-2 ”). Figure 2
Compared with the circuit shown by 1, the period during which the smoothing capacitors 7 and 8 are charged is extended, and as a result, the power factor is improved.
【0009】また図24においてコンデンサ18、コン
デンサ19、チョークコイル32を流れる電流をそれぞ
れIb1、Ib2、Imとし、電流Ib1と電流Ib2
の和を電流Ib(=Ib1+Ib2)とする。電流Ib
1は、それぞれ径路Lb1―1と径路Lb1―2を通過
する電流の和で表される(両径路を併せて「径路Lb1」
とする)。同様に電流Ib2は、それぞれ径路Lb2―
1と径路Lb2―2を通過する電流の和で表される(両
径路を併せて「径路Lb2」とする)。また、チョークコ
イル31と32の接続点→チョークコイル32→平滑コ
ンデンサ7と8の接続点の径路 と、平滑コンデンサ7
と8の接続点→チョークコイル32→チョークコイル3
1と32の接続点の径路 を併せて径路Lmとする。Further, in FIG. 24, the currents flowing through the capacitor 18, the capacitor 19 and the choke coil 32 are designated as Ib1, Ib2 and Im, respectively, and the current Ib1 and the current Ib2 are shown.
Is the current Ib (= Ib1 + Ib2). Current Ib
1 is represented by the sum of the electric currents passing through the paths Lb1-1 and Lb1-2, respectively (the two paths are collectively referred to as "path Lb1").
And). Similarly, the current Ib2 is generated by the path Lb2−
It is represented by the sum of 1 and the current passing through the path Lb2-2 (both paths are collectively referred to as "path Lb2"). Further, the path of the connection point between the choke coils 31 and 32 → the choke coil 32 → the connection point between the smoothing capacitors 7 and 8 and the smoothing capacitor 7
Connection point of and 8 → choke coil 32 → choke coil 3
The path of the connection point of 1 and 32 is collectively referred to as a path Lm.
【0010】図25に電流Ib、Im、及びこれらを加
算した電流(Im+Ib)の周波数特性を示す。電流I
b、Imはともに極大点を持っており、それぞれの極大
点を与える周波数をf3、f5とする。また電流(Im
+Ib)は周波数f3、f5において極大点を持ち、周
波数f3とf5の間で極小点を持つ。この極小点を与え
る周波数をf4とする。FIG. 25 shows the frequency characteristics of the currents Ib and Im and the current (Im + Ib) obtained by adding them. Current I
Both b and Im have maximum points, and the frequencies giving the respective maximum points are f3 and f5. In addition, current (Im
+ Ib) has maximum points at frequencies f3 and f5, and has a minimum point between frequencies f3 and f5. The frequency giving this minimum point is f4.
【0011】ここで特開平10―271831号公報で
は、調光する場合、スイッチング周波数を電流(Im+
Ib)が単調減少する範囲、即ち周波数がf5以上の範
囲で制御することを提案している。このように位相制御
された場合のAC電圧と、これに対する電流Im、Ib
1、Ib2及びランプ電流の波形をそれぞれ図26の
(a)、(b)、(c)、(d)、(e)に示す。同図
(e)と図22もしくは23の(c)を比較すると、ラ
ンプ電流が平準化されてピークが低減されていることが
分かる。なお図中、高周波で変調された波形はその包絡
線の内部を黒く塗りつぶして表しており、以下の本文中
の図についても同じ表記法をとるものとする。Here, in Japanese Patent Laid-Open No. 10-271831, in the case of dimming, the switching frequency is set to the current (Im +
Ib) is proposed to be controlled in a range in which it monotonically decreases, that is, in a range where the frequency is f5 or higher. The AC voltage and the currents Im and Ib corresponding to the AC voltage when the phase is controlled in this way
The waveforms of 1, Ib2 and the lamp current are shown in (a), (b), (c), (d) and (e) of FIG. 26, respectively. Comparing FIG. 22E with FIG. 22 or FIG. 23C, it can be seen that the lamp current is leveled and the peak is reduced. In the figure, the waveform modulated at high frequency is shown by filling the inside of the envelope with black, and the same notation is used for the figures in the following text.
【0012】ところで、図24で示した回路構成につい
ても以下のような課題があった。第1に主回路を設計す
るうえで、スイッチング回路10から平滑コンデンサ8
の正極に至る最も電流の多く流れる径路に2つのチョー
クコイルを接続しなければならず、回路の小型化が困難
であった。第2に2つのチョークコイル31、32及び
コンデンサ18(もしくは19)という3つの要素で、
力率改善と安定点灯を満たす条件設定をしなければなら
ず、設計の自由度が低かった。However, the circuit configuration shown in FIG. 24 has the following problems. First, in designing the main circuit, the switching circuit 10 to the smoothing capacitor 8
It was necessary to connect two choke coils to the path through which the largest amount of current flows to the positive electrode, and it was difficult to miniaturize the circuit. Secondly, with the three elements of the two choke coils 31, 32 and the capacitor 18 (or 19),
The conditions for setting power condition and stable lighting had to be set, and the degree of freedom in design was low.
【0013】第3に制御上、電流(Ib+Im)が単調
減少する周波数範囲を利用しようとすると、図25から
周波数範囲としてf3〜f4またはf5以上が選択され
る。しかしながら、周波数範囲としてf3〜f4を選択
した場合、調光範囲が広く取れないため調光機能が十分
発揮できないという課題があった。また、周波数範囲と
してf5以上を選択した場合、径路Lbを流れる電流が
径路Lmを流れる電流に比べかなり小さくなるため、力
率改善効果が発揮できないという課題があった。さら
に、周波数範囲にf4〜f5を含ませると、1つの電流
値を与える周波数fが2個存在してしまう場合があり、
電流(Ib+Im)の帰還ができないという課題があっ
た。そしてこれら課題は、ランプ内の放電電流について
も同じであった。Thirdly, for control purposes, if the frequency range in which the current (Ib + Im) monotonically decreases is used, f3 to f4 or f5 or more is selected as the frequency range from FIG. However, when f3 to f4 is selected as the frequency range, there is a problem that the dimming function cannot be sufficiently exhibited because the dimming range cannot be wide. Further, when f5 or more is selected as the frequency range, the current flowing through the path Lb becomes considerably smaller than the current flowing through the path Lm, so that there is a problem that the power factor improving effect cannot be exhibited. Furthermore, if f4 to f5 are included in the frequency range, there may be two frequencies f that give one current value.
There is a problem that the current (Ib + Im) cannot be fed back. And these subjects were the same also about the discharge current in a lamp.
【0014】さらにまた、低調光度において、調光器2
0から見た回路側の負荷が軽くなった時、調光器20が
誤動作し、ちらつく場合があった。図27(b)は調光
器20がこのような誤動作をした場合のAC電圧を示し
たものであり、(a)は比較のため、調光器20が正常
動作をした場合のAC電圧を表わしたものである。Furthermore, in the low dimming degree, the dimmer 2
When the load on the circuit side viewed from 0 became light, the dimmer 20 malfunctioned and sometimes flickers. FIG. 27B shows an AC voltage when the dimmer 20 makes such a malfunction, and FIG. 27A shows an AC voltage when the dimmer 20 makes a normal operation for comparison. It is a representation.
【0015】本発明は上記のような課題を解決するため
になされたもので、小型で力率を改善しつつ調光制御を
可能とする放電灯点灯装置を提供することを目的とす
る。The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device that is small in size and capable of dimming control while improving the power factor.
【0016】[0016]
【課題を解決するための手段】本発明に係る放電灯点灯
装置は、 AC電源を倍電圧整流する電源回路と、AC
電源の出力から位相角を検出する位相角検出回路と、電
源回路の直流出力をドライバからの駆動周波数によって
高周波に変換するスイッチング回路と、ドライバの駆動
周波数を制御する制御回路と、スイッチング回路の高周
波出力が印加される放電灯と、放電灯に流れる電流を制
限するチョーク回路と、放電灯に流れる電流を検出する
ランプ電流検出回路とを備え、チョーク回路に発生する
電圧を電源回路に帰還するとともに、制御回路がランプ
電流検出回路及び位相角検出回路の出力をもとにドライ
バを制御するように構成したものである。DISCLOSURE OF THE INVENTION A discharge lamp lighting device according to the present invention comprises a power supply circuit for rectifying a voltage of an AC power supply and an AC power supply.
A phase angle detection circuit that detects the phase angle from the output of the power supply, a switching circuit that converts the DC output of the power supply circuit into a high frequency by the drive frequency from the driver, a control circuit that controls the drive frequency of the driver, and a high frequency of the switching circuit. A discharge lamp to which an output is applied, a choke circuit that limits the current flowing in the discharge lamp, and a lamp current detection circuit that detects the current flowing in the discharge lamp are provided, and the voltage generated in the choke circuit is fed back to the power supply circuit. The control circuit controls the driver based on the outputs of the lamp current detection circuit and the phase angle detection circuit.
【0017】また、位相角検出回路によって検出された
位相角が所定の値以上であった時、ドライバを停止させ
るシャットダウン回路を備えるように構成したものであ
る。Further, the present invention is configured to include a shutdown circuit for stopping the driver when the phase angle detected by the phase angle detection circuit is a predetermined value or more.
【0018】また、電源回路は、直列接続した第1及び
第2のコンデンサ並びに直列に順極性接続した第1、第
2、第3及び第4のダイオードからなり、第1のコンデ
ンサの負極と第2のコンデンサの正極を接続し、第1の
ダイオードのカソードと第1のコンデンサの正極との接
続点を前記電源回路の出力点とし、第4のダイオードの
アノードと第2のコンデンサの負極との接続点をグラン
ドとする構成とし、AC電源の一端を、第2のコンデン
サの正極に接続し、他端を第3のダイオードのカソード
に接続し、スイッチング回路の出力点に、放電灯とチョ
ーク回路の直列回路を接続し、チョーク回路に発生する
電圧を第1と第2のダイオードの接続点及び第3と第4
のダイオードの接続点にそれぞれインピーダンス素子を
介して帰還するように構成したものである。The power supply circuit is composed of first and second capacitors connected in series and first, second, third and fourth diodes connected in series in forward polarity. The negative electrode and the first capacitor of the first capacitor are connected to each other. The positive electrode of the second capacitor is connected, the connection point between the cathode of the first diode and the positive electrode of the first capacitor is used as the output point of the power supply circuit, and the anode of the fourth diode and the negative electrode of the second capacitor are connected. The connection point is grounded, one end of the AC power source is connected to the positive electrode of the second capacitor, the other end is connected to the cathode of the third diode, and the discharge lamp and the choke circuit are connected to the output point of the switching circuit. Connected in series, and the voltage generated in the choke circuit is applied to the connection point between the first and second diodes and the third and fourth diodes.
It is configured such that feedback is made to each of the connection points of the diodes through the impedance elements.
【0019】また、第1と第2のダイオードの接続点及
び第3と第4のダイオードの接続点に接続されるインピ
ーダンス素子がそれぞれ第3及び第4のコンデンサであ
り、チョーク回路が中間タップを設けたチョークコイル
であって、第3と第4のコンデンサの接続点と中間タッ
プとを、直接もしくはインダクタを介して接続するよう
に構成したものである。Further, the impedance elements connected to the connection points of the first and second diodes and the connection points of the third and fourth diodes are third and fourth capacitors, respectively, and the choke circuit has an intermediate tap. The choke coil is provided so that the connection point between the third and fourth capacitors and the intermediate tap are connected directly or via an inductor.
【0020】また、ドライバの駆動周波数の変動範囲
が、第3のコンデンサまたは第4のコンデンサに流れる
第1の電流と、中間タップと記第2のコンデンサの正極
との間を流る第2の電流の加算値が周波数に対して極小
となる点を、含むように構成したものである。In addition, the fluctuation range of the driving frequency of the driver is such that the second current flowing between the first current flowing through the third capacitor or the fourth capacitor and the positive electrode of the second capacitor flows between the intermediate tap and the positive electrode of the second capacitor. It is configured to include a point where the added value of the electric current has a minimum value with respect to the frequency.
【0021】また、ドライバの駆動周波数の変動範囲
が、第3のコンデンサまたは第4のコンデンサに流れる
第1の電流が周波数に対して単調減少する範囲を、含む
ように構成したものである。Further, the variation range of the driving frequency of the driver is configured to include the range in which the first current flowing through the third capacitor or the fourth capacitor monotonically decreases with respect to the frequency.
【0022】また、ドライバの駆動周波数の変動範囲
が、中間タップと第2のコンデンサの正極との間を流れ
る第2の電流の中で放電灯の放電電流として流れる第3
の電流が周波数に対して極小となる点を、含むように構
成したものである。Further, the variation range of the driving frequency of the driver is the third current flowing as the discharge current of the discharge lamp in the second current flowing between the intermediate tap and the positive electrode of the second capacitor.
It is configured to include a point at which the current of (1) becomes minimum with respect to the frequency.
【0023】また、第1の電流が第2の電流より支配的
な第1の期間と、第2の電流が第1の電流より支配的な
第2の期間において、第1の期間と第2の期間で異なる
駆動制御を行うように構成したものである。Further, in the first period in which the first current is dominant over the second current and in the second period in which the second current is dominant over the first current, the first period and the second period It is configured such that different drive control is performed during the period.
【0024】また、第1の期間においてランプ電流検出
回路の出力をもとに、ドライブの駆動周波数を帰還制御
し、第2の期間は固定の周波数で駆動するように構成し
たものである。The drive frequency of the drive is feedback-controlled based on the output of the lamp current detection circuit in the first period, and the drive frequency is fixed at the second period.
【0025】また、少なくとも2つ以上の調光範囲で、
帰還値を決定するための設定が異なるように構成したも
のである。Further, in at least two or more dimming ranges,
It is configured such that the settings for determining the feedback value are different.
【0026】また、第1の調光範囲において、第1の期
間と第2の期間とも帰還値を決定するための設定を同一
とし、第2の調光範囲において、第1の期間と第2の期
間で帰還値を決定するための設定が異なるように構成し
たものである。Further, in the first dimming range, the settings for determining the feedback value are the same in both the first period and the second period, and in the second dimming range, the first period and the second period are the same. The setting for determining the feedback value is configured to be different during the period.
【0027】また、調光制御回路において、少なくとも
2つ以上の帰還値を決定するための設定を有し、AC電
源による電圧変化と同期して帰還値を変化させるように
構成したものである。Further, the dimming control circuit has a setting for determining at least two or more feedback values, and is configured to change the feedback value in synchronization with the voltage change by the AC power source.
【0028】また、帰還値をAC電源の半分の周期で変
化させるように構成したものである。Further, the feedback value is configured to be changed in a half cycle of the AC power supply.
【0029】また、帰還値を、AC電源に接続された位
相制御式調光器内のサイリスタのON期間とOFF期間
との間で変化させるように構成したものである。Further, the feedback value is changed between the ON period and the OFF period of the thyristor in the phase control dimmer connected to the AC power source.
【0030】また、帰還対象が、駆動周波数の範囲であ
るように構成したものである。Further, the object of feedback is constructed so as to be within the range of the driving frequency.
【0031】また、帰還対象が、駆動周波数の上限であ
るように構成したものである。Further, the object of feedback is configured to be the upper limit of the driving frequency.
【0032】また、第1の期間の帰還対象である駆動周
波数の上限が、第2の期間の帰還対象である駆動周波数
の上限よりも高くなるように構成したものである。In addition, the upper limit of the drive frequency which is the feedback target in the first period is set to be higher than the upper limit of the drive frequency which is the feedback target in the second period.
【0033】また、第2の期間の帰還対象である駆動周
波数の上限が、第3の電流の極小点を与える周波数より
も低い周波数であるように構成したものである。Further, the upper limit of the drive frequency which is the feedback target in the second period is set to be lower than the frequency which gives the minimum point of the third current.
【0034】また、帰還値を決定するための設定の変化
を連続的であるように構成したものである。Further, the change of the setting for determining the feedback value is configured to be continuous.
【0035】また、位相角検出回路が第1、第2の比較
器を有し、第2、第3のダイオードの接続点における分
圧値を検出値とし、第1、第2のコンデンサの接続点に
おける第1、第2の分圧値をそれぞれ第1、第2のしき
い値とし、第1のしきい値の平均値が検出値の平均値よ
りも高く、第2のしきい値の平均値が検出値の平均値よ
りも低くなるように設定し、第1の比較器では、検出値
が第1のしきい値を上回ったときにハイ出力となるよう
に、第2の比較器では、検出値が第2のしきい値を下回
ったときにハイ出力となるように設定し、第1及び第2
の比較器の出力を位相角検出回路の出力とするように構
成したものである。Further, the phase angle detection circuit has first and second comparators, the divided voltage value at the connection point of the second and third diodes is set as the detection value, and the first and second capacitors are connected. The first and second partial pressure values at the points are respectively set as the first and second threshold values, and the average value of the first threshold value is higher than the average value of the detected value, and the second threshold value The average value is set to be lower than the average value of the detected values, and the first comparator outputs a high output when the detected value exceeds the first threshold value. Then, when the detected value falls below the second threshold value, the high output is set, and the first and second
The output of the comparator is used as the output of the phase angle detection circuit.
【0036】さらにまた、請求項1乃至20のいずれか
の放電灯点灯装置を有する屈曲形蛍光ランプを用いた照
明器具であるように構成したものである。Furthermore, the lighting apparatus is constructed using a bent fluorescent lamp having the discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 20.
【0037】[0037]
【発明の実施の形態】実施の形態1.図1は本発明の実
施の形態1に係る概略回路図を示したものである。図に
おいて、1〜13及び18〜20は図24で示したもの
と同じであるので説明を省略する。15は中間タップ1
6を有するチョークコイル、17はインダクタ、21は
位相角検出回路、22はランプ電流検出回路、23は制
御回路、24はシャットダウン回路である。また、AC
入力ラインのうち、ダイオード4に接続される側の電圧
をVac、平滑コンデンサ8に接続される側の電圧をV
dcと称する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiment 1. 1 is a schematic circuit diagram according to Embodiment 1 of the present invention. In the figure, 1 to 13 and 18 to 20 are the same as those shown in FIG. 15 is an intermediate tap 1
6 is a choke coil, 17 is an inductor, 21 is a phase angle detection circuit, 22 is a lamp current detection circuit, 23 is a control circuit, and 24 is a shutdown circuit. Also, AC
Of the input lines, the voltage on the side connected to the diode 4 is Vac, and the voltage on the side connected to the smoothing capacitor 8 is Vac.
It is called dc.
【0038】動作の概要について説明する。位相角検出
回路21によって調光器20の位相を検出し、検出され
た位相角をもとに制御回路23は調光目標値を設定す
る。そして、ランプ電流検出回路22によってランプ電
流を検出し、これを帰還してドライバ9の発振周波数を
制御する。また、位相角検出回路21の出力はシャット
ダウン回路24に入力され、所定の位相角以上ではドラ
イバ9を停止させて消灯する。The outline of the operation will be described. The phase angle detection circuit 21 detects the phase of the dimmer 20, and the control circuit 23 sets a dimming target value based on the detected phase angle. Then, the lamp current detection circuit 22 detects the lamp current, and this is fed back to control the oscillation frequency of the driver 9. Further, the output of the phase angle detection circuit 21 is input to the shutdown circuit 24, and the driver 9 is stopped and turned off at a predetermined phase angle or more.
【0039】図2は位相角検出回路21、ランプ電流検
出回路22、制御回路23などの回路構成を示した詳細
回路図である。従来例もしくは図1と同一もしくは相当
部分には同じ符号を付し説明を省略し、異なる点につき
説明する。図において140はランプ13のフィラメン
トに流れる電流を減らし消費電力を低減するために接続
された補助共振コンデンサであり、必要に応じて省略し
ても良い。CTはランプ電流を検出するカレントトラン
スであり、電流(Ib+Im)から共振コンデンサ14
及び補助共振コンデンサ140を流れる電流を差し引い
た電流量を検出するものである。FIG. 2 is a detailed circuit diagram showing the circuit configuration of the phase angle detection circuit 21, the lamp current detection circuit 22, the control circuit 23 and the like. The same or corresponding portions as those of the conventional example or FIG. 1 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. Only different points will be described. In the figure, 140 is an auxiliary resonance capacitor connected to reduce the current flowing through the filament of the lamp 13 and to reduce the power consumption, and may be omitted if necessary. CT is a current transformer that detects the lamp current, and the resonance capacitor 14 is calculated from the current (Ib + Im).
Also, the amount of current obtained by subtracting the current flowing through the auxiliary resonance capacitor 140 is detected.
【0040】また、図3はドライバ9の説明図である。
ドライバ9は、端子91、92、93及び94を備えた
ICであり、91は電源端子、92、93はゲート信号
発生端子、94は発振周波数決定端子である。端子94
は内部に基準電圧95と電流/周波数変換回路96を持
ち、基準電圧95から外部に接続された抵抗等に流れる
電流に比例した周波数出力で発振する。これによってド
ライバ9は、端子94に接続された抵抗の抵抗値に比例
した発振周波数でゲート信号発生端子92、93を交互
にON/OFFする。以下、図2、3をもとに位相角検
出回路21、ランプ電流検出回路22、制御回路23、
ドライバ9、シャットダウン回路24の構成と働きにつ
いて説明する。FIG. 3 is an explanatory diagram of the driver 9.
The driver 9 is an IC having terminals 91, 92, 93 and 94, 91 is a power supply terminal, 92 and 93 are gate signal generating terminals, and 94 is an oscillation frequency determining terminal. Terminal 94
Has a reference voltage 95 and a current / frequency conversion circuit 96 inside, and oscillates at a frequency output proportional to the current flowing from the reference voltage 95 to a resistor or the like connected to the outside. As a result, the driver 9 alternately turns ON / OFF the gate signal generation terminals 92 and 93 at an oscillation frequency proportional to the resistance value of the resistor connected to the terminal 94. Hereinafter, based on FIGS. 2 and 3, the phase angle detection circuit 21, the lamp current detection circuit 22, the control circuit 23,
The configurations and functions of the driver 9 and the shutdown circuit 24 will be described.
【0041】位相角検出回路21では、抵抗R1、R2
によってVacを抵抗分割し、コンデンサC1、抵抗R
3、ダイオードD1、D2、抵抗R4によって微分回路
を構成し、AC周期(50/60Hz)毎のAC電圧入
力を検出する。このAC電圧入力は抵抗R5とコンデン
サC2によって構成された積分回路により直流信号に変
換され、制御回路23へ入力される。ここで、この直流
信号は、位相がONされた時間幅(以下、「位相ON幅」
とする)に対応したものであり、位相角の増加に伴って
減少する。In the phase angle detection circuit 21, the resistors R1 and R2 are
Vac is resistance-divided by a capacitor C1, a resistor R
3, a diode D1, D2 and a resistor R4 constitute a differentiating circuit to detect an AC voltage input for each AC cycle (50/60 Hz). This AC voltage input is converted into a DC signal by the integrating circuit composed of the resistor R5 and the capacitor C2, and is input to the control circuit 23. Here, this DC signal is the time width in which the phase is turned on (hereinafter, “phase ON width”).
And) and decreases as the phase angle increases.
【0042】ランプ電流検出回路22では、カレントト
ランスCTによって検出されたランプ電流を、ダイオー
ドブリッジDB1によって全波整流し、その電流を抵抗
R6に流すことによって電圧出力としてランプ電流を検
出する。検出されたランプ電流を抵抗R7、R8及びコ
ンデンサC3によって構成されるフィルタを介して制御
回路23へ入力される。In the lamp current detection circuit 22, the lamp current detected by the current transformer CT is full-wave rectified by the diode bridge DB1 and the current is passed through the resistor R6 to detect the lamp current as a voltage output. The detected lamp current is input to the control circuit 23 via the filter including the resistors R7 and R8 and the capacitor C3.
【0043】制御回路23では、位相角検出回路21か
らの信号をオペアンプAMP1によって増幅し、エラー
アンプを構成するエラーアンプAMP2の正入力とす
る。また、ランプ電流検出回路22からの信号をエラー
アンプAMP2の負入力とする。In the control circuit 23, the signal from the phase angle detection circuit 21 is amplified by the operational amplifier AMP1 and used as the positive input of the error amplifier AMP2 which constitutes the error amplifier. Further, the signal from the lamp current detection circuit 22 is used as the negative input of the error amplifier AMP2.
【0044】ドライバ9は、起動抵抗25によって入力
された電圧により起動され、起動後はスナバコンデンサ
26から電力の供給を受ける。ドライバ9の発振周波数
決定端子94には抵抗R9、ダイオードD3が接続さ
れ、抵抗R9には常にドライバ内部の基準電圧95から
電流が流れるので、ダイオードD3のカソード側の状態
にかかわらず、抵抗R9によって発振周波数の最小値が
決定される。ダイオードD3のカソード側には抵抗R1
0、R11が接続され、抵抗R10はエラーアンプAM
P2の出力に接続されランプ電流の帰還に寄与する。抵
抗R11はトランジスタTr1によってスイッチングさ
れ、トランジスタTr1はランプ電流出力点Aの出力を
抵抗R12、R13、定電圧ダイオードZD1を介して
ベース入力とし、高周波的にスイッチングされる。高周
波的にスイッチングされたトランジスタTr1は、ON
状態とほぼ等価である。なお、コンデンサC4はトラン
ジスタTr1のスイッチング動作安定のために接続され
ているもので、必要に応じて省略しても良い。The driver 9 is started by the voltage input by the starting resistor 25, and receives power from the snubber capacitor 26 after starting. A resistor R9 and a diode D3 are connected to the oscillation frequency determining terminal 94 of the driver 9, and a current always flows from the reference voltage 95 inside the driver to the resistor R9. Therefore, regardless of the state of the cathode side of the diode D3, the resistor R9 The minimum value of the oscillation frequency is determined. A resistor R1 is provided on the cathode side of the diode D3.
0 and R11 are connected, resistor R10 is error amplifier AM
It is connected to the output of P2 and contributes to the feedback of the lamp current. The resistor R11 is switched by the transistor Tr1, and the transistor Tr1 receives the output of the lamp current output point A as a base input via the resistors R12, R13 and the constant voltage diode ZD1 and is switched at high frequency. The transistor Tr1 switched at high frequency is turned on
It is almost equivalent to the state. The capacitor C4 is connected for stabilizing the switching operation of the transistor Tr1 and may be omitted if necessary.
【0045】シャットダウン回路24では、位相角検出
回路21の出力を、定電圧ダイオードZD2を介してト
ランジスタTr2のベースへ入力する。また、トランジ
スタTr2のコレクタはトランジスタTr3のベースに
接続され、トランジスタTr3のコレクタは、抵抗R1
4を介してドライバ9の電源端子91に接続される。位
相角が小さいとき(位相ON幅が大きいとき)は位相角
検出回路21の出力により、トランジスタTr2がON
状態となり、トランジスタTr3はOFF状態となる。
また、位相ON幅が所定の値を下回ると、トランジスタ
Tr2がOFFし、トランジスタTr3がONすること
により、抵抗25より比較的抵抗値の小さい抵抗R14
によりドライバ9の電圧を下げ、発振を停止させる。な
お、トランジスタTr2がOFFして発振停止した後
も、AC電源1がOFFされない限り平滑コンデンサ8
は充電され続け、Vdcはある程度の電位を持つのでト
ランジスタTr3はONを維持し、発振停止が維持され
ることになる。In the shutdown circuit 24, the output of the phase angle detection circuit 21 is input to the base of the transistor Tr2 via the constant voltage diode ZD2. The collector of the transistor Tr2 is connected to the base of the transistor Tr3, and the collector of the transistor Tr3 has a resistance R1.
4 is connected to the power supply terminal 91 of the driver 9. When the phase angle is small (when the phase ON width is large), the output of the phase angle detection circuit 21 turns on the transistor Tr2.
Then, the transistor Tr3 is turned off.
When the phase ON width falls below a predetermined value, the transistor Tr2 is turned off and the transistor Tr3 is turned on, so that the resistance R14 having a relatively smaller resistance value than the resistance 25.
Thereby lowering the voltage of the driver 9 and stopping the oscillation. Even after the transistor Tr2 is turned off and oscillation is stopped, the smoothing capacitor 8 is turned off unless the AC power source 1 is turned off.
Will continue to be charged and Vdc will have a certain level of potential, so that the transistor Tr3 will remain ON and oscillation stop will be maintained.
【0046】次に、調光制御について説明する。図4
(a)、(b)、(c)、(d)、(e)はそれぞれ位
相ON幅が75%程度に制御された入力電圧と、これに
対応する電流Im、電流Ib1、電流Ib2、ランプ電
流の波形を同じ時間軸で表したものである。ランプ電流
を帰還しているため、電流Ib1または電流Ib2が支
配的な期間と、電流Imが支配的な期間とがはっきりと
分かれる。同図(e)に示すように、電流Ib1または
電流Ib2が支配的な期間を期間b、電流Imが支配的
な期間を期間mとする。また、ランプに流れる電流I
b、電流Imの成分をそれぞれ電流ILb、電流ILm
とする。ここで、電流Ibと電流ILbの差分または電
流Imと電流ILmの差分は、共振コンデンサ14及び
補助共振コンデンサ140に流れる電流に相当する。Next, the dimming control will be described. Figure 4
(A), (b), (c), (d), and (e) are the input voltage whose phase ON width is controlled to about 75%, and the corresponding current Im, current Ib1, current Ib2, and lamp. The current waveform is represented on the same time axis. Since the lamp current is fed back, the period in which the current Ib1 or the current Ib2 is dominant and the period in which the current Im is dominant are clearly separated. As shown in FIG. 7E, the period in which the current Ib1 or the current Ib2 is dominant is the period b, and the period in which the current Im is dominant is the period m. Also, the current I flowing through the lamp
b and the component of the current Im are the current ILb and the current ILm, respectively.
And Here, the difference between the current Ib and the current ILb or the difference between the current Im and the current ILm corresponds to the current flowing through the resonance capacitor 14 and the auxiliary resonance capacitor 140.
【0047】図5(a)、(b)、(c)はそれぞれ電
流Imと電流Ib、電流ILbと電流ILm、電流(I
m+Ib)と電流(ILb+ILm)の周波数特性を示
したものである。図に示すように電流Ibの極大点を与
える周波数より僅かに高く、電流Ibの単調減少が始ま
る周波数をf1、電流Imの極小点を与える周波数より
僅かに低く、電流Imの単調増加が終わる周波数をf2
とする。FIGS. 5A, 5B, and 5C show current Im and current Ib, current ILb and current ILm, and current (I
(m + Ib) and current (ILb + ILm). As shown in the figure, the frequency is slightly higher than the frequency at which the maximum point of the current Ib is given, the frequency at which the monotonous decrease of the current Ib starts is f1 and slightly lower than the frequency at which the minimum point of the current Im is given, and the frequency at which the monotonous increase of the current Im ends. F2
And
【0048】図6は周波数範囲f1〜f2における電流
ILb、ILmの拡大図である。図をもとに周波数fb
1、fb2、fmの定義について説明する。まず周波数
f1における電流Imの電流値をIf1mとし、電流I
b上で電流値がIf1mとなる時の周波数をfb1とす
る。また電流ILmの単調減少が終わる極小点の手前の
周波数をfmとし、この周波数における電流ILmの電
流値をIfmmとする。さらに電流ILb上で電流値が
Ifmmとなる時の周波数をfb2とする。FIG. 6 is an enlarged view of the currents ILb and ILm in the frequency range f1 to f2. Frequency fb based on the figure
The definitions of 1, fb2, and fm will be described. First, the current value of the current Im at the frequency f1 is set to If1m, and the current I
The frequency when the current value becomes If1m on b is set to fb1. Further, the frequency before the minimum point where the monotone decrease of the current ILm ends is fm, and the current value of the current ILm at this frequency is Ifmm. Further, the frequency when the current value becomes Ifmm on the current ILb is fb2.
【0049】以上の定義のもと、周波数範囲f1〜f2
における調光制御について説明する。図7は調光度と期
間b、mにおける駆動周波数との関係を示した説明図で
ある。図に示すように調光範囲を調光度の明中暗にあわ
せて、それぞれ調光範囲1、2、3の3つの範囲に分け
る。Based on the above definition, the frequency range f1 to f2
The dimming control in will be described. FIG. 7 is an explanatory diagram showing the relationship between the dimming degree and the driving frequency in the periods b and m. As shown in the figure, the dimming range is divided into three ranges of dimming ranges 1, 2, and 3 according to the lightness, darkness, and lightness of the dimming degree.
【0050】また、駆動周波数はトランジスタTr1の
動作(ON/OFF)によって変わるため、トランジス
タTr1の動作をもとに、各調光範囲における期間b、
mの運転状態について説明する。調光範囲1または2で
は、トランジスタTr1は常にONであり、期間b、m
でもONであるため、帰還されるランプ電流の周波数の
上限は期間b、mとも周波数f2となる。図8(h)は
この様子を示したものであり、調光範囲1または2にお
いて点灯周波数の上限値は、期間b、mとも周波数f2
である。同図(a)、(b)、(c)、(d)、
(e)、(f)、(g)はそれぞれ同じ時間軸で、位相
制御された入力電圧と、これに対応する電流Im、電流
Ib1、電流Ib2、ランプ電流と、トランジスタTr
1のベース電圧、コレクタ電圧を示したものである。Since the driving frequency changes depending on the operation (ON / OFF) of the transistor Tr1, the period b in each dimming range is based on the operation of the transistor Tr1.
The operating state of m will be described. In the dimming range 1 or 2, the transistor Tr1 is always ON and the periods b and m
However, since it is ON, the upper limit of the frequency of the returned lamp current is the frequency f2 in both the periods b and m. FIG. 8 (h) shows this state, and the upper limit of the lighting frequency in the dimming range 1 or 2 is the frequency f2 in both the periods b and m.
Is. (A), (b), (c), (d),
(E), (f), and (g) have the same time axis, respectively, and the phase-controlled input voltage, the corresponding current Im, current Ib1, current Ib2, lamp current, and transistor Tr.
The base voltage and the collector voltage of No. 1 are shown.
【0051】また、調光範囲3では、トランジスタTr
1は期間bでON、期間mでOFFであるため、期間b
における周波数の上限は周波数f2、期間mにおける周
波数の上限は周波数fmとなる。図9の(h)はこの様
子を示したものであり、調光範囲3において点灯周波数
の上限値は、期間bで周波数f2、期間mで周波数fm
である。同図(a)、(b)、(c)、(d)、
(e)、(f)、(g)はそれぞれ同じ時間軸で、位相
制御された入力電圧と、これに対応する電流Im、電流
Ib1、電流Ib2、ランプ電流と、トランジスタTr
1のベース電圧、コレクタ電圧を示したものである。In the dimming range 3, the transistor Tr
Since 1 is ON during the period b and OFF during the period m, the period b
The upper limit of the frequency in is the frequency f2, and the upper limit of the frequency in the period m is the frequency fm. FIG. 9H shows this state, and the upper limit of the lighting frequency in the dimming range 3 is the frequency f2 in the period b and the frequency fm in the period m.
Is. (A), (b), (c), (d),
(E), (f), and (g) have the same time axis, respectively, and the phase-controlled input voltage, the corresponding current Im, current Ib1, current Ib2, lamp current, and transistor Tr.
The base voltage and the collector voltage of No. 1 are shown.
【0052】また、ここでは周波数の上限値について説
明したが、周波数が実際に変動する範囲は、図7に示す
ように、調光範囲1では期間bで周波数f1〜fb1、
期間mで周波数f1であり、調光範囲2では期間bで周
波数fb1〜fb2、期間mで周波数f1〜fmであ
り、調光範囲3では期間bで周波数fb2〜f2、期間
mで周波数fmである。Although the upper limit value of the frequency has been described here, the range in which the frequency actually fluctuates is, as shown in FIG. 7, in the dimming range 1, the frequencies f1 to fb1 in the period b.
The frequency is f1 in the period m, the frequencies fb1 to fb2 are in the period b in the dimming range 2, the frequencies f1 to fm are in the period m, and the frequencies fb2 to f2 are in the period b in the dimming range 3 and the frequency fm is in the period m. is there.
【0053】なお、調光範囲3の調光が最も深い場合、
期間bでは周波数f2、期間mでは周波数fmでドライ
ブされ、期間bの電流ILbは一定のピークを保つこと
になるため、トランジスタTr1はOFFになることは
ない。また、このように期間b、mとも上限周波数での
ドライブとなった場合、電流ILbのピーク波形は、位
相制御されたAC電圧波形にほぼ比例した波形となり、
その幅とピークが減少することになるが、位相角検出回
路21とシャットダウン回路24により、所定の位相角
以上ではトランジスタTr1がONされて、ドライブが
停止するように、予め抵抗R12、R13と定電圧ダイ
オードZD1が設定されている。When the dimming range 3 is the deepest,
Driven at the frequency f2 in the period b and at the frequency fm in the period m, the current ILb in the period b keeps a constant peak, and thus the transistor Tr1 is not turned off. Further, when the drive is performed at the upper limit frequency in both the periods b and m as described above, the peak waveform of the current ILb becomes a waveform substantially proportional to the phase-controlled AC voltage waveform,
Although the width and the peak thereof are reduced, the resistors R12 and R13 are set in advance by the phase angle detection circuit 21 and the shutdown circuit 24 so that the transistor Tr1 is turned on at a predetermined phase angle or more to stop the drive. The voltage diode ZD1 is set.
【0054】さらに調光が深くなり調光器20から見た
回路側の負荷が軽くなり、調光器20が正常に動作しな
い場合でもシャットダウン回路23は位相幅が狭くなっ
たのを検知し、ドライバ9をシャットダウンする。図1
0、11は、それぞれ回路側の負荷が軽い状態で調光器
20が正常動作した場合と異常動作した場合の位相幅を
比較したものである。図において(a)、(b)、
(c)は、それぞれAC入力電圧とD2カソード電圧と
オペアンプAMP1の正入力電圧(位相ON幅)を示し
たものである。図10(c)と11(c)の比較より異
常動作により位相幅が狭くなっている状態が検知されて
いることが分かる。Further, the dimming becomes deeper, the load on the circuit side seen from the dimmer 20 becomes lighter, and even when the dimmer 20 does not operate normally, the shutdown circuit 23 detects that the phase width becomes narrow, The driver 9 is shut down. Figure 1
0 and 11 are comparisons of the phase widths when the dimmer 20 normally operates and when the dimmer 20 abnormally operates with a light load on the circuit side. In the figure, (a), (b),
(C) shows the AC input voltage, the D2 cathode voltage, and the positive input voltage (phase ON width) of the operational amplifier AMP1, respectively. It can be seen from the comparison between FIGS. 10C and 11C that a state in which the phase width is narrowed due to an abnormal operation is detected.
【0055】以上のように調光制御において使用する周
波数帯を電流Ibの周波数に対する電流の山と電流Im
の周波数に対する電流の山との間から選択し、さらに電
流Ibが支配的な期間と電流Imが支配的な期間とで使
用する周波数帯を調光度に応じて分ける構成としたの
で、電流Ibによる力率改善効果を発揮しつつ、なだら
かな調光が可能となる。As described above, the frequency band used in the dimming control is the current peak and the current Im with respect to the frequency of the current Ib.
The frequency band used in the period in which the current Ib is dominant and the period in which the current Im is dominant is divided according to the dimming degree. It is possible to perform smooth dimming while exhibiting the power factor improving effect.
【0056】また、トランジスタTr1のスイッチング
を高周波的なものとしたので、ONの期間とOFFの期
間との境目がはっきり出ない構成とすることができる。
従って、上記のように調光度に応じて制御系を切り替え
ても調光度の境目で光出力に段差が出ない構成となる。
さらにまた、低調光度で調光器20が誤動作しても確実
にドライバ9の発振を停止し、消灯することができる。Moreover, since the switching of the transistor Tr1 is performed at a high frequency, it is possible to realize a structure in which the boundary between the ON period and the OFF period is not clearly shown.
Therefore, even if the control system is switched according to the dimming degree as described above, there is no difference in the light output at the boundary of the dimming degree.
Further, even if the dimmer 20 malfunctions at a low dimming degree, the oscillation of the driver 9 can be surely stopped and turned off.
【0057】なお図12はチョークコイル15とインダ
クタ17の等価回路を示したものである。図において
(a)はチョークコイル15とインダクタ17の要部を
抜き出したもので、中間タップ16から見てチョークコ
イル15は巻方向が逆であるため、等価回路は(b)に
示すように相互インダクタンス−M(0<M)が分離し
た形となる。この結果、インダクタ17のインダクタン
スL3と相互インダクタンス−Mを合成すると、(c)
に示すような2つのチョークコイルの接続点に(L3−
M)というインダクタンスを持ったインダクタが接続さ
れている回路と等価になる。FIG. 12 shows an equivalent circuit of the choke coil 15 and the inductor 17. In the figure, (a) shows a main part of the choke coil 15 and the inductor 17, and the winding direction of the choke coil 15 is opposite when viewed from the intermediate tap 16. Therefore, the equivalent circuit is as shown in (b). The inductance-M (0 <M) is separated. As a result, when the inductance L3 of the inductor 17 and the mutual inductance -M are combined, (c)
At the connection point of the two choke coils as shown in (L3-
It is equivalent to a circuit to which an inductor having an inductance of M) is connected.
【0058】このように1つのチョークコイル15と1
つのインダクタ17で主回路を構成するようにしたの
で、大型のコイルはチョークコイル15だけで済み、回
路が小さく済むとともに、チョークコイル15に中間タ
ップ16を設けて径路Lb、Lmを磁気結合させる構成
としたので、その相互インダクタ成分−M(0<M)と
インダクタ17のインダクタンスL3との合成により設
計の自由度を広げることが可能となる。Thus, one choke coil 15 and one choke coil 1
Since the inductor 17 constitutes the main circuit, the choke coil 15 is the only large-sized coil, and the circuit is small, and the choke coil 15 is provided with the intermediate tap 16 to magnetically couple the paths Lb and Lm. Therefore, by combining the mutual inductor component −M (0 <M) and the inductance L3 of the inductor 17, the degree of freedom in design can be increased.
【0059】実施の形態2.実施の形態1では、位相角
検出回路21に微分回路を用い、期間bと期間mの周波
数範囲の切り替えを電流検出回路22の出力によって行
うようにしたが、本実施の形態では位相角検出回路21
において2つの比較器(以下、「コンパレータ」とする)
を用いて位相幅を検出し、この出力に基づいて期間bと
期間mにおける周波数範囲を切り替えるようにした。Embodiment 2. In the first embodiment, a differentiating circuit is used for the phase angle detection circuit 21 and the frequency range between the period b and the period m is switched by the output of the current detection circuit 22, but in the present embodiment, the phase angle detection circuit is used. 21
Two comparators (hereinafter referred to as "comparators")
Is used to detect the phase width, and the frequency range in the period b and the period m is switched based on this output.
【0060】概略回路図は図1と同じである。実施の形
態1と比べると、位相角検出回路21と制御回路22の
回路構成が異なっている。図13をもとに位相角検出回
路21と制御回路22の構成と働きについて説明する。The schematic circuit diagram is the same as FIG. Compared with the first embodiment, the circuit configurations of the phase angle detection circuit 21 and the control circuit 22 are different. The configurations and functions of the phase angle detection circuit 21 and the control circuit 22 will be described with reference to FIG.
【0061】制御回路21において、Vdcを抵抗R1
5、R16及びR17により分割し、抵抗R15、R1
6間の分圧値をしきい値1としてコンパレータCMP1
の負入力とし、抵抗R16、R17の分圧値をしきい値
2としてコンパレータCMP2の正入力とする。また、
Vacを抵抗R18、R19により分圧し、検出値とし
て、コンパレータCMP1の正入力及びコンパレータC
MP2の負入力とする。このようにして、検出値の平均
値をしきい値1と2で挟み込み、検出値がコンパレータ
CMP1のしきい値を上回ったときにハイ出力、またコ
ンパレータCMP2のしきい値を下回ったときにハイ出
力を得る。この結果、位相ON幅はAC周期の半分(1
00/120Hz)毎に検出され、矩形波に変換され
る。そして2つのコンパレータにより矩形波に変換され
た位相ON幅は、ダイオードD4とD5により加算的に
出力され、抵抗R5とコンデンサC2からなる積分回路
により直流化されて制御回路23のオペアンプAMP1
の入力とされる。In the control circuit 21, Vdc is changed to the resistance R1.
5, R16 and R17 divide the resistor R15, R1
Comparator CMP1 with the divided voltage value between 6 as the threshold value 1.
Of the resistors R16 and R17 as the threshold value 2 and the positive input of the comparator CMP2. Also,
Vac is divided by resistors R18 and R19, and the positive input of comparator CMP1 and comparator C
Negative input of MP2. In this way, the average value of the detected values is sandwiched between the threshold values 1 and 2, and a high output is output when the detected value exceeds the threshold value of the comparator CMP1, and a high output is output when the detected value falls below the threshold value of the comparator CMP2. Get the output. As a result, the phase ON width is half the AC cycle (1
(00/120 Hz) and converted into a rectangular wave. Then, the phase ON width converted into the rectangular wave by the two comparators is additively output by the diodes D4 and D5, converted into a direct current by the integrating circuit composed of the resistor R5 and the capacitor C2, and the operational amplifier AMP1 of the control circuit 23.
Is input.
【0062】ここで図14、15、16は、それぞれ位
相ON幅が75%程度の場合、50%程度の場合と、低
調光かつ軽負荷時に調光器が誤動作した場合におけるオ
ペアンプAMP1への入力電圧の比較を示したものであ
る。図において(a)、(b)、(c)は、それぞれ同
じ時間軸でコンパレータCMP1、2のしきい値とダイ
オードD4、D5のカソード電圧とオペアンプAMP1
への入力電圧の波形を示したものである。これら図の比
較よりオペアンプAMP1への入力電圧は位相ON幅7
5%、50%、低調光かつ軽負荷時に調光器が誤動作し
た場合の順に小さくなっている。14, 15 and 16 show inputs to the operational amplifier AMP1 when the phase ON width is about 75%, about 50%, and when the dimmer malfunctions at low dimming and light load, respectively. 7 shows a comparison of voltages. In the figure, (a), (b), and (c) show the threshold values of the comparators CMP1 and 2, the cathode voltages of the diodes D4 and D5, and the operational amplifier AMP1 on the same time axis, respectively.
3 shows a waveform of an input voltage to the. From the comparison of these figures, the input voltage to the operational amplifier AMP1 is the phase ON width 7
It becomes smaller in order of 5%, 50%, when the dimmer malfunctions at low dimming and light load.
【0063】またダイオードD6、D7によって加算的
に出力された電圧は、制御回路23のトランジスタTr
1のベース信号となる。これにより、位相ONの期間の
みTr1はONし、抵抗R11は有効になる。この結
果、期間bではトランジスタTr1はONし、期間mで
はOFFすることになり、点灯周波数の上限値は期間b
でf2、期間mでfmとなる。図17(f)はこの様子
を示したものであり、同図(a)、(b)、(c)、
(d)、(e)はそれぞれ同じ時間軸で、位相制御され
た入力電圧と、これに対応する電流Im、電流Ib1、
電流Ib2、ランプ電流と、点灯周波数の上限値を示し
たものである。The voltage additionally output by the diodes D6 and D7 is applied to the transistor Tr of the control circuit 23.
It becomes a base signal of 1. As a result, Tr1 is turned on only during the phase ON period, and the resistor R11 becomes effective. As a result, the transistor Tr1 is turned on in the period b and turned off in the period m, and the upper limit of the lighting frequency is the period b.
And f2 in the period m. FIG. 17 (f) shows this state, and FIG. 17 (a), (b), (c),
(D) and (e) respectively have the same time axis, and the phase-controlled input voltage and the corresponding current Im, current Ib1,
The current Ib2, the lamp current, and the upper limit of the lighting frequency are shown.
【0064】なお、ここでは周波数の上限値について説
明したが、周波数が実際に変動する範囲は、期間bでは
周波数f1〜f2であり、期間mでは周波数f1〜fm
である。また、電流Imと電流Ib、電流ILbと電流
ILm、電流(Im+Ib)と電流(ILb+ILm)
の周波数特性は、実施の形態1で示した図5、6と同じ
であるため省略する。Although the upper limit of the frequency has been described here, the range in which the frequency actually fluctuates is the frequencies f1 to f2 in the period b and the frequencies f1 to fm in the period m.
Is. Further, current Im and current Ib, current ILb and current ILm, current (Im + Ib) and current (ILb + ILm)
The frequency characteristics of are the same as those shown in FIGS.
【0065】以上のように、2つのコンパレータにより
位相幅を検出するようにしたので、AC周期の半分(1
00/120Hz)毎に確実に位相幅を検出することが
できる。また、期間bと期間mとでランプ電流を帰還す
る上限周波数を切り替えるようにしたので、期間bの力
率改善効果を活かしつつ、期間mの制御を容易なものに
することができる。さらに、実施の形態1と同様に、低
調光度で調光器20が誤動作しても確実にドライバ9の
発振を停止し、消灯することができる。As described above, since the phase width is detected by the two comparators, half of the AC cycle (1
(00/120 Hz), the phase width can be reliably detected. Moreover, since the upper limit frequency for feeding back the lamp current is switched between the period b and the period m, the control of the period m can be facilitated while utilizing the power factor improving effect of the period b. Further, similarly to the first embodiment, even if the dimmer 20 malfunctions at a low dimming degree, the oscillation of the driver 9 can be surely stopped and turned off.
【0066】実施の形態3.これまでの実施の形態で
は、ランプ電流を帰還する上限周波数を期間bと期間m
で切り替えるようにしたが、本実施の形態では、期間b
の周波数の範囲をf1〜f2とし、期間mの周波数をf
mに固定している。Third Embodiment In the above-described embodiments, the upper limit frequency for returning the lamp current is set to the period b and the period m.
However, in the present embodiment, the period b
The frequency range of f1 to f2, and the frequency of the period m is f
It is fixed at m.
【0067】概略回路図は図1と同じであり、実施の形
態2と比べると制御回路23の内部構成のみが異なって
おり、この点につき図18の詳細回路図をもとに説明す
る。図において制御回路23は、ダイオードD6、D7
の出力をトランジスタTr4のベース信号とし、トラン
ジスタTr4の出力をトランジスタTr5、Tr6のベ
ース信号とする。トランジスタTr5がONの時、エラ
ーアンプAMP2の正入力端子が0となり、エラーアン
プAMP2の出力は0となる。The schematic circuit diagram is the same as that of FIG. 1, and only the internal configuration of the control circuit 23 is different from that of the second embodiment. This point will be described with reference to the detailed circuit diagram of FIG. In the figure, the control circuit 23 includes diodes D6 and D7.
Is used as the base signal of the transistor Tr4, and the output of the transistor Tr4 is used as the base signals of the transistors Tr5 and Tr6. When the transistor Tr5 is ON, the positive input terminal of the error amplifier AMP2 becomes 0, and the output of the error amplifier AMP2 becomes 0.
【0068】また、トランジスタTr6がONすること
により、抵抗R20が有効となる。トランジスタTr
5、Tr6がONした場合、抵抗R9、R10及びR2
0によって決まる固定の周波数でのドライブとなる。こ
れにより、期間bではトランジスタTr5、Tr6をO
FFとしてランプ電流の帰還を有効とし、期間mではラ
ンプ電流の帰還を無効とし、抵抗R9、R10、R20
で決まる固定の周波数でドライブする構成になってい
る。When the transistor Tr6 is turned on, the resistor R20 becomes effective. Transistor Tr
5, when Tr6 is turned on, the resistors R9, R10 and R2
The drive is at a fixed frequency determined by 0. As a result, in the period b, the transistors Tr5 and Tr6 are turned off.
As the FF, the feedback of the lamp current is enabled, the feedback of the lamp current is disabled in the period m, and the resistors R9, R10, and R20 are used.
It is configured to drive at a fixed frequency determined by.
【0069】図19(f)は期間b、mに対するランプ
電流の帰還の有効/無効を示したものであり、同図
(a)、(b)、(c)、(d)、(e)は、それぞれ
同じ時間軸で、位相制御された入力電圧と、これに対応
する電流Im、電流Ib1、電流Ib2、ランプ電流を
示したものである。FIG. 19 (f) shows the validity / invalidity of the feedback of the lamp current with respect to the periods b and m, and FIGS. 19 (a), (b), (c), (d) and (e). Shows the phase-controlled input voltage and the corresponding current Im, current Ib1, current Ib2, and lamp current on the same time axis.
【0070】上記の動作より、期間bでは周波数f1〜
f2を変動範囲とし、期間mでは周波数をfmで固定す
る。また、電流Imと電流Ib、電流ILbと電流IL
m、電流(Im+Ib)と電流(ILb+ILm)の周
波数特性は、実施の形態1で示した図5、6と同じであ
るため省略する。From the above operation, the frequencies f1 to
The frequency f2 is set as the fluctuation range, and the frequency is fixed at fm in the period m. In addition, the current Im and the current Ib, the current ILb and the current IL
The frequency characteristics of m, the current (Im + Ib) and the current (ILb + ILm) are the same as those in FIGS.
【0071】以上のように、期間bではランプ電流を帰
還し、期間mでは固定の周波数でドライブする構成とし
たので、簡単な構成で期間bの力率改善効果を活かし、
かつ、期間mの制御を簡単なものとすることができる。As described above, since the lamp current is fed back in the period b and is driven at the fixed frequency in the period m, the power factor improving effect in the period b can be utilized with a simple structure.
Moreover, the control of the period m can be simplified.
【0072】なお、実施の形態1から3では、帰還値を
決定するための設定の切り換えを周波数範囲の切り換え
としたが、これに限るものではない。例えば帰還のゲイ
ンなどを期間mと期間bとで切り換えても同様な効果を
得ることができる。In the first to third embodiments, the switching of the setting for determining the feedback value is the switching of the frequency range, but the present invention is not limited to this. For example, the same effect can be obtained by switching the feedback gain or the like between the period m and the period b.
【0073】実施の形態4.図20は電球形蛍光灯装置
に、本発明に係る放電灯点灯装置を組み込んだ状態を示
した概略正面図である。従来例もしくは実施の形態1〜
3の回路構成と一致している点については説明を省略
し、異なる点について説明する。図において27は口
金、28はカバー、29はグローブ、30は実施の形態
1〜3に説明したいずれかに対応する放電灯点灯装置を
実装した回路基板である。ランプ13は屈曲型蛍光ラン
プとし、ランプ13、口金27、カバー28、グローブ
29及び回路基板30を一体化し、電球形蛍光灯装置を
構成する。回路基板30は、少ない部品点数で構成でき
るので、図に示すように電球形蛍光ランプに組み込むこ
と可能で、また、位相制御式調光器に対応した電球形蛍
光灯装置とすることができる。Fourth Embodiment FIG. 20 is a schematic front view showing a state in which the discharge lamp lighting device according to the present invention is incorporated in a light bulb type fluorescent lamp device. Conventional example or Embodiment 1
The description of the points that are the same as those of the circuit configuration of No. 3 will be omitted, and the points of difference will be described. In the figure, 27 is a base, 28 is a cover, 29 is a globe, and 30 is a circuit board on which the discharge lamp lighting device corresponding to any one of the first to third embodiments is mounted. The lamp 13 is a bent fluorescent lamp, and the lamp 13, the base 27, the cover 28, the globe 29, and the circuit board 30 are integrated to form a compact fluorescent lamp device. Since the circuit board 30 can be configured with a small number of parts, it can be incorporated in a light bulb type fluorescent lamp as shown in the drawing, and a light bulb type fluorescent lamp device compatible with a phase control dimmer can be obtained.
【0074】[0074]
【発明の効果】本発明は以上のように構成されているの
で以下に示すような効果を奏する。Since the present invention is constructed as described above, it has the following effects.
【0075】以上のように、請求項1記載の発明によれ
ば、AC電源が位相制御された場合の位相角を検出する
位相角検出回路と、位相角検出回路の出力に応じてスイ
ッチング回路の駆動周波数を変化させる制御回路とを備
え、ランプに流れる電流を検出し、調光制御回路におい
て駆動周波数に帰還をかける構成としたので、力率改善
効果を最大限に発揮しつつ、確実に調光制御を行うこと
ができる。As described above, according to the first aspect of the invention, the phase angle detection circuit for detecting the phase angle when the AC power source is phase-controlled, and the switching circuit according to the output of the phase angle detection circuit. It has a control circuit that changes the drive frequency, detects the current flowing through the lamp, and feeds it back to the drive frequency in the dimming control circuit. Light control can be performed.
【0076】請求項2記載の発明によれば、請求項1の
放電灯点灯装置において、位相角が所定の値以上ではド
ライバによるスイッチング回路の駆動を停止させる構成
としたので、回路が確実に動作できる範囲内のみで点灯
状態を維持するとともに、調光器が誤動作しても確実に
消灯することができる。According to the second aspect of the invention, in the discharge lamp lighting device according to the first aspect, the driving of the switching circuit by the driver is stopped when the phase angle is a predetermined value or more, so that the circuit operates reliably. It is possible to maintain the lighting state only within the range that is possible and to surely turn off the light even if the dimmer malfunctions.
【0077】請求項3記載の発明によれば、請求項1ま
たは2記載の放電灯点灯装置において、電源回路は、直
列接続した第1及び第2のコンデンサ並びに直列に順極
性接続した第1、第2、第3及び第4のダイオードから
なり、第1のコンデンサの負極と第2のコンデンサの正
極を接続し、第1のダイオードのカソードと第1のコン
デンサの正極との接続点を電源回路の出力点とし、第4
のダイオードのアノードと第2のコンデンサの負極との
接続点をグランドとする構成とし、AC電源の一端を、
第2のコンデンサの正極に接続し、他端を第3のダイオ
ードのカソードに接続し、スイッチング回路の出力点
に、放電灯とチョーク回路の直列回路を接続し、チョー
ク回路に発生する電圧を第1と第2のダイオードの接続
点及び第3と第4のダイオードの接続点にそれぞれイン
ピーダンス素子を介して帰還するように構成したので、
ランプ電流減流用チョークコイル以外にチョークコイル
を用いることなく、簡単な構成で力率を改善し、位相制
御式調光器を使用した時の突入電流を大幅に低減するこ
とができるとともに、設計の自由度を広げることができ
る。According to the invention described in claim 3, in the discharge lamp lighting device according to claim 1 or 2, the power supply circuit includes first and second capacitors connected in series, and first and second capacitors connected in series in forward polarity. It is composed of a second, a third and a fourth diode, the negative electrode of the first capacitor is connected to the positive electrode of the second capacitor, and the connection point between the cathode of the first diode and the positive electrode of the first capacitor is a power circuit. The output point of
The connection point between the anode of the diode and the negative electrode of the second capacitor is grounded, and one end of the AC power supply is
Connect the positive electrode of the second capacitor to the cathode of the third diode, connect the other end to the cathode of the third diode, and connect the series circuit of the discharge lamp and the choke circuit to the output point of the switching circuit. Since it is configured to feed back to the connection point of the 1st and 2nd diodes and the connection point of the 3rd and 4th diodes via impedance elements, respectively,
It is possible to improve the power factor with a simple configuration without using a choke coil other than the choke coil for reducing the lamp current, and to greatly reduce the inrush current when using a phase control dimmer. The degree of freedom can be expanded.
【0078】請求項4記載の発明によれば、請求項3記
載の放電灯点灯装置において、チョークコイルの中間タ
ップに発生する高周波出力をインダクタとコンデンサを
介してAC電源及び平滑コンデンサとを結合する構成と
して、AC電源から平滑コンデンサに流れる電流を高周
波的に分散するようにしているので、ランプ電流減流用
チョークコイル以外にチョークコイルを用いることな
く、簡単な構成で力率を改善し、位相制御式調光器を使
用した時の突入電流を大幅に低減することができるとと
もに、設計の自由度を広げることができる。According to the invention described in claim 4, in the discharge lamp lighting device according to claim 3, the high frequency output generated at the intermediate tap of the choke coil is coupled to the AC power source and the smoothing capacitor through the inductor and the capacitor. As the configuration, the current flowing from the AC power supply to the smoothing capacitor is dispersed in high frequency, so the power factor is improved and the phase control is performed without using a choke coil other than the choke coil for reducing the lamp current. It is possible to significantly reduce the inrush current when the type dimmer is used and to increase the degree of freedom in design.
【0079】請求項5記載の発明によれば、請求項4記
載の放電灯点灯装置において、ドライバの駆動周波数を
適切に選ぶことにより、中間タップから分流する径路の
電流を十分に取ることができ、力率を大幅に改善するこ
とができる。According to the fifth aspect of the present invention, in the discharge lamp lighting device according to the fourth aspect, by adequately selecting the driving frequency of the driver, it is possible to obtain sufficient current in the path shunted from the intermediate tap. , The power factor can be greatly improved.
【0080】請求項6記載の発明によれば、請求項4ま
たは5記載の放電灯点灯装置において、ドライバの駆動
周波数を適切に選ぶことにより、中間タップから分流す
る径路の電流を十分に取ることができ、力率を大幅に改
善することができるとともに、周波数帯の選択を容易に
することができる。According to the invention described in claim 6, in the discharge lamp lighting device according to claim 4 or 5, by adequately selecting the driving frequency of the driver, sufficient current can be obtained in the path shunted from the intermediate tap. The power factor can be significantly improved, and the frequency band can be easily selected.
【0081】請求項7記載の発明によれば、請求項4乃
至6のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、ドラ
イバの駆動周波数の変動範囲を、第2の電流の中でラン
プの放電電流として流れる第3の電流が周波数に対し、
極小となる点を含むようにしたので、力率を大幅に改善
することができるとともに、周波数帯の選択を容易にす
ることができる。According to the invention described in claim 7, in the discharge lamp lighting device according to any one of claims 4 to 6, the variation range of the driving frequency of the driver is within the second current, and the discharge current of the lamp is The third current flowing as
Since the minimum point is included, the power factor can be significantly improved and the frequency band can be easily selected.
【0082】請求項8記載の発明によれば、請求項4乃
至7のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、第1
の電流が第2の電流より支配的な第1の期間と、第2の
電流が第1の電流より支配的な第2の期間において、第
1の期間と第2の期間とで異なる駆動制御を行う構成と
したので力率改善効果を最大限に発揮しつつ、容易に調
光制御を行うことができる。According to the invention described in claim 8, in the discharge lamp lighting device according to any one of claims 4 to 7,
Drive control that is different between the first period and the second period in the first period in which the current is more dominant than the second current and in the second period in which the second current is more dominant than the first current. Since it is configured to perform, the dimming control can be easily performed while maximizing the power factor improving effect.
【0083】請求項9記載の発明によれば、請求項8記
載の放電灯点灯装置において、ランプに流れる電流を検
出し、調光制御回路において駆動周波数に帰還をかけ、
第2の期間は固定の周波数で駆動する構成としたので、
力率改善効果を発揮しつつ、簡単な構成で調光制御を行
うことができる。According to the invention described in claim 9, in the discharge lamp lighting device according to claim 8, the current flowing through the lamp is detected, and the dimming control circuit feeds back the driving frequency.
Since it is configured to drive at a fixed frequency in the second period,
It is possible to perform dimming control with a simple configuration while exhibiting the power factor improving effect.
【0084】請求項10記載の発明によれば、請求項9
記載の放電灯点灯装置において、ランプに流れる電流を
検出し、調光制御回路において駆動周波数に帰還をか
け、第2の期間は固定の周波数で駆動する構成としたの
で、力率改善効果を発揮しつつ、簡単な構成で調光制御
を行うことができる。According to the invention of claim 10, claim 9 is provided.
In the discharge lamp lighting device described above, the current flowing through the lamp is detected, the dimming control circuit feeds back the driving frequency, and the second period is driven at a fixed frequency, so that the power factor improving effect is exhibited. In addition, dimming control can be performed with a simple configuration.
【0085】請求項11記載の発明によれば、請求項9
記載の放電灯点灯装置において、少なくとも2つ以上の
調光範囲で、帰還値を決定するための設定が異なるよう
にした、各調光度に応じて、力率改善効果を最大限に発
揮することができる。According to the invention of claim 11, claim 9 is provided.
In the discharge lamp lighting device described above, the setting for determining the feedback value is made different in at least two or more dimming ranges, and the power factor improving effect is maximized according to each dimming degree. You can
【0086】請求項12記載の発明によれば、請求項9
記載の放電灯点灯装置において、第1の調光範囲におい
ては、第1の期間と第2の期間とも帰還値を決定するた
めの設定を同一とし、第2の調光範囲においては、第1
の期間と第2の期間とで帰還値を決定するための設定が
異なるようにしたので、力率改善効果を最大限に発揮し
つつ、確実に調光制御を行うことができる。According to the invention of claim 12, claim 9 is provided.
In the discharge lamp lighting device described, in the first dimming range, the setting for determining the feedback value is the same in both the first period and the second period, and in the second dimming range, the first setting is performed.
Since the setting for determining the feedback value is made different between the period and the second period, it is possible to surely perform the dimming control while maximizing the power factor improving effect.
【0087】請求項13記載の発明によれば、請求項9
記載の放電灯点灯装置において、調光制御回路におい
て、少なくとも2つ以上の帰還値を決定するための設定
を有し、AC電源電圧の変化と同期して帰還値を決定す
るための設定を変化させる構成としたので、簡単な構成
で確実な調光制御を行うことができる。According to the invention described in claim 13, claim 9 is provided.
In the discharge lamp lighting device described above, the dimming control circuit has at least two settings for determining feedback values, and changes the settings for determining feedback values in synchronization with changes in the AC power supply voltage. Since the configuration is adopted, reliable dimming control can be performed with a simple configuration.
【0088】請求項14記載の発明によれば、請求項1
2または13記載の放電灯点灯装置において、帰還値を
決定するための設定をAC電源の半分の周期で変化させ
る構成としたので、ランプ電流リップルを正負対称なも
のにして簡単な構成で確実な調光制御を行うことができ
る。According to the invention of claim 14, claim 1
In the discharge lamp lighting device according to 2 or 13, since the setting for determining the feedback value is changed in a half cycle of the AC power source, the lamp current ripple is made positive and negative symmetrical, and a simple configuration is ensured. Dimming control can be performed.
【0089】請求項15記載の発明によれば、請求項1
3または14記載の放電灯点灯装置において、帰還値を
決定するための設定をAC電源に接続された位相制御式
調光器内のサイリスタのON期間とOFF期間とで変化
させる構成としたので、位相角検出を簡単な回路で検出
でき、確実な調光制御を行うことができる。According to the invention of claim 15, claim 1
In the discharge lamp lighting device according to 3 or 14, since the setting for determining the feedback value is changed between the ON period and the OFF period of the thyristor in the phase control dimmer connected to the AC power source, Phase angle detection can be detected with a simple circuit, and reliable dimming control can be performed.
【0090】請求項16記載の発明によれば、請求項1
0乃至15のいずれかに記載の放電灯点灯装置におい
て、帰還対象を帰還する周波数の範囲としたので簡単な
構成で確実に調光制御を行うことができる。According to the invention of claim 16, claim 1
In the discharge lamp lighting device according to any one of 0 to 15, since the feedback target is set to the range of the frequency to be fed back, the dimming control can be reliably performed with a simple configuration.
【0091】請求項17記載の発明によれば、請求項1
0乃至15のいずれかに記載の放電灯点灯装置におい
て、帰還対象を帰還する周波数の上限としたので、より
簡単な構成で確実に調光制御を行うことができる。According to the invention of claim 17, claim 1
In the discharge lamp lighting device according to any one of 0 to 15, since the feedback target is set to the upper limit of the feedback frequency, the dimming control can be reliably performed with a simpler configuration.
【0092】請求項18記載の発明によれば、請求項1
7記載の放電灯点灯装置において、第1の期間の帰還係
数における周波数上限が、第2の期間の帰還係数におけ
る周波数上限よりも高くなるようにしたので、確実な調
光制御を行うことができる。According to the invention of claim 18, claim 1
In the discharge lamp lighting device according to item 7, since the upper limit of the frequency in the feedback coefficient in the first period is set to be higher than the upper limit of the frequency in the feedback coefficient in the second period, reliable dimming control can be performed. .
【0093】請求項19記載の発明によれば、請求項1
8記載の放電灯点灯装置において、第2の期間の帰還対
象である駆動周波数の上限が、第3の電流の極小点を与
える周波数よりも低い周波数となるようにしたので、力
率改善効果を最大限に発揮しつつ、確実な調光制御を行
うことができる。According to the invention of claim 19, claim 1
In the discharge lamp lighting device according to 8, the upper limit of the drive frequency that is the feedback target in the second period is set to be lower than the frequency that gives the minimum point of the third current. It is possible to perform reliable dimming control while maximizing the effect.
【0094】請求項20記載の発明によれば、請求項1
0乃至19のいずれかに記載の放電灯点灯装置におい
て、帰還値を決定するための設定の変化を連続的にした
ので、ランプがちらつきのない安定な点灯を維持するこ
とができる。According to the invention of claim 20, claim 1
In the discharge lamp lighting device according to any one of 0 to 19, since the setting for determining the feedback value is continuously changed, the lamp can maintain stable lighting without flicker.
【0095】請求項21記載の発明によれば、請求項9
乃至20のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、
位相角検出回路が第1、第2の比較器を有し、第2、第
3のダイオードの接続点の分圧値を検出値とし、第1、
第2のコンデンサの接続点の第1、第2の分圧値をそれ
ぞれ第1、第2のしきい値とし、第1のしきい値の平均
値が検出値の平均値よりも高く、第2のしきい値の平均
値が検出値の平均値よりも低くなるように設定し、第1
の比較器では、検出値が第1のしきい値を上回ったとき
にハイ出力となるように、第2の比較器では、検出値が
第2のしきい値を下回ったときにハイ出力となるように
設定し、第1、第2の比較器の出力を位相角検出回路の
出力とする構成としたので、ランプの点灯状態等の負荷
変動に対しても確実に位相角を検出できる。According to the invention of claim 21, claim 9
20. In the discharge lamp lighting device according to any one of 20 to 20,
The phase angle detection circuit has first and second comparators, and the divided voltage value at the connection point of the second and third diodes is set as the detection value.
The first and second divided voltage values at the connection point of the second capacitor are set as the first and second threshold values, respectively, and the average value of the first threshold value is higher than the average value of the detected values. The average value of the threshold values of 2 is set to be lower than the average value of the detected values.
In the comparator of 1, the output is high when the detected value exceeds the first threshold, and in the second comparator, when the detected value is below the second threshold, the high output is output. Since the output of the first and second comparators is set as the output of the phase angle detection circuit, the phase angle can be reliably detected even when the load changes such as the lighting state of the lamp.
【0096】請求項22記載の発明によれば、請求項1
乃至21のいずれかに記載の放電灯点灯装置を有する屈
曲形蛍光ランプを用いた照明器具としたので、小型な電
球形蛍光ランプを得ることができる。According to the invention of claim 22, claim 1
Since the lighting fixture uses the bent fluorescent lamp having the discharge lamp lighting device according to any one of 1 to 21, a compact bulb-shaped fluorescent lamp can be obtained.
【図1】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置の
概略回路を示した概略回路図である。FIG. 1 is a schematic circuit diagram showing a schematic circuit of a discharge lamp lighting device according to a first embodiment of the present invention.
【図2】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置の
詳細回路を示した詳細回路図である。FIG. 2 is a detailed circuit diagram showing a detailed circuit of the discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
【図3】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置の
ドライバ9の働きを説明する説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating a function of a driver 9 of the discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
【図4】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置の
位相制御された入力電圧やランプ電流等の関係を示した
波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing the relationship between phase-controlled input voltage, lamp current, etc. of the discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
【図5】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置の
周波数とランプ電流等との関係を示した説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram showing the relationship between the frequency and the lamp current of the discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
【図6】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置の
周波数範囲f1〜f2における周波数とランプ電流との
関係を示した説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram showing a relationship between a frequency and a lamp current in a frequency range f1 to f2 of the discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
【図7】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置の
調光範囲1、2、3における位相ON幅と周波数の関係
を示した説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram showing a relationship between a phase ON width and a frequency in dimming ranges 1, 2, and 3 of the discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
【図8】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置の
調光範囲1または2における各電圧と各電流の関係を示
した波形図である。FIG. 8 is a waveform diagram showing the relationship between each voltage and each current in the dimming range 1 or 2 of the discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
【図9】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置の
調光範囲3における各電圧と各電流の関係を示した波形
図である。FIG. 9 is a waveform diagram showing the relationship between each voltage and each current in the dimming range 3 of the discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
【図10】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置
に関し低調光かつ軽負荷時に調光器が正常動作した場合
の各電圧と各電流の関係を示した波形図である。FIG. 10 is a waveform diagram showing the relationship between each voltage and each current when the dimmer normally operates during low light control and light load in the discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
【図11】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置
に関し低調光かつ軽負荷時に調光器が異常動作した場合
の各電圧と各電流の関係を示した波形図である。FIG. 11 is a waveform diagram showing the relationship between each voltage and each current when the dimmer abnormally operates during low dimming and light load in the discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
【図12】本発明の実施の形態1に係る放電灯点灯装置
のチョークコイル15とインダクタ17の等価回路を示
したものである。FIG. 12 shows an equivalent circuit of the choke coil 15 and the inductor 17 of the discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
【図13】本発明の実施の形態2に係る放電灯点灯装置
の詳細回路を示した詳細回路図である。FIG. 13 is a detailed circuit diagram showing a detailed circuit of the discharge lamp lighting device according to the second embodiment of the invention.
【図14】本発明の実施の形態2に係る放電灯点灯装置
が位相ON幅75%の入力電圧で駆動された場合の各電
圧と各電流の関係を示した波形図である。FIG. 14 is a waveform diagram showing a relationship between each voltage and each current when the discharge lamp lighting device according to the second embodiment of the present invention is driven by an input voltage having a phase ON width of 75%.
【図15】本発明の実施の形態2に係る放電灯点灯装置
が位相ON幅50%の入力電圧で駆動された場合の各電
圧と各電流の関係を示した波形図である。FIG. 15 is a waveform diagram showing a relationship between each voltage and each current when the discharge lamp lighting device according to the second embodiment of the present invention is driven by an input voltage having a phase ON width of 50%.
【図16】本発明の実施の形態2に係る放電灯点灯装置
が低調光かつ軽負荷の入力電圧で駆動され異常動作をし
た場合の各電圧と各電流の関係を示した波形図である。FIG. 16 is a waveform diagram showing a relationship between each voltage and each current when the discharge lamp lighting device according to the second embodiment of the present invention is driven by an input voltage of low dimming and a light load to perform an abnormal operation.
【図17】本発明の実施の形態2に係る放電灯点灯装置
の位相制御された入力電圧、ランプ電流等の関係を示し
た波形図である。FIG. 17 is a waveform diagram showing the relationship between the phase-controlled input voltage, lamp current, etc. of the discharge lamp lighting device according to the second embodiment of the present invention.
【図18】本発明の実施の形態3に係る放電灯点灯装置
の位相角検出回路と制御回路の詳細回路を示した詳細回
路図である。FIG. 18 is a detailed circuit diagram showing detailed circuits of a phase angle detection circuit and a control circuit of the discharge lamp lighting device according to the third embodiment of the present invention.
【図19】本発明の実施の形態3に係る放電灯点灯装置
の位相制御された入力電圧、ランプ電流等の関係を示し
た波形図である。FIG. 19 is a waveform diagram showing the relationship between phase-controlled input voltage, lamp current, etc. of the discharge lamp lighting device according to the third embodiment of the present invention.
【図20】本発明の実施の形態4に係る電球型蛍光灯の
概略正面を示した概略正面図である。FIG. 20 is a schematic front view showing a schematic front surface of a compact fluorescent lamp according to Embodiment 4 of the present invention.
【図21】第1の従来の放電灯点灯装置に係る回路図で
ある。FIG. 21 is a circuit diagram of a first conventional discharge lamp lighting device.
【図22】第1の従来の放電灯点灯装置に入力されたA
C電圧と入力電流の関係を説明する波形図である。FIG. 22: A input to the first conventional discharge lamp lighting device
It is a waveform diagram explaining the relationship between the C voltage and the input current.
【図23】第1の従来の放電灯点灯装置に位相制御され
て入力されたAC電圧と入力電流の関係を説明する波形
図である。FIG. 23 is a waveform diagram illustrating the relationship between the AC voltage and the input current, which are phase-controlled and input to the first conventional discharge lamp lighting device.
【図24】第2の従来の放電灯点灯装置に係る回路図で
ある。FIG. 24 is a circuit diagram of a second conventional discharge lamp lighting device.
【図25】第2の従来の放電灯点灯装置に係る各電流の
周波数特性を説明する説明図である。FIG. 25 is an explanatory diagram illustrating frequency characteristics of each current in the second conventional discharge lamp lighting device.
【図26】第2の従来の放電灯点灯装置に係る各電圧と
各電流の関係を示した波形図である。FIG. 26 is a waveform diagram showing the relationship between each voltage and each current according to the second conventional discharge lamp lighting device.
【図27】第2の従来の放電灯点灯装置が低調光かつ軽
負荷時に調光器が異常動作した場合の各電圧と各電流の
関係を示した波形図である。FIG. 27 is a waveform diagram showing the relationship between each voltage and each current when the second conventional discharge lamp lighting device has abnormally operated the dimmer at the time of low light control and light load.
1 AC電源 3〜6 ダイオード 7、8 平滑コンデンサ 9 ドライバ 10 スイッチング回路 11、12 スイッチング素子 13 ランプ 14 共振コンデンサ 140 補助共振コンデンサ 15 チョークコイル 16 中間タップ 17 インダクタ 18、19 コンデンサ 21 位相角検出回路 22 ランプ電流検出回路 23 制御回路 24 シャットダウン回路 25 起動抵抗 26 スナバコンデンサ 27 口金 28 カバー 29 グローブ 30 回路基板 CT カレントトランス 1 AC power supply 3-6 diode 7, 8 Smoothing capacitor 9 drivers 10 Switching circuit 11, 12 Switching element 13 lamps 14 Resonant capacitor 140 Auxiliary resonance capacitor 15 choke coil 16 middle tap 17 Inductor 18, 19 capacitors 21 Phase angle detection circuit 22 Lamp current detection circuit 23 Control circuit 24 Shutdown circuit 25 Starting resistance 26 snubber capacitors 27 base 28 cover 29 gloves 30 circuit board CT current transformer
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 FI テーマコート゛(参考) H05B 41/392 H05B 41/29 C Fターム(参考) 3K072 AA02 AA05 AA06 AC02 AC11 BA03 BB01 BB04 BB05 BB06 BB09 BC01 BC05 CA03 CA11 CA16 DA02 DB01 DB03 DB09 DC01 DC07 DC08 DD04 DE02 DE03 EA06 EA07 EB08 FA05 GA03 GB12 GC04 HA05 HA06 HA10 HB03 3K082 AA16 AA19 AA33 AA39 AA54 AA66 BA05 BA12 BA16 BA24 BA25 BA32 BA58 BB02 BB09 BC27 BD04 BD05 BD23 BD26 BD28 BD31 BD32 BE28 CA37 3K098 CC12 CC14 CC24 CC41 CC44 CC56 CC57 DD22 DD35 DD37 DD43 DD44 EE03 EE28 EE32 FF01 FF04 FF16 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (51) Int.Cl. 7 Identification code FI theme code (reference) H05B 41/392 H05B 41/29 CF term (reference) 3K072 AA02 AA05 AA06 AC02 AC11 BA03 BB01 BB04 BB05 BB06 BB09 BC01 BC05 CA03 CA11 CA16 DA02 DB01 DB03 DB09 DC01 DC07 DC08 DD04 DE02 DE03 EA06 EA07 EB08 FA05 GA03 GB12 GC04 HA05 HA06 HA10 HB03 3K082 AA16 AA19 AA33 AA39 AA54 AA66 BA05 BA12 BD16 BD05 BD32 BD58 BD32 BD28 BD31 BD23 CA37 3K098 CC12 CC14 CC24 CC41 CC44 CC56 CC57 DD22 DD35 DD37 DD43 DD44 EE03 EE28 EE32 FF01 FF04 FF16
Claims (22)
と、 前記電源回路の直流出力をドライバからの駆動周波数に
よって高周波に変換するスイッチング回路と、 該ドライバの駆動周波数を制御する制御回路と、 前記スイッチング回路の高周波出力が印加される放電灯
と、 該放電灯に流れる電流を制限するチョーク回路と、 前記放電灯に流れる電流を検出するランプ電流検出回路
とを備え、前記チョーク回路に発生する電圧を前記電源
回路に帰還するとともに、 前記制御回路が前記ランプ電流検出回路及び前記位相角
検出回路の出力をもとに前記ドライバを制御することを
特徴とする放電灯点灯装置。1. A power supply circuit that double-rectifies an AC power supply, a phase angle detection circuit that detects a phase angle from an output of the AC power supply, and a DC output of the power supply circuit is converted into a high frequency by a drive frequency from a driver. A switching circuit, a control circuit for controlling the driving frequency of the driver, a discharge lamp to which the high frequency output of the switching circuit is applied, a choke circuit for limiting a current flowing through the discharge lamp, and a current flowing through the discharge lamp. A lamp current detection circuit for detecting the voltage, the voltage generated in the choke circuit is fed back to the power supply circuit, and the control circuit controls the driver based on the outputs of the lamp current detection circuit and the phase angle detection circuit. A discharge lamp lighting device characterized by being controlled.
位相角が所定の値以上であった時、前記ドライバを停止
させるシャットダウン回路を備えたことを特徴とする請
求項1記載の放電灯点灯装置。2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, further comprising a shutdown circuit that stops the driver when the phase angle detected by the phase angle detection circuit is a predetermined value or more. .
第2のコンデンサ並びに直列に順極性接続した第1、第
2、第3及び第4のダイオードからなり、第1のコンデ
ンサの負極と第2のコンデンサの正極を接続し、第1の
ダイオードのカソードと第1のコンデンサの正極との接
続点を前記電源回路の出力点とし、第4のダイオードの
アノードと第2のコンデンサの負極との接続点をグラン
ドとする構成とし、 前記AC電源の一端を、第2のコンデンサの正極に接続
し、他端を第3のダイオードのカソードに接続し、 前記スイッチング回路の出力点に、前記放電灯とチョー
ク回路の直列回路を接続し、 前記チョーク回路に発生する電圧を第1と第2のダイオ
ードの接続点及び第3と第4のダイオードの接続点にそ
れぞれインピーダンス素子を介して帰還するように構成
したことを特徴とする請求項1または2記載の放電灯点
灯装置。3. The power supply circuit includes first and second capacitors connected in series and first, second, third and fourth diodes connected in series in forward polarity, and a negative electrode of the first capacitor. The positive electrode of the second capacitor is connected, the connection point between the cathode of the first diode and the positive electrode of the first capacitor is set as the output point of the power supply circuit, and the anode of the fourth diode and the negative electrode of the second capacitor are connected. Is connected to the positive electrode of the second capacitor, the other end is connected to the cathode of the third diode, and the discharge point is connected to the output point of the switching circuit. A series circuit of a light and a choke circuit is connected, and an impedance element is connected to a connection point between the first and second diodes and a connection point between the third and fourth diodes to generate a voltage in the choke circuit. The discharge lamp lighting device according to claim 1 or 2, wherein the discharge lamp lighting device is configured to return via the device.
び第3と第4のダイオードの接続点に接続されるインピ
ーダンス素子がそれぞれ第3及び第4のコンデンサであ
り、前記チョーク回路が中間タップを設けたチョークコ
イルであって、前記第3と第4のコンデンサの接続点と
前記中間タップとを、直接もしくはインダクタを介して
接続したことを特徴とする請求項3記載の放電灯点灯装
置。4. Impedance elements connected to the connection points of the first and second diodes and the connection points of the third and fourth diodes are third and fourth capacitors, respectively, and the choke circuit is an intermediate circuit. The discharge lamp lighting device according to claim 3, wherein the choke coil is provided with a tap, and a connection point between the third and fourth capacitors and the intermediate tap are connected directly or via an inductor. .
が、前記第3のコンデンサまたは前記第4のコンデンサ
に流れる第1の電流と、前記中間タップと前記第2のコ
ンデンサの正極との間を流れる第2の電流の加算値が周
波数に対して極小となる点を、含むことを特徴とする請
求項4に記載の放電灯点灯装置。5. A variation range of a driving frequency of the driver flows between a first current flowing through the third capacitor or the fourth capacitor and a positive current between the intermediate tap and the second capacitor. The discharge lamp lighting device according to claim 4, further comprising a point where the added value of the second current has a minimum value with respect to the frequency.
が、前記第3のコンデンサまたは前記第4のコンデンサ
に流れる第1の電流が周波数に対して単調減少する範囲
を、含むことを特徴とする請求項4または5記載の放電
灯点灯装置。6. The driving frequency variation range of the driver includes a range in which the first current flowing through the third capacitor or the fourth capacitor monotonically decreases with respect to the frequency. Item 4. The discharge lamp lighting device according to Item 4 or 5.
が、前記中間タップと前記第2のコンデンサの正極との
間を流れる第2の電流の中で前記放電灯の放電電流とし
て流れる第3の電流が周波数に対して極小となる点を、
含むことを特徴とする請求項4乃至6のいずれかに記載
の放電灯点灯装置。7. A third current flowing as a discharge current of the discharge lamp among the second currents flowing between the intermediate tap and the positive electrode of the second capacitor, in a variation range of the driving frequency of the driver. Is a minimum with respect to frequency,
The discharge lamp lighting device according to any one of claims 4 to 6, further comprising:
配的な第1の期間と、前記第2の電流が前記第1の電流
より支配的な第2の期間において、前記第1の期間と前
記第2の期間で異なる駆動制御を行うことを特徴とする
請求項4乃至7のいずれかに記載の放電灯点灯装置。8. The first period during which the first current is dominant over the second current and the second period during which the second current is dominant over the first current. The discharge lamp lighting device according to any one of claims 4 to 7, wherein different drive control is performed in the period of 2 and the second period.
検出回路の出力をもとに、前記ドライブの駆動周波数を
帰還制御し、前記第2の期間は固定の周波数で駆動する
ことを特徴とする請求項8記載の放電灯点灯装置。9. The drive frequency of the drive is feedback-controlled on the basis of the output of the lamp current detection circuit in the first period, and the drive frequency is driven at a fixed frequency in the second period. The discharge lamp lighting device according to claim 8.
で、帰還値を決定するための設定が異なることを特徴と
する請求項9記載の放電灯点灯装置。10. The discharge lamp lighting device according to claim 9, wherein a setting for determining a feedback value is different between the first period and the second period.
還値を決定するための設定が異なることを特徴とする請
求項9記載の放電灯点灯装置。11. The discharge lamp lighting device according to claim 9, wherein the setting for determining the feedback value is different in at least two or more dimming ranges.
期間と前記第2の期間とも帰還値を決定するための設定
を同一とし、第2の調光範囲において、前記第1の期間
と前記第2の期間で帰還値を決定するための設定が異な
ることを特徴とする特徴とする請求項9記載の放電灯点
灯装置。12. In the first dimming range, the setting for determining the feedback value is the same in both the first period and the second period, and the first period is in the second dimming range. 10. The discharge lamp lighting device according to claim 9, wherein the setting for determining the feedback value is different in the second period.
も2つ以上の帰還値を決定するための設定を有し、AC
電源による電圧変化と同期して前記帰還値を変化させる
ことを特徴とする請求項9記載の放電灯点灯装置。13. The dimming control circuit has a setting for determining at least two feedback values, and AC.
The discharge lamp lighting device according to claim 9, wherein the feedback value is changed in synchronization with a voltage change caused by a power supply.
期で変化させることを特徴とする請求項12または13
記載の放電灯点灯装置。14. The feedback value is changed at a half cycle of the AC power supply.
The discharge lamp lighting device described.
れた位相制御式調光器内のサイリスタのON期間とOF
F期間との間で変化させることを特徴とする請求項13
または14記載の放電灯点灯装置。15. The feedback value is used as an ON period and an OF of a thyristor in a phase control dimmer connected to the AC power source.
14. Changing between the F period and the period.
Or the discharge lamp lighting device according to 14.
囲であることを特徴とする請求項10乃至15のいずれ
かに記載の放電灯点灯装置。16. The discharge lamp lighting device according to claim 10, wherein the feedback target is in the range of the drive frequency.
限であることを特徴とする請求項10乃至15のいずれ
かに記載の放電灯点灯装置。17. The discharge lamp lighting device according to claim 10, wherein the feedback target is an upper limit of the drive frequency.
周波数の上限が、前記第2の期間の帰還対象である駆動
周波数の上限よりも高いことを特徴とする請求項17記
載の放電灯点灯装置。18. The discharge lamp according to claim 17, wherein the upper limit of the drive frequency that is the feedback target in the first period is higher than the upper limit of the drive frequency that is the feedback target in the second period. Lighting device.
周波数の上限が、前記第3の電流の極小点を与える周波
数よりも低い周波数であることを特徴とする請求項18
記載の放電灯点灯装置。19. The upper limit of the drive frequency that is the feedback target in the second period is lower than the frequency that gives the minimum point of the third current.
The discharge lamp lighting device described.
化を連続的にしたことを特徴とする請求項10乃至19
のいずれかに記載の放電灯点灯装置。20. The setting change for determining the feedback value is continuously changed.
The discharge lamp lighting device according to any one of 1.
較器を有し、 前記第2、第3のダイオードの接続点における分圧値を
検出値とし、 前記第1、第2のコンデンサの接続点における第1、第
2の分圧値をそれぞれ第1、第2のしきい値とし、該第
1のしきい値の平均値が検出値の平均値よりも高く、該
第2のしきい値の平均値が検出値の平均値よりも低くな
るように設定し、 前記第1の比較器では、検出値が前記第1のしきい値を
上回ったときにハイ出力となるように、 前記第2の比較器では、検出値が前記第2のしきい値を
下回ったときにハイ出力となるように設定し、 前記第1及び前記第2の比較器の出力を前記位相角検出
回路の出力としたことを特徴とする請求項9乃至20の
いずれかに記載の放電灯点灯装置。21. The phase angle detection circuit has first and second comparators, and a divided voltage value at a connection point of the second and third diodes is set as a detection value, and the first and second comparators are set. The first and second divided voltage values at the connection point of the capacitors are respectively set as first and second threshold values, and the average value of the first threshold values is higher than the average value of the detected values, Is set to be lower than the average value of the detected values, and the first comparator outputs a high output when the detected value exceeds the first threshold value. In the second comparator, a high output is set when a detected value falls below the second threshold, and outputs of the first and second comparators are set to the phase angle. The discharge lamp lighting device according to any one of claims 9 to 20, characterized in that the output is a detection circuit.
点灯装置を有する屈曲形蛍光ランプを用いた照明器具。22. A lighting fixture using a bent fluorescent lamp having the discharge lamp lighting device according to claim 1.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001277719A JP3918109B2 (en) | 2001-09-13 | 2001-09-13 | Discharge lamp lighting device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001277719A JP3918109B2 (en) | 2001-09-13 | 2001-09-13 | Discharge lamp lighting device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003086386A true JP2003086386A (en) | 2003-03-20 |
JP3918109B2 JP3918109B2 (en) | 2007-05-23 |
Family
ID=19102200
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001277719A Expired - Fee Related JP3918109B2 (en) | 2001-09-13 | 2001-09-13 | Discharge lamp lighting device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3918109B2 (en) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006516801A (en) * | 2003-02-04 | 2006-07-06 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Lamp lighting circuit layout |
JP2007035403A (en) * | 2005-07-26 | 2007-02-08 | Matsushita Electric Works Ltd | D.c. power supply device for light emitting diode and luminaire using it |
JP2007157712A (en) * | 2005-11-30 | 2007-06-21 | Princeton Technology Corp | Dimmer control system and controlling method thereof |
WO2008018558A1 (en) * | 2006-08-11 | 2008-02-14 | Panasonic Corporation | Compact fluorescent lamp |
JP2012230858A (en) * | 2011-04-27 | 2012-11-22 | Sharp Corp | Led driver circuit and led luminaire |
JP2021036549A (en) * | 2014-11-04 | 2021-03-04 | シグニファイ ホールディング ビー ヴィSignify Holding B.V. | Led illumination system |
-
2001
- 2001-09-13 JP JP2001277719A patent/JP3918109B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006516801A (en) * | 2003-02-04 | 2006-07-06 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Lamp lighting circuit layout |
JP2007035403A (en) * | 2005-07-26 | 2007-02-08 | Matsushita Electric Works Ltd | D.c. power supply device for light emitting diode and luminaire using it |
JP4744966B2 (en) * | 2005-07-26 | 2011-08-10 | パナソニック電工株式会社 | DC power supply device for light emitting diode and lighting apparatus using the same |
JP2007157712A (en) * | 2005-11-30 | 2007-06-21 | Princeton Technology Corp | Dimmer control system and controlling method thereof |
JP4503580B2 (en) * | 2005-11-30 | 2010-07-14 | 普誠科技股▲ふん▼有限公司 | Dimming system and control method thereof |
WO2008018558A1 (en) * | 2006-08-11 | 2008-02-14 | Panasonic Corporation | Compact fluorescent lamp |
JP2012230858A (en) * | 2011-04-27 | 2012-11-22 | Sharp Corp | Led driver circuit and led luminaire |
JP2021036549A (en) * | 2014-11-04 | 2021-03-04 | シグニファイ ホールディング ビー ヴィSignify Holding B.V. | Led illumination system |
JP7218341B2 (en) | 2014-11-04 | 2023-02-06 | シグニファイ ホールディング ビー ヴィ | LED lighting system |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3918109B2 (en) | 2007-05-23 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3882156B2 (en) | Discharge lamp lighting device | |
US7084582B2 (en) | Electronic ballast system having emergency lighting provisions and electronic chip | |
US6281636B1 (en) | Neutral-point inverter | |
JP2008181900A (en) | Hid lamp ballast, and hid lamp operation method | |
US6054815A (en) | Ballast for a discharge lamp | |
US7129648B2 (en) | Interface circuit for operating capacitive loads | |
CN103959915A (en) | Starting circuit for buck converter | |
JP5300501B2 (en) | Lighting device and lighting apparatus | |
US4985664A (en) | Electronic ballast with high power factor | |
KR100952920B1 (en) | Light emitting diode driver having single stage | |
US7095185B2 (en) | Fluorescent lamp electronic ballast | |
JP3918109B2 (en) | Discharge lamp lighting device | |
JP2009037859A (en) | Power source for fluorescent tube, back-light | |
JP5069573B2 (en) | High pressure discharge lamp lighting device, lighting fixture | |
JP2003332085A (en) | Power source device for inorganic electroluminescence | |
JP4321254B2 (en) | Discharge lamp lighting device and lighting apparatus equipped with the same | |
JP3814770B2 (en) | Discharge lamp lighting device | |
JPH10326688A (en) | Neutral point type inverter device | |
CN1298197C (en) | Power factor correcting unit with electronic ballast function | |
JP2004127721A (en) | Illuminating apparatus | |
JPH11285266A (en) | Power supply unit | |
JP2005038754A (en) | Emergency light lighting device | |
JP3272575B2 (en) | Discharge lamp lighting device | |
JP4140219B2 (en) | Discharge lamp lighting device | |
JP3777718B2 (en) | Discharge lamp lighting device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20040705 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060925 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061003 |
|
RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20061031 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061120 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061212 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061227 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070123 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070130 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100223 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110223 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120223 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130223 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130223 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140223 Year of fee payment: 7 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |